CN101789807B - 频偏估计方法、装置以及通信设备 - Google Patents

Abstract

公开了一种频偏估计方法、装置以及通信设备。其中，该频偏估计方法包括：去除接收信号的调制相位，并利用多个差分距离计算无调制相位的接收信号的多个差分相关结果；对多个差分相关结果进行分组，并计算每组差分相关结果的相干累加结果；以及对所有组的相干累加结果进行非相干或相干累加得出总累加结果，并利用总累加结果进行频偏估计。

Description

频偏估计方法、装置以及通信设备

技术领域

本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种可用于时分同步码分多址系统的频偏估计方法、装置以及通信设备。

背景技术

随着无线通信事业的发展和普及，移动通信用户数量在迅速增长。用户对通信的速度和质量要求也越来越高。在无线通信系统中，发送方把需要发送的信息调制到载波上，通过载波将信息发送到接收方。接收方要准确解调来自发送方的信息，就必须再生此载波。虽然在名义上此载波是发送方和接收方事先已知的，但是主要由于以下原因，发送方所用的载波和接收方接收到的载波之间存在频率偏移(以下简称频偏)：1)用户设备本身的时钟精度不高；2)用户设备的位置移动带来的多普勒频偏。

此外，在无线通信系统中，用户设备在开机时通常与基站晶体振荡器之间存在较大频偏。用户设备必需快速有效地估计出频偏，进行频率补偿，并通过一定的频率调整过程把频偏调整到可接受的范围，方可进行下一步任务流程。而且，基站晶体振荡器往往存在频率漂移，用户设备必须进行频率跟踪，才能把频偏维持在较小范围之内。不论是频率调整还是频率跟踪，都要求准确而快速的频偏估计。因此，在无线通信系统中，如何快速有效地估计频偏将直接关系到通信速度和质量。以时分同步码分多址(TD-SCDMA)无线通信系统为例，用户设备要正确解调接收信号，就需要使频偏低于一定水平，例如0.1ppm(即200Hz)。

在无线通信系统的加性高斯白噪声(AWGN)信道中，接收信号通常可以被表示为：

rx(i)＝tx(i)+n(i)，i＝1，2，...，N    等式(1)

其中，rx(i)表示接收信号中的第i个数据符号，tx(i)表示发射信号中的第i个数据符号，n(i)表示AWGN噪声，N表示接收信号的序列长度，rx(i)、tx(i)和n(i)均为复数。

在现有的用户设备中，为了估计AWGN信道的频偏，首先需要根据以下等式(2)消除接收信号的调制相位，然后使用消除调制相位后的接收信号(即，无调制相位的接收信号)来对AWGN信道进行频偏估计。

r(i)＝rx(i)×tx(i)^*             等式(2)

其中，r(i)表示无调制相位的接收信号中的第i个数据符号，tx(i)^*表示发射信号中的第i个数据符号tx(i)的共轭。

具体地，利用无调制相位的接收信号对AWGN信道进行频偏估计的处理主要包括：首先根据以下等式(3)，分别利用多个不同的差分距离计算无调制相位的接收信号的多个差分相关结果：

$R\left(m\right)=\frac{1}{N-m}\underset{i=m+1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}r\left(i\right)r{(i-m)}^{*},$ 1≤m≤M    等式(3)

其中，R(m)表示利用差分距离m计算得到的无调制相位的接收信号的差分相关结果，M表示可用的最大差分距离。例如，在TD-SCDMA无线通信系统中，当采用下行导频时隙(DwPTS)进行频偏估计时，接收信号的序列长度为64，M的最大取值为32。

接着，对利用不同差分距离计算得到的差分相关结果R(m)进行累加，并根据以下等式(4)利用累加结果计算频偏：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}\≅\frac{1}{\mathrm{\π}{T}_s(M+1)}\arg \left\{\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}R\left(m\right)\right\}$ 等式(4)

图1示出了在利用上述处理进行频偏估计的情况下差分距离M与接收信号的累积功率之间的关系，其中，图1所示的关系是利用64长度的Dwpts码在15ppm频偏下进行频偏估计得出的。如图1所示，横坐标表示最大差分距离M，纵坐标表示接收信号的累积功率，在最大差分距离小于20的情况下，接收信号的累积功率随着最大差分距离的增加而逐渐增大；而在最大差分距离大于20的情况下，由于频偏较大时利用不同差分距离计算得到的差分相关结果R(m)之间的相位差通常比较大(甚至比π还大)，所以接收信号的累积功率降低，从而导致信噪比降低，频偏估计结果误差增大。

发明内容

鉴于上述问题，本发明提供了一种新颖的可用于时分同步码分多址系统的频偏估计方法、装置以及通信设备。

根据本发明一个方面的频偏估计方法包括：去除接收信号的调制相位，并利用多个差分距离计算无调制相位的接收信号的多个差分相关结果；将计算出的多个差分相关结果分成多块，并计算每块中的差分相关结果的相干累加结果；通过对所有块中的差分相关结果的相干累加结果进行非相干或相干累加得出总累加结果，并利用总累加结果进行频偏估计。

根据本发明另一个方面的频偏估计装置，包括：相关结果计算单元，被配置为去除接收信号的调制相位，并利用多个差分距离计算无调制相位的接收信号的多个差分相关结果；相干结果计算单元，被配置为将计算出的多个差分相关结果分成多块，并计算每块中的差分相关结果的相干累加结果；以及频偏估计执行单元，被配置为通过对所有块中的差分相关结果的相干累加结果进行非相干或相干累加得出总累加结果，并利用总累加结果进行频偏估计。

通过本发明，即使在频偏较大时接收信号的累积功率也不会降低，从而避免了信噪比的降低以及频偏估计结果的劣化。

附图说明

从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：

图1示出了在利用现有频偏估计方法或装置进行频偏估计的情况下差分距离M与接收信号的累积功率之间的关系示意图；

图2示出了TD-SCDMA无线通信系统的简要框图；

图3示出了图2中所示的用户设备进行初始小区搜索的具体过程的简要示意图；

图4示出了根据本发明实施例的频偏估计装置的逻辑框图；

图5示出了根据本发明实施例的频偏估计方法的流程图；以及

图6示出了在将M个差分相关结果分成B(B＝2)组时各组相干累加结果的进一步累加结果的示意图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明各个方面的特征和示例性实施例。下述描述涵盖许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说显而易见的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明更清楚的理解。本发明绝不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了相关元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。

图2示出了TD-SCDMA无线通信系统的简要框图。如图2所示，该无线通信系统主要包括核心网202、无线接入网204以及用户设备206。核心网202主要处理无线通信系统内的语音呼叫、数据连接和交换、用户位置信息管理、网络特性和业务控制、信令和用户信息传输机制、及与其它网络的连接和路由等。无线接入网204提供用户设备和核心网的连接，并负责无线资源的管理和调配，包括基站和无线网络控制器两类节点。用户设备206例如可以是移动电话、个人数字助理(PDA)、或者其他具有在TD-SCDMA无线通信系统中进行通信的功能的便携式数据处理设备。

图3示出了图2所示用户设备进行初始小区搜索(ICS)的具体过程的简要示意图。如图3所示，在ISC阶段，载波分类过程302对频带内各载频的宽带功率进行测量以找到可能找到下行导频时隙(DwPTS)的位置的频点；特征窗检测过程304在DwPTS中粗搜下行同步码(SyncDL)的位置；SyncDL码相关过程306确定SyncDL码的码型和准确位置；频偏估计过程308对频率偏移进行估计；训练码(midamble码)相关过程310确定midamble码和扰码序列；广播信道传输时间间隔(BCH TTI)检测过程312与BCH建立同步并检测BCH TTI的起止位置；以及BCH解码过程314对所获取的BCH信息进行解码。

本公开主要针对用于进行以上所述的频偏估计的模块的改进。需要注意，虽然上面给出了如图2和图3所示的TD-SCDMA无线通信系统和用户设备的配置示例，但是能够认识到，可在其中使用本发明的通信系统和用户设备并不限于该具体示例，而是可以适合于需要进行频偏估计的各种系统和设备。

图4示出了根据本发明实施例的频偏估计装置的逻辑框图。如图4所示，该频偏估计装置主要包括相关结果计算单元402、相干结果计算单元404以及频偏估计执行单元406。其中，相关结果计算单元402去除接收信号的调制相位，并利用多个差分距离计算无调制相位的接收信号的多个差分相关结果。相干结果计算单元404将多个差分相关结果进行分组，并计算每组差分相关结果的相干累加结果。频偏估计执行单元406通过对每组差分相关结果的相干累加结果进行非相干/相干累加得出总累加结果，并利用总累加结果进行频偏估计。

图5示出了根据本发明实施例的频偏估计方法的流程图。如图5所示，该频偏估计方法主要包括：

S502，根据上述等式(2)去除接收信号的调制相位，并根据上述等式(3)利用多个差分距离计算无调制相位的接收信号的多个差分相关结果。例如，可以利用M个差分距离计算得出无调制相位的接收信号的M个差分相关结果。该步骤例如可以由相关结果计算单元402完成。

S504，将计算得出的M个差分相关结果分成B组，并计算每组差分相关结果的相干累加结果。其中，每组中的每个差分相关结果对于该组的相干累加结果都起到积极作用。具体而言，可以根据以下等式(5)对每组差分相关结果进行相干累加：

$\mathrm{sum}\_R\left(b\right)=\underset{m=\frac{M}{B}*(b-1)+1}{\overset{\frac{M}{B}*b}{\mathrm{\Σ}}}R\left(m\right)=A\left(b\right)e^{\mathrm{j\θ}\left(b\right)},$ b＝1，...，B，θ(b)∈[0，2π)

等式(5)

其中，sum_R(b)表示第b组差分相关结果的相干累加结果，A(b)表示第b组的相干累加结果的幅度值，θ(b)表示第b组的相干累加结果的相位。

S506，通过对所有组的相干累加结果进行非相干或相干累加得出总累加结果，并利用总累加结果进行频偏估计。该步骤例如可以由频偏估计执行单元406完成。

其中，在频偏较小时sum_R(b)的相位接近于零，如果θ(b)，b＝2，...，B与θ(1)之差的最大绝对值大于(即，满足等式(6))，则根据以下等式(7)对每组的相干累加结果进行相干累加：

$\max \left(\mathrm{abs}(\mathrm{\θ}\left(b\right)-\mathrm{\θ}\left(1\right))\right)>\frac{3}{2}\mathrm{\π},$ b＝1，...，B    等式(6)

$\mathrm{final}\_R=A{e}^{\mathrm{j\θ}}=\underset{b=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{sum}\_R\left(b\right)$ 等式(7)

否则，根据以下等式(8)对所有组的相干累加结果进行非相干累加，以计算总累加结果，并将θ转换到[-π，π)范围内：

final_R＝Ae^jθ

$A=\underset{b=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}A\left(b\right)$ $\mathrm{\θ}=\underset{b=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\θ}\left(b\right)/B$ 等式(8)

其中，final_R表示总累加结果。

最后，根据以下等式(9)计算频偏：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}\≅\frac{1}{\mathrm{\π}{T}_s(M+1)}\arg \{\mathrm{final}\_R\}$ 等式(9)

图6示出了在将M个差分相关结果分成B(B＝2)组时各组差分相关结果进一步累加结果的示意图，其中，图6所示的结果是利用64长度的Dwpts码在15ppm频偏下进行频偏估计得出的。其中，大致位于

范围内的16个差分相关结果是一组，大致位于

范围内的16个差分相关结果是一组。由于各组差分相关结果之间的相位差比较小，所以不会导致接收信号的累积功率过度降低，从而可以改善频偏估计的准确性。

以上以AWGN信道为例对本发明进行了说明。应该理解，本发明还可以应用于一般的多径信道。即在多径信道的每条径上，应用本发明提出的方法，将其当作AWGN信道进行计算，得到该径上的final_R＝Ae^jθ，然后将在多条径上计算出的final_R相干累加，并计算最终频偏

$\mathrm{\Δ}\hat{f}\≅\frac{1}{\mathrm{\π}{T}_s(M+1)}\arg \{\underset{\mathrm{multi}-\mathrm{path}}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{final}\_R\}$ 等式(10)

以上已经参考本发明的具体实施例来描述了本发明，但是本领域技术人员均了解，可以对这些具体实施例进行各种修改、组合和变更，而不会脱离由所附权利要求或其等同物限定的本发明的精神和范围。

根据需要可以用硬件或软件来执行步骤。注意，在不脱离本发明范围的前提下，可向本说明书中给出的流程图添加步骤、从中去除步骤或修改其中的步骤。一般来说，流程图只是用来指示用于实现功能的基本操作的一种可能的序列。

本发明的实施例可利用编程的通用数字计算机、利用专用集成电路、可编程逻辑器件、现场可编程门阵列、光的、化学的、生物的、量子的或纳米工程的系统、组件和机构来实现。一般来说，本发明的功能可由本领域已知的任何手段来实现。可以使用分布式或联网系统、组件和电路。数据的通信或传送可以是有线的、无线的或者通过任何其他手段。

还将意识到，根据特定应用的需要，附图中示出的要素中的一个或多个可以按更分离或更集成的方式来实现，或者甚至在某些情况下被去除或被停用。实现可存储在机器可读介质中的程序或代码以允许计算机执行上述任何方法，也在本发明的精神和范围之内。

此外，附图中的任何信号箭头应当被认为仅是示例性的，而不是限制性的，除非另有具体指示。另外，除非另有指明，这里使用的术语“或”一般是要指“和/或”。当术语被预见为使分离或组合的能力不清楚时，组件或者步骤的组合也将被认为是已经记载了。

Claims (11)

1.一种频偏估计方法，包括：

去除接收信号的调制相位，并利用多个差分距离计算无调制相位的接收信号的多个差分相关结果；

对所述多个差分相关结果进行分组，并计算每组差分相关结果的相干累加结果；以及

对所有组的所述相干累加结果进行累加得出总累加结果，并利用所述总累加结果进行频偏估计。

2.根据权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，根据以下等式计算所述多个差分相关结果：

$R\left(m\right)=\frac{1}{N-m}\underset{i=m+1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}r\left(i\right)r{(i-m)}^{*},1\≤m\≤M,$

并且根据以下等式进行频偏估计：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}\≅\frac{1}{\mathrm{\π}{T}_s(M+1)}\arg \{\mathrm{final}\_R\},$

其中，R(m)表示利用差分距离m计算得出的差分相关结果，N表示所述接收信号的序列长度，r(i)＝rx(i)*tx(i)^*表示所述无调制相位的接收信号中的第i个数据符号，rx(i)表示所述接收信号中的第i个复数数据符号，tx(i)表示发射信号中的第i个复数数据符号，M表示用于所述接收信号的最大差分距离，final_R表示所述总累加结果，以及T_s表示采样间隔，arg{}表示计算括号内复数的弧度。

3.根据权利要求2所述的频偏估计方法，其特征在于，根据以下等式计算所述每组的相干累加结果：

$\mathrm{sum}\_R\left(b\right)=\underset{m=\frac{M}{B}*(b-1)+1}{\overset{\frac{M}{B}*b}{\mathrm{\Σ}}}R\left(m\right)=A\left(b\right)e^{\mathrm{j\θ}\left(b\right)},$ b=1，...，B，θ(b)∈[0，2π)

其中，B表示所述多个差分相关结果被分成的组数，sum_R(b)表示第b组的相干累加结果，A(b)表示所述第b组的相干累加结果的幅度值，θ(b)表示所述第b组的相干累加结果的相位。

4.根据权利要求3所述的频偏估计方法，其特征在于，如果θ(b)，b=2，...，B与θ(1)之差的最大绝对值大于3π/2，

则根据以下等式对所有组的相干累加结果进行相干累加：

$\mathrm{final}\_R={\mathrm{Ae}}^{\mathrm{j\θ}}=\underset{b=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{sum}\_R\left(b\right),$

否则根据以下等式对所有组的相干累加结果进行非相干累加，并将θ转换到[-π，π)范围内：

final_R=Ae^jθ，其中， $A=\underset{b=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}A\left(b\right),$ $\mathrm{\θ}=\underset{b=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\θ}\left(b\right)/B.$

5.根据权利要求1至4中任一项所述的频偏估计方法，其特征在于，所述频偏估计方法适用于时分同步码分多址系统。

6.一种频偏估计装置，包括：

相关结果计算单元，用于去除接收信号的调制相位，并利用多个差分距离计算去除调制相位后的接收信号的多个差分相关结果；

相干结果计算单元，用于将计算出的所述多个差分相关结果分成多块，并计算每块中的差分相关结果的相干累加结果；以及

频偏估计执行单元，用于通过对所有块中的差分相关结果的相干累加结果进行累加得出总累加结果，并利用所述总累加结果进行频偏估计。

7.根据权利要求6所述的频偏估计装置，其特征在于，所述相关结果计算单元根据以下等式计算所述多个差分相关结果：

$R\left(m\right)=\frac{1}{N-m}\underset{i=m+1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}r\left(i\right)r{(i-m)}^{*},$ 1≤m≤M，

并且，所述频偏估计执行单元根据以下等式进行频偏估计：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}\≅\frac{1}{\mathrm{\π}{T}_s(M+1)}\arg \{\mathrm{final}\_R\},$

其中，R(m)表示利用差分距离m计算得到的差分相关结果，N表示所述接收信号的序列长度，r(i)=rx(i)*tx(i)^*表示所述无调制相位的接收信号，rx(i)表示所述接收信号中的第i个复数数据符号，tx(i)表示发射信号中的第i个复数数据符号，M表示用于所述接收信号的最大差分距离，final_R表示所述总累加结果，以及T_s表示采样间隔，arg{}表示计算括号内复数的弧度。

8.根据权利要求7所述的频偏估计装置，其特征在于，所述相干结果计算单元根据以下等式计算所述每块中的差分相关结果的相干累加结果：

$\mathrm{sum}\_R\left(b\right)=\underset{m=\frac{M}{B}*(b-1)+1}{\overset{\frac{M}{B}*b}{\mathrm{\Σ}}}R\left(m\right)=A\left(b\right)e^{\mathrm{j\θ}\left(b\right)},$ b=1，...，B，θ(b)∈[0，2π)，

其中，B表示所述多个差分相关结果被分成的组数，sum_R(b)表示第b组的相干累加结果，A(b)表示所述第b组的相干累加结果的幅度值，θ(b)表示所述第b组的相干累加结果的相位。

9.根据权利要求8所述的频偏估计装置，其特征在于，如果θ(b)，b=2，...，B与θ(1)之差的最大绝对值大于3π/2，

则所述频偏估计执行单元根据以下等式对所有组的相干累加结果进行相干累加：

$\mathrm{final}\_R={\mathrm{Ae}}^{\mathrm{j\θ}}=\underset{b=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{sum}\_R\left(b\right),$

否则所述频偏估计执行单元根据以下等式对所有组的相干累加结果进行非相干累加，并将θ转换到[-π，π)范围内：

final_R=Ae^jθ，其中， $A=\underset{b=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}A\left(b\right),$ $\mathrm{\θ}=\underset{b=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\θ}\left(b\right)/B.$

10.根据权利要求6至9中任一项所述的频偏估计装置，其特征在于，所述频偏估计装置适用于时分同步码分多址系统。

11.一种通信设备，其特征在于，包括权利要求6至10中任一项所述的频偏估计装置。

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