CN101630961B - 频偏估计设备、方法和通信装置 - Google Patents

Abstract

公开了一种频偏估计设备、方法和通信装置。该频偏估计设备包括路径选择模块、预处理模块、零填充模块、频谱分析模块和插值模块。路径选择模块用于通过对输入信号执行信道估计来选择多条路径。预处理模块用于将通过利用所选路径的信道估计对输入信号执行类rake组合而获得的组合信号与输入信号的复共扼相乘来获得预处理信号。零填充模块用于在预处理信号末尾填充零。频谱分析模块用于对经零填充的信号执行频谱分析来搜索多个峰值。插值模块用于通过利用这多个峰值进行插值来估计发送方和接收方之间的频偏。

Description

频偏估计设备、方法和通信装置

技术领域

本发明涉及无线通信领域，更具体而言，涉及无线通信中的频偏估计设备、方法和通信装置。

背景技术

在无线通信系统中，收发双方的信息交互是通过空间信道的数据传输来实现的。在发送方，发射机将要发送的用户信号调制到某一信道的射频(RF)载波上，生成一个射频信号，再经由天线发射到无线空间。在接收方，接收机接收来自无线空间的射频信号，然后利用一个本地振荡信号来恢复出所需用户信号。在信号接收过程中，接收机的本地振荡信号的频率决定着所接收的信道，只有当本地振荡信号的频率与所需信道的载频匹配时，才能正确解调用户信号。

然而，由于生成本地振荡信号的振荡器的频率误差、基站和用户设备(UE)的振荡器的频率漂移、UE移动带来的多普勒效应导致的频率偏移(频偏)等原因，本地振荡信号的频率与信道的载波频率之间总是会存在频偏。

例如，在时分同步码分多址(TD-SCDMA)通信系统中，基站与UE之间的频偏应小于所接收信道载波频率的0.1ppm(即200Hz)。而UE常用的低成本数控石英振荡器(DCXO)在未补偿的情况下，其频率误差就可能高达10-15ppm。因此，UE需要对本地载波信号的频率与信道的载波频率之间的频偏进行估计予以补偿，才能确保通信质量符合要求。具体而言，TD-SCDMA UE在开机、移交或者因其他原因与服务小区失去同步时而进入小区搜索(ICS)工作模式时，需要进行初始频偏估计。而在ICS完成、进入数据调制模式中的接收数据期间，也需要对当前频偏进行估计，以便执行频率跟踪。

当前，主要频偏估计技术有Kay法、L&R法和FFT法。Kay法原理简单，但是在信噪比较低时性能明显下降。L&R法在低信噪比下精度较高，但是计算复杂度非常大。FFT法要达到较高的精度，复杂度就非常高。

发明内容

因此，本发明要提供一种克服了上述现有技术的缺陷并且具有很高稳健性的频偏估计设备、方法和无线通信装置。

本发明的一个方面公开了一种频偏估计设备，包括路径选择模块、用、预处理模块、零填充模块、频谱分析模块和插值模块。路径选择模块用于通过对输入信号执行信道估计来选择多条路径。预处理模块用于将通过利用所选路径的信道估计对输入信号执行rake组合而获得的组合信号与输入信号的复共扼相乘来获得预处理信号。零填充模块用于在预处理信号末尾填充零。频谱分析模块用于对经零填充的信号执行频谱分析来搜索最大峰值。插值模块用于通过利用最大峰值及该最大峰值周围的多个峰值进行插值来估计发送方和接收方之间的频偏。

本发明的另一个方面公开了一种包括上述频偏估计设备的通信装置。

本发明的又一个方面公开了一种频偏估计方法。该方法包括以下步骤：通过对输入信号执行信道估计来选择多条路径；将通过利用所选路径的信道估计对所述输入信号执行类rake组合而获得的组合信号与所述输入信号的复共扼相乘来获得预处理信号；在所述预处理信号末尾填充零；对经零填充的信号执行频谱分析来搜索多个峰值；以及通过利用最大峰值及该最大峰值周围的多个峰值进行插值来估计发送方和接收方之间的频偏。

在本发明的上述技术方案中，首先基于信道估计的结果进行了路径选择，从而去除了虚假多径的干扰。然后，通过分段相干累加，从而较好地抑制了噪声的影响。然后，通过采用例如FFT之类的频谱分析和内插，从而在很低计算复杂度的情况下实现了很高的频偏估计精度。此外，本发明还可采用针对多帧对频偏估计进行组合，从而进一步提高算法的稳健性。

与前述现有的频偏估计技术相比，本发明的方案频偏估计精度更高、复杂度更低、并且具有很高的稳健性。

附图说明

从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：

图1是示出了TD-SCDMA无线通信系统的简要框图；

图2是示出了TD-SCDMA无线通信系统中的UE的结构框图；

图3示出了TD-SCDMA子帧结构；

图4示出了TD-SCDMA子帧中的下行链路导频时隙(DwPTS)的结构；

图5详细地示出了一个业务时隙的结构；

图6示出了根据本发明的频偏估计设备；以及

图7是示出了根据本发明的频偏估计方法的流程图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明各个方面的特征和示例性实施例。下述描述涵盖许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说显而易见的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明更清楚的理解。本发明绝不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了相关元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。

为了便于理解下面的内容，在此对自动频率校正(AFC，通常也称作“频偏估计”)的原理进行简要介绍。

首先，发送端(比如基站)发送一个M点的序列，两点之间的间隔为码片长度T_c：s₀s₁...s_M-1，其中的s_i为复数，并且通常情况下，满足|s_i|＝1。

接收端(比如手机之类的UE)保存有这个序列的一个本地模板。但由于接收端和发送端的振荡器可能存在一个频率差(频偏)f，同时还存在噪声干扰。因此，这段M点序列在接收端收到时就变成了：r₀r₁...r_M-1，其中 $r_i={\mathrm{\α}}_0{s}_i\×e^{j2\mathrm{\πf}\×T_{c}i}+n_i.$ 在这里，我们假设传输信道只存在一个径，其增益为α₀。由于这个频偏会导致接收机解调性能的下降，因此需要先估计f，然后补偿这个频偏。

为了补偿该频偏，首先，在AFC之前，通常会有一个相关模块用于估计出信道增益α₀。然后，接收机把本地的M点的序列和接收到的r信号进行共扼相乘：z_i＝r_i×(α₀s_i)^*，其中，()^*表示取共扼。可以发现，z_i中的有用成分是这个步骤通常称为“去数据调制”(这里的”数据”其实是M点的序列的本地模板)。

我们看到，z_i现在和M点的序列无关了。同时，信道作用变成了一个实数的增益，也可以忽略。后面的操作就是针对z_i进行。

做如下的操作，z_i+1(z_i)^*，可以发现结果中的有用成分是z_i+1(z_i)^*＝2πfT_c。一些通用的频偏估计算法比如： $\hat{f}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{T}_c}\arg \left(\underset{i=0}{\overset{M-2}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{i+1}{\left(z_i\right)}^{*}\right).$

下面将结合附图详细描述本发明的实施例。图1示出了TD-SCDMA无线通信系统的简要框图。如图1所示，该无线通信系统主要包括核心网102、无线接入网104以及UE 106。核心网102主要处理无线通信系统内的语音呼叫、数据连接和交换、用户位置信息管理、网络特性和业务控制、信令和用户信息传输机制、及与其它网络的连接和路由等。无线接入网104提供UE和核心网的连接，并负责无线资源的管理和调配，包括基站和无线网络控制器两类节点。UE 106例如可以是移动电话、个人数字助理(PDA)、或者其他具有在TD-SCDMA无线通信系统中进行通信的功能的便携式数据处理设备。

图2示出了图1所示用户设备的具体结构的简要框图。如图2所示，该用户设备主要包括：射频模块201、成形滤波器202、粗定时估计模块203、粗频偏估计204、信道估计模块205、多径跟踪模块206、激活检测模块207、联合检测模块208、频偏估计模块209、ANR/SNR测量模块210、解映射模块211以及解码模块212。

射频模块201对所接收的模拟信号进行去载波和模-数转换处理，以将所接收的模拟信号变换为基带数字信号输入到下级。成形滤波器202，即根升余弦滤波器(SRRC)对基带数字信号进行脉冲成形。粗定时估计模块203在UE刚开机时完成初始定时同步。粗频偏估计204在ICS完成了粗定时估计后进一步估计UE和基站的频偏。信道估计模块205对于脉冲成形后的信号中的训练码序列进行多个小区的信道估计。多径跟踪模块206利用信道估计结果，确定最佳采样点，并进行各小区的多径窗位置跟踪。激活检测模块207用于进行窗激活检测和码道激活检测。联合检测模块208对混叠在一起的各码道的数据进行一定的计算，得到每个码道上的传输符号。频偏估计模块209利用联合检测结果估计频率偏移。ANR/SNR测量模块210利用联合检测结果进行幅噪比(ANR)和信噪比(SNR)测量。解映射模块211将联合检测模块输出的符号转换为软比特送到解码模块。解码模块212对将解映射模块输出的软比特结果进行解码，得到信息比特。

图3示出了TD-SCDMA子帧的结构。在TD-SCDMA系统中，一个无线帧被划分成图3所示的两个子帧。每个子帧包括7个业务时隙和3个特定时隙：下行链路导频时隙(DwPTS)、上行链路导频时隙(UpPTS)和保护间隔(GP)。图4详细示出了DwPtS时隙的结构。DwPTS时隙长度为96个码片，包括32个码片长度的保护间隔(GP)和64个码片长度的下行同步码(SYNC_DL)。图5更详细地示出了一个业务时隙的结构。在业务时隙中，存在长度为144个码片的训练序列(Midamble)。

3GPP规范共定义了32个SYNC_DL、256个SYNC_UL(位于UpPTS中)、128个Midamble和128个扰码。所有这些码被分成32个码组，每个码组有1个SYNC_DL、8个SYNC_UL、4个Midamble和4个扰码。不同的邻近小区将使用不同的码组，也就是说，邻近小区中的每个使用的DwPTS是彼此不同的。此外，对于UE来说，只要确定了小区使用的SYNC_DL，也就知道了该码组中的其他信息。

在TD-SCDMA系统中，不同小区中的基站始终以能够保证全方向覆盖整个小区的恒定功率在同一频率上发送它们各自的DwPTS信号，使得小区内的所有UE都能够接收到同步信息。UE开机后，首先搜索DwPTS信号来实现初始定时和频率同步。该过程被称作初始小区搜索(ICS)。在ICS过程中，UE利用DwPTS信号来进行初始频偏估计。从而基于估计出的初始频偏来实现AFC。而数据接收期间，UE则是基于业务时隙的结构来估计当前频偏。具体而言，利用业务时隙中的Midamble信号来实现频偏估计。

本发明针对上述图2中的粗频偏估计模块204和信道估计模块205进行了改进，提供了一种可用于粗频偏估计模块204和信道估计模块205中的频偏估计设备。当UE工作于ICS模式中时，粗频偏估计模块204中的该频偏估计设备接收DwPTS来进行初始频偏估计。当UE工作于数据调制模式时，信道估计模块205中的该频偏估计设备接收Midamble信号来执行频率跟踪。需要注意，虽然上面给出了如图1和图2所示的TD-SCDMA无线通信系统和用户设备的配置示例，但是能够认识到，可在其中使用本发明的通信系统和用户设备并不限于该具体示例，而是可以适合于需要进行联合检测的各种系统和设备。

下面结合图6详细描述根据本发明的该频偏估计设备的具体结构。图6中示出的频偏估计设备包括路径选择模块601、预处理模块602、零填充模块603、频谱分析模块604、插值模块605和多帧组合模块606。

首先，路径选择模块601对输入信号执行信道估计，并且基于信道估计结果来选择预定数目条能量最强的路径。具体而言，首先，输入信号被与预定信号图样执行相关运算，来得到表示为每条信道的包络的粗略信道估计。然后基于粗略信道估计从这些信道中的路径中选择一定数目的路径，第1条所选路径的增益可表示为α₁。可以选择能量大于某一预先设定的阈值的所有路径，也可以按照能量从高到低来选择固定数目条路径。通过这种路径选择，可以很好地克服虚假多径的干扰。

在本发明的一示例性实施例中，输入信号可以是DwPTS信号。该输入信号被与TD-SCDMA规范中定义的所有DwPTS图样执行相关运算，从而得到每个小区的粗略信道估计。每个小区的粗略信道估计可以表示为信道的包络。然后，为了降低复杂度，可以基于计算出的粗略信道估计，来选择信道能量最强的前N个小区，作为候选小区。在选定了候选小区之后，再从这些候选小区的路径中选择预定数目个能量最强的路径。

在本发明的另一示例性实施例中，输入信号可以是Midamble，选择路径的方式与此类似，在此不再详述。

然后，在预处理模块602中，首先基于在路径选择模块601中所选路径的增益和前述预定信号图样来重构输入信号。例如假设原始输入信号为r₀r₁...r_N+L-1，预定信号图样为s₀s₁...s_N-1，所选路径的信道估计表示为α₀....α_L-1，其中N是信号长度，L是在路径选择模块601选择的路径的数目。则重构的输入信号是预定信道图样和所选路径的信道估计的卷积：t＝conv(s，h)，其中t＝[t₀...t_N+L-1]，s＝[s₀...s_N-1]，h＝[α₀...α_L-1]。然后，对原始输入信号和重构输入信号执行相干组合，得到相干组合信号： $z_i=\underset{j=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{Ki}+j}{\left(t_{\mathrm{Ki}+j}\right)}^{*},$ 亦即该组合信号的长度为(N+L-1)/K，其中K为正整数。注意，K和L要适当选择以使得(N+L-1)/K为整数。例如，对于长度为16个数据点的输入信号，如果选择K为4，则依次每4个连续数据点被相干相加，得到的组合信号的长度为4。上述过程也可称作类rake组合，得到的组合信号可称作类rake组合信号。该类rake组合信号是很好地抑制了噪声的信号。此后该类Rake组合信号被与原始输入信号r₀r₁...r_N+L-1的复共扼相乘来得到预处理信号。

零填充模块603从预处理模块602接收预处理信号。在该预处理信号的末尾填充预定数目个零。要填充的零的数目可选择为使得经零填充后的数据点总数为2的幂，既，L＝2^M。当然，也可以选择其他适当的数目。然后，经零填充的信号被输入到频谱分析模块604。

频谱分析模块604对该经零填充的信号进行频谱分析来搜索最大峰值。在一个实施例中，频谱分析可以是快速傅立叶变换(FFT)。在这种情形中，频率分辨率为其中T_c是码片间隔。随后基于频谱分析的结果，执行最大峰值搜索。搜索到的最大峰值被表示为z_{max_index}，其中max_index等于频率域索引J。最大峰值的左右邻居表示为z_J-1，z_J+1，依次类推。

插值模块605基于在频谱分析模块604中通过频谱分析搜索出的最大峰值及其周围的多个峰值进行插值，来估计发送方和接收方之间的频偏。插值次数可根据需要或者系统能力来适当选择。下面以二次插值为例来说明该过程。插值模块605利用来自频谱分析模块604的三个相邻频率峰值z_J-1，z_J，z_J+1来拟和二次曲线，然后再找到该曲线的全局最大点，即，频偏的最大值。该二次曲线表示为：

z＝v₁f²+v₂f+v₃

其中全局最大频偏可表示为：

$f_{\max }\⇔\frac{\∂z}{\∂f}=0$

由于有三个点，(f_J-1，z_J-1)、(f_J，z_J)和(f_J+1，z_J+1)，所以可以计算出三个系数v₁，v₂，v₃，从而计算出f_max：

$f_{\max }=f_J+[\frac{{3z}_{J-1}-{4z}_J+z_{J+1}}{{2z}_{J-1}-{4z}_J+2z_{J+1}}-1]\frac{1}{{\mathrm{LKT}}_c}$

其中，最后一项的为前述频率分辨率。

至此，已估计出了最大频偏。插值模块605输出该频偏值f_max以用于自动频率校正。

尽管在前面描述了利用最大峰值及其左右邻居共三个相邻峰值在插值模块605中进行二次插值来估计频偏。但是，本发明可不限于采用上述三个相邻峰值进行插值。例如，可以采用最大峰值及其两侧的多个连续邻居，或者采用最大峰值及其两侧的不连续的多个邻居，等等。插值模块605可以相应地采用其他次数的插值方案。

如上所述，在频谱分析模块604中执行了诸如FFT之类的频谱分析来搜索最大峰值，然后在插值模块605中利用该最大峰值及其周围的其他峰值进行插值来获得频偏的估计值。这种处理能实现很高的频偏估计精度，并且计算复杂度很低。

然而，在无线通信系统中，由于无线路径的特性，可能导致深度衰落。为了应对深度衰落，本实施例还提供了多帧组合模块606。多帧组合模块606将针对多帧估计出的频偏f_max组合来提供更准确的组合频偏估计，并且提高稳健性。具体而言，对于每个帧1，能量和由插值模块605计算出的频偏可表示为(|a_l|，f_max，l)，多帧组合模块606根据下式计算出克服了深度衰落的频偏估计：

${\hat{f}}_{\max }=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\arg \left(\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\right|a_l\left|e^{j2\mathrm{\π}{f}_{\max ,l}}\right)$

下面结合图7来说明根据本发明的频偏估计方法的一个实施例。图7是示出了根据本发明的频偏估计方法的流程图。由于在前面对频偏估计设备的实施例的描述中详组描述了具体操作细节，所以在此不再重复。

在步骤S701中，对输入信号执行信道估计，并且基于信道估计结果来选择预定数目条能量最强的路径。接着，在步骤S702中，利用所选路径的信道估计来对输入信号执行类rake组合，并将得到的组合信号与输入信号自身的复共扼相乘来获得预处理信号。为了使预处理后的信号在长度上符合相关要求，在步骤S703中，在该预处理信号的末尾填充零，使得零填充后的数据的长度为2的幂。在步骤S704中，对经零填充的信号执行频谱分析来搜索最大峰值。例如，对经零填充后的信号执行FFT，并基于分析的结果来搜索最大峰值。接着，在步骤S705中，利用在步骤S704中搜索出的最大峰值，以及该最大峰值周围的多个峰值，来进行插值以估计出发送方和接收方之间的频偏。例如，利用前述三个相邻峰值(f_J-1，z_J-1)、(f_J，z_J)和(f_J+1，z_J+1)来进行二次插值。此外，根据本发明的方法还包括可选步骤S706。在步骤S706中，针对多个帧，将在步骤S705中估计出的多个频偏进行组合来获得组合频偏估计。

上面结合TD-SCDMA描述了本发明的频偏估计设备和方法。但是，本领域技术人员应该明白，本发明的频偏估计设备和方法也可以被适当地用于其他无线通信设备中。此外，本发明的频偏估计设备和方法可用硬件、软件、固件或者它们的任意组合来实现。

本领域的技术人员可以从前面的描述认识到，本发明的概括性教导可以以各种形式被实现。因此，虽然结合其特定示例描述了本发明，但是不应当如此限定本发明的范围，因为基于对附图、具体实施方式和权利要求的学习，其它修改对于本领域从业者会变得明显。

Claims (10)

1.一种频偏估计设备，包括：

路径选择模块，用于通过对输入信号执行信道估计来选择多条路径；

预处理模块，用于将通过利用所选路径的信道估计对所述输入信号执行类rake组合而获得的组合信号与所述输入信号的复共扼相乘来获得预处理信号，其中所述类rake组合是对所述输入信号和经重构的输入信号执行的相干组合；

零填充模块，用于在所述预处理信号末尾填充零；

频谱分析模块，用于对经零填充的信号执行频谱分析来搜索最大峰值；以及

插值模块，通过利用所述最大峰值及所述最大峰值周围的多个峰值进行插值来估计发送方和接收方之间的频偏。

2.如权利要求1所述的频偏估计设备，还包括多帧组合模块，用于对于多个帧按照下式来将所述插值模块输出的频偏进行组合来获得组合频偏估计：

其中，L表示帧数目、l表示帧编号、|a_l|表示帧l的能量、arg(·)表示取幅角、f_max，l表示针对帧l所述插值模块输出的频偏。

3.如权利要求1所述的频偏估计设备，所述经零填充的信号的长度为2的幂。

4.如权利要求1所述的频偏估计设备，所述最大峰值周围的多个峰值是所述最大峰值的左右邻居，并且所述插值是二次插值。

5.如权利要求1所述的频偏估计设备，其中所述输入信号是时分同步码分多址TD-SCDMA下行导频时隙DwPTS信号或TD-SCDMA训练序列Midamble。

6.一种通信设备，包括如权利要求1-5中任一个所述的频偏估计设备。

7.一种频偏估计方法，包括以下步骤：

通过对输入信号执行信道估计来选择多条路径；

将通过利用所选路径的信道估计对所述输入信号执行类rake组合而获得的组合信号与所述输入信号的复共扼相乘来获得预处理信号，其中所述类rake组合是对所述输入信号和经重构的输入信号执行的相干组合；

在所述预处理信号末尾填充零；

对经零填充的信号执行频谱分析来搜索最大峰值；以及

通过利用所述最大峰值及所述最大峰值周围的多个峰值进行插值来估计发送方和接收方之间的频偏。

8.如权利要求7所述的频偏估计方法，还包括以下步骤：

对于多个帧按照下式来将所述插值输出的频偏进行组合来获得组合频偏估计：

其中，L表示帧数目、l表示帧编号、|a_l|表示帧l的能量、arg(·)表示取幅角、f_max，l表示针对帧l所述插值输出的频偏。

9.如权利要求7所述的频偏估计方法，所述最大峰值周围的多个峰值是所述最大峰值的左右邻居，并且所述插值是二次插值。

10.如权利要求7所述的频偏估计方法，其中所述输入信号是时分同步码分多址TD-SCDMA下行导频时隙DwPTS信号或TD-SCDMA训练序列Midamble。