CN100377519C - 码分多址移动通信系统中用于初始同步的相关方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于码分多址移动通信系统中初始同步的相关方法，可以在较大的初始频率偏移下，仍能保持较好的相关性能，从而减小了较大的初始频率偏移对初始同步性能的影响。所述的相关方法包含了以下步骤：“部分相关”步骤，将同步码划分为若干小段，并在每一段上分别与相应接收数据采样进行相关；“合并”步骤，将各小段的部分相关输出，按某种方式进行合并，包括“平方合并”、“差分合并”等方法。

Description

码分多址移动通信系统中用于初始同步的相关方法

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统的相关方法，特别涉及一种用于码分多址(Code Division Multiple Access，CDMA)移动通信系统的用于初始同步(Initial Synchronization)的相关方法。

背景技术

在CDMA系统中，用户设备(UE)开机后需要完成与小区基站的下行同步，然后才能读取小区广播信息。一般基站在下行链路中加入信标信号，UE通过对信标位置的检测来实现下行同步捕获。在全球移动通信系统(Universal Mobile Telecommunications System，UMTS)的频分双工(Frequency Division Duplex，FDD)标准和高码率时分双工(High Chip RateTime Division Duplex，HCR-TDD)标准中，基站采用公共的信标信号，称为主同步码。低码率时分双工(High Chip Rate Time Division Duplex，HCR-TDD)标准定义的时分同步码分多址(Time Division Synchronous Code DivisionMultiple Access，TD-SCDMA)移动通信系统则定义了一个同步码组，包含了32个长为64码片的下行同步码(SYNC-DL码)。基站在该码组中选择一个同步码在每个子帧的下行特定时隙上发送。图1为TD-SCDMA系统的帧结构示意图。如图1所示，每个5ms子帧包含7个承载上下行业务的时隙(TS0，TS1...TS6)和三个特殊时隙。特殊时隙位于TS0和TS1之间，包括96码片长度的下行导频时隙(Downlink Pilot Time Slot，DwPTS)，96码片长度的保护间隔(Guard Period：GP)以及160码片长度的上行导频时隙(Uplink PilotTime Slot：UpPTS)。SYNC-DL码在DwPTS的后64码片上发送。

UE开机后并不知道接收子帧的实际起始位置，因此需要在一个虚拟子帧内搜索同步码。常用方法是用本地产生的所有同步码与虚拟子帧分别做相关，通过检测相关峰值获得同步码起始位置。由于噪声和干扰的影响，在单个子帧内搜索的结果通常是不可靠的，因此还需要在连续多个子帧中搜索，并对多帧搜索的结果合并。图2所示是一种传统的用于TD-SCDMA系统的初始同步装置结构图。无线信道发送来的模拟信号由UE的天线21接收下来，经过前端接收单元22和模数转换器23后转变为数字信号。数字信号被分为相同的32个支路，分别送到32个相关器25₁-25₃₂的一个输入端。同步码发生器24生成的32个SYNC-DL序列分别送到相关器25₁-25₃₂的另一个输入端。相关器25₁-25₃₂在一个子帧周期里对接收到的数字信号序列和SYNC-DL码序列做相关运算。多帧平均单元26₁-26₃₂用于把本子帧的相关结果和前一子帧的相关结果做平均，然后把平均后的相关序列保存到存储器27₁-27₃₂中，用于下一次子帧间平均。当若干个子帧处理完成后，峰值检测器读取存储器27₁-27₃₂中的所有32个相关序列，寻找其中的最大相关值。该最大相关值对应的SYNC-DL码即是检测到的基站发送的SYNC-DL码，该最大相关值在子帧中的位置指示了SYNC-DL码的起始位置。由于时隙DwPTS在子帧内的位置是固定不变的，因此由SYNC-DL码的起始位置即可得到子帧的起始位置。

相关方法的性能和复杂度是小区搜索过程中初始同步的关键。一方面，相关方法必须提供足够好的相关结果，使后续处理模块能够通过搜索相关峰来进行同步捕获；另一方面，由于初始同步前自动频率控制(AFC)环路和自动增益控制(AGC)环路一般还未开始工作，所以相关方法也应该考虑这些不利条件的影响。同时，出于实现的考虑，在满足上述性能条件的同时，应用该相关方法实现的相关装置的复杂度也不应太高。

在典型的无线通信系统中，由于发射机与接收机的本地振荡器(LocalOscillator)之间存在频率偏差，可导致接收信号质量的严重下降，甚至通信传输失败。特别是，对于蜂窝移动通信系统中的用户终端，出于经济因素等的考虑，常采用频率稳定度较低的本地振荡器，其初始频率偏差(InitialFrequency Offset)甚至可达10ppm左右，对采用2GHz载波的第三代移动通信系统，这相当于约20kHz的初始频率偏差。

事实上，对于码片宽度为T_c、相关长度为N的相关处理，与没有频率偏差的理想情况相比，当存在频率偏差为Δf时，相应的“相关损失”(coherentloss)可推导如下：

$L=\frac{\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp (j\×2\mathrm{\π\ΔfT}\×i)}{N}=\frac{\sin [\mathrm{\π\ΔfT}\×N]}{\sin \left(\mathrm{\π\ΔfT}\right)\×N},$

应用上式不难得到，对于码片速率为1.28Mcps的TD-SCDMA通信系统，当N＝64时，且Δf等于6KHz时，相关损失约0.6dB；当Δf等于10KHz时，相关损失可达近2dB；而当Δf等于16KHz时，相关损失高达约6.5dB。

基于以上分析可知，采用某种相关方法进行相关处理时，要克服由于频率偏差所带来的性能损失。特别的，在UE开机后的初始同步过程中，当自动频率校正(AFC)环路尚未将启动时，频率偏差也较大，在这种情况下，初始同步中的相关方法就需要进行仔细的设计，否则由于频率偏差会带来一定的性能损失，甚至可能使初始同步不能正常完成。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种CDMA移动通信系统的初始同步的相关方法，可以在较大的初始频率偏移下，仍能保持较好的相关性能，从而使初始同步的成功率。

为了解决上述技术问题，本发明提供一种用于码分多址移动通信系统中的初始同步的相关方法，该方法包括以下步骤：

步骤一：将长为M比特的同步码划分为若干小段，每小段长度为P比特，经过划分后，共得到M/P个这样的小段。

步骤二：对其中第t(t＝1，2，…，M/P)个小段，按如下公式计算得到相应的第t个小段的部分相关输出：

$p_{i,t}^k=\underset{j=(t-1)\×P+1}{\overset{t\×P}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i+2\×j-2}\×\mathrm{conj}\left(s_j^k\right),$

t＝1，2，...，M/P；i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K；

其中，p_i，t ^k是第t个小段内相应的部分接收序列{r_i+2×j-2|[(t-1)×P+1]≤j≤(t×P)}与部分同步码序列 $\left\{S_j^k\right|[(t-1)\×P+1]\≤j\≤(t\×P)\}$ 的相关输出；K表示同步码总数目。设一帧内接收信号采样序列为r＝(r₁，r₂，...，r_N)，N为序列长度，第k个同步码序列为 $s^k=(s_1^k,s_2^k,...,s_M^k),$ 函数conj(x)表示对输入复数变量x进行共扼操作；而|x|则表示取输入复数取模操作。

步骤三：将各小段的部分相关输出取模值进行合并，即按如下公式得到合并后的相关输出：

$c_i^k=\underset{t=1}{\overset{M/P}{\mathrm{\Σ}}}\left|p_{i,t}^k\right|,$ i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K；

或者，也可用平方合并，按如下公式得到合并后的相关输出：

$c_i^k=\underset{t=1}{\overset{M/P}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p_{i,t}^k\right|}^2,$ i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K；

或者，也可采用差分合并，按如下公式得到合并后的相关输出：

$c_i^k=\underset{t=1}{\overset{M/P-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left(p_{i,t}^k\right)\×p_{i,t+1}^k,$ i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K。

附图说明

图1为TD-SCDMA移动通信系统的子帧结构示意图；

图2为现有技术中一种同步装置的示意图；

图3为采用方法一(“全相关”)的一种相关装置图；

图4为采用方法二(“部分相关”+“非相干合并”)的一种相关装置图；

图5为采用方法三(“部分相关”+“差分合并”)的一种相关装置图；

图6为应用几种相关方法的TD-SCDMA系统初始同步性能曲线图。

具体实施方式

以下根据图3至图6说明本发明的一种实施方式。

相关器将UE接收到的数据序列与本地同步码发生器生成的同步码按如下几种相关方法之一进行相关后，并得到相关序列C，并输出给后续的第一峰值检测器进行峰值检测。

方法一(“全相关”)：

设一帧内接收信号采样序列为r＝(r₁，r₂，...，r_N)，N为序列长度。并且假设模数转换器采用了两倍过采样。第k个同步码序列为 $s^k=(s_1^k,s_2^k,...,s_M^k),$ k＝1，2，...，K，K为同步码总数目，K≥1，M为同步码长度。设第k个相关输出可以表示为 $c^k=(c_1^k,c_2^k,...,c_i^k,...,c_N^k),$ 则“全相关”处理方法可用如下公式表示：

$f_i^k=\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i+2\×j-2}\×\mathrm{conj}\left(s_j^k\right),$ i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K；

其中f_i ^k是计算过程中的一个中间结果；参数i表示在第i时刻；

然后，上述全相关方法的相关输出可按以下两种方法之一得到：

$c_i^k=\left|f_i^k\right|=|\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i+2\×j-2}\×\mathrm{conj}\left(s_j^k\right)|,$ i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K；

或者：

$c_i^k={\left|f_i^k\right|}^2={|\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{+2\×j-2}\×\mathrm{conj}\left(s_j^k\right)|}^2,$ i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K；

其中，函数conj(x)表示对输入复数变量x进行共扼操作；而|x|则表示取输入复数取模操作，亦即假设x＝x_i+j*x_q，则有： $\left|x\right|=\sqrt{x_i^2+x_q^2}.$ 在这里，之所以要做取模操作，是考虑到由于本地振荡器(Local Oscillator)的相对频偏的存在、以及移动环境下信道由于衰落等导致的变化等因素，使得相邻帧内的信号相位可能会发生较大的变化，所以在将多帧的相关结果进行合并时，需要做取模操作来去除各帧中相关结果的相位信息。

一种运用该方法实现的相关装置45如图3所示。首先，接收模拟基带信号通过过采样器40后，得到对应的包含下行同步码信号的数据采样。然后，这些数据采样依次经过一系列延时器41₁-41_2*N-2。对应于2倍速采样时钟，共有2×(N-1)这样的延时器，它们的输入时钟与采样时钟保持一致。其中，在第i时刻，从左起第一个延时器的输入、以及第2、4、...、2×(N-1)的输出，构成了一个长为N的序列r_i：{r_1+2(j-1)，r_i+2(j-2)，…，r_i}，对应了最近N个码片内的接收数据采样。另一方面，由训练序列生成器43产生另一个长为N的码字序列s：{s₁，s₂，…，s_N}，其索引(码字序号)由系统高层给出或者其它模块检测所得。该码字序列经过共扼器44后得到另一个长为N的序列s^*：{s₁ ^*，s₂ ^*，…，s_N ^*}。然后，接收信号序列r_i与共扼码字序列s^*经过一批N个复数乘法器42_1-N进行逐元素相乘后，得到一个长为N的输出序列y_i：{y_i，1，y_i，2，…，y_i，N}。对应于TD-SCDMA中长为64的下行同步码(SYNC-DL)序列，这里参数N的取值可选为64。上述相关过程是按“滑动”方式进行的：亦即每隔一个采样时钟，接收序列向右滑动一个采样时种间隔，这相当于用于相关的长为N的接收序列在时间上更新了一个数据采样，同时该相关器输出一批共N个相关数据(序列y_i)。

对应于所述相关方法的相关装置45，根据接收序列r_i以及码字序列s来生成一个相关值C_i。如图3所示，将序列y_i中的所有N个元素，通过加法器46相加后得到相关输出C_i。

对于码片速率为1.28M的TD-SCDMA系统，当基于长为64个下行同步码码片进行同步时，上述全相关处理方法仅当用户终端设备本地振荡器与基站处振荡器存在的频率偏差较小时(例如低于3ppm时)，才能获得较好的性能。否则，如果用户终端设备本地振荡器与基站处振荡器存在的频率偏差较(例如大于3ppm时)，仍采用上述全相关处理方法可能将造成一定的相关损失——在该情况下，可采用本发明提出的、如下所述的“部分相关”和相应的合并处理方法来克服由于初始频偏带来的性能影响。

方法二(“部分相关”+“非相干合并”)：

首先，为了进行部分相关处理，将长为M比特的同步码划分为若干小段，每小段长度为P比特，经过划分后，共得到M/P个这样的小段。对其中第t个小段，按如下公式计算得到相应的第t个小段的部分相关输出：

$p_{i,t}^k=\underset{j=(t-1)\×P+1}{\overset{t\×P}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i+2\×j-2}\×\mathrm{conj}\left(s_j^k\right),$ t＝1，2，...，M/P；

其中，p_i，t ^k是第t个小段内相应的部分接收序列{r_i+2×j-2|[t-1)×P+1]≤j≤(t×P)}与部分同步码序列 $\left\{S_j^k\right|[(t-1)\×P+1]\≤j\≤(t\×P)\}$ 的相关输出；K表示同步码总数目。

然后，相关输出可用模值合并，按如下公式得到：

$c_i^k=\underset{t=1}{\overset{M/P}{\mathrm{\Σ}}}\left|p_{i,t}^k\right|,$ i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K；

或者，也可用平方合并，按如下公式得到：

$c_i^k=\underset{t=1}{\overset{M/P}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p_{i,t}^k\right|}^2,$ i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K。

运用以上“部分相关”方法，由于针对每一小段的相关长度仅为P，因此相应的相关损失也下降很多。例如，当用长度为64码片的下行同步码进行相关来完成TD-SCDMA系统中的初始同步时，当Δf等于10kHz时，直接采用“全相关”方法，其相关损失可达近2dB；而当“采用部分”相关方法后(分为两个小段，每段长为32个码片)，则每小段内的相关损失仅为约0.35dB。一般的，随着频率偏移的增大，为了减小相关损失，应进一步的减小每个小段的长度P(即增加小段的数目)——对应工作于2GHz频段的TD-SCDMA系统，根据若干不同的初始频偏范围，推荐的子序列长度P的推荐取值如下：(1)初始频偏在±2.5ppm以内：P＝64；(2)初始频偏大于2.5ppm、但是在±5ppm以内：P＝32；(3)初始频偏在大于5ppm、但是在±10ppm以内：P＝16。

一种运用该方法实现的相关装置47如图4所示。序列y_i首先被均分成N/P段子序列，其中每段子序列长度为P。然后这P段子序列分别通过一批N/P个加法器48_1-N/P相加后，得到N/P个部分相关输出{p₁，p₂，…，p_N/P}。然后，这些部分相关数据通过平方合并来得到相关输出C_i。这是通过一批平方器49_1-N/P，以及一个加法器50来实现的。

采用“部分相关”方法后，由于每帧中进行相关时，各小段之间的相对相位差是固定的(与频率偏差直接有关)，而且该相对相位差在各帧间并不会随着信道条件变化而改变。因此，针对“部分相关”方法，可不必采用“非相干合并”方式，而是如以下所述方法三所做的那样，通过“差分合并”(differential combining)来避免由于“非相干合并”所带来的性能损失。方法三(“部分相关”+“差分合并”)：

首先，为了进行部分相关处理，将长为M比特的同步码划分为若干小段，每小段长度为P比特，经过划分后，共得到M/P个这样的小段。对其中第t个小段，按如下公式计算得到第t个部分相关输出：

$p_{i,t}^k=\underset{j=(t-1)\×P+1}{\overset{t\×P}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i+2\×j-2}\×\mathrm{conj}\left(s_j^k\right),$ t＝1，2，...，M/P；

其中，p_i，t ^k是第t个小段内相应的部分接收序列{r_i+2×j-2|[t-1)×P+1]≤j≤(t×P)}与部分同步码序列 $\left\{S_j^k\right|[(t-1)\×P+1]\≤j\≤(t\×P)\}$ 的相关输出；K表示同步码总数目。

然后，相关输出利用差分合并，按如下公式得到：

$c_i^k=\underset{t=1}{\overset{M/P-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left(p_{i,t}^k\right)\×p_{i,t+1}^k,$ i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K；

注意到这里的相关输出结果c_i ^k是一个复数值，其相位部分包含了相邻小段之间由于频率偏差引入的相位旋转值——而且由于该相位旋转值与信道条件无关，所以该相关输出值可以在相邻子帧中进行合并(而在进行峰值检测时，则要取模去掉该相位信息)。这样，由于在相关及合并过程中保留的相位信息，所以应用于同步检测装置时，其性能与前述方法相比会有一定的提高。

一种运用该方法实现的相关装置51如图5所示。序列y_i首先被均分成N/P段子序列，其中每段子序列长度为P。然后这P段子序列分别通过一批N/P个加法器52_1-N/P相加后，得到N/P个部分相关输出{p₁，p₂，…，p_N/P}。然后，通过一批N/P个共扼乘法器53_1-(N/P-1)以及一个加法器54，以差分合并方式来得到相关输出C_i。

如图6所示为采用不同的相关方法时，TD-SCDMA小区搜索过程中初始同步的浮点仿真性能。其中，同步算法采用了如中国专利申请号200420107957.8、名称为“码分多址移动通信系统中的初始同步装置”中所公布的一种实现方法，并且用所述的几种相关方法来实现其中的相关处理部分。由该图可见，在没有频偏的理想情况下，采用“全相关”的方法，可在DwPTS_Ec/N0等于-7.5dB时达到接近100％的正确检测概率；但是，当存在10kHz的频偏时，仍然采用“全相关”方法时性能回有明显的下降(在DwPTS_Ec/N0等于-7.5dB时仅有30％多的正确检测概率)。与之相比，采用本发明所提出的“部分相关”+“平方合并”，或者“部分相关”+“差分合并”的方法，则可以在存在10kHz频偏的情况下继续保持良好的性能。如图可见，两者在DwPTS_Ec/N0等于-7.5dB时在均可达到90％以上的正确检测性能，并且，正如所分析的那样，采用“差分合并”方式所取得的性能要比采用“平方合并”的好一些。

Claims (1)

1.一种码分多址移动通信系统中用于初始同步的相关方法，其特征在于，该相关方法为全相关，可用如下公式表示：

$f_i^k=\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i+2\×j-2}\×\mathrm{conj}\left(s_j^k\right),$ i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K；其中f_i ^k是计算过程中的一个中间结果；参数i表示在第i时刻；r＝(r₁，r₂，...，r_N)为一帧内接收信号采样序列，N为序列长度，并且假设模数转换器采用了两倍过采样，第k个同步码序列为 $s^k=(s_1^k,s_2^k,...,s_M^k),$ k＝1，2，...，K，K为同步码总数目K≥1，M为同步码长度；

上述全相关方法的相关输出为： $c_i^k=\left|f_i^k\right|=|\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i+2\×j-2}\×\mathrm{conj}\left(s_j^k\right)|,$ i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K；

或者，上述全相关方法的相关输出为： $c_i^k={\left|f_i^k\right|}^2={|\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i+2\×j-2}\×\mathrm{conj}\left(s_j^k\right)|}^2,$ i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K；

其中，函数conj(x)表示对输入复数变量x进行共扼操作；而|x|则表示对输入复数取模操作；

上述的码分多址移动通信系统中用于初始同步的相关方法，包含如下步骤：

步骤一：将长为M比特的同步码划分为若干小段，每小段长度为P比特，经过划分后，共得到M/P个这样的小段；

步骤二：对其中第t个小段，其中t＝1，2，...，M/P，按如下公式计算得到相应的第t个小段的部分相关输出：

$p_{i,t}^k=\underset{j=(t-1)\×P+1}{\overset{t\×P}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i+2\×j-2}\×\mathrm{conj}\left(s_j^k\right),$

t＝1，2，...，M/P；i＝1，2，...，N；k＝1，2，...，K；

其中，p_i，t ^k是第t个小段内相应的部分接收序列{r_i+2×j-2|[(t-1)×P+1]≤j≤(t×P)}与部分同步码序列 $\left\{s_j^k\right|[(t-1)\×P+1]\≤j\≤(t\×P)\}$ 的相关输出；K表示同步码总数目。

步骤三：将各小段的部分相关输出取模值进行合并，即按如下公式得到合并后的相关输出：

$c_i^k=\underset{t=1}{\overset{M/P}{\mathrm{\Σ}}}\left|p_{i,t}^k\right|,i=\mathrm{1,2},...,N;k=\mathrm{1,2},...,K;$

或者，也可用平方合并，按如下公式得到合并后的相关输出：

$c_i^k=\underset{t=1}{\overset{M/P}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p_{i,t}^k\right|}^2,i=\mathrm{1,2},...,N;k=\mathrm{1,2},...,K;$

或者，也可采用差分合并，按如下公式得到合并后的相关输出：

$c_i^K=\underset{t=1}{\overset{M/P-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left(p_{i,t}^k\right)\×p_{i,t+1}^k,i=\mathrm{1,2},...,N;k=\mathrm{1,2},...,K.$

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