CN1849793A - 无线通信设备中的无偏信号干扰比及其方法 - Google Patents

Abstract

一种在无线通信设备，例如第三代(3G)通用移动电话系统(UMTS)用户设备中的方法，包括：估计信号的噪声功率(210)，估计该信号的信号功率(220)，基于估计的噪声功率和估计的信号功率来估计信噪比(230)，以及基于对噪声功率进行平均的时间间隔，至少部分地使估计的信噪比无偏(240)。

Description

无线通信设备中的无偏信号干扰比及其方法

技术领域

本公开一般涉及无线通信，更具体涉及估计无线通信设备中的信号干扰比(SIR)，例如在基于W-CDMA的用户设备的瑞克(rake)接收机中，涉及上述的设备及方法。

背景技术

使用快速功率控制的W-CDMA通信系统的性能通常取决于内环功率控制算法，其要求在瑞克接收机的输出端进行信号干扰比(SIR)估计，这里也称为信噪比(SNR)估计。在W-CDMA通信系统中，移动用户设备(UE)基于估计的SNR，以1500Hz(时隙)的速率向网络发射功率控制命令，用来控制网络处的发射功率。估计的SNR也可由移动用户设备用来进行基站选取。

基于有偏信号功率估计器和有偏噪声功率估计器来估计信噪比是公知的。与该已知的SNR估计器相关的问题在于，其特征在于强偏差和大方差。仅仅提供无偏信号和噪声估计器通常不足以确保得到的SNR估计器是无偏的。而且，由于偏差是信噪比的函数，SNR的性能潜在地对实际信号和噪声功率敏感，尤其是在多样信道条件下，例如，在无线通信系统中典型的多径衰落传播信道。

题为的“Device And Method For Measuring Non-Orthogonal NoisePower For CDMA Communication System”的WO 99/66643公开了通过对相邻码元之差求平方来检测非正交噪声功率。

Beaulieu等在出版物“Comparison of Four SNR Estimators for QP SKModulations”IEEE Communications Letters，Vol.4，No.2，February 2000中提议了一种用于补偿SNR的过估计的经验方法，当SNR较大且包括加性白高斯噪声(AWGN)的信道不衰落时得到近似无偏的SNR估计器。但是，无线通信系统的典型多径衰落传播信道的每一路径上的SNR水平通常相对较低。因此，Beaulieu所提议的方案不适用于无线通信应用中SNR的无偏估计。

在仔细考虑下面的详细描述及所附绘图之后，本公开的各种方面、特征和优点对于本领域普通技术人员来说将变得更加显而易见。

附图说明

图1是示例通信接收机的示意框图。

图2是用于使信噪比(SNR)估计无偏的示例方法流程图。

具体实施方式

本公开一般涉及提供无线通信设备中的无偏信噪比(SNR)估计器，例如，在第三代(3G)通用移动电话系统(UMTS)W-CDMA实现无线通信设备中，该无线通信设备也称为用户设备(UE)。本公开更具体地涉及用于使无线通信设备中的SNR估计器无偏的方法。对于移动无线通信应用来说，优选地，对于所有信道条件和SNR水平，SNR即使不是完全无偏的，也是大致无偏的。

在W-CDMA蜂窝通信系统中，例如在第三代通用移动电话系统(3G UMTS)无线通信网络中，无线移动通信设备发射SNR估计信息到网络，网络使用SNR信息来分配下行链路发射功率资源。信噪比估计也可以用于基站选取。

图1是包括示例W-CDMA瑞克接收机100的部分示意框图，该瑞克接收机具有多个耙指，耙指带有用于相应信道的对应解扩110、112。接收到的信号通常包括多个信道，其可以是分别的物理信号和/或分别的逻辑信道。通常，信道可以具有不同的码元速率和/或扩频因子。

在图1中，接收到的信号在每个耙指中的解扩器110和112处解扩。在一个实施例中，第l个物理信道的第i个传播路径上的第n个时隙的第k个码元的解扩码元通常用下面的表达式来表示：

$d_l^i[n,k]=a_1[n,k]z_l^i[n,k]+{\mathrm{\η}}_l^i[n,k],---\left(1\right)$

在公式(1)中，a_l[n，k]是归一化的(幅度为1)发射的码元，其在导频码元的情况中是已知的，而n_l ⁱ[n，k]是噪声。量z_l ⁱ[n，k]是传播信道，其幅度平方表示相关传播路径的接收功率。在某些实施例中，解扩信号是通过扩频因子进行归一化的。不丧失一般性地，下面假设信号是由扩频因子归一化的，尽管不要求更一般的归一化。下面，使用对公式(1)的注释来描述提议的估计器。

首先使用已知导频码元，在噪声功率估计之前，从图2的框201中信号去除调制。得到的码元随后成对地相减，以生成对噪声的无偏估计。估计的信噪比部分地基于估计的噪声功率估计。在图2的方法图200中，去除调制之后，在框210处估计噪声功率。

估计的噪声功率通常是某时间间隔上的平均。在大多数应用中，信道可以被视为在两个码元上基本恒定。该估计的范数(norm)产生了噪声功率的无偏估计，其是在时间上的平均。在一个实施例中，例如，通过对在时间间隔上获取的多个(至少两个)噪声功率估计取平均而估计噪声功率，其中，每个噪声功率估计都基于至少两个码元的差。每个码元用于计算不超过一个差，尽管在其他实施例中，每个码元也可以用来计算多于一个的差从而估计噪声功率。更一般地，噪声功率估计基于噪声功率在一个或多个信道上的加权估计，例如，在公共导频信道(CPICH)或者专用导频信道上，在W-CDMA应用中，其是在专用物理信道(DPCH)上时间复用的。

例如，假设在第l个物理信道上每时隙有N_PILOT ^l(偶数)个码元。在使用单极点无限冲激响应(IIR)滤波器的实施例中，第i个传播路径上的第n个时隙的噪声功率在公式(2)中估计如下：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{{\mathrm{\η}}_i^l}^2\left[n\right]=\mathrm{\α}{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{{\mathrm{\η}}_i^l}^2[n-1]+\frac{1-\mathrm{\α}}{N_{\mathrm{PILOT}}^l}\underset{k=p_{\mathrm{PILOT}}^l/2}{\overset{p_{\mathrm{PILOT}}^l/2+N_{\mathrm{PILOT}}^l/2-1}{\∑}}\left|a_l{{[n,2k]}^{*}d}_i^l\right[n,2k]-a_1{\text{[n,2k+1]}}^{*}{d}_i^l[n,2k+1]{|}^2,---\left(2\right)$

在公式(2)中，p_PILOT ^l是第l个物理信道上第一导频码元的位置(从分配了位置0的时隙的起始处开始)。α是无限冲激响应(IIR)滤波器的极点，该IIR滤波器用来对噪声功率估计进行滤波。IIR滤波器极点的限制条件为α＜1。

在使用了滑动平均有限冲激响应(FIR)滤波器的实施例中，第i个传播路径上的第n个时隙的噪声功率在公式(3)中估计如下：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{{\mathrm{\η}}_i^l}^2\left[n\right]=\frac{1}{K}\underset{i=0}{\overset{K-1}{\∑}}\frac{1}{N_{\mathrm{PILOT}}^l}\underset{k=p_{\mathrm{PILOT}}^l/2}{\overset{p_{\mathrm{PILOT}}^l/2+N_{\mathrm{PILOT}}^l/2-1}{\∑}}\left|a_1{[n-i,2k]}^{*}{d}_i^l\right[n-i,2k]-a_1{[n-i,2k+1]}^{*}{d}_i^l[n-i,2k+1]{|}^2,---\left(3\right)$

在公式(3)中，K是滑动平均FIR滤波器对噪声功率估计进行滤波的时隙数目。其他的滤波器可以用于其他的实施例中，例如，多极点IIR滤波器或者更一般的FIR滤波器。在图2中，任何滤波都是在框215进行的。

在一个实施例中，一个信道的噪声功率是基于对另一信道上噪声功率的估计而估计的。在W-CDMA应用中，例如，除非用户设备从定向天线接收信号，否则通常优选是使用公共导频信道(CPICH)而不是使用专用物理信道(DPCH)信号来进行噪声功率估计。CPICH通常每时隙比DPCH具有更多的导频码元，因此噪声功率估计器的准确性得到了提高。当基于一个信道上的噪声功率估计另一个信道上的噪声功率时，可能有必要对噪声功率估计进行缩放。在某些实施例中，进行噪声估计的不同信道具有不同的码元速率。在示例W-CDMA应用中，其中基于CPICH上的噪声功率估计来估计DPCH上的噪声功率，DPCH上的噪声功率的估计通过CPICH和DPCH的扩频因子的比率来进行缩放，如下面公式(4)所示：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{{\mathrm{\η}}_i^{\mathrm{DPCH}}}^2\left[n\right]=\frac{S_{\mathrm{CPICH}}}{S_{\mathrm{DPCH}}}{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{{\mathrm{\η}}_i^{\mathrm{CPICH}}}^2\left[n\right].---\left(4\right)$

缩放是必要的，因为DPCH的扩频因子S_DPCH可能与CPICH的扩频因子S_CPICH不同。缩放因子可以是1或者某个其他值。扩频因子的关系通常取决于扩频因子的归一化，如上所述。当使用CPICH而不是DPCH进行噪声功率估计时，用因子N_PILOT ^DPCH/N_PILOT ^CPICH来减少方差，这个因子是针对使用CPICH l＝CPICH和 $p_{\mathrm{PILOT}}^{\mathrm{CPICH}}=0$ 的噪声功率估计，专用物理信号(DPCH)的导频码元和公共导频信道(CPICH)的导频码元之比。

估计的信噪比也基于估计的信号功率估计。在图2中，信号功率是噪声功率估计之后，在框220处估计的。通常，估计的信号功率是基于对一个或多个信道的信号功率的加权估计。在示例实施例中，估计信号功率的信道不同于估计噪声功率的信道，图1中为信道x和y。在示例W-CDMA应用中，例如，信号功率是在DPCH上估计的，噪声功率是从CPICH估计的。在某些实施例中，其中信号和噪声功率估计都基于在多于一个信道上的估计，用来估计信号功率的至少一些信道不同于用来估计噪声功率的一些信道。

在示例W-CDMA应用中，由于专用物理信道(DPCH)是功率受控的，信号功率估计不像噪声功率估计，必须使用DPCH来进行估计。示例的估计器使用专用导频码元、数据码元、功率控制码元(TPC)和帧格式指示码元(TFCI)。例如，假设每时隙具有N_PILOT ^DPCH个专用导频码元、N_DATA ^DPCH个数据码元、N_TPC ^DPCH个TPC码元和N_TFCI ^DPCH个TFCI码元，则第i个传播路径上的第n个时隙的瞬时信号功率可以估计为四个功率估计器(上面的条形表示对条形下的量的估计)的线性组合，如下公式(5)所示：

其中，κ_PILOT、κ_DATA、κ_TPC和κ_TFCI是组合系数，在公式(6)中给出：

$\left[\begin{array}{c}{K}_{\mathrm{PILOT}}\\ K_{\mathrm{DATA}}\\ K_{\mathrm{TPC}}\\ K_{\mathrm{TFCI}}\end{array}\right]=\frac{1}{N_{\mathrm{PILOT}}^{\mathrm{DPCH}}\frac{\left|z_{i,\mathrm{PILOT}}^{\mathrm{DPCH}}\right[n]{|}^2}{\left|z_{i,\mathrm{DATA}}^{\mathrm{DPCH}}\right[n]{|}^2}+N_{\mathrm{DATA}}^{\mathrm{DPCH}}+N_{\mathrm{TPC}}^{\mathrm{DPCH}}\frac{\left|z_{i,\mathrm{TPC}}^{\mathrm{DPCH}}\right[n]{|}^2}{\left|z_{i,\mathrm{DATA}}^{\mathrm{DPCH}}\right[n]{|}^2}+N_{\mathrm{TFCI}}^{\mathrm{DPCH}}\frac{\left|z_{i,\mathrm{TFCI}}^{\mathrm{DPCH}}\right[n]{|}^2}{\left|z_{i,\mathrm{DATA}}^{\mathrm{DPCH}}\right[n]{|}^2}}\left[\begin{array}{c}{N}_{\mathrm{PILOT}}^{\mathrm{DPCH}}\\ N_{\mathrm{DATA}}^{\mathrm{DPCH}}\\ N_{\mathrm{TPC}}^{\mathrm{DPCH}}\\ N_{\mathrm{TFCI}}^{\mathrm{DPCH}}\end{array}\right]---\left(6\right)$

而根据不同的“逻辑”信道给出的四个估计器如下面的公式所示：

在公式(7)和(9)中，一致地进行信号的平均。然后取范数，以生成对信号功率的有偏估计。在一个实施例中，信号功率至少部分是无偏的，其基于噪声功率估计器，如图2中框225所示。通过用信号功率估计器减去偏差来得到无偏信号功率估计器。在公式(8)和(10)中，首先通过取信号的范数得到对信号功率的有偏估计。在某些实施例中，对估计进行平均以提高其准确性。通过用估计器减去偏差而得到无偏估计器。

组合系数可以优化为根据其准确性和其关于另外的逻辑和/或物理信道的功率偏差而对每一估计器进行加权。信号功率估计器使用较早前描述的噪声功率估计器。假定接收机知道公式(6)的功率比。如果情况不是这样，可以估计功率比。如果希望或者必需忽略任意组的码元，可以假定码元数为0。这使得对应的系数被评估为0，如公式(6)所示。

在图2中，在框230，估计的信噪比(SNR)基于上面所述的估计的信号功率和估计的噪声功率。即使信号功率和噪声功率二者都是较早前无偏地得到的，这两个估计器的比也还是导致有偏的SNR估计器。

在图2中，在框240，使SNR无偏。在一个实施例中，通常，基于对噪声功率进行平均的时间段或时间间隔，并且更具体地基于用于对信号的噪声功率进行平均的差的数目和/或基于滤波器参数，至少部分地使估计的SNR无偏。还基于信号功率估计，至少部分地使估计的SNR无偏，例如，基于所需信号信道功率与另一信道功率之比，可以用估计的SNR减去这个比值。在一个实施例中，在公式(11)中获得无偏估计的SNR，如下所示：

其中，对于单极点IIR滤波器实施例，L是由公式(12)如下给出的：

$L=\mathrm{round}\left(\frac{N_{\mathrm{PILOT}}^l}{2}\frac{1+a}{1-a}\right).---\left(12\right)$

其中，α是上述IIR滤波器的极点。对于滑动平均FIR滤波器实施例来说，L是由公式(13)如下给出的：

$L=\mathrm{round}\left(K\frac{N_{\mathrm{PILOT}}^l}{2}\right).---\left(13\right)$

更一般地，L是滤波器参数的函数。这样，通过因子(L-1)/L来缩放有偏SNR，并优选地在缩放SNR之后，用SNR减去加性偏差。在示例实施例中，用估计的SNR减去量

$\frac{1}{L}(\frac{{\mathrm{\κ}}_{\mathrm{PILOT}}}{N_{\mathrm{PILOT}}^{\mathrm{DPCH}}}+{\mathrm{\κ}}_{\mathrm{DATA}}+\frac{{\mathrm{\κ}}_{\mathrm{TPC}}}{N_{\mathrm{TPC}}^{\mathrm{DPCH}}}+{\mathrm{\κ}}_{\mathrm{TFCI}}).$ 瑞克接收机输出SIR的估计器由公式(14)如下给出：

其中，M是路径的数目。

尽管通过建立发明人对其的所有权并且使本领域普通技术人员能够做出和使用发明的方式描述了本公开以及当前所认为的发明的最佳模式，应该理解并认识到，这里公开的示例实施例有着许多的等价物，并且可以对其做出无数的修改和变化，而不背离本发明的范围和精神，其中，本发明的范围和精神不是由示例实施例而是由所附权利要求限定的。

Claims (30)

1.一种在无线通信设备中的方法，该方法包括：

估计信号的噪声功率；

在时间间隔上对噪声功率进行平均；

估计该信号的信号功率；

基于估计的噪声功率和估计的信号功率来估计信噪比；

基于对噪声功率进行平均的时间间隔，至少部分地使估计的信噪比无偏。

2.权利要求1的方法，

基于估计的噪声功率，至少部分地使估计的信噪比无偏。

3.权利要求1的方法，

基于估计的信号功率，进一步使估计的信噪比无偏。

4.权利要求1的方法，

基于至少一个码元差，对噪声功率进行平均，

基于用于对信号的噪声功率进行平均的差的数目，至少部分地使估计的信噪比无偏。

5.权利要求1的方法，

至少部分地使估计的信噪比无偏包括用估计的信噪比减去一个量。

6.权利要求5的方法，

至少部分地使估计的信噪比无偏包括在用估计的信噪比减去一个量之前缩放信噪比。

7.权利要求1的方法，

至少部分地使估计的信噪比无偏包括用估计的信噪比减去一个量，

所述的量是所需信道的功率与另一信道的功率的比的函数。

8.权利要求1的方法，

估计噪声功率包括对信号的噪声功率进行平均，

在进行平均之后，对估计的噪声功率进行滤波，

基于用来对估计的噪声功率进行滤波的滤波器的参数，至少部分地使估计的信噪比无偏。

9.权利要求1的方法，

通过使估计的信噪比基本上无偏，至少部分地使估计的信噪比无偏。

10.权利要求1的方法，

通过使估计的信噪比完全地无偏，至少部分地使估计的信噪比无偏。

11.权利要求1的方法，

所述信号包括多个信道，

估计一信道上的信号功率是基于对不同信道上的信号功率的估计的。

12.一种在无线通信设备中的方法，该方法包括：

在无线通信设备，接收具有多个信道的信号，

估计多个信道中一个上的信号功率，

估计多个信道中另一个上的噪声功率，

基于噪声功率，至少部分地使信号功率无偏。

13.权利要求12的方法，

估计信号功率包括基于对至少两个信道的信号功率的加权估计来估计信号功率，

估计噪声功率包括基于对至少两个信道的噪声功率的加权估计来估计噪声功率，

用于估计信号功率的至少一些信道不同于用于估计噪声功率的一些信道。

14.权利要求12的方法，在至少部分地使信号功率无偏之前缩放噪声功率。

15.权利要求12的方法，

估计在数据信道上的信号功率，

估计在导频信道上的噪声功率。

16.权利要求12的方法，

基于至少部分无偏的信号功率，并且基于估计的噪声功率，估计信噪比，

至少部分地使信噪比无偏。

17.一种在无线通信设备中的方法，该方法包括：

在该无线通信设备接收信号，

该信号具有第一和第二信道；

估计第一信道的噪声功率，

对第一信道的噪声功率的估计基于对第二信道上的噪声功率的估计；

缩放对第二信道上噪声功率的估计。

18.权利要求17的方法，用与第二信道相关的因子除以与第一信道相关的因子的结果来缩放对第二信道上噪声功率的估计。

19.权利要求17的方法，在无线通信设备接收信号包括接收具有第一和第二分别的物理信道的信号。

20.权利要求17的方法，在无线通信设备接收信号包括接收具有第一和第二分别的逻辑信道的信号。

21.权利要求17的方法，

估计第一信道上的信号功率，

基于估计的噪声功率和估计的信号功率来估计信噪比。

22.权利要求17的方法，

在无线通信设备接收信号包括接收具有导频信道和数据信道的信号，

基于对导频信道上噪声功率的估计，估计数据信道上的噪声功率。

23.权利要求22的方法，

估计数据信道上的信号功率，

基于估计的信号功率和估计的噪声功率来估计信噪比。

24.权利要求22的方法，

用导频信道的扩频因子除以数据信道的扩频因子的比率来缩放对导频信道上噪声功率的估计。

25.权利要求17的方法，

通过对在时间间隔上获得的至少两个的多个噪声功率估计进行平均来估计噪声功率，

所述至少两个噪声功率估计的每一个都基于码元之差。

26.权利要求17的方法，

估计第一信道上的信号功率，

基于估计的噪声功率和估计的信号功率来估计信噪比，

至少部分地使信噪比无偏。

27.一种在无线通信设备中的方法，该方法包括：

在该无线通信设备接收信号，

该信号具有第一和第二信道，第一和第二信道具有不同的码元速率；

估计第一信道的噪声功率，

第一信道的噪声功率基于对第二信道上的噪声功率的估计。

28.权利要求27的方法，

用与第二信道相关的因子除以与第一信道相关的因子的结果来缩放对第二信道上噪声功率的估计。

29.权利要求27的方法，

通过对在时间间隔上获得的至少两个的多个噪声功率估计进行平均来估计噪声功率，

所述至少两个噪声功率估计中的每一个都基于码元之差。

30.权利要求27的方法，

估计第一信道的信号功率，

基于估计的信号功率并且基于估计的噪声功率来估计信噪比，

至少部分地使信噪比无偏。