JP2000253080A - ラグランジュ多項式補間を用いたチャネル歪みを補正するための方法およびシステム - Google Patents
ラグランジュ多項式補間を用いたチャネル歪みを補正するための方法およびシステムInfo
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- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
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- H04L25/0232—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、ディジタル移動無線送信のため
に、伝送チャネルにおける歪みを測定し、補正する新た
な方法を提供する。 【解決手段】 本発明では、既知のパイロット記号がデ
ータ・ストリームに挿入される。受信機で、パイロット
記号の既知の数値の歪みはチャネルにおける歪みを表
す。既知のパイロット記号の受信した数値のラグランジ
ュ補間を用いてパイロット記号内部でのチャネル歪みを
予測する。
に、伝送チャネルにおける歪みを測定し、補正する新た
な方法を提供する。 【解決手段】 本発明では、既知のパイロット記号がデ
ータ・ストリームに挿入される。受信機で、パイロット
記号の既知の数値の歪みはチャネルにおける歪みを表
す。既知のパイロット記号の受信した数値のラグランジ
ュ補間を用いてパイロット記号内部でのチャネル歪みを
予測する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル信号の
処理に関し、特にディジタル移動無線送信におけるチャ
ネル歪みの補正に関する。
処理に関し、特にディジタル移動無線送信におけるチャ
ネル歪みの補正に関する。
【０００２】
【従来の技術、及び、発明が解決しようとする課題】デ
ィジタル移動無線送信は、伝送チャネルにおける歪みと
いう厄介な問題がある。移動送信機または受信機による
ドップラー効果と、反射による多数の伝播路がこの歪み
の二つの主要な原因である。この歪みの補正は直接シー
ケンス符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）システムに
おいて特に重要である。正確なチャネル歪みの補正によ
って、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムは、非コヒーレント遅延
ロック追跡モードに優る数々の利点をもつコヒーレント
遅延ロック追跡ループ（ＤＬＬ）モードで機能できるよ
うになる。コヒーレントＤＬＬモードの動作では非コヒ
ーレントＤＬＬモードと比べ背景ノイズが３ｄＢ程度減
じられ、同じＢＥＲ（ビット誤り率）では必要とされる
送信パワーの出力は少なくてすむ。
ィジタル移動無線送信は、伝送チャネルにおける歪みと
いう厄介な問題がある。移動送信機または受信機による
ドップラー効果と、反射による多数の伝播路がこの歪み
の二つの主要な原因である。この歪みの補正は直接シー
ケンス符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）システムに
おいて特に重要である。正確なチャネル歪みの補正によ
って、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムは、非コヒーレント遅延
ロック追跡モードに優る数々の利点をもつコヒーレント
遅延ロック追跡ループ（ＤＬＬ）モードで機能できるよ
うになる。コヒーレントＤＬＬモードの動作では非コヒ
ーレントＤＬＬモードと比べ背景ノイズが３ｄＢ程度減
じられ、同じＢＥＲ（ビット誤り率）では必要とされる
送信パワーの出力は少なくてすむ。
【０００３】ディジタル移動無線チャネルにおける歪み
はチャネル利得の振幅と位相の偏差として顕著に現れ
る。チャネル利得が正確に推定できれば、チャネル歪み
に対する十分な補正を達成できる。チャネル利得を正し
く推定する一つの方法は、既知の記号のデータ・ストリ
ームへの規則的間隔での挿入に基づいている。これらの
記号が受信機で復元されるとき、記号の既知の数値から
の偏差は経時変化するチャネル利得が原因と考えられ
る。これらの偏差からチャネル利得が推定できる。既知
の記号のこのような挿入と復元をする様々な方法が周知
であるが、限界がある。例えば、このような一つの推定
方法では一度に数個の記号しか使用しないためこの方法
はノイズの影響を受け易い。他の例示としての方法には
固定した一組の推定式を決定する実験的な方法が用いら
れる。これらの固定推定式は実チャネルでの動作時に存
在する変動する条件に順応はしない。
はチャネル利得の振幅と位相の偏差として顕著に現れ
る。チャネル利得が正確に推定できれば、チャネル歪み
に対する十分な補正を達成できる。チャネル利得を正し
く推定する一つの方法は、既知の記号のデータ・ストリ
ームへの規則的間隔での挿入に基づいている。これらの
記号が受信機で復元されるとき、記号の既知の数値から
の偏差は経時変化するチャネル利得が原因と考えられ
る。これらの偏差からチャネル利得が推定できる。既知
の記号のこのような挿入と復元をする様々な方法が周知
であるが、限界がある。例えば、このような一つの推定
方法では一度に数個の記号しか使用しないためこの方法
はノイズの影響を受け易い。他の例示としての方法には
固定した一組の推定式を決定する実験的な方法が用いら
れる。これらの固定推定式は実チャネルでの動作時に存
在する変動する条件に順応はしない。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は、データ・スト
リームへの既知のパイロット記号の周期的挿入に基づ
き、ディジタル移動無線送信システムにおける急速な振
幅と位相の変動を推定し、補正する効率的な方法を提供
する。ランダム・ノイズを克服するため、多数の連続し
た記号を挿入し、連続した受信値を平均する。これらの
平均した数値から複素ランダム・チャネル利得のサンプ
ルが与えられる。これらのサンプルを用い、ラグランジ
ュ多項式法により補間して、各チャネル・データ記号に
よって検証される振幅と位相の分布の数値を生じる。
リームへの既知のパイロット記号の周期的挿入に基づ
き、ディジタル移動無線送信システムにおける急速な振
幅と位相の変動を推定し、補正する効率的な方法を提供
する。ランダム・ノイズを克服するため、多数の連続し
た記号を挿入し、連続した受信値を平均する。これらの
平均した数値から複素ランダム・チャネル利得のサンプ
ルが与えられる。これらのサンプルを用い、ラグランジ
ュ多項式法により補間して、各チャネル・データ記号に
よって検証される振幅と位相の分布の数値を生じる。
【０００５】
【発明の実施の形態】本発明は、データがディジタル・
モードで送信される無線通信システムにおけるチャネル
利得を決定する改良された方法に関する。本発明の方法
論の適用をＤＳ−ＣＤＭＡ無線システムに基づき、好適
な実施形態に関し以下に説明する。当該技術に精通した
者にとっては本発明の方法論が各種のディジタル無線通
信システムに適用できることは明らかだろう。
モードで送信される無線通信システムにおけるチャネル
利得を決定する改良された方法に関する。本発明の方法
論の適用をＤＳ−ＣＤＭＡ無線システムに基づき、好適
な実施形態に関し以下に説明する。当該技術に精通した
者にとっては本発明の方法論が各種のディジタル無線通
信システムに適用できることは明らかだろう。
【０００６】図１は、本発明技術の典型的なＤＳ−ＣＤ
ＭＡ受信機システムの概略図である。アンテナ１００は
スペクトル拡散無線周波数（ＲＦ）信号を受信する。通
常の搬送周波数は、通常の帯域幅が５メガヘルツ（ＭＨ
ｚ）の２ギガヘルツ（ＧＨｚ）である。ＲＦ受信機／復
調器１０２は搬送周波数から下方変換する。その結果、
符号化したデータ・ストリームにより、通常、毎秒３２
キロビット（ｋｂｐｓ）の速度で変調され、拡散信号に
より、通常、毎秒４．０９６メガチップス（Ｍｅｐｓ）
の速度で再変調されるアナログ帯域信号が得られる。
（「チップ（Ｃｈｉｐ」）とは、拡散信号の１サイクル
時間に対する標準用語である。）整合フィルタ１０４
は、拡散信号の位相との相関に従い拡散信号を除去す
る。残ったアナログ帯域信号はチャネル推定／補正プロ
セッサ１０６によって処理され符号化データの推定値を
生成する。
ＭＡ受信機システムの概略図である。アンテナ１００は
スペクトル拡散無線周波数（ＲＦ）信号を受信する。通
常の搬送周波数は、通常の帯域幅が５メガヘルツ（ＭＨ
ｚ）の２ギガヘルツ（ＧＨｚ）である。ＲＦ受信機／復
調器１０２は搬送周波数から下方変換する。その結果、
符号化したデータ・ストリームにより、通常、毎秒３２
キロビット（ｋｂｐｓ）の速度で変調され、拡散信号に
より、通常、毎秒４．０９６メガチップス（Ｍｅｐｓ）
の速度で再変調されるアナログ帯域信号が得られる。
（「チップ（Ｃｈｉｐ」）とは、拡散信号の１サイクル
時間に対する標準用語である。）整合フィルタ１０４
は、拡散信号の位相との相関に従い拡散信号を除去す
る。残ったアナログ帯域信号はチャネル推定／補正プロ
セッサ１０６によって処理され符号化データの推定値を
生成する。
【０００７】アンテナ１００で受信したＲＦ信号には一
般に遅延が異なる別々の伝播路を表すソース送信の多重
映像の重なりが含まれるため、多数事例のフィルタ１０
４と補正プロセッサ１０６を使用し、いくつかの最強伝
播路の各々から符号化したデータ・ストリームの推定値
を引き出すことができる。レーキ・コンバイナ１０８は
これらの推定値を直線的に複合し、オリジナル符号化デ
ータの信頼度のより高い複合推定値を生成する。最後
に、復号器１１０は送信されてきたオリジナル・データ
を抽出する。
般に遅延が異なる別々の伝播路を表すソース送信の多重
映像の重なりが含まれるため、多数事例のフィルタ１０
４と補正プロセッサ１０６を使用し、いくつかの最強伝
播路の各々から符号化したデータ・ストリームの推定値
を引き出すことができる。レーキ・コンバイナ１０８は
これらの推定値を直線的に複合し、オリジナル符号化デ
ータの信頼度のより高い複合推定値を生成する。最後
に、復号器１１０は送信されてきたオリジナル・データ
を抽出する。
【０００８】チャネル推定／補正プロセッサ１０６の入
力部の信号はチャネル内の伝播とランダム・ノイズによ
って歪みの生じた変調ベースバンド信号である。データ
の変調は周知の方法論に基づくことができるが、本発明
の例示としての実施形態のため一続きの４・状態記号と
してのデータ・ストリームを表す直角位相シフト・キー
イング（ＱＰＳＫ）と理解される。
力部の信号はチャネル内の伝播とランダム・ノイズによ
って歪みの生じた変調ベースバンド信号である。データ
の変調は周知の方法論に基づくことができるが、本発明
の例示としての実施形態のため一続きの４・状態記号と
してのデータ・ストリームを表す直角位相シフト・キー
イング（ＱＰＳＫ）と理解される。
【０００９】図２に、四つのＱＰＳＫ記号の状態を示
す。同相ベースバンド搬送波信号Ｉ２００は＋１状態ま
たは−１状態に設定し、後者は＋１状態から１８０度変
位させたものである。同様に、直角ベースベンド搬送波
信号Ｑ２０２は＋１状態または−１状態に設定し、後者
は＋１状態から１８０度変位させたものである。Ｉ信号
とＱ信号は複合して図２に記載する四つの状態２０４、
２０６、２０８、２１０を有する二次元信号を発生す
る。
す。同相ベースバンド搬送波信号Ｉ２００は＋１状態ま
たは−１状態に設定し、後者は＋１状態から１８０度変
位させたものである。同様に、直角ベースベンド搬送波
信号Ｑ２０２は＋１状態または−１状態に設定し、後者
は＋１状態から１８０度変位させたものである。Ｉ信号
とＱ信号は複合して図２に記載する四つの状態２０４、
２０６、２０８、２１０を有する二次元信号を発生す
る。
【００１０】数学的便宜上、ＱＰＳＫ変調をした信号に
似た二次元信号の時間系列は時間の複素関数として表さ
れる。複素時間関数ｚ（ｔ）を最初に送信したＱＰＳＫ
変調ベースバンド信号とする。そこで、チャネル推定／
補正プロセッサ１０６の入力部の信号は
似た二次元信号の時間系列は時間の複素関数として表さ
れる。複素時間関数ｚ（ｔ）を最初に送信したＱＰＳＫ
変調ベースバンド信号とする。そこで、チャネル推定／
補正プロセッサ１０６の入力部の信号は
【数１】 で表され、上式においてｃ（ｔ）は複素経時変化のチャ
ネル利得であり、ｎ（ｔ）はランダム・ノイズである。
ｃ（ｔ）（以後＾ｃ（ｔ）として表わす）の正しい推定
値が計算でき、ｎ（ｔ）が無視できるほど小さい、ある
いは加算平均によってほんのわずかの値まで減少させる
と、ｚ（ｔ）の正しい推定値は
ネル利得であり、ｎ（ｔ）はランダム・ノイズである。
ｃ（ｔ）（以後＾ｃ（ｔ）として表わす）の正しい推定
値が計算でき、ｎ（ｔ）が無視できるほど小さい、ある
いは加算平均によってほんのわずかの値まで減少させる
と、ｚ（ｔ）の正しい推定値は
【数２】 で与えられる。
【００１１】式２は、￣ｃ（ｔ）の解を求めるべく再構
成でき、従って、任意瞬時におけるチャネル歪みの近似
値は受信した信号と、その瞬時におけるオリジナル信号
の値から計算できる。Ｐ値をもつ既知のパイロット記号
を時間の特定点でオリジナル信号に挿入するのであれ
ば、オリジナル信号はその特定点では既知であり、その
特定点でのチャネル歪みの値はその特定点での受信信号
の値と、オリジナル・パイロット信号値から計算でき
る。そこで、「チャネル推定値」はパイロット信号点に
おけるチャネル関数のこれらサンプル値の補間値として
求められる。
成でき、従って、任意瞬時におけるチャネル歪みの近似
値は受信した信号と、その瞬時におけるオリジナル信号
の値から計算できる。Ｐ値をもつ既知のパイロット記号
を時間の特定点でオリジナル信号に挿入するのであれ
ば、オリジナル信号はその特定点では既知であり、その
特定点でのチャネル歪みの値はその特定点での受信信号
の値と、オリジナル・パイロット信号値から計算でき
る。そこで、「チャネル推定値」はパイロット信号点に
おけるチャネル関数のこれらサンプル値の補間値として
求められる。
【００１２】図３は、それぞれＭ記号を配列した連続ブ
ロックに分割したデータ・ストリーム３０２を示す。各
ブロックの送信期間はＴBである。各ブロックの初めに
おいて一つまたはそれ以上の既知のパイロット記号をデ
ータ・ストリーム３０２に挿入する。
ロックに分割したデータ・ストリーム３０２を示す。各
ブロックの送信期間はＴBである。各ブロックの初めに
おいて一つまたはそれ以上の既知のパイロット記号をデ
ータ・ストリーム３０２に挿入する。
【００１３】図４は、Ｓ．ＳａｍｐｅｉおよびＴ．Ｓｕ
ｎａｇａの方法（移動体技術に関するＩＥＥＥ議事録、
第４２巻、第２、１９９３年５月、１３７〜１４７ペー
ジに記載のＳ．ＳａｎｐｅｉとＴ．Ｓｕｎａｇａによる
論文、“ＲａｙｌｅｉｇｈＦａｄｉｎｇ Ｃｏｍｐｅｎ
ｓａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＱＡＭ ｉｎ ＬａｎｄＭｏｂ
ｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”
「地上移動無線通信におけるＱＡＭのレイリー・フェー
ジング補正」）に従い、挿入されたパイロット記号を使
用するチャネル推定／補正プロセッサの図である。入力
アナログ・ベースバンド信号ｕ（ｔ）４００は記号同期
モジュール４０８とブロック同期モジュール４０６に送
られ、処理される。記号同期と、ブロック同期の各モジ
ュールの出力は処理され、パイロット記号信号のディジ
タル値を複素乗算器４１１に伝送するように動作するア
ナログ−ディジタル・サンプル回路４０２（スイッチに
類似する記号として描かれている）を制御するパイロッ
ト記号サンプル・クロック４０４を発生する。複素乗算
器４１１の出力は特定のパイロット記号の時間における
チャネル利得の推定値を表す。この推定値は遅延回路４
１２に送られる。
ｎａｇａの方法（移動体技術に関するＩＥＥＥ議事録、
第４２巻、第２、１９９３年５月、１３７〜１４７ペー
ジに記載のＳ．ＳａｎｐｅｉとＴ．Ｓｕｎａｇａによる
論文、“ＲａｙｌｅｉｇｈＦａｄｉｎｇ Ｃｏｍｐｅｎ
ｓａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＱＡＭ ｉｎ ＬａｎｄＭｏｂ
ｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”
「地上移動無線通信におけるＱＡＭのレイリー・フェー
ジング補正」）に従い、挿入されたパイロット記号を使
用するチャネル推定／補正プロセッサの図である。入力
アナログ・ベースバンド信号ｕ（ｔ）４００は記号同期
モジュール４０８とブロック同期モジュール４０６に送
られ、処理される。記号同期と、ブロック同期の各モジ
ュールの出力は処理され、パイロット記号信号のディジ
タル値を複素乗算器４１１に伝送するように動作するア
ナログ−ディジタル・サンプル回路４０２（スイッチに
類似する記号として描かれている）を制御するパイロッ
ト記号サンプル・クロック４０４を発生する。複素乗算
器４１１の出力は特定のパイロット記号の時間における
チャネル利得の推定値を表す。この推定値は遅延回路４
１２に送られる。
【００１４】記号同期モジュール４０８は各記号時間に
おいて入力ベースバンド信号ｕ（ｔ）４００のディジタ
ル値を遅延回路４２６に記憶させるよう動作するアナロ
グ−ディジタル・サンプル回路４１０（スイッチに類似
する記号として描かれている）をも制御する。
おいて入力ベースバンド信号ｕ（ｔ）４００のディジタ
ル値を遅延回路４２６に記憶させるよう動作するアナロ
グ−ディジタル・サンプル回路４１０（スイッチに類似
する記号として描かれている）をも制御する。
【００１５】さて図３および図４を同時に考察し、図３
のデータ・ストリーム３０２における任意に選んだブロ
ック０中の記号に対しチャネル利得を推定するための方
法を説明する。
のデータ・ストリーム３０２における任意に選んだブロ
ック０中の記号に対しチャネル利得を推定するための方
法を説明する。
【００１６】図３の時間フレーム３００に関し、記号サ
ンプル時間
ンプル時間
【数３】 は、ｋ番目のブロック中のｍ番目の記号のサンプル時間
である。ブロック０中の記号に対するチャネル利得推定
値を計算するため、パイロット記号をｔ-1,0、ｔ 0,0と
ｔ1,0でサンプリングし、即ち各ブロックの初めに一つ
のパイロット記号があり、ブロック−１、０と１からの
記号をチャネル推定のために使用する。各入力パイロッ
ト記号サンプルｕ（ｔk,0）に対し複素乗算器４１１
は、
である。ブロック０中の記号に対するチャネル利得推定
値を計算するため、パイロット記号をｔ-1,0、ｔ 0,0と
ｔ1,0でサンプリングし、即ち各ブロックの初めに一つ
のパイロット記号があり、ブロック−１、０と１からの
記号をチャネル推定のために使用する。各入力パイロッ
ト記号サンプルｕ（ｔk,0）に対し複素乗算器４１１
は、
【数４】 を計算をする。上式で、ｐkはデータ・ブロックｋの初
めにあるパイロット記号の既知の値である。これらチャ
ネル利得推定値は遅延回路４１２に記憶される。
めにあるパイロット記号の既知の値である。これらチャ
ネル利得推定値は遅延回路４１２に記憶される。
【００１７】複素乗算器４１４、４１６、４１８を用
い、遅延回路４１２におけるチャネル利得推定値を適当
な重み付き係数α-1（ｍ）、α0（ｍ）、α1（ｍ）で乗
算し、乗算器の計算結果は複素加算器４２０で加算合計
される。［係数のα値は周知の方法に従い経験的に決定
される］従って、その結果得られた総和４２２（加算器
４２０の出力部）は以下のように代数的に表される。
い、遅延回路４１２におけるチャネル利得推定値を適当
な重み付き係数α-1（ｍ）、α0（ｍ）、α1（ｍ）で乗
算し、乗算器の計算結果は複素加算器４２０で加算合計
される。［係数のα値は周知の方法に従い経験的に決定
される］従って、その結果得られた総和４２２（加算器
４２０の出力部）は以下のように代数的に表される。
【数５】 上式で、Ｔsは記号期間として定義される。
【００１８】式５は、遅延回路４１２に記憶したパイロ
ット記号サンプル時間におけるチャネル利得の推定値に
基づき任意に選択したブロック０中、ｍ番目の記号の記
号サンプル時間での推定チャネル利得の値の二次ガウス
補間を構成する。
ット記号サンプル時間におけるチャネル利得の推定値に
基づき任意に選択したブロック０中、ｍ番目の記号の記
号サンプル時間での推定チャネル利得の値の二次ガウス
補間を構成する。
【００１９】次いで、加算結果の総和４２２の逆数が複
素相乗性インバータ４２４により計算される。ベースバ
ンド記号サンプル４２８が遅延回路４２６により生成さ
れ、そこでは同じサンプル時間における推定チャネル利
得の計算にベースバンド記号サンプルを同期させるよう
に遅延が設定される。複素乗算器４３０は次いでインバ
ータ４２４の出力を記号サンプル４２８で乗算し、式２
に従いオリジナル・データ記号４３２の推定値を生成す
る。
素相乗性インバータ４２４により計算される。ベースバ
ンド記号サンプル４２８が遅延回路４２６により生成さ
れ、そこでは同じサンプル時間における推定チャネル利
得の計算にベースバンド記号サンプルを同期させるよう
に遅延が設定される。複素乗算器４３０は次いでインバ
ータ４２４の出力を記号サンプル４２８で乗算し、式２
に従いオリジナル・データ記号４３２の推定値を生成す
る。
【００２０】説明してきたチャネル推定の方法ではデー
タ・ブロック毎にただ一つのパイロット記号が挿入さ
れ、僅かに三つのデータ・ブロックからのパイロット記
号が使用されるため、その方法はノイズによる機能的壊
乱に大いに陥り易い。
タ・ブロック毎にただ一つのパイロット記号が挿入さ
れ、僅かに三つのデータ・ブロックからのパイロット記
号が使用されるため、その方法はノイズによる機能的壊
乱に大いに陥り易い。
【００２１】図５において、チャネル推定／補正プロセ
ッサはアンドウ、サワハシ、アダチによる方法に従い挿
入されたパイロット記号を使用することが描かれており
（Ｈ．アンドウ、Ｍ．サワハシ、Ｆ．アダチによる論文
“Ｃｈａｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ
Ｔｉｍｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ Ｐｉｌｏｔ Ｓｙ
ｍｂｏｌｓ ｆｏｒ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｒａｋｅ Ｃ
ｏｍｂｉｎｉｎｇ ｆｏｒ ＤＳ−ＣＤＭＡＳ Ｍｏｂ
ｉｌｅ Ｒａｄｉｏ（ＤＳ−ＣＤＭＡ移動無線に備えた
コヒーレント・レーキ複合に時間多重化パイロット記号
を使用するチャネル推定を参照する）”（ＩＥＥＥ、Ｐ
ＩＭＲＣ’９７、Ｈｅｌｓｉｎｋｉ，Ｆｉｎｌａｎｄ、
１９９７年９月１〜４日）、その方法は重み付きマルチ
スロット加算平均（ＷＭＳＡ）として周知である。この
方法では、入力アナログ信号ｕ（ｔ）５００は、記号同
期モジュール４０８とブロック同期モジュール４０６に
よって処理される。記号同期とブロック同期の各モジュ
ールの出力は処理され、パイロット記号信号のディジタ
ル値を複素乗算器５１１に送るようにするアナログ−デ
ィジタル・サンプル回路４０２（スイッチに類似する記
号として描かれている）を制御するパイロット記号サン
プル・クロック５０４を発生する。複素乗算器５１１の
出力は特定パイロット記号の時間におけるチャネル利得
の推定値を表す。この推定値は遅延回路５１２に送られ
る。
ッサはアンドウ、サワハシ、アダチによる方法に従い挿
入されたパイロット記号を使用することが描かれており
（Ｈ．アンドウ、Ｍ．サワハシ、Ｆ．アダチによる論文
“Ｃｈａｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ
Ｔｉｍｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ Ｐｉｌｏｔ Ｓｙ
ｍｂｏｌｓ ｆｏｒ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｒａｋｅ Ｃ
ｏｍｂｉｎｉｎｇ ｆｏｒ ＤＳ−ＣＤＭＡＳ Ｍｏｂ
ｉｌｅ Ｒａｄｉｏ（ＤＳ−ＣＤＭＡ移動無線に備えた
コヒーレント・レーキ複合に時間多重化パイロット記号
を使用するチャネル推定を参照する）”（ＩＥＥＥ、Ｐ
ＩＭＲＣ’９７、Ｈｅｌｓｉｎｋｉ，Ｆｉｎｌａｎｄ、
１９９７年９月１〜４日）、その方法は重み付きマルチ
スロット加算平均（ＷＭＳＡ）として周知である。この
方法では、入力アナログ信号ｕ（ｔ）５００は、記号同
期モジュール４０８とブロック同期モジュール４０６に
よって処理される。記号同期とブロック同期の各モジュ
ールの出力は処理され、パイロット記号信号のディジタ
ル値を複素乗算器５１１に送るようにするアナログ−デ
ィジタル・サンプル回路４０２（スイッチに類似する記
号として描かれている）を制御するパイロット記号サン
プル・クロック５０４を発生する。複素乗算器５１１の
出力は特定パイロット記号の時間におけるチャネル利得
の推定値を表す。この推定値は遅延回路５１２に送られ
る。
【００２２】記号同期モジュール４０８はパイロット記
号時間毎に入力ベースバンド信号ｕ（ｔ）５００のディ
ジタル値を遅延回路５２６に記憶させるように動作する
アナログ−ディジタル・サンプル回路４１０（スイッチ
に類似する記号として描かれている）も制御する
号時間毎に入力ベースバンド信号ｕ（ｔ）５００のディ
ジタル値を遅延回路５２６に記憶させるように動作する
アナログ−ディジタル・サンプル回路４１０（スイッチ
に類似する記号として描かれている）も制御する
【００２３】再度図３に関し、データ・ストリーム３０
２に任意に選んだブロック０における記号に対するチャ
ネル利得の推定について図５に記載するチャネル推定／
補正プロセッサを用いるＷＭＳＡ方法に関し説明するこ
とにする。図３に示し、前記式３によって定義される記
号サンプル時間はｋ番目のブロック中のｍ番目の記号の
サンプル時間である。パイロット記号はｔk,mでサンプ
リングされるが、ここで、ｋ＝−２、−１、０、１、
２、３であり、ｍ＝０、１、２、３である、即ち、各ブ
ロックの初めに四つのパイロット記号があり、チャネル
の推定にはブロック−２、−１、０、１、２、３からの
記号が使用される。各入力パイロット記号サンプルｕ
（ｔk,m）毎に、複素乗算器５１１は計算を行い、
２に任意に選んだブロック０における記号に対するチャ
ネル利得の推定について図５に記載するチャネル推定／
補正プロセッサを用いるＷＭＳＡ方法に関し説明するこ
とにする。図３に示し、前記式３によって定義される記
号サンプル時間はｋ番目のブロック中のｍ番目の記号の
サンプル時間である。パイロット記号はｔk,mでサンプ
リングされるが、ここで、ｋ＝−２、−１、０、１、
２、３であり、ｍ＝０、１、２、３である、即ち、各ブ
ロックの初めに四つのパイロット記号があり、チャネル
の推定にはブロック−２、−１、０、１、２、３からの
記号が使用される。各入力パイロット記号サンプルｕ
（ｔk,m）毎に、複素乗算器５１１は計算を行い、
【数６】 上式で、ｋ＝−２、−１、０、１、２、３、ｍ＝０、
１、２、３であり、Ｐk, mは、ブロックｋ内のｍ位置に
おけるパイロット記号の既知の値である。これらのチャ
ネル利得の推定値は遅延回路５１２に記憶される。
１、２、３であり、Ｐk, mは、ブロックｋ内のｍ位置に
おけるパイロット記号の既知の値である。これらのチャ
ネル利得の推定値は遅延回路５１２に記憶される。
【００２４】遅延回路５１２に記憶した各ブロックの初
めにある四つの連続したパイロット記号に関わる四つの
チャネル利得推定値の平均値を算出するために複素加算
平均モジュール５３４を使用する。この加算平均は式４
のノイズ項に関わるエラーを最小にする。勿論、ノイズ
項エラーは、このような加算平均を適用しない図４に関
して説明した方法では大きくなる。
めにある四つの連続したパイロット記号に関わる四つの
チャネル利得推定値の平均値を算出するために複素加算
平均モジュール５３４を使用する。この加算平均は式４
のノイズ項に関わるエラーを最小にする。勿論、ノイズ
項エラーは、このような加算平均を適用しない図４に関
して説明した方法では大きくなる。
【００２５】加算平均モジュール５３４の出力を適当な
重み付き係数α-2、α-1、α0、α1、α2、α3で乗算す
るため複素乗算器５１４、５１５、５１６、５１７、５
１８、５１９を使用し、乗算の結果は複素加算器５２０
で加算合計される。従って、その結果得られる総和５２
２（加算器５２０の出力部における）は下式のように代
数的に表される。
重み付き係数α-2、α-1、α0、α1、α2、α3で乗算す
るため複素乗算器５１４、５１５、５１６、５１７、５
１８、５１９を使用し、乗算の結果は複素加算器５２０
で加算合計される。従って、その結果得られる総和５２
２（加算器５２０の出力部における）は下式のように代
数的に表される。
【数７】
【００２６】この式から、チャネル利得推定値＾ｃ（ｔ
0,0）は、ｍの値に関係なくブロック０における総ての
記号サンプル時間に対し適用されることが理解できる。
α係数はｍとは無関係であることにも注目する。ＷＭＳ
Ａ方法の場合、これらの係数は特定の一組の実チャネル
状態に対し最良の性能を達成すべき実験の期間にその係
数を調整することによって実験的に求められる。しか
し、これらの係数は実動作の期間一定に維持される、即
ち、それらは変化する条件に動的には順応しない。
0,0）は、ｍの値に関係なくブロック０における総ての
記号サンプル時間に対し適用されることが理解できる。
α係数はｍとは無関係であることにも注目する。ＷＭＳ
Ａ方法の場合、これらの係数は特定の一組の実チャネル
状態に対し最良の性能を達成すべき実験の期間にその係
数を調整することによって実験的に求められる。しか
し、これらの係数は実動作の期間一定に維持される、即
ち、それらは変化する条件に動的には順応しない。
【００２７】加算合計の結果得られた総和５２２の逆数
が次いで複素相乗性インバータ４２４によって計算され
る。ベースバンド記号サンプル５２８は遅延回路５２６
によって生成されるが、ここで遅延はそのベースバンド
記号サンプルを同じサンプル時間における推定チャネル
利得の計算に同期させるように設定する。次いで、複素
乗算器４３０はインバータ４２４の出力を記号サンプル
５２８で乗算して式２に従いオリジナル・データ記号５
３２の推定値を生成する。
が次いで複素相乗性インバータ４２４によって計算され
る。ベースバンド記号サンプル５２８は遅延回路５２６
によって生成されるが、ここで遅延はそのベースバンド
記号サンプルを同じサンプル時間における推定チャネル
利得の計算に同期させるように設定する。次いで、複素
乗算器４３０はインバータ４２４の出力を記号サンプル
５２８で乗算して式２に従いオリジナル・データ記号５
３２の推定値を生成する。
【００２８】要約すると、チャネル利得を推定するこの
ＷＭＳＡ方法は連続するパイロット記号の平均値を算出
するため第一の方法よりノイズ耐性に優れるが、補間に
は静的な式を用い、変化するチャネル条件に動的には順
応しない。
ＷＭＳＡ方法は連続するパイロット記号の平均値を算出
するため第一の方法よりノイズ耐性に優れるが、補間に
は静的な式を用い、変化するチャネル条件に動的には順
応しない。
【００２９】本発明の方法に従い、挿入したパイロット
記号に基づきチャネル利得を決定するための方法論の適
合について図６に記載するチャネル推定／補正プロセッ
サに関し以下に説明する。入力ベースバンド信号ｕ
（ｔ）５００は記号同期モジュール４０８とブロック同
期モジュール４０６によって処理される。記号同期とブ
ロック同期の各モジュールの出力は処理され、パイロッ
ト記号信号のディジタル値を複素乗算器５１１に送らせ
るようアナログ−ディジタル・サンプル回路４０２（ス
イッチに類似する記号として描かれている）を制御する
パイロット記号サンプル・クロック５０４を発生する。
複素乗算器５１１の出力は特定チャネル記号の時間にお
けるチャネル利得の推定値を表す。この推定値は遅延回
路５１２に送られる。
記号に基づきチャネル利得を決定するための方法論の適
合について図６に記載するチャネル推定／補正プロセッ
サに関し以下に説明する。入力ベースバンド信号ｕ
（ｔ）５００は記号同期モジュール４０８とブロック同
期モジュール４０６によって処理される。記号同期とブ
ロック同期の各モジュールの出力は処理され、パイロッ
ト記号信号のディジタル値を複素乗算器５１１に送らせ
るようアナログ−ディジタル・サンプル回路４０２（ス
イッチに類似する記号として描かれている）を制御する
パイロット記号サンプル・クロック５０４を発生する。
複素乗算器５１１の出力は特定チャネル記号の時間にお
けるチャネル利得の推定値を表す。この推定値は遅延回
路５１２に送られる。
【００３０】記号同期モジュール４０８は、各パイロッ
ト記号時間毎に入力ベースバンド信号ｕ（ｔ）５００の
ディジタル値を遅延回路５２６に記憶させるように動作
するアナログ−ディジタル・サンプル回路４１０（スイ
ッチに類似する記号として描かれている）をも制御す
る。
ト記号時間毎に入力ベースバンド信号ｕ（ｔ）５００の
ディジタル値を遅延回路５２６に記憶させるように動作
するアナログ−ディジタル・サンプル回路４１０（スイ
ッチに類似する記号として描かれている）をも制御す
る。
【００３１】図３のデータ・ストリーム３０２に任意に
選択したブロック０における記号に対し本発明の方法に
よるチャネル利得の推定を図６に記載のチャネル推定／
補正プロセッサの機能素子に関しここに解説することに
する。図３に示し、前記式３により定義される記号サン
プル時間はｋ番目のブロック中のｍ番目の記号のサンプ
ル時間である。パイロット記号はｔk,mでサンプリング
されるが、ここで、ｋ＝−２、−１、０、１、２、３、
であり、ｍ＝０、１、２、３である、即ち各ブロックの
初めには四つのパイロット記号があり、ブロック−２、
−１、０、１、２、３からの記号はチャネルの（利得）
推定に使用される。各入力パイロット記号サンプルｕ
（ｔk,m）毎に、チャネル利得推定値は式６に従い複素
乗算器５１１によって計算される。次いで、これらのチ
ャネル利得推定値は遅延回路５１２に記憶される。
選択したブロック０における記号に対し本発明の方法に
よるチャネル利得の推定を図６に記載のチャネル推定／
補正プロセッサの機能素子に関しここに解説することに
する。図３に示し、前記式３により定義される記号サン
プル時間はｋ番目のブロック中のｍ番目の記号のサンプ
ル時間である。パイロット記号はｔk,mでサンプリング
されるが、ここで、ｋ＝−２、−１、０、１、２、３、
であり、ｍ＝０、１、２、３である、即ち各ブロックの
初めには四つのパイロット記号があり、ブロック−２、
−１、０、１、２、３からの記号はチャネルの（利得）
推定に使用される。各入力パイロット記号サンプルｕ
（ｔk,m）毎に、チャネル利得推定値は式６に従い複素
乗算器５１１によって計算される。次いで、これらのチ
ャネル利得推定値は遅延回路５１２に記憶される。
【００３２】複素加算平均モジュール５３４は遅延回路
５１２に記憶した各ブロックの初めにある四つの連続し
たパイロット記号に関連する四つのチャネル利得推定値
の加算平均に使用する。この加算平均は、式４のノイズ
項に関連するエラーを最小にすべく機能する。ブロック
毎に四つ以上の記号を使用するとノイズ・エラーの一層
優れた相殺が行われるようになることも理解することが
できるだろう。従って、本発明の方法論の好適な実施形
態はブロック毎に四つの記号を使用することに基づく
が、その方法にはそれよりも大きな数の記号の使用が考
慮されてもいる。
５１２に記憶した各ブロックの初めにある四つの連続し
たパイロット記号に関連する四つのチャネル利得推定値
の加算平均に使用する。この加算平均は、式４のノイズ
項に関連するエラーを最小にすべく機能する。ブロック
毎に四つ以上の記号を使用するとノイズ・エラーの一層
優れた相殺が行われるようになることも理解することが
できるだろう。従って、本発明の方法論の好適な実施形
態はブロック毎に四つの記号を使用することに基づく
が、その方法にはそれよりも大きな数の記号の使用が考
慮されてもいる。
【００３３】複素乗算器６１４、６１５、６１６、６１
７、６１８、６１９を用い加算平均モジュール５３４の
出力を適当な重み付き係数α-2（ｍ）、α-1（ｍ）、α
0（ｍ）、α1（ｍ）、α2（ｍ）、α3（ｍ）で乗算し、
乗算の結果は複素加算器５２０で加算合計される。従っ
て、（加算器５２０の出力部における）加算合計の結果
得られた総和６２２は、下式のように代数的に表され
る。
７、６１８、６１９を用い加算平均モジュール５３４の
出力を適当な重み付き係数α-2（ｍ）、α-1（ｍ）、α
0（ｍ）、α1（ｍ）、α2（ｍ）、α3（ｍ）で乗算し、
乗算の結果は複素加算器５２０で加算合計される。従っ
て、（加算器５２０の出力部における）加算合計の結果
得られた総和６２２は、下式のように代数的に表され
る。
【数８】 α係数は以下のように（ｑ＝ｍ／Ｎとして）決定され
る。
る。
【数９】
【００３４】式８〜１４は、遅延回路５１２に記憶した
パイロット記号サンプル時間におけるチャネル利得の測
定値からブロック０中にあるいずれかの記号の記号サン
プリング時間での推定チャネル利得の値に対する５次
（６ポイント）ラグランジュ多項式補間を構成する。本
発明の方法によれば、このような補間はブロック０を中
心とした対応するｒ個のブロックと、各ブロックの初め
にある任意数Ｐ＜Ｎのパイロット記号を使用し、任意次
数（ｒ−１）のラグランジュ補間式をもって行うことが
できる。その結果得られるチャネル利得推定値は、
パイロット記号サンプル時間におけるチャネル利得の測
定値からブロック０中にあるいずれかの記号の記号サン
プリング時間での推定チャネル利得の値に対する５次
（６ポイント）ラグランジュ多項式補間を構成する。本
発明の方法によれば、このような補間はブロック０を中
心とした対応するｒ個のブロックと、各ブロックの初め
にある任意数Ｐ＜Ｎのパイロット記号を使用し、任意次
数（ｒ−１）のラグランジュ補間式をもって行うことが
できる。その結果得られるチャネル利得推定値は、
【数１０】
【００３５】上式において、偶数ｒに対し、−０．５
（ｒ−２）≦ｋ≦０．５ｒであり、奇数ｒに対し、−
０．５（ｒ−１）≦ｋ≦０．５（ｒ−１）である。
（ｒ−２）≦ｋ≦０．５ｒであり、奇数ｒに対し、−
０．５（ｒ−１）≦ｋ≦０．５（ｒ−１）である。
【００３６】この一般的な場合、α係数は以下のように
（ｑ＝ｍ／Ｎとして）決定される。偶数ｒに対しては、
（ｑ＝ｍ／Ｎとして）決定される。偶数ｒに対しては、
【数１１】 奇数ｒに対しては、
【数１２】
【００３７】再度、図６に記載のチャネル推定／補正プ
ロセッサ関し、加算の結果得られる総和６２２の逆数が
次いで複素相乗性インバータ４２４によって計算され
る。ベースバンド記号サンプル５２８は遅延回路５２６
によって発生され、そこで、遅延はそのベースバンド記
号サンプルを同一のサンプル時間で推定チャネル利得の
計算に同期させるように設定される。次いで、複素乗算
器４３０はインバータ４２４の出力を記号サンプル５２
８で乗算し、式２に従いオリジナルデータ記号６３２の
推定値を生成する。
ロセッサ関し、加算の結果得られる総和６２２の逆数が
次いで複素相乗性インバータ４２４によって計算され
る。ベースバンド記号サンプル５２８は遅延回路５２６
によって発生され、そこで、遅延はそのベースバンド記
号サンプルを同一のサンプル時間で推定チャネル利得の
計算に同期させるように設定される。次いで、複素乗算
器４３０はインバータ４２４の出力を記号サンプル５２
８で乗算し、式２に従いオリジナルデータ記号６３２の
推定値を生成する。
【００３８】＜結論＞チャネル推定の方法論は各データ
・ブロックにおける一つまたはそれ以上の連続したパイ
ロット記号をもとに機能し、パイロット記号相互間の推
定チャネル利得に対し行われるラグランジュ補間を組み
入れたものとして解説してきた。この補間のパラメータ
は変化するチャネル条件に動的には順応しない。
・ブロックにおける一つまたはそれ以上の連続したパイ
ロット記号をもとに機能し、パイロット記号相互間の推
定チャネル利得に対し行われるラグランジュ補間を組み
入れたものとして解説してきた。この補間のパラメータ
は変化するチャネル条件に動的には順応しない。
【００３９】本発明の方法論と、その方法論の例示とし
ての用途を詳しく説明したが、添付の請求項に記載する
ように、本発明の精神および範囲から逸脱することなく
種々の変更、修正、置換を行うことができることを理解
されたい。
ての用途を詳しく説明したが、添付の請求項に記載する
ように、本発明の精神および範囲から逸脱することなく
種々の変更、修正、置換を行うことができることを理解
されたい。
【図１】典型的なＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の概略図であ
る。
る。
【図２】直角位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ）変調
を示す図である。
を示す図である。
【図３】データ・ストリームをブロックに分割し、各ブ
ロックの初めにパイロット記号を挿入した図である。
ロックの初めにパイロット記号を挿入した図である。
【図４】基本的なチャネル推定／補正プロセッサを示す
図である。
図である。
【図５】重み付きマルチスロット加算平均（ＷＭＳＡ）
法を用いたチャネル推定／補正プロセッサを示す図であ
る。
法を用いたチャネル推定／補正プロセッサを示す図であ
る。
【図６】本発明の方法によるチャネル推定／補正プロセ
ッサを示す図である。
ッサを示す図である。
Claims (17)
- 【請求項１】 それぞれ複数の符号化したデータ・ビッ
トと、複数の既知のパイロット・ビットを含む複数のデ
ータ・ブロックを有するデータ信号を復元するための方
法であって、 前記既知のパイロット・ビットに対する受信したデータ
信号の比較に基づき前記受信したデータ信号におけるチ
ャネル歪みの量を推定するステップと、 前記推定したチャネル歪みにラグランジュ多項式補間を
適用し、チャネル歪みの重み付き推定値を提供するステ
ップと、 前記データ・ブロックの各々にチャネル歪みの前記重み
付き推定値を適用し、前記チャネル歪みを補正するステ
ップとを含む方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載の方法において、チャネ
ル歪みを推定する前記ステップが前記複数の受信したパ
イロット・ビットの振幅または位相情報から前記チャネ
ル歪みを推定するステップを含む方法。 - 【請求項３】 請求項２に記載の方法において、チャネ
ル歪みの前記推定値が前記データ・ブロックにおける前
記複数の受信したパイロット・ビットの平均振幅値と平
均位相値を計算することによって生成される方法。 - 【請求項４】 請求項１に記載の方法において、チャネ
ル歪みの前記推定値が前記データ・ブロックにおける前
記複数の受信したパイロット・ビットの平均振幅を計算
することによって生成される方法。 - 【請求項５】 請求項２に記載の方法において、チャネ
ル歪みの前記推定値が前記データ・ブロックにおける前
記複数の受信したパイロット・ビットの平均位相を計算
することによって生成される方法。 - 【請求項６】 請求項１に記載の方法において、ラグラ
ンジュ多項式補間を適用する前記ステップがＲ個のデー
タ・ブロックのチャネル歪みの前記推定値にＲ−１次の
ラグランジュ多項式補間を適用するサブステップを含む
方法。 - 【請求項７】 請求項６に記載の方法において、前記ラ
グランジュ多項式補間の重み付き係数が本明細書の式１
６および１７によって表される方法。 - 【請求項８】 複数の既知のパイロット・ビットと複数
の符号化したデータ・ビットを含む複数のデータ・ブロ
ックから成るデータ・ストリームを受信するための受信
システムにおいて、 ラグランジュ多項式補間重み係数アルゴリズムを利用
し、チャネル歪みパラメータを決定するように動作する
歪み補正手段と、 前記チャネル歪みパラメータからチャネル歪みの推定値
を決定し、前記複数のデータ・ブロックに前記チャネル
歪みの推定値を適用するための手段とを備えるチャネル
推定／補正プロセッサ。 - 【請求項９】 請求項８に記載のチャネル推定／補正プ
ロセッサにおいて、さらに、 関係するデータ・ブロックにおけるチャネル歪みの推定
値である前記複数のパイロット・ビットの信号パラメー
タの一部を記憶し、所定の時間増分だけ時間を遅延させ
た前記複数のデータ・ブロックの少なくとも一つを記憶
するための記憶手段と、 前記記憶手段に記憶したチャネル歪みの各前記推定値を
正規化する手段およびチャネル歪みの各前記正規化推定
値に前記ラグランジュ多項式補間の計算した重み係数を
適用するための手段と、 チャネル歪みの各前記重み付き正規化推定値を加算合計
するための手段であって、前記加算合計の総和がチャネ
ル歪みの推定値である手段と、 前記記憶し、遅延させたデータ・ブロックにチャネル歪
みの前記推定値を適用するための手段とを備えるチャネ
ル推定／補正プロセッサ。 - 【請求項１０】 請求項９に記載のチャネル推定／補正
プロセッサにおいて、 前記信号パラメータが前記複数の受信したパイロット・
ビットの測定した振幅と位相の値の対数関数として決定
されるチャネル推定／補正プロセッサ。 - 【請求項１１】 請求項９に記載のチャネル推定／補正
プロセッサにおいて、 前記信号パラメータが前記複数の受信したパイロット・
ビットの測定した振幅値の代数関数として決定されるチ
ャネル推定／補正プロセッサ。 - 【請求項１２】 請求項９に記載のチャネル推定／補正
プロセッサにおいて、 前記信号パラメータが前記複数のパイロット・ビットの
測定した位相値の代数関数として決定されるチャネル推
定／補正プロセッサ。 - 【請求項１３】 請求項９に記載のチャネル推定／補正
プロセッサにおいて、 前記記憶手段に記憶した前記信号パラメータが所定の
数、Ｒ個の前記データ・ブロックに対応するチャネル推
定／補正プロセッサ。 - 【請求項１４】 請求項１３に記載のチャネル推定／補
正プロセッサにおいて、 前記所定の遅延の時間増分はＲが偶数であれば第一値で
あり、Ｒが奇数であれば第二値であるチャネル推定／補
正プロセッサ。 - 【請求項１５】 請求項１４に記載のチャネル推定／補
正プロセッサにおいて、 前記所定の遅延の時間増分の第一値が（Ｒ／２＋１）の
整数値に等しく、前記所定の遅延の時間増分がＲ／２の
整数値に等しいチャネル推定／補正プロセッサ。 - 【請求項１６】 請求項１３に記載のチャネル推定／補
正プロセッサにおいて、 前記ラグランジュ多項式補間重み係数が（Ｒ−１）次ラ
グランジュ多項式補間を用いて計算されるチャネル推定
／補正プロセッサ。 - 【請求項１７】 請求項１４に記載のチャネル推定／補
正プロセッサにおいて、 前記重み係数が本明細書の式１６および１７に表される
チャネル推定／補正プロセッサ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US25508899A | 1999-02-22 | 1999-02-22 | |
| US09/255088 | 1999-02-22 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000253080A true JP2000253080A (ja) | 2000-09-14 |
Family
ID=22966785
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000044007A Pending JP2000253080A (ja) | 1999-02-22 | 2000-02-22 | ラグランジュ多項式補間を用いたチャネル歪みを補正するための方法およびシステム |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1032168A2 (ja) |
| JP (1) | JP2000253080A (ja) |
| KR (1) | KR20000076706A (ja) |
| CN (1) | CN1265544A (ja) |
| AU (1) | AU1639800A (ja) |
| BR (1) | BR0000847A (ja) |
| CA (1) | CA2298273A1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003009489A1 (fr) * | 2001-07-13 | 2003-01-30 | Kawasaki Microelectronics, Inc. | Appareil de reception amrc et procede de reception amrc |
| US7965796B2 (en) | 2002-02-27 | 2011-06-21 | Freescale Semiconductor, Inc. | Channel estimation in a radio receiver |
| JP5261173B2 (ja) * | 2006-06-01 | 2013-08-14 | 直樹 末広 | マルチパス特性推定方法及び装置、受信方法並びに受信信号補正方法及び装置 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6219344B1 (en) * | 1999-04-21 | 2001-04-17 | Infineon Technologies Ag | Pilot aided traffic channel estimation for CDMA cellular systems |
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