CN1114296C - 一种频率选择性信道下的可变带宽信道估计方法及其装置 - Google Patents

Abstract

一种频率选择性信道下的可变带宽信道估计方法，包括步骤：a、将接收信号和已知的导频码元进行共轭相乘，得到K时刻的信道衰落估计值；其特点是，还包括步骤：b、将信道衰落估计值通过一个抑制噪声的滤波器；c、通过查找表得到一个调整滤波器的参数；d、将信道估计值与接收信号一起延时后送维特比解码器进行解码。以较少的运算量完成不同导频结构下的精确信道估计过程，满足第三代移动通信系统对移动台从低速到高速移动状态范围内对通信质量的要求。

Description

一种频率选择性信道下的可变带宽信道估计方法及其装置

本发明应用于码分多址系统中接收机解调部分，本发明是针对经历快速变化的衰落信道的接收信号的信道估计问题。本发明就是适用于DS-CDMA的协议标准的。

随着在通讯领域内业务爆炸性的增长，对于通讯容量、灵活性以及质量等方面的要求也在不断提高。所采用的技术从模拟到数字，从FDMA到TDMA，再发展到现在的CDMA。CDMA与当前普遍采用的TDMA体制相比，具有一些特别的优势，如频率利用效率高，容量大，保密性好，服务质量高，成本低等，因而在未来的第三代移动通讯系统中，直接序列码分多址(DS-CDMA)体制正逐渐成为一个能够满足迅速增长的通讯需要的选择。和时分或者频分多址所不同的是，在DS-CDMA中，所有的用户同时使用相同的带宽，不同的用户通过唯一分配的PN码序列来识别。

快速衰落的信道是数字移动通讯中出现的一个中心问题，在信号传输过程中，传输信道遭遇严重的时变、频率选择性衰落的影响，除非对这样的信道扭曲进行正确的估计和均衡，否则发射信号将不能可靠的恢复。而先进、可靠的信道估计和检测技术，将在很大程度上缓解通讯系统其他部分所受到的限制，从而可以使产品向更大的容量，更小的尺寸，更少的成本方向发展。比如，具有优秀接收性能的基站，将可以允许移动台使用更小的发射功率以减少移动台电池损耗，或者提高链接的质量。

根据现有的DS-CDMA的协议标准，在WCDMA和CDMA2000上行信道中，采用的数据结构是控制信道DPCCH和业务信道DPDCH经过相互正交的扰码并行传送，其中的DPCCH信道为间断导频格式，如图1所示，一个时隙内包含导频符号与控制信息，数据采用BPSK调制。而在它们的下行信道结构中，则使用了导频信道，也就是所谓的连续导频格式，如图2所示。

对于这些形式的发射信号，如何在接收端正确有效地恢复出数据的原始信息，就是解调需要考虑的问题。其中较为有效的相关解调，是通过将接收到的信号与一个参考信号相关，以去除无线传播中的衰落信道对于发射信号在相位和幅度上的偏移影响。这一参考信号，既为信号经历的信道衰落的估计值。显然，链路容量是和接收机达到一定性能所需的接收信号信噪比成反比的，对于经历衰落的信号来说，由于相关检测比非相关检测所需的信噪比更小，因而成为CDMA系统比较适合的检测方案。这就需要在快速多径衰落环境下对衰落信道的幅度和相位的精确估计。对此，人们已经提出了很多种方法，对于间断导频形式的信道来说，包括单纯利用导频信息插值出数据段信道衰落值，以及同时利用数据段和导频段进行的自适应前向预测或者同时采用前后向预测的格型滤波器来估计信道等等。这些方法在一定的环境条件下也分别取得了比较好的效果。但是，由于第三代移动通讯系统需要适应的运动速度变化范围很大，从静止到每小时500公里，同时要求能够传送大业务量的数据。现有的信道估计方法难以同时满足各种条件下对于通讯质量的要求。

而且，在CDMA系统中，由于采用了快速功率控制(TPC)，衰落信道的统计特性将不再保持，因此基于维纳滤波器理论的信道估计滤波器不能应用于反向链路中去。

本发明针对采用DS-CDMA技术的第三代移动通信系统在多种导频结构下，利用移动台速度估计技术或信号衰落率估计技术，解决快速变化的衰落信道环境下信道估计问题，根据查找表技术或者对应经验公式来调整信道估计过程中所采用的系数可变的低通滤波器带宽及系数的方法，以较少的运算量完成不同导频结构下的精确信道估计过程，从而满足第三代移动通信系统对于移动台从低速到高速移动状态下通信质量的要求，达到在第三代移动通讯所适用的运动速度变化范围内都能够取得满足要求的信道估计性能的目的。

实现本发明目的的技术方案是：

一种频率选择性信道下的可变带宽信道估计方法，包括步骤：

a、将接收信号和已知的导频码元进行共轭相乘，得到K时刻的信道衰落估计值；

其特征在于，还包括以下步骤：

b、将在a步骤中得到的信道衰落估计值通过一个滤波器，以进一步抑制信道估值中的噪声；

c、同时将在a步骤中得到的信道衰落估计值经过信道衰落速率估计后再通过查找表得到一个调整滤波器的参数；

d、最后将经过b、c步骤得到的信道估计值与接收信号一起经过D_f延时后送入维特比解码部分，进行解码。

上述频率选择性信道下的可变带宽信道估计方法，其中，所述的滤波器是一个平均滤波器或是一系数可变的低通滤波器。

上述频率选择性信道下的可变带宽信道估计方法，其中，所述的平均滤波器系数恒定为1，阶数参数D_f是根据接收机信道衰落速率估计装置提供的速度估计值，再按照速度和阶数D_f对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，相应的D_f取值越小。

上述频率选择性信道下的可变带宽信道估计方法，其中，所述的系数可变的低通滤波器的阶数参数D_f固定，加权系数{h_i，i＝0，1，…2D_f}是根据接收机信道衰落速率估计装置提供的速度估计值，再按照预定的速度和阶数D_f对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，系数可变的低通滤波器两端系数取值越小。

一种频率选择性信道下的可变带宽信道估计的装置，包括一第一乘法器，该乘法器的输入端连接一接收信号和一导频码元信号；其特征在于，还包括一滤波器、一信道衰落速率估计单元、一查找表单元、一延时电路、一第二乘法器、以及一维特比译码器；所述第一乘法器的输出信号与滤波器和信道衰落速率估计单元的输入端相连接；所述的信道衰落速率估计单元的输出信号与查找表单元的输入端相连接；所述的查找表的输出信号与滤波器和延时电路相连接；延时电路同时输入接收信号；所述滤波器的输出信号以及延时电路的输出信号同时经过第二乘法器后送到维特比译码器，进行解码。

上述一种频率选择性信道下的可变带宽信道估计的装置，其中，所述的滤波器是一个平均滤波器或是一系数可变的低通滤波器。

由于本发明采用了以上的技术方案，因此在有限的资源下，如一定的可处理信道数目、发射总功率等下，系统可根据精确的移动台位置与速度信息，完成对诸如切换控制、为移动台分配信道、以及合理的小区(对于慢速运动的移动台分配一个微小区，而对于快速运动的则分配宏小区)等任务，可使更多的用户更好地获得所需的服务，从而达到高效利用资源的目的。

此外，利用较为精确的移动台位置、速度信息，也可为下一代移动通讯系统提供在语音、数据传送之外更多的服务。

本发明的具体的特征、性能由以下的实施例及其附图进一步说明。

图1是已有技术WCDMA上行传输信道时隙结构示意图。

图2是已有技术WCDMA下行传输信道时隙结构示意图。

图3是在上行中采用线性插值判决反馈的信道估计方法实施例框图。

图4是在上行中采用LMS预测判决反馈的信道估计方法实施例框图。

图5是在下行中信道估计算法实施例框图。

图6是在车载环境下误码率随D_f变化曲线，多普勒频率fd＝(a)100Hz。

图7是车载环境下误码率随D_f变化曲线，多普勒频率fd＝(b)900Hz。

请参阅附图。

本发明一种频率选择性信道下的可变带宽信道估计方法，先将接收信号和已知的导频码元进行共轭相乘，得到K时刻的信道衰落估计值；然后再求得可变带宽信道估计，包括以下步骤：

先将已得到的信道衰落估计值通过一个滤波器，以进一步抑制信道估值中的噪声；同时将在先前得到的信道衰落估计值经过信道衰落速率估计后再通过查找表得到一个调整滤波器的参数；最后将经过以上步骤得到的信道估计值与接收信号一起经过D_f延时后送入维特比解码部分，进行解码。

所述的滤波器是一个平均滤波器或是一系数可变的低通滤波器。

如果采用平均滤波器，其系数恒定为1，阶数参数D_f是根据接收机信道衰落速率估计装置提供的速度估计值，再按照速度和阶数D_f对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，相应的D_f取值越小。

如果采用系数可变的低通滤波器，则其阶数参数D_f固定，加权系数{h_i，i＝0，1，…2D_f}是根据接收机信道衰落速率估计装置提供的速度估计值，再按照预定的速度和阶数D_f对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，系数可变的低通滤波器两端系数取值越小。

该方法所述的信道衰落值可通过多种方式获得，对于间断导频格式(上行信道结构)可采用高斯插值法或自适应预测滤波器法得到；对于连接导频格式(下行信道结构)可通过导频码元发生器直接得到。

假设一个单用户系统，发射信号经过BPSK或者QPSK调制。在信道时隙中采用间断导频格式。每一时隙长度T_slott＝(N_p+N_d)T，这里的T是单个码元时间，Nd为数据码元长度，Np为导频码元长度。对于间断导频，N_d＞0，对于连续导频的情况，导频信道没有数据码元，N_d＝0。时隙结构见图1。

假定多径信道是由L路可分解传播径(1＝0，1，*，L-1)组成，接收到的信号可以表示为： $r\left(\mathrm{kT}\right)=\underset{i=0}{\overset{L=1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_l\left(\mathrm{kT}\right)s(\mathrm{kT}-{\mathrm{\τ}}_l)+n_l\left(\mathrm{kT}\right)---\left(1\right)$

其中，n(t)是背景噪声，可视为加性高斯白噪，其单边功率谱密度为；c_l(t)和τ_l则是第1径复数信道增益和延时；s(t)为对应的发射基带信号。

下面通过几个实施例对本发明信道估计方法作更详细的说明。

实施例一，线性插值反馈信道估计方法：

采用高斯插值法获得导频码元的信道估计方法，可利用时隙导频段发射数据已知，先求出导频段的衰落信道信息，再通过插值的方法估计出数据段的信道衰落值。该高斯插值法获得导频码元的方法是：首先利用已知的导频码元，求出对应的信道衰落值，进行累加去噪后用来插值得到每一时隙中数据码元段对应的信道信息的初始估计值；各径根据所得到的信道初始估计值，求得各径数据码元的去信道调制值，再进行RAKE合并，对其输出结果进行一次临时判决，恢复出对于发射数据码元的估计；在各径接收信号去掉上述步骤得到的发射信号调制，得到对于n时刻信道较为精确的估值，与延时后的导频段去信号调制值合并起来，构成类似连续导频的数据序列。

再通过本发明的方法求得信道估计值，步骤是：将在以上步骤中得到的对信道较为精确的估值通过一个滤波器，以进一步抑制信道估值中的噪声；同时对信道较为精确的估值按照预定的对应关系计算或者查找表得到一个来调整滤波器的参数；最后将经过以上步骤的信道估值与经过D_f延时的接收信号一起送入后面的维特比解码部分，进行解码。

上面所提到的滤波器可以是一个简单的平均滤波器，也可以是一个系数可变的低通滤波器。

如果采用平均滤波器，其系数恒定为1，阶数参数D_f是根据接收机速度估计装置提供的速度估计值，再按照预定的速度和阶数D_f对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，相应的D_f取值越小。

如果采用系数可变的低通滤波器，其阶数参数D_f固定，加权系数{h_i，i＝0，1，…2D_f}是根据接收机速度估计装置提供的速度估计值，再按照预定的速度和阶数D_f对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，系数可变的低通滤波器两端系数取值越小。

接收信号经过相干Rake接收机之后，被分解成L路不同时延的信号，匹配滤波器输出的第n个时隙的第m个数据可以表示为： $\hat{d}(m,n)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_l(m,n){\hat{c}}_l^{*}(m,n)=N_p,N_{p+1},\·\·\·N_p+N_d-1---\left(2\right)$

由于导频信号是事先已知的，因此，第1径在导频码元处的增益c_l(m，n)，m＝0，1，…N_p-1也是可以估计的，对_个导频码元做解调平均后可得到一个导频段信道衰落的估值^，插值类算法就是根据已知的^，插值出数据码元所对应的 ${\hat{c}}_l(m,n),m=N_p,N_p+1,\·\·\·N_p+N_d-1,$ 从而求得d(m，n)。

通常采用的插值信道估计算法有下面介绍的高斯插值法。

高斯插值滤波器属于系数可变的低通滤波器的范畴，不同阶数的高斯滤波器系数选取也是不同的，一般有零阶、一阶、二阶三种，它们对应的插值公式分别是： ${\hat{c}}_l(m,n)=Q_{-1}\left(\frac{m^{\′}}{N}\right){\hat{c}}_l(n-1)+Q_0\left(\frac{m^{\′}}{N}\right){\hat{c}}_l\left(n\right)+Q_1\left(\frac{m^{\′}}{N}\right){\hat{c}}_l(n+1)---\left(3\right)$

其中，N＝N_d+1，m′＝m-N_p+1＝1，2…N_d

各自的加权系数分别为：

高斯零阶： $Q_{-1}\left(\frac{m}{N}\right)=0$ $Q_0\left(\frac{m}{N}\right)=1$ $Q_1\left(\frac{m}{N}\right)=0---\left(4\right)$

高斯一阶： $Q_{-1}\left(\frac{m}{N}\right)=0$ $Q_0\left(\frac{m}{N}\right)=1-\left(\frac{m}{N}\right)$ $Q_1\left(\frac{m}{N}\right)=\frac{m}{N}---\left(5\right)$

高斯二阶： $Q_{-1}\left(\frac{m}{N}\right)=\frac{1}{2}\{{\left(\frac{m}{N}\right)}^2-\frac{m}{N}\}$ $Q_0\left(\frac{m}{N}\right)=1-{\left(\frac{m}{N}\right)}^2$ $Q_1\left(\frac{m}{N}\right)=\frac{1}{2}\{{\left(\frac{m}{N}\right)}^2+\frac{m}{N}\}---\left(6\right)$

插值算法的优点是算法简单，运算小，但是延时较大，如高斯一、二阶插值的延时均为一个时隙。相对的，采用自适应来估计信道则没有延时问题。

图3是在上行中采用线性插值判决反馈的信道估计方法实施例框图。

该线性插值判决反馈的信道估计方法实施例框图包括：一分路器、一与分路器的输出信号连接的乘法器和一插值部分单元，一与乘法器的输出信号连接的加法器，以及一与该加法器的输出信号连接的临时判决单元，一与临时判决单元的输出信号连接的合路器以及一与合路器和接收信号连接的乘法器；还包括：

一与接收信号连接的第二延时单元；一与乘法器的输出信号连接的低通/平均滤波器，一与该低通/平均滤波器的输出信号及第二延时单元的输出信号连接的维特比译码单元；一与乘法器的输出信号连接的信道衰落速率估计单元，一与该信道衰落速率估计单元的输出信号连接的查找表单元；该查找表单元的输出信号分别送到系数可变的低通滤波器和第二延时单元，该查找表单元的输出信号同时反馈到插值部分单元。

在k时刻，接收机接收到第1径的DPCCH信号y_k，l，(接收信号第1径的第K个码元)经过分路器211分为导频段和数据段接收数据两部分。导频段接收数据(第1径分路器输出的导频数据第K个码元)被送入高斯一阶插值模块210，经过3、4、6式，提供数据段第1径k时刻的第k个数据的信道预测值

，共轭后与数据段接收数据由乘法单元相乘，得到第1径第k个数据符号估计值

，它与其他径相应的估计值 ，…一起通过加法单元202完成RAKE合并，得到合并值

，它经过临时判决单元203，输出发射数据符号BPSK调制估计值 x_k，这一结果与已知的导频段的发射码元经过合路器212合并，恢复成原来的时隙结构，共轭后再与k时刻第1径的接收信号y_k，l经过乘法单元204相乘，得到对于k时刻信道比较准确的估计值

，该估计值被送入系数可变的低通滤波器206，经过(10)式，得到经过延时和抑制高斯噪声的信道估值 c_k-Df，l，再共轭后与经过D_f个符号延时单元205的第1径接收信号即y_k-Df，l通过乘法器单元213相乘，其输出作为维特比解码器207的输入。

同时， 也可以作为信道衰落速率估计单元208的输入，通过统计在单位时间内

旋转角度变化的频率，或者其他速度估计算法，可以得到关于当前信道衰落速率的一个大致的估计值′f_e，在查找表209内预先存储了信道衰落率和对应适宜的系数可变的低通滤波器长度，根据输入′f_e，得到当前一段时间应采用的滤波器长度，由它来控制系数可变的低通滤波器206，以及延时单元205等。

实施例二，这是自适应预测LMS判决反馈信道估计方法：

在信道时隙中采用间断导频格式，它采用自适应预测滤波器LMS预测出各径在下一个时刻的信道衰落系数，再通过判决反馈对自适应预测滤波器LMS进行矫正。其导频码元的求得方法是：首先在接收数据时隙的导频段，利用已知的导频码元，求出对应的信道衰落值，对自适应预测滤波器LMS的系数进行训练；数据码元段，各径根据相应自适应预测滤波器LMS在上一n-1时刻提供的对于当前n时刻的信道预测值，求得各径数据码元的去信道调制值，再进行RAKE合并，对其输出结果进行一次临时判决，恢复出对于发射数据码元的估计；在各径接收信号去掉上一个步骤得到的发射信号调制，得到对于n时刻信道较为精确的估值，用其作为校准信号调整各径自适应预测滤波器LMS的系数，再求得下一n+1时刻的信道衰落值，如此迭代下去；

然后再继续求出信道估计值：将得到的对信道较为精确的估值通过一个滤波器，以进一步抑制信道估值中的噪声；同时对信道较为精确的估值按照预定的对应关系计算或者查找表得到一个调整平均滤波器的参数；最后将经过上述步骤的信道估值与经过D_f延时的接收信号一起送入后面的维特比解码部分，进行解码。

上面所提到的滤波器可以是一个平均滤波器，也可以是一个系数可变的低通滤波器。

如果采用平均滤波器，其系数恒定为1，阶数参数D_f是根据接收机速度估计装置提供的速度估计值，再按照预定的对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，相应的D_f取值越小。

如果采用系数可变的低通滤波器，其阶数参数D_f固定，加权系数{h_i，i＝0，1，…2D_f}是根据接收机速度估计装置提供的速度估计值，再按照预定的对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，系数可变的低通滤波器两端系数取值越小。

自适应预测判决反馈算法，其基本思路是利用LMS滤波器预测出信道衰落值： $c_k\≈y_k/x_k\underset{\‾}{\mathrm{\Δ}}{\tilde{c}}_k,$ ${\hat{c}}_k=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i^{*}{\tilde{c}}_{k-i}\underset{\‾}{\mathrm{\Δ}}\stackrel{\→}{b}{\left(k\right)}^H\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{c}\left(k\right),---\left(7\right)$ $\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{c}\left(k\right)={({\tilde{c}}_{k-1},{\tilde{c}}_{k-2},...,{\tilde{c}}_{k-N})}^T,\stackrel{\→}{b}\left(k\right)={(b_1,b_2,...b_N)}^T$

其中，y_k是第k个接收信号，相当于(1)式中的y(kT)，c_k是实际的信道衰落值，

为经过矫正的信道衰落估计值，由接收信号y_k与经过硬判、再次BPSK调制后的检测符号 x_k相比得到。 是经过系数为 $\stackrel{\→}{b}\left(k\right)={(b_1,b_2,...,b_N)}^T$ 的LMS滤波器的对于第k时刻的信道衰落的预测值。该滤波器系数由以下LMS递归算法求得： $\stackrel{\→}{b}(k+1)=\stackrel{\→}{b}\left(k\right)+\mathrm{\μ}({\tilde{c}}_k-{\hat{c}}_k)*\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{c}\left(k\right)---\left(8\right)$

式中μ为LMS滤波器的步长。

在求得

后，即可估计数据符号 ${\hat{x}}_k=\frac{y_k}{{\hat{c}}_k}$ ，再将其通过最小距离判决准则调制到对应的 x_k上去： $\mathrm{xk}=\underset{x_k\∈D}{\min }|x_k-x_k|,D=\{+1,-1\}---\left(9\right)$

在每一时隙的导频段，导频符号x_k是事先已知的，由它得到的信道值c_k较为精确，可以用于训练当前LMS滤波器的系数

图4是在上行中采用LMS预测判决反馈的信道估计方法实施例框图。

在上行中采用LMS预测判决反馈的信道估计方法实施例框图包括一第一乘法器，一加法器，一临时判决单元，一第二乘法器，一第一延时单元以及一自适应预测滤波器LMS；第一乘法器输入接收数据，其输出值送到一加法器合并，得到一合并值送到临时判决单元输出一数据段估计值，该输出信号以及接收信号一起送入第二乘法器；

还包括：

一与输入信号连接的第二延时单元；一与第二乘法器的输出信号连接的低通/平均滤波器，一与该低通/平均滤波器的输出信号及第二延时单元的输出信号连接的维特比译码单元；一与第二乘法器的输出信号连接的信道衰落速率估计单元，一与该信道衰落速率估计单元的输出信号连接的查找表单元；该查找表单元的输出信号分别送到系数可变的低通滤波器和第二延时单元；同时从信道衰落速率估计单元的输出信号经过一延时器后送到自适应预测滤波器LMS，从自适应预测滤波器LMS的输出信号再送到第一乘法器的输入端。

在k时刻，接收机接收到第1径的DPCCH信号，经过一个乘法单元101与k-1时刻对于k时刻的第1径信道预测值^共轭相乘，得到第1径数据符号估计值^，它与其他径相应的估计值

…一起通过加法单元102完成RAKE合并，得到合并值^，它经过临时判决单元103，输出发射数据符号BPSK调制估计值 x_k，这一结果共轭后再与k时刻第1径的接收信号y_k，l经过乘法单元104相乘，得到对于k时刻信道比较准确的估计值 ，它经过延时单元110之后被送入LMS自适应预测滤波器111，与前N-1个时刻的信道估计值 ${\tilde{c}}_k-1,l,\·\·\·{\tilde{c}}_k-N+1,l$ 一起作为N阶滤波器的输入，经过(7)、(8)式的运算，输出对下一个时刻的信道预测

，以供下一个时刻计算。

112中的步骤适用于时隙的数据段，在导频段，只需直接将已知的导频码元x_k输入104即可。

还被送入系数可变的低通滤波器106，经过(10)式，得到经过延时和抑制高斯噪声的信道估值 c_k-Df，l，再共轭后与经过D_f个符号延时单元105的第1径接收信号即y_k-Df，l一起作为维特比解码器107的输入。

同时， 也可以作为信道衰落速率估计单元108的输入，通过统计在单位时间内 旋转角度变化的频率，或者其他速度估计算法，可以得到关于当前信道衰落速率的一个大致的估计值′f_e，在查找表109内预先存储了信道衰落率和对应适宜的系数可变的低通滤波器长度，根据输入′f_e，得到当前一段时间应采用的长度，由它来控制系数可变的低通滤波器106，以及延时单元105等。

实施例三：在信道时隙中采用连续导频格式，首先利用已知的导频码元，求出对应的信道衰落值，得到每一时隙中信道信息的初始估计；各径根据得到的信道初始估计值，求得各径数据码元的去信道调制值，恢复出对于发射数据码元的估计。然后再求出信道估计值，其步骤是：将以上得到的对信道较为精确的估值通过一个滤波器，以进一步抑制信道估值中的噪声；同时对信道较为精确的估值按照预定的对应关系计算或者查找表得到一个调整平均滤波器的参数；最后将经过上述步骤的信道估值与经过D_f延时的接收信号一起送入后面的维特比解码部分，做后续处理，即进行解码。

上述的步骤中的平均滤波器的系数恒定为1，阶数参数D_f是根据接收机速度估计装置提供的速度估计值，再按照预定的速度和阶数D_f对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，相应的D_f取值越小。

对于采用连续导频的情况，初步的信道估计只需要简单的去掉发射信号调制即可： ${\tilde{c}}_k=\mathrm{ykexp}[-\mathrm{jK\π}]---\left(10\right)$

(10)式中K的取值由对应第k个导频的图案决定，如果为1则取1，为0则取0。

无论是连续导频，还是采用插值类算法或者自适应预测算法完成的间断导频情况，在将信道估计结果与经过延时的接收数据输送到维特比解码器以及对应DPDCH信道插值部分之前，为了抑制信道中的高斯噪声，不是直接输入

，而是先将其通过一个长度为2D_f+1的系数可变的低通滤波器以提高信噪比，增加信道估计的精确度： ${\stackrel{\‾}{c}}_{k-\mathrm{Df}}=\underset{i=0}{\overset{2D_f}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i{\tilde{c}}_{k-1}---\left(11\right)$

对于系数可变的低通滤波器长度参数D_f的选取，应受到信号相关长度的限制。对于特定的信道衰落率f_m，系数可变的低通滤波器的阶数2D_f+1与符号周期T之积(2D_f+1)T，也即参与相关的信号对应的周期不应超过最大Nyquist频率2f_m的倒数。

图5是在下行中信道估计算法的一种实施例框图。

下行中信道估计包括一本地导频码元产生器、一与本地导频码元产生器的输出信号连接的乘法单元；

还包括：一与输入信号连接的第二延时单元；一与乘法单元的输出信号连接的低通/平均滤波器，一与该低通/平均滤波器的输出信号及第二延时单元的输出信号连接的维特比译码单元；一与乘法单元的输出信号连接的信道衰落速率估计单元，一与该信道衰落速率估计单元的输出信号连接的查找表单元；该查找表单元的输出信号分别送到系数可变的低通滤波器和第二延时单元。

在k时刻，接收机接收到第1径的DPCCH信号y_k，l，经过一个乘法单元101与由本地导频码元产生器107送出的k时刻发射端导频码元x_k共轭相乘，得到第1径信道衰落估计值 被送入系数可变的低通滤波器302，经过(11)式，得到经过延时和抑制高斯噪声的信道估值 ，再共轭后与经过D_f个符号延时单元305的第1径接收信号即 一起作为维特比解码器306的输入。

同时，

也可以作为信道衰落速率估计单元303的输入，通过统计在单位时间内 旋转角度变化的频率，或者其他速度估计算法，可以得到关于当前信道衰落速率的一个大致的估计值′f_e，在查找表304内预先存储了信道衰落率和对应适宜的系数可变的低通滤波器长度，根据输入′f_e，得到当前一段时间应采用的长度，由它来控制将系数可变的低通滤波器，以及延时单元305等。

图6、7为当系数可变的低通滤波器加权系数全部为1，也即进行简单平均时误码率随D_f变化的曲线。(a)是信道多普勒频率f_d＝100Hz得到的，(b)是信道多普勒频率f_d＝900Hz得到的。在(a)中，误码率由高到低的顺序依次为：D_f＝2，4，6，8，明显是随着滤波器阶数的增加而下降的。而在(b)中，这一下降顺序变为：D_f＝8，6，2，4。这是因为在信道变化较慢的情况下，在很长一段时间内的信道值都变化不大，相关性较好，取的平滑长度在一定范围内，越长相关累加、抑制噪声的效果越明显；而当信道变化很快时，在较短时间内，信道衰落值之间已经不具备相关性了，在这种情况下如果滤波器的阶数仍然较长，对信道的累加将不再有相关累加的优势，反而可能由于不相关信号之间的相互抵消使输出的结果更为偏离实际值，但是，如相关长度过短，如D_f＝2，又不能保证足够的去噪效果，所以D_f＝4是一个比较适当的取值，实际上，在这一取值的滤波器阶数长度内，可以求得，信道衰落值还是相关的。

从得到的结果看，当信道衰落速度较低时，滤波器的长度可以取得较长，反之，当信道衰落很快，如在3G要求的最高速度900Hz左右时，滤波器长度过长将导致接收机性能的急剧下降。可见，D_f的选取对最终信道估计性能有较大影响。为了解决这一问题，本发明提出了根据前端的速度估计装置提供的结果来确定系数可变的低通滤波器长度的思想。它主要是在对信道衰落估值进行滤波去噪之前，先大致估计出当前信道衰落变化的多普勒频率′f_e，根据这一结果采用查表的方法确定滤波器长度，从而达到根据移动台运动速度实时调整的目的。

本发明针对采用DS-CDMA技术的第三代移动通信系统，在多种导频结构下，利用移动台速度估计技术或信号衰落率估计技术，根据查找表技术或者对应经验公式来调整信道估计过程中所采用的系数可变的低通滤波器带宽及系数的方法，以较少的运算量完成不同导频结构下的精确信道估计过程，从而满足第三代移动通信系统对于移动台从低速到高速移动状态下通信质量的要求。

Claims (6)

1、一种频率选择性信道下的可变带宽信道估计方法，包括步骤：

a、将接收信号和已知的导频码元进行共轭相乘，得到K时刻的信道衰落估计值；

其特征在于，还包括以下步骤：

b、将在a步骤中得到的信道衰落估计值通过一个滤波器，以进一步抑制信道估值中的噪声；

c、同时将在a步骤中得到的信道衰落估计值经过信道衰落速率估计后再通过查找表得到一个调整滤波器的参数；

d、最后将经过b、c步骤得到的信道估计值与接收信号一起经过D_f延时后送入维特比解码部分，进行解码。

2、根据权利要求1所述的频率选择性信道下的可变带宽信道估计方法，其特征在于，所述的滤波器是一个平均滤波器或是一系数可变的低通滤波器。

3、根据权利要求2所述的频率选择性信道下的可变带宽信道估计方法，其特征在于，所述的平均滤波器系数恒定为1，阶数参数D_f是根据接收机信道衰落速率估计装置提供的速度估计值，再按照速度和阶数D_f对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，相应的D_f取值越小。

4、根据权利要求2所述的频率选择性信道下的可变带宽信道估计方法，其特征在于，所述的系数可变的低通滤波器的阶数参数D_f固定，加权系数(h_i，i＝0，1…2D_f)是根据接收机信道衰落速率估计装置提供的速度估计值，再按照预定的速度和阶数D_f对应关系计算或者查找表得到，移动台的运动速度越快，系数可变的低通滤波器两端系数取值越小。

5、一种频率选择性信道下的可变带宽信道估计的装置，包括一第一乘法器，该乘法器的输入端连接一接收信号和一导频码元信号；其特征在于，还包括一滤波器、一信道衰落速率估计单元、一查找表单元、一延时电路、一第二乘法器、以及一维特比译码器；所述第一乘法器的输出信号与滤波器和信道衰落速率估计单元的输入端相连接；所述的信道衰落速率估计单元的输出信号与查找表单元的输入端相连接；所述的查找表的输出信号与滤波器和延时电路相连接；延时电路同时输入接收信号；所述滤波器的输出信号以及延时电路的输出信号同时经过第二乘法器后送到维特比译码器，进行解码。

6、根据权利要求5所述的一种频率选择性信道下的可变带宽信道估计的装置，其特征在于，所述的滤波器是一个平均滤波器或是一系数可变的低通滤波器。

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