CN100486127C - 宽带码分多址通信系统中信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种移动通讯系统中的宽带码分多址系统信道估计方法，包括：1、对输入RAKE接收机的宽带扩频信号进行解扰解扩；2、根据预知的时隙格式从专用物理控制信道(DPCCH)的各时隙内取出导频符号；3、对提取出的导频符号进行解相关运算，得到各导频符号的信道估计值；4、对每个时隙内所有导频符号的信道估计值进行算术平均，得到各时隙的信道估计值；5、获得到当前时隙导频符号段对应的信道估计值；6、获得当前时隙数据符号段对应的信道估计值；7、数据补偿，补偿后的数据输出到最大比合并模块进行最大比合并。本发明可以同时精确估计出一个时隙内导频符号段和数据符号段所对应的信道特性，提高了通信系统在高速移动环境下的接收性能。

Description

宽带码分多址通信系统中信道估计方法

技术领域：

本发明涉及移动通信系统，特别是涉及一种宽带码分多址(WCDMA)通信系统的上行信道估计方法。

背景技术：

随着移动通信的迅猛发展，人们对移动通信的质量及其提供的业务类型要求也越来越高，第三代移动通信的提出及发展正是符合了人们的这种需求，因此备受瞩目。宽带码分多址(以下简称WCDMA)是第三代移动通信系统标准化组织(3^rb Generation Partnership Project，3GPP)提出的无线传输技术(RadioTransmission Technology，RTT)方案，它不但能提供高质量的话音服务，而且能够提供与固定网络类似的多媒体业务。在WCDMA系统中，为了提高上行链路质量，在上行专用物理控制信道(Dedicated Physical Control Channel，DPCCH)中加入了部分导频符号(如图1所示)，用于信道估计以进行相干检测。导频符号的发射是不连续的，根据不同的时隙格式，每个时隙内的导频符号数介于3到8个之间，因此，采用何种方法来同时精确估计时隙内导频符号段和数据符号段对应的信道特性，对提高接收机在高速移动环境下的接收性能显得及其重要。

目前，现有的信道估计方法主要有以下几种：单时隙平均的信道估计方法、基于简化卡尔曼跟踪滤波的信道估计方法、多时隙加权平均的信道估计方法(Weighted Multi-Slot Averaging，WMSA)、迭代信道估计法(Iterative ChannelEstimation，ICE)和多时隙平均线性插值的信道估计方法(Multi-slot AveragedLinear Interpolation，MALI)。

单时隙平均的信道估计方法由于导频符号较少，无法有效滤除噪声的影响，因此不论是在低速还是高速移动环境下性能都较差。基于简化卡尔曼跟踪滤波的信道估计方法是前者的改进，在低速移动环境下性能有所改善，但在高速移动环境下性能仍然很差。

多时隙加权平均的信道估计方法(WMSA)的估计过程如下：1)利用单时隙平均的信道估计方法得到各时隙的信道估计值；2)将多个时隙的估计值加权组合，得到当前时隙的信道估计值。由于在多个时隙间进行加权平均，有效滤除了噪声的影响，因而在信号慢衰落的情况下，该方法能得到良好的信道估计性能，但随着信道的恶化，如移动速度加快，由于估计值不能很好地反映时隙内不同时段的信道特性，因而性能变差。

迭代信道估计(ICE)方法的思路是：先通过多时隙加权平均(WMSA)得到各径当前时隙的信道估计值并对专用物理控制信道(DPCCH)进行补偿、合并，对合并后的结果进行硬判决，取出判决后的数据段符号作为虚拟导频并反馈回去对数据段符号重新进行信道估计，为提高精度，该过程可迭代多次。因为它以多时隙加权平均(WMSA)方法为基础，随着信道的恶化，多时隙加权平均(WMSA)方法的性能变差，合并后硬判决的误判率增加，这必将导致该方法的性能下降或处理延时大大增加。

多时隙平均线性插值信道估计方法的思路如下：先通过多时隙加权平均(WMSA)得到各时隙的信道估计值，然后利用当前时隙和下个时隙的信道估计值进行线性插值，得到当前时隙各符号对应的信道估计值。因为采用线性插值得到了时隙内各符号对应的信道估计值，因此在信道恶化时，该方法的性能比多时隙加权平均方法有所提高，但由于它仍是以多时隙加权平均(WMSA)方法为基础，无法同时精确估计时隙内不同时段的信道特性，因此按符号插值出来的信道估计值不可能很精确，故而性能仍然不是很理想。

发明内容：

本发明要解决的技术任务是，针对上述现有技术在信道恶化的情况下的种种缺点，提出一种用于WCDMA系统上行信道的、基于时隙内分段估值的信道估计方法，以提高通信系统在移动环境下的接收性能。

本发明提出的宽带码分多址系统中信道估计方法，包括以下步骤：

步骤一、对输入RAKE接收机的宽带扩频信号进行解扰解扩；

步骤二、根据预知的时隙格式从专用物理控制信道(DPCCH)的各时隙内取出导频符号；

步骤三、对提取出的导频符号，每个导频符号与已知导频符号进行解相关运算，得到各导频符号的信道估计值；

步骤四、对每个时隙内所有导频符号的信道估计值进行算术平均，得到各时隙的信道估计值；

步骤五、对前后多个时隙的信道估计值加权平均，得到当前时隙导频符号段对应的信道估计值；

步骤六、对前后多个时隙的信道估计值加权平均，得到当前时隙数据符号段对应的信道估计值；

步骤七、用当前时隙导频符号段的信道估计值对专用物理信道中在时间上与该导频符号段对应的数据进行补偿，而用当前时隙数据符号段的信道估计值对专用物理信道中在时间上与该数据符号段对应的数据进行补偿，补偿后的数据输出到最大比合并模块进行最大比合并。

所述步骤五得到时隙内导频符号段信道估计值的方法包括以下步骤(假设当前时隙号为n)：

1.取出步骤四得到的时隙n-k，n-k+1，...，n，...，n+k-1，n+k的信道估计值(一般地，k取1)；

2.设定上面各时隙对应的权值分别为α_1+k，α_k，...，α₁，...，α_k，α_1+k；

3.对上述时隙按相应的权值加权平均，得到时隙n导频符号段的信道估计值；

所述步骤六得到时隙内数据符号段信道估计值的方法包括以下步骤(假设当前时隙号为n)：1.取出步骤四得到的时隙n-k+1，...，n，n+1，...，n+k的信道估计值(一般地，k取1)；

2.设定上面各时隙对应的权值分别为α_k，...，α₁，α₁，...，α_k；

3.对上述时隙按相应的权值加权平均，得到时隙n数据符号段的信道估计值；

本发明提出的基于时隙内分段估值的信道估计方法，由于很好地利用了对称性原则，可以同时精确估计出一个时隙内导频符号段和数据符号段所对应的信道特性，避免了其他算法无法精确估计时隙内不同时段对应的信道特性这一缺点，从而提高了通信系统在高速移动环境下的接收性能。

附图说明：

下面结合附图和实施例进一步说明本发明。

图1是WCDMA系统上行专用物理信道(DPCH)的帧结构图。

图2是现有的多时隙加权平均信道估计算法示意图。

图3是本发明所述信道估计方法的应用示意图。

图4是本发明所述信道估计方法流程图。

图5是图4中所述计算时隙内导频符号段的信道估计值流程图。

图6是图4中所述计算时隙内数据符号段的信道估计值流程图。

图7是本发明所述的信道估计算法实施例。

具体实施方式：

图2是现有的多时隙加权平均信道估计算法的示意图。在该实施例中，需要采用多时隙加权平均信道估计方法来计算时隙2的信道估计值，具体过程是：先通过对时隙内各导频符号信道估计值进行算术平均分别得到时隙1、2、3和4的信道估计值，然后按图中各时隙对应的权值在相邻四个时隙间进行加权平均，得到时隙2最终的信道估计值，即

${\hat{E}}_2=(a_2{E}_1+a_1{E}_2+a_1{E}_3+a_2+E_4)/({2a}_1+{2a}_2)$

式中是时隙2的最终信道估计值，E_i，α_i分别是各时隙内算术平均得到的信道估计值和进行多时隙加权平均时各时隙对应的权值。可以看出，本方法在多个时隙间进行加权平均，可以在信号慢衰落的情况下，得到良好的信道估计性能。但随着信道的恶化，如移动速度加快，由于估计值不能很好地反映时隙内不同时段的信道特性，因而性能变差。

在图3中，AD转换器301将输入到接收机的模拟信号转变为数字信号送入解扰解扩模块304，解扰解扩模块304利用码跟踪器302和码生成器303产生的各条多径扰码对输入信号进行解扰解扩，并将解扰解扩后的各多径信号送入其对应的信道估计和补偿模块305，信道估计和补偿模块305分别计算出各时隙内导频段和数据段的信道估计值并对专用信道进行补偿，补偿后的各径信号输出到最大比合并模块306进行最大比合并，最后将合并后的信号输入到解交织/译码器307内进行解交织和译码，得到发射端发射的原始信号。本发明所提出的基于时隙内分段估值的信道估计方法即是信道估计和补偿模块305。

图4是采用本发明的上行信道估计方法的流程图。这个逻辑流程始于步骤401，终止于步骤407。

步骤401对输入RAKE接收机的宽带扩频信号进行解扰解扩。

顺序进入步骤402，根据预知的时隙格式从专用物理控制信道(DPCCH)的各时隙内取出导频符号。

顺序进入步骤403，对提取出的导频符号，每个导频符号与已知导频符号进行相关处理，得到各导频符号的信道估计值。

顺序进入步骤404，对每个时隙内所有导频符号的信道估计值进行算术平均，得到各时隙的信道估计值。

顺序进入步骤405，对前后多个时隙的信道估计值加权平均，得到当前时隙导频符号段对应的信道估计值；

顺序进入步骤406，对前后多个时隙的信道估计值加权平均，得到当前时隙数据符号段对应的信道估计值；

顺序进入步骤407，按导频符号段和数据符号段的信道估计值对当前时隙的专用信道进行补偿，并将补偿结果输出以进行最大比合并。

从上述步骤可以看出，本方法能够有效利用对称性原则，同时精确估计出一个时隙内导频符号段和数据符号段所对应的信道特性，从而真正避免了现有的算法无法精确估计时隙内不同时段对应的信道特性的缺点，提高WCDMA系统在高速移动环境下的接收性能。

图5是本发明所述信道估计方法中计算时隙内导频符号段的信道估计值流程图，是步骤405的细化。该逻辑流程始于步骤501，终止于步骤503。

步骤501取出步骤404得到的时隙n-k，n-k+1，...，n，...，n+k-1，n+k的信道估计值(一般地，k取1)。

顺序进入步骤502，设置上面各时隙对应的权值分别为α_1+k，α_k，...，α₁，...，α_k，α_1+k。

顺序进入步骤503，对上述时隙按相应的权值加权平均，得到时隙n导频符号段的信道估计值，即

${\hat{E}}_{n,p}=({\mathrm{\α}}_{1+k}{E}_{n-k}+{\mathrm{\α}}_k{E}_{n-k+1}+\·\·\·+{\mathrm{\α}}_1{E}_n+\·\·\·+{\mathrm{\α}}_k{E}_{n+k-1}+{\mathrm{\α}}_{1+k}{E}_{n+k})/(2{\mathrm{\α}}_{1+k}+2{\mathrm{\α}}_k+\·\·\·+{\mathrm{\α}}_1)$

式中是时隙n导频段的最终信道估计值，E_i，α_i分别是各时隙内算术平均得到的信道估计值和进行多时隙加权平均时各时隙对应的权值。

图6是本发明所述信道估计方法中计算时隙内数据符号段的信道估计值流程图，是步骤406的细化。该逻辑流程始于步骤601，终止于步骤603。

步骤601取出步骤404得到的时隙n-k+1，...，n，n+1，...，n+k的信道估计值(一般地，k取1)。

顺序进入步骤602，设置上面各时隙对应的权值分别为α_k，...，α₁，α₁，...，α_k。

顺序进入步骤603，对上述时隙按相应的权值加权平均，得到时隙n数据符号段的信道估计值，即

${\hat{E}}_{n,d}=({\mathrm{\α}}_k{E}_{n-k+1}+\·\·\·+{\mathrm{\α}}_1{E}_n+\·\·\·+{\mathrm{\α}}_1{E}_{n+1}+\·\·\·+{\mathrm{\α}}_{1+k}{E}_{n+k})/(2{\mathrm{\α}}_k+\·\·\·+{2\mathrm{\α}}_1)$

式中

是时隙n数据段的最终信道估计值，E_i，α_i分别是各时隙内算术平均得到的信道估计值和进行多时隙加权平均时各时隙对应的权值。

图7是本发明涉及的信道估计算法的实施例。在该实施例中，要采用本发明提出的信道估计方法来计算时隙2的信道估计值，具体过程是：先通过对时隙内各导频符号信道估计值进行算术平均分别得到时隙1、2、3和4的信道估计值，然后按图中各时隙对应的权值在相邻时隙1、2和3间进行加权平均，得到时隙2导频段的最终信道估计值，即

${\hat{E}}_{2,p}=({\mathrm{\α}}_2{E}_1+{\mathrm{\α}}_1{E}_2+{\mathrm{\α}}_2{E}_3)/(2{\mathrm{\α}}_2+{\mathrm{\α}}_1)$

在相邻时隙1、2、3和4间进行加权平均，得到时隙2数据段的信道估计值，即

${\hat{E}}_{2,d}=({\mathrm{\α}}_2{E}_1+{\mathrm{\α}}_1{E}_2+{\mathrm{\α}}_1{E}_3+{\mathrm{\α}}_2{E}_4)/(2{\mathrm{\α}}_2+{2\mathrm{\α}}_1)$

式中

分别是时隙2导频段和数据段的最终信道估计值，E_i，α_i分别是各时隙内算术平均得到的信道估计值和进行多时隙加权平均时各时隙对应的权值。仿真结果表明，取k＝1，α₁＝1.0，α₂＝0.5时，在低速移动环境下，采用基于时隙内分段估值的信道估计方法能让接收性能获得一定程度的提高(提高约0.5—0.8dB)；而在高速移动环境下，采用基于时隙内分段估值的信道估计方法能极大地提高接收机性能(性能提高超过1.8dB)。同时，上面的参数设置也便于硬件实现。

采用基于时隙内分段估值的信道估计方法，可以精确得到一个时隙内导频段和数据段的信道估计值，能在信道衰落很快时反映出一个时隙内不同时段的信道特性变化情况，因而能够大大提高通信系统在高速移动环境下的接收性能。

Claims (6)

1、一种宽带码分多址系统中信道估计方法，包括以下步骤：

步骤一、对输入RAKE接收机的宽带扩频信号进行解扰解扩；

步骤二、根据预知的时隙格式从专用物理控制信道的各时隙内取出导频符号；

步骤三、对提取出的导频符号，每个导频符号与已知导频符号进行解相关运算，得到各导频符号的信道估计值；

步骤四、对每个时隙内所有导频符号的信道估计值进行算术平均，得到各时隙的信道估计值；

步骤五、对前后多个时隙的信道估计值加权平均，得到当前时隙导频符号段对应的信道估计值；

步骤六、对前后多个时隙的信道估计值加权平均，得到当前时隙数据符号段对应的信道估计值；

步骤七、按导频符号段和数据符号段对当前时隙的专用信道进行补偿，并将补偿结果输出以进行最大比合并。

2、根据权利要求1所述的宽带码分多址系统中信道估计方法，其特征在于，所述步骤五还包括以下步骤：

1)取出步骤四得到的时隙n-k，n-k+1，...，n，...，n+k-1，n+k的信道估计值；

2)设定上面各时隙对应的权值分别为α_1+k，α_k，...，α₁，...，α_k，α_1+k；

3)对上述时隙按相应的权值加权平均，得到时隙n导频符号段的信道估计值；

其中，当前时隙号为n。

3、根据权利要求2所述的宽带码分多址系统中信道估计方法，其特征在于，所述步骤1)中，k值取1。

4、根据权利要求1所述的宽带码分多址系统中信道估计方法，其特征在于，所述步骤六包括以下步骤：

1)取出步骤四得到的时隙n-k+1，...，n，n+1，...，n+k的信道估计值；

2)设定上面各时隙对应的权值分别为α_k，...，α₁，α₁，...，α_k；

3)对上述时隙按相应的权值加权平均，得到时隙n数据符号段的信道估计值；

其中，当前时隙号为n。

5、根据权利要求4所述的宽带码分多址系统中信道估计方法，其特征在于，所述步骤1)中，k值取1。

6、根据权利要求1所述的宽带码分多址系统中信道估计方法，其特征在于，所述步骤七中，对当前时隙的专用信道进行补偿的具体方式是：用当前时隙导频符号段的信道估计值对专用物理信道中在时间上与该导频符号段对应的数据进行补偿，用当前时隙数据符号段的信道估计值对专用物理信道中在时间上与该数据符号段对应的数据进行补偿。

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