CN104065595A - 用于接收信号质量估算的良性干扰抑制 - Google Patents

Abstract

本发明名称为用于接收信号质量估算的良性干扰抑制。接收机电路从接收信号质量估算值的计算中抑制“良性”损害的影响，使得估算值主要取决于非良性损害的影响。例如，接收信号可能经受同小区和其它小区干扰加噪声，它一般采用高斯分布来建模，并且还可能是由于某些形式的自干扰，例如从用于产生接收信号的信道估算值的导频样本的不完善反旋中产生的正交相位干扰。这种干扰一般具有通过导频信号调制所定义的分布，例如二相相移键控调制的二项式分布。从这类源中产生的干扰与高斯干扰相比是相对“良性的”，因而应当在信号质量计算中被抑制或者减少。抑制可基于从总损害相关估算值中减去良性损害相关估算值，或者基于过滤信道估算中的良性损害。

Description

用于接收信号质量估算的良性干扰抑制

发明背景

一般来说，本发明涉及无线通信网络，以及具体来说，涉及估算这类网络中的接收信号质量。

无线通信网络的上下文中的术语“链路适配”一般意味着响应变化的网络和无线电条件的一个或多个传送信号参数的动态修改。例如，逐渐发展的无线通信标准定义在调度基础上服务于又称作“用户”的多个移动台的共用分组数据信道。

例如，宽带码分多址(WCDMA)标准定义高速下行链路分组接入(HSDPA)模式，其中，高速分组数据共用信道(HS-PDSCH)在调度基础上用于向可能的大量用户传送分组数据。IS-856标准定义称作高数据速率(HDR)的相似共用分组数据信道服务，以及cdma2000标准、如1XEV-DO定义相似的高速共用分组数据信道服务。

一般来说，所有这类服务中的共用分组数据信道是速率受控而不是功率受控的，这表示信道信号以完全可用功率传送，以及信道的数据速率根据对于在那个特定时刻被服务的移动台所报告的无线电条件对于那个功率来调节。然后，对于给定发射功率，如果被服务移动台与遇到不良无线电条件的移动台相比处于良好无线电条件下，则信道的数据速率一般会更高。当然，其它参数可对实际使用的数据速率产生影响，例如移动台参与的服务类型，等等。

然而，当服务于特定移动台时，共用信道的有效利用大部分取决于对于那个移动台所报告的信道质量的准确度，因为那个变量表示对数据速率选择过程的主要输入。简单来讲，如果移动台夸大其信道质量，则往往以过高速率为它提供服务，从而导致高的块错误率。相反，如果移动台低估其信道质量，则它不会得到适当的服务。也就是说，将以低于其实际信道条件可支持的数据速率为它提供服务。

信道质量的低估特别当接收机上的视在损害(干扰加噪声)包含有害以及“良性”干扰时可能产生。本文所使用的术语“良性”干扰是影响视在信号质量的计算、但在实际上没有使数据信号解调过度降级的干扰。因此，给定功率的良性干扰比相同功率的有害干扰产生低得多的数据错误率。那就意味着，如果信号质量目标比如是10％帧或块错误率，则接收机可能在有比干扰是非良性时可容许的更大良性干扰等级的情况下达到那个目标。

作为非限制性实例，给定通信接收机上的总接收信号损害可包括从相同小区干扰、其它小区干扰、热噪声等产生的高斯损害分量以及例如从由于接收符号的不完善反旋而出现的所谓自干扰产生的非高斯损害分量。自干扰的其它造成因素包括本机振荡器频率误差和快速信道衰落条件。这种干扰可具有调制格式所定义的概率分布，例如与二相相移键控(BPSK)调制格式关联的二项式分布。

由于非高斯损害的概率分布没有包含高斯分布的特性“尾部”，所以它对信号解调的影响通常没有高斯损害那么严重。实际上，甚至大量非高斯损害的影响可能也比较小。因此，以视在总信号损害、即包含高斯和非高斯损害分量的总损害为基础对无线通信接收机上的接收信号质量的估算的传统方法可能不提供接收机当前接收能力的真实描绘，实际上可能使接收机明显低估其接收信号质量。

发明内容

本发明包括基于抑制或者减少“良性”干扰对接收信号的信号质量估算值的计算的影响来改进信号质量估算的方法及设备。在这个上下文中，如果干扰没有显著损害信号解调，则它是良性的。作为一个实例，影响信号质量估算值的计算的总损害可包括在质量估算中必须考虑到的非良性干扰以及相对良性干扰、如二项式分布干扰。通过抑制良性干扰对质量估算计算的影响，结果得到相对于实际信号解调的接收信号质量的更真实“描绘”。

因此，根据本发明的一个或多个实施例来估算接收信号的信号质量的示范方法包括基于抑制良性损害的影响来计算接收信号的非良性损害的损害相关估算值。然后，可基于该损害相关估算值来产生信号干扰比(SIR)估算值，以及SIR则可用于向无线通信网络报告信号质量，无线通信网络可把报告用于信号速率适配。举个非限制性实例，高斯损害一般是非良性的，因为它使接收机的解调性能极大降级，以及非高斯损害一般是良性的，因为它使接收机的解调性能略微降级。

因此，这种抑制可能例如基于以包含接收信号或者与其相关地被接收的参考信道信号的解扩值为基础计算总损害相关估算值，计算良性非高斯损害相关估算值，以及从总损害相关估算值中减去非高斯损害相关估算值以获得非良性高斯损害相关估算值。或者，这种抑制可基于抑制信道估算过程中的良性损害影响以便获得修改信道估算值，以及从修改信道估算值来计算非良性损害相关估算值。从信道估算过程抑制良性损害可包括对参考信道信号的解扩值应用内插滤波器。

在另一个实施例中，估算信号质量的方法包括：计算经受包含对于信号解调比较有害的损害和相对无害的损害的总损害的接收信号的SIR估算值；以及从SIR估算值的计算中抑制相对无害损害，使得SIR估算值比基于总损害所计算的要大。这种抑制同样可能基于从总损害的估算值中减去无害损害的估算值，或者基于通过从用于计算SIR的信道估算值中过滤无害损害的影响来获得修改信道估算值。

因此，用于估算接收信号质量的示范接收机电路包括：信号质量计算电路，配置成计算经受包含良性损害和非良性损害的总损害的接收信号的SIR估算值；以及损害抑制电路，配置成从SIR估算值的计算中抑制良性损害，使得SIR估算值比基于总损害所计算的要大。示范接收机电路可通过硬件、软件或它们的任何组合来实现。另外，它可包括基带处理器的一部分，可作为微处理器电路、数字信号处理器(DSP)电路或者作为其它某种数字逻辑电路来实现。

在一个示范实现中，接收机电路包含在用于诸如WCDMA或cdma2000网络之类的无线通信网络中的移动终端内。经过这样配置，示范终端包括向网络发送信号的发射机以及从网络接收信号的接收机。接收机包括接收机电路，其中包括：信号质量计算电路，配置成计算经受包含良性损害和非良性损害的总损害的接收信号的SIR估算值；损害抑制电路，配置成从SIR估算值的计算中抑制良性损害，使得SIR估算值比基于总损害所计算的要大。

在以下论述中更详细描述以上特征和优点。通过阅读此论述以及查看附图，本领域的技术人员会认识到其它特征和优点，附图中，相似元件被分配相似参考标号。

附图简介

图1是根据本发明的一个或多个实施例的示范接收机电路的简图。

图2是根据本发明的改进接收信号质量估算所用的示范良性干扰抑制的简图。

图3是示范信号质量估算的更详细简图。

图4和图5是在图3的示范处理中调出的良性干扰抑制的备选实施例的简图。

图6和图7是分别根据图4和图5的处理逻辑的图1的接收机电路的示范功能实现的简图。

图8是根据本发明用于支持无线通信网络的示范移动台的简图。

发明详细描述

虽然在诸如WCDMA和cdma2000之类的基于CDMA的无线通信网络的上下文中描述本发明的示范实施例，但是应当理解，本发明适用于各种各样的通信系统和接收机类型。广义来说，本发明认识到，无线接收机上的整体干扰测量结果可包括不同类型的干扰，以及某些类型的干扰对于信号解调比另一些具有较小“损害”。通过把接收信号质量估算值基于在其中从计算中抑制较小损害干扰的影响的干扰估算值，根据本发明的接收机提供一种表示其接收条件的更真实描绘的信号质量估算值。那种更真实描绘可用于更有效地控制无线电链路。

例如，根据WCDMA中的高速下行链路分组接入(HSDPA)模式，操作信息传输速率的选择由无线电信道条件来确定。当信道条件为良好时，采用与较高数据速率对应的编码和调制方案。相反，在不良信道条件中，传输数据速率减小，以便有利于采用更健壮编码和调制方案。这种数据速率适配往往称作“链路适配”。

在WCDMA上下文中，移动台向支持WCDMA网络提供信道质量指示符(CQI)，支持WCDMA网络采用所报告CQI值来设置用于移动台的前向链路数据速率，也就是说，所报告信道质量越好，则链路速率越高，反之亦然。这类操作也可在其它网络类型中执行。继续WCDMA实例，可通过估算在移动台所接收的前向公共导频信道(CPICH)上的符号信号与干扰加噪声之比(SINR)，根据CPICH与HS-PDSCH之间的参考功率偏移以及可能根据扩频因子差异把CPICH符号SINR转换为高速分组数据共用信道(HS-PDSCH)上所接收的符号的SINR值，以及最后从HS-PDSCH符号SINR确定CQI估算值，来估算CQI。注意，SINR又称作信号干扰比(SIR)。

在估算CPICH符号SINR中，可估算损害相关矩阵，以及符号SINR可通过下式由净响应h、RAKE接收机组合权w以及损害相关矩阵R来确定

$\mathrm{SINR}=\frac{w^H{\mathrm{hh}}^{H}w}{w^H\mathrm{Rw}}---\left(1\right)$

它简化为

SINR＝h^HR^-1h (2)

在使用一般化RAKE(G-RAKE)组合权时，w＝R^-1h。或者，可仅估算损害相关的对角元素，以及对于这类接收机，

$\mathrm{SINR}=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\frac{{\left|h\left(i\right)\right|}^2}{r(i,i)}---\left(3\right)$

其中h(i)是h的第i个元素，以及r_i，i是R的第i个对角元素。这类接收机在本文中称作RAKE+，把它们在复杂标度上的定位表示为G-RAKE与标准RAKE体系结构之间的某个位置。RAKE+可被看作G-RAKE的近似形式。

如果采用RAKE接收机，则仅需要平均损害功率，以及

$\mathrm{SINR}=\frac{h^{H}h}{{\mathrm{\σ}}_I^2}---\left(4\right)$

其中σ_I ²对应于可能对各耙指取平均的平均损害功率。

在获得CQI估算值之后，移动台则通过上行链路信令向支持网络基站(BS)发送CQI估算值。BS还可根据HS-PDSCH的瞬时可用功率来调节所报告CQI，以便获得调节后的HS-PDSCH符号SINR。BS选择适合于调节后的HS-PDSCH符号SINR的传输数据速率，以及移动台的前向链路数据速率被设置为所选数据速率。

表1说明HSDPA的示范传送信道配置以及它们用于在移动台上取得10％分组差错率(PER)的相应SINR要求。

表1给出的所需SINR基于移动台接收机上的所有损害(干扰加噪声)的高斯假设。高斯损害可使解调性能极大降级，因而被认为是非良性损害。如可适用WCDMA标准要求的那样，移动台应当确定其当前SINR，然后报告具有低于10％的PER的所有传送信道配置之中的最高信道质量指示符(CQI)值。

例如，如果测量信道质量为13dB，则移动台应当把CQI报告为17，因为那是在13dB SINR具有低于10％的PER的所有配置之中的最高CQI值。实际上，只有表1的CQI值栏和SINR栏存储在移动台中。这种表通常称作“MCS交换表”。

对于各传送信道配置，PER迅速减少。在1dB以内，PER可从100％转到小于1％。这意味着，CQI估算的准确度对于正确的链路适配是必要的。如果移动台过高估算CQI超过1dB，则吞吐量由于极高的块错误率而显著降级。另一方面，如果移动台低估CQI，则它不以信道条件允许的最高可能数据速率工作，从而导致信道的利用不足。因此，CQI估算在设计高速数据终端时起重要作用。

通常的做法是从所接收参考信道信号、例如结合比如业务信道或控制信道信号之类的受关注接收信号所接收的导频信号或训练序列来估算SINR。例如，SINR计算通常基于所接收导频符号。在那个上下文中，设y(k)是采集在第k个符号周期中来自所有RAKE耙指的CPICH信号样本的解扩值的向量。如果噪声只是加性的，则y(k)、y_k(i)的第i个元素可表示为

y_k(i)＝s(k)h_k(i)+n_k(i) (5)

其中，s(k)是调制符号值，h_k(i)是第i个耙指延迟位置的净响应，以及n_k(i)是y_k(i)中的加性损害分量。注意，加性损害分量说明自己小区干扰、其它小区干扰、热噪声以及由诸如DC偏移和不理想滤波等的典型接收机损害引起的降级，并且一般建模为高斯。

可假定符号值具有归一平均功率(E[|s(k)|²]＝1)，以及损害样本为i.i.d.并且各具有零平均值(E[n_k(i)]＝0，E[n_k(i)n^* _k+1(i)]＝0)。在传统SINR估算中，损害相关被估算为

$\hat{R}=E\left[{(y\left(k\right)s^{*}\left(k\right)-\hat{h}\left(k\right))(y\left(k\right)s^{*}\left(k\right)-\hat{h}\left(k\right))}^H\right]---\left(6\right)$

其中是第k个符号周期的净响应的估算值，以及的第i个分量是h_k(i)的估算值。对于RAKE+以及可能对于RAKE，仅估算的对角元素。G-RAKE、RAKE+和RAKE接收机体系结构均在SINR估算中实现等式(6)的某种形式。

如果噪声为遍历性的，则等式(6)中的期望值可通过在时间上求平均来获得。当其中R＝E[n(k)n(k)^H]，以及n(k)是采集所有RAKE耙指上的损害分量的向量。

如上所述，通常的做法是把CPICH符号用于产生所接收业务信道信号的CQI估算值。因此，y_k(i)、和根据CPICH解扩值来获得，以及CPICH信道的SINR可通过对功率和扩频因子的差异进行调节来转换为HS-PDSCH(或者受关注的另一个接收信道)的SINR。

一般来说，信号质量估算的上述方法在接收信号损害的主要分量为高斯的情况中完全正常地工作。但是，这种方法的准确度在非高斯损害构成总损害的可观分量的情况中显著降级。非高斯损害包括无法由高斯近似很好地建模的损害。这种非高斯损害可能产生于从相位噪声、残留频率误差和/或快速时变衰落产生的相乘性损害。这类损害不仅引起加性(高斯)损害项n_k(i)的功率的增加，而且还在信号模型中引入额外相乘性项，表示为

y_k(i)＝s(k)h(i)m_k(i)+n_k(i)

其中附加相乘性项m_k(i)用来说明例如由相位噪声和残留频率误差而引起的相乘性影响。

注意，在CDMA下行链路中，由相位噪声和/或频率误差引起的n_k(i)的功率的增加是正交性丢失的结果。在那个上下文中，由相位噪声和残留频率误差引起的降级的大部分在加性损害项n_k(i)的功率的增加中被捕捉。相乘性项m_k(i)实际上不引起解调的明显降级。也就是说，相乘性损害项对于信号解调没有加性损害项那么有害。

可证明，没有本发明的工作，接收信号模型中的相乘性项m_k(i)的存在引起对CQI的严重低估。对CQI的低估在采用链路适配时产生更低的可实现用户吞吐量。

此问题可通过假定净(信道)响应在受关注符号间隔中是恒定的来说明-为了简洁起见而省略的下标。不考虑相乘性损害项，RAKE耙指i的加性损害分量(即的(i，i)元素)的功率可由下式估算

$\hat{r}(i,i)=E\left[{|y_k\left(i\right)s^{*}\left(k\right)-\hat{h}\left(i\right)|}^2\right]---\left(7\right)$

可以证明，在有相乘性损害的情况下，等式(7)的估算值给出 $\hat{r}(i,i)=E\left[{\left|n_k\left(i\right)\right|}^2\right]+E\left[{\left|v_k\left(i\right)\right|}^2\right],$ 其中v_k(i)是新的损害信号， $v_k\left(i\right)=h\left(i\right)m_k\left(i\right)-$ $\hat{h}\left(i\right).$ 在下行链路CDMA中，v_k(i)表示由相乘性损害引起的CPICH自干扰。可以看到，由相乘性项m_k(i)引起的瞬时旋转使预期信号旋转远离估算信道系数。这种不完善对准产生表现为来自正交方向的附加损害的因此，在这个上下文中，v_k(i)可称作CPICH的正交相位干扰(QPI)。注意，v_k(i)是非高斯的。换言之，基于信道估算误差的CPICH符号的不完善反旋产生非高斯相乘性干扰分量，除非在SINR/CQI估算过程中被减少，否则引起真实接收信号质量的低估。

类似地，根据等式(6)的损害相关估算在有相乘性损害m_k(i)的情况下产生的非对角元素，如下所示

$\hat{r}(i,j)=E\left[n_k\left(i\right)n_k^{*}\left(j\right)\right]+E\left[v_k^{*}\left(i\right)v_k^{*}\left(j\right)\right]---\left(8\right)$

与相似，元素具有由高斯损害引起的分量以及由非高斯损害引起的另一个分量。因此，可把损害相关矩阵写作

$\hat{R}={\hat{R}}_g+{\hat{R}}_a---\left(9\right)$

其中是高斯损害n(k)的损害相关估算值，以及是非高斯损害v(k)的损害相关估算值，其中v(k)是从提供参考信号的解扩值的RAKE接收机的所有耙指采集v_k(i)的向量。

针对以上背景，本发明从接收信号质量的计算中抑制良性干扰，使得质量估算值主要基于有害干扰而不是基于包含良性以及有害干扰的总视在损害。也就是说，一般来说，本发明从接收信号质量的计算中抑制良性损害的影响，使得是否作为SIR、CQI等来报告，接收信号质量估算值主要取决于非良性损害的影响，因而一般比考虑总损害(即良性加非良性损害)所计算的更高。在本发明的示范实施例的以下描述中，术语“高斯”和“非高斯”分别用作非良性和良性干扰的非限制性实例。

图1介绍示范接收机电路10，它配置成在本发明的上下文中提供改进的信号质量估算。虽然为了清晰起见而没有作这样的说明，但是本领域的技术人员会理解，接收机电路10在操作上与诸如接收机前端、RAKE接收机之类的其它接收机电路关联。这类其它的结构稍后在本文中公开。

在所述实施例中，接收机电路10包括干扰抑制电路12和信号质量计算电路14。本文所使用的术语“包含”、“包括”应当理解为包含的非排他的开放式术语。

广义来说，接收机电路10接收诸如参考信号样本之类的信号样本，例如导频/训练解扩值，从其中根据从那个估算中抑制良性(非高斯)干扰的影响来计算改进的信号质量估算值。为此，干扰抑制电路12对用于接收信号质量计算的信号样本进行操作，以便获得信号样本的高斯损害分量的估算值，以及信号质量计算电路14从中计算信号质量估算值，例如它计算作为估算高斯损害的函数的SINR值。注意，可对于结合参考信号所接收的业务信道信号(或者相似的数据信号)来估算SINR，如前面所述，SINR估算值可经过缩放或者调节，以便说明参考信号与为其产生SINR估算值的受关注接收信号之间的发射功率和/或CDMA扩频因子的差异。

图2说明接收机电路10的基本操作，其中，处理以从SINR计算中抑制良性干扰开始(步骤100)。通过以这种方式作为有害干扰的函数所估算的接收信号质量，接收机电路10把改进SINR值映射到信道质量指示符表、例如CQI查找表，它可存储在关联接收机电路中(步骤102)。关联接收机则报告按改进SINR估算值进行索引的CQI值，以及把那个CQI值向支持网络报告以便链路适配(步骤104)。

图3提供这个一般过程的示范细节，其中，接收机电路10根据从那个计算中抑制非高斯损害的影响来计算接收信号的高斯损害相关估算值(步骤106)。信号干扰比估算值、例如SINR值从高斯损害相关估算值中产生(步骤108)，这意味着，信号质量的估算值减少接收机上可能存在的任何非高斯损害的影响。因此，向支持网络报告信号干扰比估算值和/或对应的CQI值(步骤110)。

从信号质量估算中抑制非高斯损害可通过多种方式来完成。在图4所示的一个示范实施例中，接收机电路10进行整体损害估算，然后从整体估算值中消除所估算非高斯分量，从而得出用于信号质量估算的所估算高斯损害。图6说明这种上下文中的接收机电路10的一个示范功能配置，其中，干扰抑制电路12产生总损害相关估算值、非高斯损害相关估算值和高斯损害相关估算值。抑制电路12可包括校正项计算器20，以便“缩放”或者补偿高斯损害分量，从而增加其准确度，这种操作稍后在本文中更详细描述。

补充所说明的抑制电路12，信号质量计算电路14包括SINR估算器22和CQI映射器24。在一个示范实施例中，信号质量计算电路14配置成根据来自抑制电路12的高斯损害相关估算值来计算SINR估算值。可包括访问存储器存储的CQI表的查找电路或者可包括从SINR估算值来计算功能CQI值的逻辑电路的CQI映射器电路24又从SINR估算值中产生CQI值。为了正进行的链路适配的目的，可向支持通信网络报告CQI值。

回到图4的示范逻辑，处理因而以接收信号的总损害相关估算值的计算开始(步骤112)，它同样可基于所接收的导频/训练信号样本。然后，接收机电路10计算接收信号的非高斯损害相关估算值(步骤114)，然后从总损害相关估算值中“消除”那个非高斯损害相关估算值，以便获得高斯损害相关估算值(步骤116)。接收机电路10则从高斯损害相关估算值中产生信号质量估算值(步骤118)。

这种处理的一个简单方法是估算总损害相关矩阵，估算非高斯损害相关矩阵，然后再从前一个矩阵减去后一个矩阵，从而获得高斯损害相关矩阵。更详细来说，首先分别估算总损害相关矩阵以及由非高斯损害构成的相关矩阵高斯损害构成的相关矩阵则通过取两个估算相关矩阵之间的差来获得。

的对角项可通过对于连续符号间隔中的损害分量的乘积求平均来估算，例如

${\mathrm{\ρ}}_k(i,i)=(y_k\left(i\right)s^{*}\left(k\right)-\hat{h}\left(i\right)){(y_{k+1}\left(i\right)s^{*}(k+1)-\hat{h}\left(i\right))}^{*}---\left(10\right)$

其中

${\hat{r}}_a(i,i)=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_k(i,i)---\left(11\right)$

的非对角项可通过对于连续符号间隔中的损害分量的乘积求平均来估算，例如

${\mathrm{\ρ}}_k(i,j)=(y_k\left(i\right)s^{*}\left(k\right)-\hat{h}\left(i\right)){(y_{k+1}\left(j\right)s^{*}(k+1)-\hat{h}\left(j\right))}^{*}---\left(12\right)$

其中

${\hat{r}}_a(i,j)=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ρ}}_k(i,j)---\left(13\right)$

可以证明，在相乘性噪声相对于符号持续时间缓慢改变的情况下， ${\hat{r}}_a(i,j)\≈r_a(i,j).$

当相乘性噪声相对于符号持续时间更迅速地改变时，由非高斯自干扰项引起的功率和相关一般无法完全解决，因为 小于例如，在干扰相位噪声相对于SINR估算所基于的参考信号的符号速率具有大的有效带宽的情况下，出现这类情况。作为一个实例，非高斯损害分量可能相对于WCDMA中的CPICH的符号速率具有大带宽，大约为15kHz。

在这类情况中，校正项计算器20可配置成计算可用于扩大的校正项F。这个校正项可根据相乘性损害在符号周期之间改变的速率来确定。也就是说，它作为较迅速变化的函数可配置为更大，而作为不太迅速变化的函数可配置为更小。这样，非高斯损害相关分量由于其更大带宽而被低估的程度被减小。

例如，校正项F可计算为

$F=\frac{\frac{1}{K}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{\left|m_k\left(i\right)\right|}^2}{\mathrm{Re}\left\{\frac{1}{K}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{m}_k\left(i\right)m_{k+1}^{*}\left(i\right)\right\}}---\left(14\right)$

它是相乘性损害的自相关与相乘性损害的时间互相关之间的比率。在设计阶段，相乘性损害可根据接收机特性来模拟，以及可在这类模拟期间求出F。对于10-50Hz的残留频率以及对于相位噪声的4kHz环路带宽，示范F大约为1.2。接收机电路10可配置成把一个或多个预定值用于F，或者可配置成计算校正项。校正项F也可用于在R_g中包含R_a的一小部分。例如，当非高斯干扰不完全是良性时，可采用F＝0.2。

例如，总损害相关矩阵可通过根据等式(6)的方法来估算。因此，对于和高斯分量所构成的损害相关矩阵为

${\hat{R}}_g=\hat{R}-F{\hat{R}}_a---\left(15\right)$

然后，可以仅根据高斯损害分量的作用对于G-RAKE接收机计算符号SINR，如下所示

$\mathrm{SINR}=h^H{\hat{R}}_g^{-1}h---\left(16\right)$

对于RAKE+接收机，适当的计算为

$\mathrm{SINR}=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\frac{{\left|h\left(i\right)\right|}^2}{{\hat{r}}_g(i,i)}---\left(17\right)$

其中是的第i个对角元素。最后，如果采用RAKE接收机，则计算表示为

$\mathrm{SINR}=\frac{h^{H}h}{{\mathrm{\σ}}_I^2}---\left(18\right)$

其中σ² _I可作为高斯损害分量的函数根据来计算。

通过以上SINR计算的任一个，对应的CQI可根据索引SINR到CQI查找表或者根据进行SINR到CQI计算来产生。

来看从接收信号质量的计算中抑制或者减少良性非高斯损害的影响的另一个示范方法，图5说明一个实施例，其中，这种损害在信道估算过程中被抑制。通过从信道估算过程中抑制非高斯损害分量，基于那些信道估算值的损害相关的估算主要取决于高斯损害分量。

广义来说，该方法包括通过在信道估算过程中滤波以获得对于相乘性损害被补偿的接收信号的已修改信道估算值，从信号干扰比估算值的计算中抑制非高斯损害。已修改信道估算值被调到跟踪相乘性损害的快速变化，并且一般不同于为解调得到的信道估算值。高斯损害相关估算值又从已修改信道估算值来计算，以及对应的信号干扰比估算值根据高斯损害相关估算值来计算。

信道估算过程中滤波以获得接收信号的已修改信道估算值可包括：计算内插滤波器的滤波系数；以及根据对结合接收信号所接收的导频信号的解扩值应用内插滤波器来计算已修改信道估算值。此外，该方法可包括把内插滤波器配置成具有高到足以跟踪相乘性损害、但小于解扩值的噪声功率带宽的滤波器带宽。

然后，根据图5，示范处理以内插滤波系数的产生开始(步骤120)。或者，这些内插滤波系数可预先计算并存储在存储器中。滤波系数则与接收参考信号样本(例如解扩导频值)结合使用以获得已修改信道估算值，使得非高斯损害在估算损害相关时被抑制(步骤122)。高斯损害相关分量从已修改信道响应估算值来估算(步骤124)，以及如前面所述，信号质量估算值从高斯损害相关的估算值中产生(步骤126)。

图7说明在这个基于滤波器的抑制上下文中的接收机电路10的一个示范功能实施例，其中，抑制电路12包括信道估算器/滤波器26以及前面所述的校正项计算器20，但是，在其中相乘性损害的跟踪可能在它的全带宽上充分精确的基于滤波器的实施例中，可能不使用校正项计算器20。

因此，通过获得已修改信道估算值的基于滤波器的方法，相乘性损害项被合并到信道系数估算过程中的信道净响应的计算中。通过这种方法，很少或者不存在瞬时CPICH解扩值与已修改净信道响应之间的失配，它防止QPI引起相乘性损害项。对于满意的性能，信道系数估算过程应当足够快，以便跟上相乘性损害项的变化，它往往由于相位噪声的有效带宽而具有大约1kHz的带宽。

更详细来说，基于滤波器的方法把相乘性损害看作是已修改信道净响应的一部分，h’_k(i)＝h(i)m_k(i)，因而各解扩值表示为

$y_k\left(i\right)=s\left(k\right)h_k^{\′}\left(i\right)+n_k\left(i\right)---\left(19\right)$

由于相乘性损害可能迅速变化，所以h’_k(i)可能逐个符号改变。

设H为具有等于h’_k(i)的第(i，k)个元素的矩阵。H的估算值可通过利用配置成具有与相乘性损害项的带宽相同数量级的带宽的内插滤波器对解扩值y_k(i)执行内插来获得。这样，可更好地跟踪相乘性损害项m_k(i)的变化。或者，相乘性损害项m_k(i)可采用锁相环来跟踪，并且应当理解，这类变化是本发明所考虑的并属于其范围之内。

继续说明基于滤波器的实施例，设A是表示内插滤波器的矩阵。A的第(i，j)个元素表示为：

$a_{i,j}=\sin c\left(\frac{(i-j)f_w}{f_s}\right)---\left(20\right)$

其中f_w是内插滤波器的带宽，以及f_s是获得y_k(i)的抽样率。sinc函数被定义为sinc(x)＝sin(x)/x。如果采用WCDMA中的CPICH，则f_s＝15kHz。本领域的技术人员会理解，这类具体情况对于受关注的其它系统、例如cdma2000等可能会改变。

无论如何，H的估算值则为

$\hat{H}=\mathrm{AY}---\left(21\right)$

其中矩阵Y的第(i，k)个元素为y_k(i)。

通过内插，可减小估算噪声，而没有损害跟踪相乘性损害项的快速变化的能力，只要内插滤波器的带宽是足够的。

在这种情况中，加性高斯损害的实现可通过下式获得

${\hat{n}}_k^{\′}\left(i\right)=y_k\left(i\right)-{\hat{h}}_k^{\′}\left(i\right)---\left(22\right)$

由引起的损害相关可估算为

${\hat{R}}_g^{\′}=\frac{1}{K-1}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{n}}_k^{\′}{\left({\hat{n}}_k^{\′}\right)}^{*}---\left(23\right)$

其中是采集所有RAKE耙指上的的所有元素的向量。但是应当注意，在内插过程中，由加性高斯损害的低频分量引起的解扩值的变化被消除，因而仅具有高频分量。因此，可通过下式调节为

${\hat{R}}_g={\hat{R}}_g^{\′}{f}_w/(f_s-f_w)---\left(24\right)$

从以上示范细节中将会理解，本发明适用于许多接收机实现。但是，图8说明接收机电路10的一个示范应用，其中，移动台40包括接收机电路10的一个实施例，使得它对支持无线通信网络产生(以及报告)改进信号质量估算值。本文所使用的术语“移动台”应当是给定的广义构造。因此，移动台40可能是蜂窝无线电话、便携数字助理(PDA)、掌上电脑/膝上型计算机、无线寻呼机或者其它类型的便携通信装置。

在所述实施例中，移动台40包括发射/接收天线组件42、开关/双工器44、接收机46、发射机48、系统控制器50以及可包括键盘、显示屏、喇叭和话筒的用户接口52。系统控制器50一般提供整体系统控制，并且可包括可能或者可能没有与移动台40中的其它处理逻辑集成的微处理器/微控制器电路。

示范接收机46包括接收机前端电路54，它可包括一个或多个滤波和放大级以及一般包括一个或多个模数转换电路，以便向接收机处理器56提供作为抽样数据的入局接收信号。因此，接收机处理器56可接收与诸如业务、控制和导频信号之类的接收信号的组合对应的信号样本。

接收机处理器电路56可包括以硬件、软件或者它们的任何组合所实现的基带数字信号处理器的全部或一部分。然而，除了接收机电路10之外，示范接收机处理器电路56包括RAKE接收机电路60，它包括解扩器/组合器电路62以及还包括损害相关估算器64、信道估算器66及缓冲器(存储电路)68(或者与其关联)。注意，在一个或多个实施例中，损害相关估算器64和/或信道估算器66可作为RAKE接收机电路60的一部分来实现，在这种情况中，接收机电路10配置成接收来自它们的输出。在其它实施例中，接收机电路10可配置成包括这些元件，在这种情况中，适当的损害和信道估算信息被提供给解扩器/组合器62以便进行RAKE解扩和组合操作。如本文先前公开的那样，RAKE接收机电路60可包括RAKE、RAKE+或者G-RAKE电路。

无论如何，解扩器/组合器62包括多个相关器，它们在本文中又称作RAKE耙指，提供所选接收信号分量的解扩值。在一个示范实施例中，RAKE处理器电路60向接收机电路10提供解扩导频值，以便用于高斯损害相关估算以及接收信号质量的相应改进估算。注意，接收机电路10可把缓冲器68中存储的缓冲解扩值用于信号质量估算处理。

例如，接收机前端电路54输出的基带接收信号由RAKE接收机电路60根据参考信道(例如CPICH)来解扩，以便产生解扩值。这些解扩值在预定持续时间(例如WCDMA传输时间间隔)上被采集，并保存在缓冲器68中。缓冲的解扩值可经过处理，从而产生信道系数估算值。解扩值和信道系数估算值可传递给接收机电路10，以便计算损害实现以及对应的高斯损害相关估算值。然后，接收机电路10采用高斯损害相关估算值来产生信号质量估算值、例如SINR值。那个SINR值则被映射到CQI值，它被提供给系统控制器50以便经由发射机48的控制信令的传送向支持网络返回报告。

经过这样配置，移动台40实现基于接收来自支持无线通信网络的入局信号的示范信道质量估算方法。示范接收信号包括：业务或控制信道，网络应当对其接收来自移动台40的定期信号/信道质量报告；以及参考信号、如导频信号，由移动台用于计算接收信号质量。移动台40可配置为WCDMA终端，或者可根据需要或希望按照一个或多个其它无线标准来配置。

实际上，虽然以上论述提出WCDMA的上下文中的示范细节，但是本发明不限于这类应用。广义来说，本发明通过抑制或者减少来自接收信号质量的计算的良性非高斯损害的影响来提供改进信号质量估算。因此，本发明不受前面的论述限制，而是仅由以下权利要求及其适当的等效物来限制。

Claims (15)

1. 一种从经受包含第一损害和第二损害的总损害的接收信号估算信号质量的方法，所述第一损害对所述接收信号的解调相对较为有害，所述第二损害对所述接收信号的解调相对较为良性，该方法包括：

基于所述接收信号计算信道估算值；

为所述接收信号计算总损害相关估算值；

估算所述第二损害的损害相关估算值

通过从总损害相关估算值中减去所述第二损害的损害相关估算值来获得所述第一损害的损害相关估算值；

基于所述第一损害的损害相关估算值为所述接收信号计算信号干扰比估算值，从而从信号干扰比估算值的计算中减少所述第二损害的存在，使得信号干扰比估算值比基于所述总损害所计算的值大；

从所述信号干扰比估算值中产生信号质量；以及

向无线通信网络报告信号质量，所述无线通信网络把报告用于信号速率适配。

2. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一损害对应于良好地建模为高斯干扰的干扰，以及所述第二损害对应于没有良好地建模为高斯干扰的干扰。

3. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，从所述信号干扰比估算值中产生信号质量包括把所述信号干扰比估算值映射到信道质量指示符，以及向支持无线通信网络报告所述信道质量指示符。

4. 如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述接收信号至少包括参考信道信号，以及向支持无线通信网络报告信道质量指示符包括向支持无线通信网络报告信道质量指示符以用于CDMA分组数据信道信号的数据速率适配。

5. 如权利要求4所述的方法，其特征在于，为经受包含第一损害和第二损害的总损害的接收信号计算信号干扰比估算值包括从所述参考信道信号来计算信号干扰比估算值。

6. 如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括为CDMA分组数据信道信号与所述参考信道信号之间的功率和扩频因子的差异调节所述信号干扰比估算值。

7. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括计算作为相乘性损害的变化速率的函数的校正项，以及按所述校正项来缩放第二损害的相关估算值。

8. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一损害包括高斯损害，而所述第二损害包括非高斯损害，以及通过从所述总损害相关估算值中减去所述第二损害的相关估算值来获得所述第一损害的相关估算值包括从所述总损害相关估算值中减去非高斯损害相关估算值来获得用于计算信号干扰比估算值的高斯损害相关估算值。

9. 一种用于从经受包含第一损害和第二损害的总损害的接收信号估算接收信号质量的接收机电路，所述第一损害对所述接收信号的解调相对较为有害，所述第二损害对所述接收信号的解调相对较为良性，所述接收机电路包括：

信道估算器，配置成基于所述接收信号计算信道估算值；

总损害相关估算值电路，配置成为所述接收信号计算总损害相关估算值；

损害相关估算值电路，配置成计算所述第二损害的损害相关估算值；

损害抑制电路，配置成通过从总损害相关估算值中减去所述第二损害相关估算值来获得所述第一损害的损害相关估算值；以及

信号质量计算电路，配置成基于所述第一损害的损害相关估算值来为所述接收信号计算信号干扰比估算值，从而从信号干扰比估算值的计算中减少所述第二损害的存在，使得信号干扰比估算值主要取决于所述第一损害；

信号质量计算电路还被配置成从所述信号干扰比估算值产生信号质量，并且向无线通信网络报告信号质量，所述无线通信网络把报告用于信号速率适配。

10. 如权利要求9所述的接收机电路，其特征在于，所述信号质量计算电路配置成把所述信号干扰比估算值映射到信道质量指示符，以便向支持无线通信网络报告。

11. 如权利要求10所述的接收机电路，其特征在于，所述接收信号至少包括参考信道信号，以及向支持无线通信网络报告信道质量指示符包括向支持无线通信网络报告信道质量指示符以用于CDMA分组数据信道信号的数据速率适配。

12. 如权利要求11所述的接收机电路，其特征在于，所述信号质量计算电路配置成根据从所述参考信道信号中计算信号干扰比估算值来为所述接收信号计算信号干扰比估算值。

13. 如权利要求12所述的接收机电路，其特征在于，所述信道质量计算电路配置成为CDMA分组数据信道信号与参考信道信号之间的功率和扩频因子的差异调节信号干扰比估算值。

14. 如权利要求9所述的接收机电路，其特征在于，所述损害抑制电路包括校正项计算电路，该校正项计算电路配置成计算作为从第二损害中产生的相乘性损害项的函数的校正项，以及其中所述损害抑制电路配置成按所述校正项来缩放第二损害的相关估算值。

15. 一种用于无线通信网络中的移动终端，包括：

发射机，用于向网络发送信号；

接收机，用于从网络接收信号；

所述接收机包括如权利要求9-14中任一项所述的接收机电路。