CN101278489A - 用于处理接收到的通信信号的方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种处理接收到的通信信号的方法，包括：通过将数据相关与噪声相关有关来计算业务与导频缩放因子，所述数据相关根据从接收到的通信信号获得的解扩的业务值来确定，所述噪声相关根据从接收到的通信信号获得的解扩的导频值来确定；并且通过利用从数据相关计算得到的组合权重，组合相应的解扩的业务值来产生业务符号估计。其中，通过这种方式产生组合权重提供了接收到的业务符号的最小均方误差(MMSE)估计，其相对于参考调制星座图中的符号值而被固有地在幅度上进行缩放。作为生成组合权重的一部分，通过获得合适的缩放，接收机就不需要进行符号功率的明确估计以获得合适的软值信息，且估计的业务符号可以直接与参考星座图进行比较。

Description

用于处理接收到的通信信号的方法和设备

发明背景

本发明涉及无线通信接收机，特别涉及幅度调制信号的解调。

高阶调制星座图表示支持当前更快数据速率并使得无线通信系统发展的一种机制。对于给定的符号速率，假设接收机具备合格的解调性能，则每个调制符号中更多的比特被转换为更高的有效数据速率。WCDMA标准的高速下行链路分组接入(HSDPA)扩展在它的较高数据速率调制/编码方案中支持较高阶调制。举例来说，高速下行链路共享信道(HS-DSCH)在它的一个或多个调制/编码方案中采用了16-QAM。

在HS-DSCH上应用16QAM能够实现更高的数据速率，但这种应用使得数据接收复杂化。特别是，在传统的接收机中需要幅度参考，以检测接收到的符号，并适当地缩放(scale)软信息以用于解码(举例来说，通过turbo解码器)。对于HS-DSCH，并且对于通常基于CDMA的导频和业务信道传输来详，所需的幅度参考代表用于估计的编码信道(举例来说，导频信道)和用于解调的编码信道(举例来说，业务信道)之间的相对缩放。

所需的缩放因子(scaling factor)g可以写为

h_traf＝gh_pil                   Eq.1

其中h_pil表示根据接收到的导频信道信号所估计的信道响应向量，h_traf表示业务信道的信道响应向量，它是未知的，g是缩放因子。为了阐述缩放因子的作用，考虑理想QAM解调器中比特b_j的对数似然比(LLR)，其被表示为

$\mathrm{LLR}\left(b_j\right)=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{s_i\∈S_0\left(j\right)}\exp \left\{\mathrm{\γ}(2\mathrm{Re}\left(\frac{s_i^{*}z}{w^H{h}_{\mathrm{traf}}}\right)-{\left|s_i\right|}^2)\right\}}{{\mathrm{\Σ}}_{s_i\∈S_1\left(j\right)}\exp \left\{\mathrm{\γ}(2\mathrm{Re}\left(\frac{s_i^{*}z}{w^H{h}_{\mathrm{traf}}}\right)-{\left|s_i\right|}^2)\right\}}---\mathrm{Eq}.2$

其中，z表示接收机所做的符号估计，s_i表示来自标准化的缩放星座图中的候选符号，γ表示信噪比(SNR)，其实际上可以被计算为信号与干扰加噪声之比(SINR)，w表示组合权重的向量，用于形成估计的符号z。

结合适当的缩放并假定对数最大turbo解码器和使用估计信道系数的导频信道，对数最大似然比变成了

$\mathrm{LLR}\left(b_j\right)=\mathrm{\γ}[\underset{s_i\∈S_0\left(j\right)}{\max }(2\mathrm{Re}\left(\frac{s_i^{*}z}{\mathrm{\μ}}\right)-{\left|s_i\right|}^2)-\underset{s_i\∈S_1\left(j\right)}{\max }(2\mathrm{Re}\left(\frac{s_i^{*}z}{\mathrm{\μ}}\right)-{\left|s_i\right|}^2)],---\mathrm{Eq}.3$

其中，标准化因子μ被定义为

               μ＝w^Hh_trof                        Eq.4

标准化因子用于标准化符号估计z，以与标准化的缩放调制星座图中的符号s_i进行比较。缩放因子通常通过估计符号的RMS值的时间估计被确定为一种明确的附加步骤，

$\sqrt{\⟨{\left|z\right|}^3\⟩}\≈w^H{h}_{\mathrm{traf}}=\mathrm{\μ}.---\mathrm{Eq}.5$

上述估计表示在产生了估计符号z后，传统的接收机执行的一个明确的计算步骤。

除符号估计所需的明确的导频与业务缩放之外，在接收机操作的其它方面应用导频信道可能是有问题的。举例来说，传统的通用RAKE(G-RAKE)接收机处理产生组合权重w作为接收信号损伤相关性的函数。考虑到在组合权重产生过程中的损伤相关性允许G-RAKE接收机抵消跨过它的RAKE耙指的有色(相关的)干扰，由此导致降低了估计的符号z中的干扰。

作为一个基本的方法，G-RAKE接收机利用解扩的导频值为接收到的通信信号估计噪声的相关性。通常，假设损伤相关性具有零均值，这样，可以根据噪声相关矩阵来表示它们，该噪声相关矩阵是由解扩接收到的通信信号所获得的导频符号而确定的。

然而，不考虑这些细节的话，利用导频符号限制了可用于在任何给定的接收间隔上估计损伤相关的解扩值的数量。作为一个例子，宽带码分多址(W-CDMA)标准为传输时间间隔(TTI)提供了可变的“时隙”数。一般来说，每个时隙传输一个普通导频信道(CPICH)符号。这样，对于与W-CDMA网络中使用的提供高速分组数据服务的高速下行链路共享信道(HS-DSCH)相关联的三时隙TTI来说，每个TTI，相对很少的导频符号可用于噪声相关性的估计。

可用于相关性估计的相对少量的导频符号可能导致差的噪声相关性估计。在这种情况下，对噪声相关估计进行平均可以降低估计的错误，但是，这样的平滑危及接收机响应快衰落情形的能力。

发明概述

在这里所教导的信号处理的一个实施例中，一种处理接收到的通信信号的方法包括：通过将根据从所接收的通信信号中获得的解扩的导频值确定的噪声相关表示为根据从所接收的通信信号中获得的解扩的业务值所确定的数据相关的函数，计算业务与导频缩放因子。通过利用数据相关性计算得到的组合权重组合解扩的业务值，产生相应的业务符号估计。

其中，通过这种方式产生组合权重提供了接收到的业务符号的最小均方误差(MMSE)估计，其相对于参考调制星座图中的符号值而被固有地在幅度上进行缩放。举例来说，业务符号估计的该固有缩放消除了在星座图比较之前对符号估计的(平均)功率进行估计的需要，否则，就需要在QAM解调中建立合适的幅度参考。

这个组合权重产生方法的进一步优点之一是在快速衰落情形中跟踪损伤相关的变化的能力，这要归功于可用于数据相关估计的相对大量的业务采样。举例来说，W-CDMA网络中用于HS-DSCH的多编码数据传输提供了高达12个信道化编码用于数据传输，当扩频因子为16时，它能在每个传输时隙产生1920个数据点。根据可用的每个时隙中数据点的数量，时隙中的间隔可以被定义用于数据相关估计，这样，多个数据相关估计可以在给定的时隙实现，并且这些估计可以在所述时隙上求平均，如果需要的话，或者用于每个间隔的基础之上，也就是说，用于时隙中的每个间隔的“局部”基础之上。

在另一个实施例中，接收机电路可以在无线通信装置中实现，其被配置为在无线通信网络中运行。该接收机电路包括一个或多个相关电路，被配置为根据从接收到的通信信号获得的解扩的业务值确定数据相关和根据从接收到的通信信号获得的解扩的导频值确定噪声相关；和缩放因子计算电路，被配置为通过将噪声相关表示为数据相关的函数，计算一个或多个业务与导频缩放因子；和组合权重电路，被配置为用于计算组合权重，用于将解扩的业务值组合为一个或多个业务与导频缩放因子、数据相关、和根据解扩的导频值确定的信道估计的函数。

至少相关电路、缩放因子电路、和组合权重电路可以包含通用的RAKE(G-RAKE)接收机电路，其可以被实现为离散的功能单元，或者在集成处理器中在一起实现，比如微处理器、DSP、ASIC等等。无论如何，接收机电路可以进一步包括信道估计电路、组合电路、信号质量计算电路、解调电路，或与信道估计电路、组合电路、信号质量计算电路、解调电路相关联，信道估计电路被配置用于产生信道估计，组合电路被配置为通过利用组合权重组合相应的解扩的业务值而产生业务符号估计，信号质量计算电路被配置为将所接收的通信信号的信噪比计算为组合权重、信道估计、和一个或多个业务与导频缩放因子的函数，和解调电路被配置为通过比较业务符号估计和参考符号星座图中的业务符号，生成每一个业务符号估计的第一软值比特估计。

因为业务符号估计是基于数据相关而从组合权重产生出来的，所以它们固有地用于与参考符号星座图中的业务符号相比较而被缩放，也就是说，MMSE组合权重解决方案固有地驱动业务符号估计过程指向正确的参考幅度。这样，第一软值比特估计可能被考虑为表示时隙中的“短期”软信息。为了获得最终软信息以用于正确解码，解调电路可能被配置为将第一软值比特估计缩放信噪比，并从而获得适于解码的第二软值比特估计。

广泛地，接下来，本发明的多种实施例提供了G-RAKE接收机设备和其方法，通过使用用于数据相关估计和模型拟合参数计算的解扩业务数据，给出一种组合权重解决方案以提供已经正确缩放的业务符号估计z’。这种操作消除了QAM解调过程中在与标准化星座图比较之前估计并标准化符号估计的平均功率的需求。另外，从模型拟合参数计算中所获得的参数被利用来确定SNR，γ，这对于符号检测(解调)中所使用的对数似然比(LLR)计算中的适当缩放的软信息来说是需要的。

当然，本发明不限于上述特性和优点。实际上，通过阅读后面的详细描述并观看相关附图，本领域技术人员将会意识到更多的特性和优点。

附图说明

图1是无线通信装置的一个实施例的框图，其可以被配置为执行如在此所教导的接收信号的处理。

图2是接收机电路的一个实施例的框图，其可以在图1的装置中被执行，用于执行在此所教导的信号处理的至少一部分。

图3是处理逻辑的逻辑流程图，其基于根据解扩业务值确定数据相关而表示估计业务符号的一个实施例。

图4是W-CDMA传输时间间隔(TTI)中的时隙和子时隙的图表，其描绘了在规定的时间窗口中的间隔上计算更新的数据相关性的特定例子。

发明详述

图1是用于无线通信网络中的无线通信装置10的框图，比如无线电话，或其它类型的移动终端。作为非限定性的例子，所述装置10可以包含被配置为用于W-CDMA网络，或者CDMA网络的一些其它类型中的移动终端。

所示出的装置10的实施例包括接收/发射天线12，转换和/或双工器14，接收机16，发射机18，基带/系统控制器20，输入/输出电路22，和用户接口24。基带/系统控制器20可以包含一个或多个处理电路，比如微处理器，DSP，ASIC，FPGA，等等，该基带/系统控制器20为接收到的通信信号提供基带处理，所述接收到的通信信号可以被接收机16输出作为从天线接收的通信信号的滤波及下变换形式中获得的基带数字采样。对于基于CDMA的通信系统，接收到的通信信号代表在相同载波频率传输的码多路复用信号的合成。因此，接收到的通信信号通常包括一个或多个携带感兴趣数据的业务信号，以及一个或多个可能被用于确定信道估计的导频信道，等等。

这里所特别关注的是，基带/系统控制器20包括接收机电路30，用于从根据数据相关性而不是(导频)噪声相关性中产生的组合权重提供对接收到的业务符号的估计，所述接收到的业务符号基于合并从接收到的通信信号获得的解扩业务值。图2示出了接收机电路30的一个实施例。

在示例性的实施例中，接收机电路30至少包括一个或多个相关电路32，缩放因子计算电路34，和组合权重电路36。相关电路32被配置为确定解扩业务值的数据相关和解扩导频值的噪声相关，所述解扩业务值是从接收到的通信信号获得的，所述解扩导频值是从接收到的通信信号获得的。依次，缩放因子计算电路34被配置为通过将噪声相关性表示为数据相关性的函数来计算一个或多个业务与导频缩放因子，和组合权重电路36被配置为计算组合权重，以组合解扩业务值作为一个或多个业务与导频缩放因子、数据相关、和根据被解扩的导频值所确定的信道估计的函数。

功能性地，接收机电路30可以作为G-RAKE接收机电路操作，且可以进一步包括组合电路38、信号质量估计电路40、信道估计电路42、导频耙指(相关器)44、和业务耙指(相关器)46，或与组合电路38、信号质量估计电路40、信道估计电路42、导频耙指(相关器)44、和业务耙指(相关器)46相关联。更特别地，接收机电路30可以被配置为作为无参量的G-RAKE接收机电路来操作，其中，其基于从测量到的数据相关所确定的组合权重而从接收到的通信信号中产生业务符号估计z′。业务符号估计可以被输出以作进一步的处理，比如通过解调器电路48。注意，如下面将要详细描述的，业务符号估计z′固有地在幅度上进行缩放用于符号检测，因此在将符号估计与参考星座图比较之前，避免了明确的幅度缩放步骤的需要。

图3阐明了操作接收机电路30、以及它所支持的或相关的电路的处理逻辑的实施例。首先，相关电路32根据解扩的业务值确定数据相关，所述解扩的业务值通过业务耙指46从接收到的通信信号获得(步骤100)。假设是零均值的话，数据相关可以被表示为协方差矩阵R_traf，其可被计算为

$R_{\mathrm{traf}}=\frac{1}{M_{\mathrm{sym}}K}\underset{i=0}{\overset{M_{\mathrm{sym}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{i,k}{x}_{i,k}^H---\mathrm{Eq}.6$

其中，X_i，k是来自第k个信道化码(或者用户)的时隙中的第i个符号的业务数据的每个RAKE耙指的耙指解扩值的向量——也就是说，从业务耙指46的输出所获得的解扩的业务值向量。用于信道化码的时隙中所接收到的业务符号的数量为M_sym，且信道化码的数量为K。

处理继续，根据解扩导频值计算噪声相关(“快照”)的短期估计，所述解扩导频值通过导频耙指44从接收到的通信信号获得(步骤102)。假设是零均值的话，噪声相关可以被表示为协方差矩阵

其可被计算为

$\hat{R}=\frac{1}{M_{\mathrm{pil}}-1}\underset{i=0}{\overset{M_{\mathrm{pil}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_i{u}_i^H---\mathrm{Eq}.7$

其中，u_i是在第i个解扩导频符号上估计的干扰值的向量，所述解扩导频符号通过导频耙指44得到，且其中M_pil-1的利用在估计中调整了统计偏差。

接下来，为了获得MMSE组合权重v，接收机电路30可能被配置为求解方程式所代表的系统

           h_traf＝R_trafv           Eq.8

其中，协方差矩阵R_traf如方程式6所示那样通过对业务耙指46所输出的解扩业务符号值之间的相关性进行估计而形成。

一般来说，接收机30在其配置中没有关于业务信道所估计的信道系数向量，但是它有来自导频信道的信道估计，h_pil，这些信道估计通过以下方程式与业务信道系数的向量相关

            h_traf＝gh_pil            Eq.9

其中，g表示业务和导频信道之间的缩放差。该缩放因子g可以被定义为业务和导频的每一个符号的能量之比，并且，有关的更多详细信息，可以参考共同待审的序列号为10/672492的美国申请，标题“Method and Apparatus for SignalDemodulation(用于信号解扩的方法和装置)”，该申请于2003年9月26日提交并在此引入以供参考。

无论如何，处理继续，计算一个或多个业务与导频的缩放因子，说明业务和导频信道中的差异(步骤104)。这些因子，可以被表示为α和β，能够通过将噪声相关(快照)表示为数据相关的函数来确定，比如

$\hat{R}\≈\mathrm{\β}{R}_{\mathrm{traf}}-\mathrm{\α}{h}_{\mathrm{pil}}{h_{\mathrm{pil}}}^H---\mathrm{Eq}.10$

其中，h_pil是根据解扩的导频值所确定的信道估计。接收机电路30可以被配置为执行方程式10的最小平方(LS)以确定α和β的值。然而，本领域技术人员知道，可以采用其它方法确定方程式10中的α和β。在一个实施例中，β可以假设等于一，这样方程式10就可以轻松地解得α，其中，注意到α可以被表示为

            α＝g²                 Eq.11

处理继续，计算MMSE组合权重的解以用于组合解扩的业务值(步骤106)。MMSE组合权重v可以被表示为

$v=R_{\mathrm{traf}}^{-1}{h}_{\mathrm{traf}}=\sqrt{\mathrm{\α}}{R}_{\mathrm{traf}}^{-1}{h}_{\mathrm{pil}}---\mathrm{Eq}.12$

接收机电路30可以被配置为对接收到的通信信号计算信号质量(步骤108)。

在一个实施例中，信号质量计算电路40被配置为将业务信道的信噪比(SNR)计算为

$\mathrm{\γ}=\left(\frac{\sqrt{\mathrm{\α}}{v}^H{H}_{\mathrm{pil}}}{\mathrm{\β}-\sqrt{\mathrm{\α}}{v}^H{h}_{\mathrm{pil}}}\right)---\mathrm{Eq}.13$

在另一个实施例中，去加重因子(de-emphasis factor)0≤λ≤1可以被用来降低噪声v和h_pil的影响，给出SNR计算为

$\mathrm{\γ}=\left(\frac{\sqrt{\mathrm{\α}}{v}^H{H}_{\mathrm{pil}}}{\mathrm{\β}-\sqrt{\mathrm{\α}}\mathrm{\λ}{v}^H{h}_{\mathrm{pil}}}\right)---\mathrm{Eq}.14$

此外，可以在分母式中设置硬限制，以使得β＞0且β-αλv^Hh_pil＞0，确保有限的，正的SNR测量。当然，本领域的技术人员知道，如果需要或期望的话，可以采用其它公式表式SNR。

处理继续，基于从方程式12确定的组合权重来计算业务符号估计(步骤110)。组合电路38可以被配置为产生被估计的业务符号，如下所示

          z′＝v^Hx                 Eq.15

特别地，假设被估计的业务符号是QAM符号或一些其它类型的幅度调制符号，根据上述方法的业务符号估计的公式允许接收机电路30在QAM解调中的星座图比较之前消除估计业务符号估计的功率的需要。也就是说，在根据公式15进行的业务符号估计中根据公式12使用数据相关，就能固有地产生业务符号估计，所述业务符号估计被正确地缩放以用于与参考调制星座图中的业务符号进行比较。因此，从上述步骤110中获得的业务符号估计可以被直接用于符号星座图比较，并且SNR就可以被用于缩放到最终软比特值。

更详细来说，根据本文所教导的解调的一个实施例，解调电路48中的星座图比较电路50被配置为通过将业务符号估计z’与参考符号星座图中的业务符号相比较，来为每个业务符号估计产生第一软值比特估计(步骤112)。解调电路48进一步被配置为通过将相应的第一软值比特估计缩放信噪比γ，比如通过利用已示出的缩放电路52，从而为每一个业务符号估计产生第二软值比特估计，所述缩放电路52从接收机电路30接收γ值。因此，这些第二软值比特为接收信号质量的长期改变而调节，其表示例如用于解码的解调中比特的LLR。

算术地，第一软值比特可以通过星座图比较电路50利用欧几里德距离比较来产生(步骤112)，这可以被表示为

${a^{\′}}_j=\underset{s_i\∈S_0\left(j\right)}{\max }(2\mathrm{Re}\left(s_i^{*}{z}^{\′}\right)-{\left|s_i\right|}^2)-\underset{s_i\∈S_1\left(j\right)}{\max }(2\mathrm{Re}\left(s_i^{*}{z}^{\′}\right)-{\left|s_i\right|}^2)---\mathrm{Eq}.16$

其中，s_i ^*表示参考星座图中第i个标称符号值。特别地，s_i∈s₀(j)表示参考调制星座图中所有的符号值，其中第j个比特是零，s_i∈s₁(j)表示参考调制星座图中所有的符号值，其中第j个比特是一。因此，由式1产生的的短期软信息表示z’与b_j＝0的最近(参考)符号之间的距离和z’与b_j＝1的最近(参考)符号之间的距离之间的差值。

短期软信息可以与由SNR携带的长期软信息合并，以给出完整的软信息，表示为

       a_j＝γa′_j＝LLR(b_j)                 Eq.17

软值比特a_j可以用于解码以恢复接收到的通信信号中携带的业务数据。

然而，独立于这些解码细节，应该注意到，除了业务符号估计z’的固有幅度缩放之外，数据相关的使用提供了额外的重要的优点。更特别地，基于利用解扩的业务值而不是解扩的导频值，接收机电路30在可用于相关确定的采样数量上得到了显著的增加。举例来说，在W-CDMA网络中与HS-DSCH传输相关联的高数据率调制和编码方案(MCS)中，业务信道的扩频因子与导频信道的扩频因子相比相当的低。这些低的业务信道扩频因子(比如其中采用16-QAM)导致在给定的时间窗内有很大数量的业务解扩值。

采用三时隙TTI中的一个传输时隙为例，接收机电路30在其布置上有160个解扩的业务值，假设与每个时隙通常接收到的导频解扩值为10相比，业务信道扩频因子为16。另外，在更高的数据速率MCS中经常采用的多码传输中，在多个扩频码上以相同的功率传输多个业务信道符号。结果，接收机电路30在相同的符号间隔内有多个正交解扩的业务值。因此，多码传输使得用于数据相关估计的可用的数据点的数量倍增。

作为一个例子，W-CDMA网络发射机可能分配16个可能的信道化码中的12个给HS-DSCH，意味着目标接收机在每个符号传输间隔期间接收到12个正交的编码业务符号。对于假设的业务信道扩频因子为16，目标接收机将因此在每个时隙接收到12×160＝1920个数据点。

每个时隙中那么多数据点的可用性使得接收机电路30提高了它的数据相关处理。举例来说，接收机电路30可以被配置为在给定的传输时隙中为多个间隔确定数据相关，这样，数据相关就在给定的传输时隙中被更新。也就是说，接收机电路30可以被配置为在给定的传输时隙中的一个或多个间隔的每个上计算更新的数据协方差矩阵R_traf。

更特别地，接收机电路30可以给K个多码中的每一个多码i∈{1，...，K}计算R_traf(i)。这样，接收机电路30可以根据相应的特定码解扩的业务值确定特定码数据相关，并且在给定的间隔将特定码数据相关一起求平均，以获得该给定间隔的平均数据相关估计。也就是说，接收机电路30可以被配置为通过对特定码数据相关一起求平均以获得该间隔的平均数据相关，来为所定义的传输时隙或窗中的一个或多个间隔中的每一个确定数据相关，并基于该间隔所确定的平均数据相关，进一步在所述间隔中产生业务符号估计和相应的信噪比。

在一个实施例中，接收机电路30被配置为将传输时隙分为六段，并利用每段中的数据点产生“快速的”G-RAKE组合权重解。图4图示了这种方法。举例来说，再次假设用于对HS-DSCH传输进行多编码的扩频因子为16和12个信道化码，则接收机电路30在每个间隔中有320个数据点。那些精通本领域的技术人员将会意识到，更局部化于时隙的一部分，而不是在整个时隙中求平均的组合权重解，能够产生更好的快衰落环境跟踪。在本文所教导的权重求解方法中的固有幅度参考的质量方面，这个更加局部化的权重解还可以具有更多的优点。

当然，那些精通本领域的技术人员将会意识到，接收机电路30可以被配置为根据多种方法确定组合权重，且在给定的时隙上有大量的可用数据点产生了显著的灵活性。因此，对于时隙中的多个间隔，组合权重解可以在每个间隔被确定，这样，每个间隔表示局部化的(子时隙)权重解。这种方法的一个实施例已经在上面被描述。然而，其它实施例可以将特定间隔权重解一起求平均以获得整个时隙或部分时隙的平均的权重解。另外，接收机电路30可以被配置为给整个时隙计算组合权重解，从而使得用在组合权重计算中的数据点的数量最大。这种方法可以产生相对低的噪声解，而且仍然提供了每个时隙的组合权重解。

总的来说，那些精通本领域的技术人员将会意识到，根据上述方法所教导的数据相关的应用并不限于在每个间隔或每个时隙计算方面、具有或者没有求平均而产生MMSE组合权重v的特定方法。实际上，本发明并不限于前面所述的特点和优点，而仅仅受限于后面的权利要求和其法律等效物。

Claims (27)

1.一种用于处理接收到的通信信号的方法，包括：

根据从接收到的通信信号获得的解扩的导频值确定信道估计和噪声相关；

根据从接收到的通信信号获得的解扩的业务值确定数据相关；

通过将噪声相关表示为数据相关的函数，计算一个或多个业务与导频缩放因子；和

产生组合权重，用于将解扩的业务值组合为一个或多个业务与导频缩放因子、数据相关、和信道估计的函数。

2.如权利要求1所述的方法，进一步包括，通过利用组合权重组合相应的解扩的业务值产生业务符号估计。

3.如权利要求2所述的方法，进一步包括，通过比较业务符号估计和参考符号星座图中的业务符号，为每一个业务符号估计产生第一软值比特估计。

4.如权利要求3所述的方法，进一步包括，将接收到的通信信号的信噪比计算为组合权重、信道估计、和一个或多个业务与导频缩放因子的函数。

5.如权利要求4所述的方法，进一步包括，通过将相应的第一软值比特估计缩放信噪比，为每一个业务符号估计产生第二软值比特估计。

6.如权利要求4中的方法，进一步包括，在计算信噪比时利用衰减因子，以降低组合权重和信道估计的之一或两者中的估计噪声的影响。

7.如权利要求4所述的方法，进一步包括，在计算信噪比时利用与一个或多个缩放因子相关联的边界限制，以迫使信噪比有限并为正值。

8.如权利要求1所述的方法，其中，根据从接收到的通信信号获得的解扩的业务值确定数据相关包括，为给定的传输时隙内的多个间隔确定数据相关，这样数据相关在给定的传输时隙中被更新。

9.如权利要求1所述的方法，其中，所接收的通信信号包括多编码业务信号，从其中获得特定码解扩业务值，且其中，根据从接收到的通信信号获得的解扩的业务值确定数据相关包括，根据相应的特定码解扩业务值确定特定码数据相关。

10.如权利要求9所述的方法，其中，根据从接收到的通信信号获得的解扩的业务值确定数据相关进一步包括，对特定码数据相关一起求平均。

11.如权利要求9所述的方法，其中，根据从接收到的通信信号获得的解扩的业务值确定数据相关进一步包括，对于所定义的传输时隙或窗中的一个或多个间隔中的每一个，对特定码数据相关一起求平均以获得该间隔的平均数据相关，并进一步包括，基于为所述间隔确定的平均数据相关，在所述间隔中产生业务符号估计和相应的信噪比。

12.如权利要求1所述的方法，其中，接收到的通信信号包括从根据宽带码分多址(W-CDMA)标准配置的发射机传输的高速下行链路共享信道(HS-DSCH)信号。

13.一种用于处理接收到的通信信号的方法，包括：

通过使数据相关与噪声相关有关来计算业务与导频缩放因子，所述数据相关根据从接收到的通信信号获得的解扩的业务值来确定，所述噪声相关根据从接收到的通信信号获得的解扩的导频值来确定；和

通过利用从数据相关计算得到的组合权重，组合相应的解扩的业务值来产生业务符号估计，这样，所述业务符号估计表示最小均方误差(MMSE)估计，其相对于参考调制星座图中的符号值而被固有地在幅度上进行缩放。

14.一种用于处理接收到的通信信号的接收机电路，包括：

一个或多个相关电路，被配置为根据从接收到的通信信号获得的解扩的业务值确定数据相关和根据从接收到的通信信号获得的解扩的导频值确定噪声相关；和

缩放因子计算电路，被配置为通过将噪声相关表示为数据相关的函数，计算一个或多个业务与导频缩放因子；和

组合权重电路，被配置为用于计算组合权重，用于将解扩的业务值组合为一个或多个业务与导频缩放因子、数据相关、和根据解扩的导频值确定的信道估计的函数。

15.如权利要求14所述的接收机电路，其中所述一个或多个相关电路、缩放因子电路、和组合权重电路包括通用的RAKE(G-RAKE)接收机电路。

16.如权利要求14所述的接收机电路，其中所述G-RAKE接收机电路进一步包括配置为产生信道估计的信道估计电路。

17.如权利要求14所述的接收机电路，其中所述G-RAKE接收机电路进一步包括组合电路，其被配置为通过利用组合权重来组合相应的解扩的业务值来产生业务符号估计，并进一步包括解调电路，其被配置为通过比较业务符号估计和参考符号星座图中的业务符号，为每一个业务符号估计产生第一软值比特估计。

18.如权利要求17所述的接收机电路，其中所述接收机电路进一步包括信号质量计算电路，被配置为将接收到的通信信号的信噪比计算为组合权重、信道估计、和一个或多个业务与导频缩放因子的函数。

19.如权利要求18所述的接收机电路，其中所述信号质量计算电路被配置为在计算信噪比时利用衰减因子，以降低组合权重和信道估计的之一或两者中的估计噪声的影响。

20.如权利要求18所述的接收机电路，其中所述信号质量计算电路被配置为在计算信噪比时利用与一个或多个缩放因子相关联的边界限制，以迫使信噪比有限并为正值。

21.如权利要求17所述的接收机电路，其中所述解调电路被配置为通过将相应的第一软值比特估计缩放信噪比，为每一个业务符号估计产生第二软值比特估计。

22.如权利要求14所述的接收机电路，其中所述接收机电路被配置为对给定的传输时隙内的多个间隔确定数据相关，这样所述数据相关在给定的传输时隙中被更新。

23.如权利要求14所述的接收机电路，其中所接收的通信信号包括多编码业务信号，从其中获得特定码解扩的业务值，且其中所述接收机电路被配置为，从相应的特定码解扩的业务值确定特定码数据相关。

24.如权利要求23所述的接收机电路，其中所述接收机电路被配置为，通过对特定码数据相关一起求平均来确定数据相关。

25.如权利要求23所述的接收机电路，其中所述接收机电路被配置为，对于所定义的传输时隙中的一个或多个间隔中的每个，确定特定码数据相关和相应的平均数据相关，并基于为所述间隔确定的平均数据相关，在每个间隔中产生业务符号估计和相应的信噪比。

26.如权利要求14所述的接收机电路，其中所述接收机电路包括通用的RAKE(G-RAKE)接收机电路，被配置为用于根据宽带码分多址(W-CDMA)标准配置的无线通信网络中。

27.一种用于工作在无线通信网络中的无线通信装置，所述装置包括用于处理接收到的通信信号的接收机电路，其中所述接收机电路包括：

缩放因子计算电路，被配置为通过使数据相关与噪声相关有关来计算业务与导频缩放因子，所述数据相关根据从接收到的通信信号获得的解扩的业务值来确定，所述噪声相关根据从接收到的通信信号获得的解扩的导频值来确定；以及

组合权重电路，被配置为通过利用从数据相关计算得到的组合权重，组合相应的解扩的业务值来产生业务符号估计。

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