JP2003515970A

JP2003515970A - マルチチャネル適応等化器

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Publication number: JP2003515970A
Application number: JP2001540475A
Authority: JP
Inventors: ラバト、ジョエル; ラオット、クリストフ
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 1999-11-25
Filing date: 2000-11-24
Publication date: 2003-05-07
Anticipated expiration: 2020-11-24
Also published as: EP1236321B1; FR2801753B1; US7251274B1; DE60008420T2; EP1236321A1; DE60008420D1; FR2801753A1; WO2001039446A1; JP4736297B2

Abstract

(57)【要約】本発明は、複数の受信通信路を有するディジタル通信システム用の等化器装置に関し、この装置は、正規動作では、各受信通信路に対してトランスバーサルフィルタを形成する手段、該複数の通信路を加算する加算手段、および位相修正手段と、その前方枝路に判定手段を備えた純リカーシブフィルタとを備えた、該加算手段より下流のシステムを含む構造を与え、前記等化器装置はその性能を該装置からの出力信号の関数として評価し、かつトラッキングモードもしくは易受信モードとも呼ばれる正規動作モードに対応する構造から、難受信モードとも呼ばれる収束動作モードに対応する構造への、またはその逆への切り換えによって前記評価の結果に応答するための判定取得手段を備えている。本発明は、収束および／または難受信モードにおいて、各受信通信路ごとに１つの純リカーシブフィルタを備える構造を与え、この純リカーシブフィルタが前記加算手段より下流のシステムには存在しないことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の一般分野と従来技術の説明】

本発明は、マルチチャネル (多重通信路) ディジタル通信システムの受信機用
の等化器装置 (または「イコライザ」) に関する。

【０００２】現在の通信システムでは、受信機は、復調、即ち、受信信号からベースバンド
へのシフト、等化、同期 (クロック周波数および搬送波) 、意思決定、および通
信路復号 (デコーディング) 、を含む多様な機能を果たす。

【０００３】等化とは、その時間域バージョンでは本質的に、通信システムが全体的にはい
わゆる「ナイキスト」判定基準を満たさないことに伴う現象である、符号間干渉
(ＩＳＩ) を低減することにある。符号間干渉は、不十分なフィルタリング戦略
、サンプリング瞬間の不十分な選択、または多重経路伝搬の現象の結果として起
こりうる。これは特に、移動体無線通信路、電離層もしくは対流圏通信路、なら
びに海底音声通信路にあてはまる。

【０００４】参考として、通信システムは、有限サイズのアルファベットから取られる値を
持つ離散シンボルを出し、それらを等価離散通信路上で速度１／Ｔで伝送するソ
ース (発信源) であるとモデル化することができることが想起される。この速度
は変調速度と呼ばれ、ボーで表される。ここで、Ｔは、２つの引き続くシンボル
の伝送間の時間間隔を意味する。

【０００５】歴史的には、ＩＳＩ現象と戦った最初の装置は、Lucky により下記刊行物に紹
介された： [1] R.W. Lucky「ディジタル通信の自動等化」BSTJ 44, pp. 547-588. 1965年４
月。

【０００６】その装置は本質的に「同期型」 (シンボル持続時間当たり１つのサンプルを使
用) である線形トランスバーサルフィルタを含み、伝送通信路の経時的な変動の
様子により適応が必要となる場合は適応性である。フィルタ係数は、ゼロＩＳＩ
の拘束により雑音を最小化するという判定基準 (ゼロ強制 <forcing zero> と呼
ばれる) を用いて更新された。この手法は「等化」されたフォールデッド (fold
ed) スペクトルとなり、そのため、この用語が使用された。

【０００７】図１は、トランスバーサルフィルタの原理を示すブロック線図であり、図中、
フィルタ１は伝達関数Ｂ(z) を有することが示されており、該フィルタ１より下
流に配置された、２で示される判定回路を伴っている。

【０００８】その後にはじめて、平均２次誤り (mean quadratic error, ＭＱＥ) の最小化
を最適化判定基準として用いた適応等化器が出現した。難通信路 (difficult ch
annel)では、ゼロ強制ＩＳＩは等化器からの出力雑音の非常な増大を生じて、性
能のひどい劣化の原因となって終わるのに対し、ＭＱＥを最小化するという判定
基準は、雑音を著しく増大させずにＩＳＩの顕著な減少を達成するという賢明な
バランスを与える結果となった。

【０００９】一般的観点から、適応等化は従来より２段階で行われてきた。第１段階では、
収束を保証するのに十分な長さのトレーニング系列を用いて装置を動作させ、次
に第２段階では装置は自己適応性になる、即ち、装置自体の判定に基づいて自己
制御するようになり、その戦略 (手法) に内在する全ての危険が付随する。

【００１０】より最近になって、図２に示すように、Ａ(z) と書かれた伝達関数を有し、フ
ィルタの巡回 (リカーシブ) プロトンを構成する帰還フィルタ３に判定データを
再注入する、非線形の巡回式判定帰還型 (recursive decision feedback)等化器
について、下記刊行物に提案がなされた： [2] C.A. Belfiore, J.H. Park「判定帰還型等化」Proceedings of the IEEE 67
(8), 1979年８月。

【００１１】この手法によって、線形等化器を用いて得られる性能より極めて明らかに優れ
た性能を達成することが可能になる。残念ながら、そのような装置は判定誤りに
も極めて敏感となることがあるため、時に誤り伝搬現象が起こり、その程度が、
装置の出力が伝送データに対して全く適切性を持たなくなるように装置を逸脱さ
せてしまうまで進むことがある。

【００１２】従って、このような状況下では、装置を定期的に監督することが必要となるが
、それにより少なくとも周波数利用効率の著しい低下が起こる。換言すると、等化器の異常動作を防止するように、装置の挙動を定期的に (よ
り良好には連続的に) 監視しなければならない。

【００１３】本発明の一般的な目的は、その問題を鮮やかに解決することができる技術を提
案することである。別の観点からは、判定帰還型等化器 (ＤＦＥ) が、誤りの可能性を最小化する
という判定基準 (最大事後判定基準に等しい) に関して最適ではないというのは
本当であるが、下記に記載された最適受信機は、インパルス応答の長さが大きく
なった時にはすぐに達成が不可能になるというのも、なおそのままである： [3] G.D. Forney, Jr.「符号間干渉の存在下でのディジタル系列の最尤(ユウ)系列推定量」IEEE Trans. on Information Theory, Vol. IT-18n, pp. 6363-6378, 1
972年５月。このような装置は、最初に伝送通信路のインパルス応答を推定した
後、全ての可能な送信系列の中から、こうして推定された通信路から真に利用可
能な (ベクトル) 観測に最も近い (ベクトル) 信号で出力されるらしい系列を探
す。

【００１４】現在、このような受信機の実施には、下記に記載されるように、ビタビアルゴ
リズムが利用されている： [4] G.D. Forney, Jr.「ビタビアルゴリズム」Proc. IEEE, Vol. 61, pp. 268-2
78, 1973年３月。その主な利点は、最適性を失わずに「進行中」に判定を下すこ
とができることである。換言すると、シンボルの最も可能性の高い系列に関して
判定を開始する前にメッセージを完全に受信する必要がない。

【００１５】しかし、１例として、離散インパルス応答が長さ15 (15Ｔのオーダーの時間広
がり) の通信路で伝送された４位相状態で変調された信号について、このような
システムに付随するトレリスは10億の可能な状態を有する。そのため、事実上、
この種の受信機は、少なくともリアルタイム用途においては実際に不可能となる
。海底音声通信路、電離層通信路、および電話線 (対より線) にあてはまるよう
に、用途によっては、このような時間広がり (time spreading) はごく普通であ
り、これは、一般的見地からは、指定周波数帯内でのデータ率が著しく増大した
場合、全ての伝送通信路にあてはまることがある。

【００１６】この種の通信路にはますます高いデータ率を搬送する試みが常になされている
ことは明らかであり、それによりインパルス応答の時間スパンは容赦なく長くな
る。離散インパルス応答のサイズが大きくなった時に、判定帰還型等化器が最適
受信機に代わる有利な代替品となるのは、この意味においてである。例えば、現
在のＧＳＭ標準移動体無線通信では、時間広がりは６Ｔのオーダーであり、これ
は二元 (binary) 変調では64の状態を意味し、従って、最適受信法の使用に非常
に適している。インライン・データ率の増大という当然の理由のために四元変調
に変化すべきことになった場合、および変調速度を倍増させることも望ましくな
った場合、状態の数は１千７百万のオーダーとなり、これは明らかに重すぎる。
これが、なぜ判定帰還型等化器 (ＤＦＥ) が、理論的には次善であっても、複雑
さと性能とのバランスに関して明らかに大きな利点があるという理由であり、異
常原因となる可能性がある性能を管理下に保持できるからである。

【００１７】上に述べたように、難通信路で従来より使用されてきた方法は、必要に応じて
ＤＦＥをリセットする状態となるように定期的にトレーニング系列を送信するこ
とからなる。これは、それによりひどく影響を受けることがある周波数利用効率
に有害である。これが、ブラインド (blind)等化 (自己学習型、監督なし) に対
して多量の研究が現在行われている背景にある基本的な理由である。その目的は
、トレーニング系列を使用せずに装置をその最適解答に収束させる、即ち、ソー
スから送信された信号に関する統計学的知識だけに基づいて特異的にそうするこ
と、である。

【００１８】この主題については、これまでに下記を含む何名かの研究者が無視できない報
告をしている： [5] Y. Sato 「多段振幅変調のための自己再生等化法」IEEE Trans. on Com., C
OM-23, pp. 679-682, 1975年６月; [6] D.N. Godard 「二次元データ通信システムにおける自己再生等化および搬送
波トラッキング」IEEE Trans. on Com., COM-28, pp. 1867-1875, 1980年11月; [7] A. Benveniste, M. Goursat 「ブラインド等化器」IEEE Trans. on Com., V
ol. 32, 1984, pp. 871-883; [8] O. Shalvi & E. Weinstein「非最小位相システム (通信路) のブラインド・
デコンボリューションのための新規判定基準」IEEE Trans. on IT, Vol. 36, No
. 2, 1990年３月, pp. 312-321; [9] C.A.F. Da Rocha, O. Macchi and J.M.T. Romano「自己学習等化用の適応非
線形ＩＩＲフィルタ」ITC 94, ブラジル, リオデジャネイロ, pp. 6-10, 1994; [10] B. Porat, B. Friedlander 「高次モーメントを用いたディジタル通信チャ
ネルのブラインド等化」Trans. on SP, Vol. 39, pp. 522-526, 1991年２月; [11] V. Shtrom & H. Fan 「ブラインド等化における新規種類のゼロ強制費用関
数」IEEE Trans. on SP, Vol. 46, No. 10, 1998年10月, pp. 2674-2683。

【００１９】それらのアルゴリズムの全てが、２より高次の (３次以上の) 統計処理に暗に
言及している。これは、最小位相通信路を反転させるためにそのようなモーメン
トを使用する必要があることに付随する。その種の最初の等化器は一般に線形で
トランスバーサル、即ち、有限のインパルス応答を持つものであった。

【００２０】ごく最近になって、鮮やかで特に効果的な解決策が、Labat らにより下記刊行
物中に提唱された： [12] J. Labat, C. Laot & O. Macchi「ディジタル通信システム用の適応等化器
装置」フランス特許No. 95/10832; [13] J. Labat, O. Macchi & C. Laot「判定帰還型適応等化: トレーニング期間
をスキップできるか?」IEEE Trans. on COM, Vol. 46, No. 7, pp. 921-930, 19
98年７月。

【００２１】以下に簡単に説明する、その新時代の等化器は、伝送通信路の過酷度 (severi
ty) に適応した２つの動作モード (mode of operation)を有する。「収束 (conv
ergence)」モードと呼ばれる初期モードでは、図３に示すように、装置は、純リ
カーシブ(purely recursive)白色化フィルタ４、トランスバーサルフィルタ５、
自動利得制御 (ＡＧＣ) ６、および位相修正器７のカスケード (縦続) 接続によ
り構成される。この装置の独創性は、各段階を特定の判定基準を用いて適応させ
ることにより、収束に対しエラー強さ (誤りへの適応能力) とスピードの両者を
付与した点に付随する。等化プロセスが十分に進展したなら (これは、受信機が
取得した判定に基づいて推定された平均２次誤り (mean quadratic error, ＭＱ
Ｅ) を検査することにより評価できる) 、等化器を適応させるための構造および
判定基準を、装置が従来型の判定帰還型等化器 (ＤＦＥ) になるように変更する
(図４) 。この変更の可逆的性質により、従来のＤＦＥとは違って逸脱の危険性
を伴わずに、可能な時にはいつでもそれ自体の判定を利用するという実質的な利
点が、上記の新規等化器に与えられる。伝送条件が突然変化した場合には、この
新規等化器はその初期形態に戻り、こうして等化器を新たな状況に再適応させる
ことができる。このような条件下では、この新規等化器はこれがより良い性能を
達成することができる形態を常に選択することができることから、線形装置とＤ
ＦＥ型等化器との間の選択の問題は全く起こらない。

【００２２】

【発明の要約】

本発明の目的は、特に良好な性能を与えるマルチチャネル等化器、特に時空等
化器 (即ち、複数の並列センサにより同時に捕えられた信号を利用することがで
きる等化器) を提案することである。

【００２３】この目的のために、本発明は、複数の受信通信路 (受信チャネル) を有するデ
ィジタル通信システム用の等化器（イコライザ）装置を提案する。この装置は、
正規動作 (normal operation) では、各受信通信路に対してトランスバーサルフ
ィルタを形成する手段、該複数の通信路を加算する加算手段、および位相修正手
段と、その前方枝路に判定手段を備えたむ純リカーシブフィルタとを備えた、該
加算手段より下流のシステムを含む構造を与え、前記等化器装置は、その性能を
該装置からの出力信号の関数として評価し、かつトラッキングモードもしくは易
受信モードとも呼ばれる正規動作モードに対応する構造から、難受信モードとも
呼ばれる収束動作モードに対応する構造への、またはその逆への切り換えによっ
て前記評価の結果に応答するための判定取得手段を備えている。本発明の等化器
装置は、収束および／または難受信モードにおいて、各受信通信路ごとに１つの
純リカーシブフィルタを備える構造を与え、この純リカーシブフィルタが前記加
算手段より下流のシステムには存在しないことを特徴とする。

【００２４】かかる装置は、下記の各種の特徴を、単独または任意の技術的に可能な組合わ
せで伴うことが有利である：・装置が正規モードと収束または難受信モードのいずれで動作中であるかに応
じて、装置のトランスバーサル部分およびリカーシブ部分を更新するための装置
の判定基準を変更する手段を備える；・収束または難受信モードにおいて、リカーシブフィルタは２次の判定基準を
用いて更新され、トランスバーサルフィルタは２より大きな次数 (３次以上) の
統計学的判定基準を用いて更新される；トラッキングまたは易受信モードにおいて、推定平均２次誤りを最小化するよ
うに装置を制御する手段を備える；・装置の性能レベルを平均２次誤りの推定値の関数として決定する；・収束モードにおいて、位相修正手段が判定取得手段にすぐ隣接して配置され
る；・装置が自動利得制御手段を備える；・トラッキングまたは易受信モードにおいて、自動利得制御手段がトランスバ
ーサルフィルタを構成する手段により構成される；および・収束モードにおいて、自動利得制御手段がリカーシブフィルタより上流に位
置する。

【００２５】本発明また、受信データが複数の通信路にわたって分数的に離間される分数離
間型 (fractionally-spaced)の等化器装置であって、上記種類の装置により構成
されることを特徴とする装置も提供する。

【００２６】本発明はまた、連続流データ伝送システムまたはパケット伝送システムであっ
て、上記種類の等化器装置を備えることを特徴とするシステムも提供する。このような時空等化器は、判定帰還型の多様な形態の自己学習を行う。推定平
均２次誤り、または等化器からの出力信号の尖度 (とがり) 、またはより一般的
には任意の関連する費用関数 (Godard [6], Shalvi & Weinstein [8], Shtrom &
Fan [11], ...) といった、インライン (ライン内) で発生した信号の関数とし
て、等化器はその構造および最適化判定基準に関して「最適」となるようにその
構造を自分で形作る。「収束」モードと呼ばれる、その初期の動作モードでは、
装置は線形でリカーシブ (巡回型) であるのに対し、「トラッキング」モードと
呼ばれる、その正規動作モードでは、装置はそれ自体の判定によって制御される
従来の時空ＤＦＥになる。それら２つの形態の一方から他方への切り換えは完全
に可逆的であり、これは安定しない (定常的ではない) 通信路では特に魅力的で
ある。その結果、本発明により提案された装置では、収束とトラッキングの両方
に関して最も有利な性能を達成することが可能となる。この不可欠な特性により
、従来技術の慣用の等化器とは異なり、過酷な状況での通信路の変動に適応させ
ることが可能となる。この観点から、本発明により提案された装置は、移動体無
線通信路、電離層通信路、対流圏通信路、および海底音声通信路といった、安定
しない通信路に特に適応する。

【００２７】本発明の他の特徴および利点は、下記の説明からさらに明らかとなる。この説
明は純粋に例示であり、制限するものではない。以下の説明は添付図面を参照し
ながら読むべきである。

【００２８】

【発明の態様の説明】

一般説明本発明により提案されたマルチチャネル等化器装置は、これが収束モード (モ
ード１) であるか、またはトラッキングモード (モード２) 、即ち、正規動作条
件下であるか、に応じて２つの異なる構造を与える。これらの２つの構造は図５
および６に示してある。

【００２９】収束モード時に使用する構造 (図５) では、この時空等化器が使用するＰ個の
受信通信路のそれぞれにおいて、１個の純リカーシブフィルタ８がトランスバー
サルフィルタ９に先行する。さらに下流側では、加算回路10の後に、ＡＧＣ (自
動利得制御) 11および位相修正12の両方が存在すべきである。これらの要素の全
てが「ブラインド (blind)」判定基準、即ち、その統計学的特性に関する事前知
識以外には、伝送データに関する知識を全く必要としない判定基準、に基づいて
適応される。

【００３０】トラッキングモードでは、装置が慣用の時空ＤＦＥの形になるように、トラン
スバーサルフィルタとリカーシブフィルタの位置が変更される (図６) 。それに
より、全体の最適化判定基準は平均２次誤り (ＭＱＥ) の推定値を最小化すると
いう判定基準になる。この動作モードでは、ＡＧＣは一般に禁制される、即ち、
構造を変化させる前にそれが示していた値に固定される。このように構造を変化
させる時、最適化判定基準も並行して変化させる。通信路の過酷度に応じて、か
つ２次誤り、尖度 (累積、４次) 、出力信号ｗ(k) 、または他の何らかのインラ
イン推定費用関数 (Godard [6], Shalvi & Weinstein [8], Shtrom & Fan [11],
...) といった、装置の性能を測定するためのインラインで発生した信号を使用
して、図５に示したような線形の自己学習型リカーシブ (巡回型) 構造から、図
６に示したような非線形の時空ＤＦＥ構造に、または逆に判定制御ＤＦＥ型構造
から線形の自己学習型リカーシブ構造に、装置が切り替わる。対応する構造を、
収束モードとトラッキングモードの両方に関して以下に説明する。

【００３１】当然、収束モードでは、装置は線形であるので、時空ＤＦＥを構成する各種要
素の位置は変更することができる。この変更は、システム内でいくつかの位置に
配置できるＡＧＣに特に関係し、ＡＧＣは恐らく省略することも可能であり (g=
1 にセットすることになる) 、その場合にはトランスバーサルフィルタがＡＧＣ
機能も引き受ける。こうして、制限ではないが例示の様式では、ＡＧＣは位相修
正器のすぐ上流または下流に、さらには純リカーシブフィルタの上流または下流
に位置させることができる。純粋に理論的な観点からは、キャリヤ (搬送波) 再
生機能を果たす位相修正器はシステムのどの位置に配置することも可能であるが
、その理想的は位置は判定回路のすぐ隣りであることは明らかである。これは、
適応に一般に用いられる判定基準、即ち、推定平均２次誤りを最小化するという
判定基準に伴うものである。但し、本技術分野で利用可能な技術を使用した他の
よりエラー強さのある技術も使用できよう。

【００３２】 (1) モード１：収束モードおよび／または受信が困難な期間図５に示す収束形態に対応する構造は、Ｐ個のアンテナセンサに対応するＰ個
の受信通信路を有し、各通信路は、伝達関数 1/[1+A(z)] の同一の純リカーシブ
フィルタ８と、i = 1, 2, ..., Pについてそれぞれ伝達関数B_i(z) のトランスバ
ーサルフィルタ９を備える。この構造はさらに、加算回路10、自動利得制御装置
(ＡＧＣ) 11、および位相修正器12を有する。

【００３３】まず、ＡＧＣと位相修正器 (キャリヤ再生) のそれぞれの位置は、少なくとも
非適応戦略においては、理論的に重要ではない。即ち、ＡＧＣ (ｇで特徴づけら
れる) は、純リカーシブフィルタの上流もしくは下流に、さらには位相修正装置
の上流もしくは下流に配置することができ、またはこれを省略することもできる
。１つの適当な位置は、図５に示した位置である。

【００３４】２次判定基準 (quadratic criterion)のリカーシブフィルタおよび単一判定基
準 (single criterion) のトランスバーサルフィルタが２より大きな次数 (３次
以上) の統計処理を含むため、ＡＧＣ装置11の利得ｇはブラインド判定基準を用
いて更新される。トランスバーサルフィルタの係数を更新するには、いくつかの
アルゴリズム、特にGodard [6], Shalvi & Weinstein [8], Shtrom & Fan [11],
等のもの、を使用することができる。

【００３５】搬送波または修正用位相の再生、即ち、位相誤りの推定と、

【００３６】

【数１】

【００３７】での複素乗算によるその補償は、例えば、推定平均２次誤りを最小化するという
判定基準を用いて行われる。得られた誤り信号を次に、２次装置 (または必要な
ら２より大きな次数の装置) に後退するようにフィルタにかけることができる。
この装置もまた、システムの線形性のためにシステムの多様な位置に配置するこ
とができる。但し、実際には、少なくとも考慮する判定基準のために、これを等
化器より下流に配置するのが賢明なようである。この収束モードでは、位相修正
は、送信された信号配座 (signal constellation) の対称性を利用した判定によ
って (よりエラー強さの大きい他の判定基準を用いて構想することも可能ではあ
るが) 制御することができる。いずれにしても、残りの他の関数は、適当な装置
(閾値回路) が取得した判定には全く依存しない判定基準に基づいて最適化され
る。従って、この第１工程は完全に自己学習型 (ブラインド型、非監督型) であ
る。また、その構成装置のそれぞれは適当な最適化判定基準を有し、それにより
装置全体に対して非常にエラー強い性質を付与する。

【００３８】 (2) モード２：トラッキングモードおよび／または受信が容易な期間推定ＭＱＥ、尖度または任意の他の費用関数 (Godard [6], Shalvi & Weinste
in [8], Shtrom & Fan [11], ...) の観察により推論することができるように、
通信路がほぼ等化されたなら、伝達関数 1/[1+A(z)] を有する複数の線形の純リ
カーシブフィルタ８を、図６に示すように異なる位置に配置された、同じ伝達関
数を有する１つのフィルタ13に交替させ、このフィルタには今度は、14で示され
る装置の判定回路により取得された判定

【００３９】

【数２】

【００４０】が供給される。当然、この機能を実行するには、収束モード１において、時空Ｄ
ＦＥのＰ個の通信路の全てについて同一のリカーシブフィルタを有する必要があ
る。得られた新たな構造は、推定平均２次誤りを最小化するという判定基準を用
いた判定により制御される従来の時空ＤＦＥの構造である。また、判定されたデ
ータ項目の尤度 (見込み) が低いと判断される場合には、判定されたデータ項目

【００４１】

【数３】

【００４２】の代わりに、判定回路14の入力部の信号ｗ(k) をフィルタＡ(z) に再注入して、
これと取り替えるように選択することも可能である。リカーシブフィルタＡ(z) に雑音の多いデータｗ(k) を注入する方が、尤度の
低い (従って、間違っている可能性の高い) 判定データ

【００４３】

【数４】

【００４４】をそれに注入する危険をとるより、一時的には良好であると考えられる。この進
行方式は、トラッキングモードにおける装置のエラー強さを高めることができ、
この点において、これは時空ＤＦＥの可能性を秘めた改善となる。さらに、この
トラッキングモードにおいて、ＡＧＣは、ｇをその先行値に固定することにより
トランスバーサルフィルタB_i(z) において積分することができる。

【００４５】こうして、この時空等化器は、異なる構造および最適化判定基準に伴う２つの
異なる動作モードを与えることが理解されよう。この新規な装置の本質的な特徴の１つは、この構造変更が完全に可逆的である
ことである。このような特性は有利であり、過酷な条件下では収束モード、即ち
、非常にエラー強い動作モードに戻すことができる。一方、通信路の過酷度が小
さくなると、これは付随する平均２次誤りの減少を生じ、システムは、トラッキ
ングモード、即ち、判定帰還型構造の等化器に戻るように切り換わり、以後も同
様である。この点において、この装置は独創的で特に魅力的な特徴を与える。

【００４６】この構造の切り換えと並行して、トランスバーサル部分とリカーシブ部分の係
数を更新するのに用いる判定基準を変化させる。モード１では、これらの判定基
準は、ソースにより伝送された信号の統計処理に関する事前知識だけに依存する
のに対し、トラッキングモードでは、最適化判定基準は推定ＭＱＥを最小化する
という判定基準である。

【００４７】態様の詳細な説明本発明の時空等化器装置の１態様に関して以下に詳細に説明する。 (1) 収束モードおよび／または難受信期間 1.1 - 演算式装置の動作を支配する演算式は、下記の通りである： i = 1, 2, ..., P につ
いて、次式が適用される：

【００４８】

【数５】

【００４９】ここで、s_i(k) は時間ｋにおける通信路ｉの入力時の信号を意味し、u_i(k) は通
信路ｉのフィルタ８による出力信号を意味し、ここで：

【００５０】

【数６】

【００５１】である。下記もまた適用される：

【００５２】

【数７】

【００５３】ここで、v_i(k) は通信路ｉのトランスバーサルフィルタ９からの出力信号を意味
し、ここで：

【００５４】

【数８】

【００５５】であり、下記も適用される。

【００５６】

【数９】

【００５７】１例として、ベクトル B_iは、B_i(0)=[0,0,...,1/P,0,0]^Tにより初期化する
ことができ、C(0)はＮ次元のゼロベクトルである。 1.2 - 収束モードにおけるパラメータ更新 1.2.1 - 純リカーシブフィルタリカーシブフィルタを適応させるのに使われる最適化判定基準は、下記の費用
関数を最小化することである：

【００５８】

【数１０】

【００５９】これは、回帰的最小二乗型または「確率勾配 (stochastic gradient)」型のア
ルゴリズム法を用いて行うことができる。下記で与えられる更新演算式は、確率
勾配アルゴリズムから得られる：

【００６０】

【数１１】

【００６１】ここで、μ_aは適当な適応段 (adaptation step)である。 1.2.3 - トランスバーサルフィルタ信号v(k) は、より簡潔には下記のように書くことができる：

【００６２】

【数１２】

【００６３】但し、

【００６４】

【数１３】

【００６５】更新に用いる判定基準は、これ以外も可能であるが、Godard [6]のもの、Shal
vi & Weinstein [8]のもの、またはShtrom & Fan [11] のものである。純粋に表
示のためであるが、Godardにより規定された費用関数は下記の通りであることを
想起されたい：

【００６６】

【数１４】

【００６７】実際には、パラメータｐは２に等しいと選択されるが、他の値も可能である。 Shalvi & Weinsteinにより提案された判定基準は次の通りである：

【００６８】

【数１５】

【００６９】 ShtromおよびFan は、トランスバーサルフィルタの更新にも使用することがで
きる、[11]に十分に説明されている多様な費用関数を提案した。一般に、これら
の判定基準に由来するアルゴリズムは、少なくともそれらの確率勾配バージョン
においては、参考文献として引用した論文に説明されている。純粋に例示の目的
として、p=2 に対するGodardのアルゴリズムに由来する更新の関係式は、i = 1,
2, ...,P に対して、次の通りであることを想起されたい：

【００７０】

【数１６】

【００７１】ここで、μ_bは適当な適応段である。既述のように、純粋に表示として、基準係数 (reference coefficient)はフィ
ルタ B_iのそれぞれについて1/P に等しいと選択することができ、その位置は自
由にされる。実際には、等化器のペイバック(payback) 遅延を決める、これらの
係数の位置は、これらのフィルタがいくらか抗因果的 (anticausal) となる傾向
があるように選択される。

【００７２】 1.2.4 - 位相修正１つの可能な判定基準は、推定ＭＱＥを最小化すること (判定されたデータに
基づいて) である。明らかに、この判定基準はその後、判定により制御されるこ
とになるので、エラー強さが小さい。これが、なぜこの装置を、上流段階の混乱
を避けるようにシステムの下流端に配置するかという理由である。そうなると、
費用関数は次のように表される：

【００７３】

【数１７】

【００７４】これから派生する更新アルゴリズムは次の通りである：

【００７５】

【数１８】

【００７６】但し、

【００７７】

【数１９】

【００７８】は適当な適応段である。 1.2.5 - 自動利得制御自動利得制御装置は必須ではないが、場合によってはこれを設けることが有利
となりうる。この場合も、構造の線形性を考慮して、この装置の位置を自由に選
択することができる。１つの適当な位置は図５に示した位置である。この場合、
利得ｇを更新するための１つの可能なアルゴリズムは下記の更新式に対応し：

【００７９】

【数２０】

【００８０】但し、G(0) = 1であり、μ_gは適当な適応段であり、一方

【００８１】

【数２１】

【００８２】はソースにより送信されたデータの分散 (variance) を意味する。安定性に関して有利でもある別の解決策は、ｇで特徴づけられるＡＧＣを、伝
達関数 1/[1+A(z)] を有する純リカーシブフィルタより上流に配置することであ
る。その時、利得ｇを更新するための１つの可能なアルゴリズムは下記の更新式
に対応する：

【００８３】

【数２２】

【００８４】 (2) 切り換え規則どの動作モード (収束またはトラッキング) を使用すべきか決めるため、等化
器の性能を評価する信号をインラインで発生させる。こうするために、例えば、
推定ＭＱＥのM_DD(k)を、下記アルゴリズムを用いて：

【００８５】

【数２３】

【００８６】または、同じ原理で作成された任意の他の費用関数、例えば、この概念を例示す
るために、次式のように推定されたGodardの関数[6] を用いて、決めることがで
きる：

【００８７】

【数２４】

【００８８】ここで、λは忘却因子 (forgetting factor)を意味する。推定ＭＱＥを制御信号として使用する場合、下記アルゴリズムを実行すること
により形態 (動作モード) が選択される：

【００８９】

【数２５】

【００９０】換言すると、推定ＭＱＥのM_DD(k)が閾値 M₀より大きい場合には、等化器は収
束モードとなり、これが閾値 M₀より小さい場合には等化器はトラッキングモー
ドとなる。

【００９１】このような状況下では、推定ＭＱＥは真のＭＱＥに非常に近くなることがわか
る。ＤＦＥモードへの安全な移行を確実にするため、閾値は十分に小さく選択し
なければならない。また、一般に、ＭＱＥが減少すると、誤りの可能性も減少す
る。従って、等化器の異常原因となる挙動を避けるように、典型的には0.02程度
の十分に小さい二元誤り率(binary error rate, ＢＥＲ) に対応する閾値を決め
るのが適当である。その収束モードで等化器がゼロ強制型のものであると仮定す
ると、ＢＥＲはＭＱＥの関数として表すことができる。こうすると、４準位直交
振幅変調 (4-ＱＡＭ) では、このような定数は閾値 M₀=0.25 (−6 dB) を選択す
ることになる。このような状況下では、推定ＭＱＥは一般に真のＭＱＥに近いの
で、この点で推定ＭＱＥは、等化器が使用する動作モードを制御するための性能
の良好な指数となる。

【００９２】 (3) トラッキングモードおよび／または易受信期間この動作モードは、推定ＭＱＥのようなインラインで発生した信号が、使用し
た変調に調和した閾値 (例、４相ディジタル位相変調 <ＱＰＳＫ> では0.25) と
交差した時に始まる。このような状況下で、トランスバーサルフィルタとリカー
シブフィルタの位置が、従来の時空ＤＦＥとなるように入れ替わる。換言すると
、等化器は、コンテクストの過酷度の関数として、線形のリカーシブ構造から非
線形のリカーシブ構造へ、またはその逆に切り替わる。そうなった時、この動作
モードでは、判定基準は一意的、即ち、推定ＭＱＥを最小化することである。こ
の判定基準を用いて、回帰的最小二乗型または確率勾配型のアルゴリズムあるい
は現状技術における他の任意の対応するアルゴリズムを用いて、等化器のパラメ
ータの全てを更新する。ｇで特徴づけられる自動利得制御は、一般にはその以前
の値に固定され、その後、この機能は自動的に各トランスバーサルフィルタによ
り実行される。一方、位相修正器は動作し続けるが、その位置は同様に、図６の
図に示したように変更することができる。

【００９３】 3.1 - 演算式この動作モードを支配する演算式は次の通りである：

【００９４】

【数２６】

【００９５】但し、

【００９６】

【数２７】

【００９７】および

【００９８】

【数２８】

【００９９】但し、

【０１００】

【数２９】

【０１０１】 3.2 - トラッキングモードにおけるパラメータ更新 3.2.1 - トランスバーサルフィルタそうなると、時空等化器のフィルタB_i(z) を更新するための式は次のようにな
る：

【０１０２】

【数３０】

【０１０３】 3.2.2 - リカーシブフィルタ

【０１０４】

【数３１】

【０１０５】 3.2.3 - 位相修正器更新アルゴリズムは、適当な適応段μ_gで、次の通りである：

【０１０６】

【数３２】

【０１０７】特殊な場合２相ディジタル位相変調 (ＢＰＳＫ) では、最適２次判定基準は下記の費用関
数を最小化することであるのを認めることは重要である：

【０１０８】

【数３３】

【０１０９】その後、そこから派生した式を、特に困難を伴わずに、直接演繹することがで
きる。ＢＰＳＫでは、この判定基準の方が２次判定基準より適切である。また、
収束モードでは、リカーシブフィルタのベクトルＡを適応させるための適切な判
定基準は、このベクトルの係数を実数に制約するという条件下で、下記の費用関
数を最小化することである：

【０１１０】

【数３４】

【０１１１】それから派生する式を直接得ることができる。残りの判定基準は、ＭＱＥ_bpsk を最小化する位相修正に関するものを除いて、全ての点で前述した判定基準と同
様である。

【０１１２】本発明の可能な別の態様を構成する自己学習型の時空ＤＦＥの両方の動作モー
ドは上に説明されている。上述した更新の実行は、確率勾配アルゴリズムから得
られる。もちろん、これらを最小二乗型もしくは高速 (fast) 最小二乗型の方法
、または現状技術に対応する他の任意の方法を用いて得ることもできよう。

【０１１３】通信路が劣化した状況になると、装置は自動的に収束モードの形態になるので
、この装置が達成する性能レベルは顕著である。一方、通信路がよくなると (こ
れはインライン信号から検出される) 、この装置はトラッキングモードの形態に
なり、その後も同様である。

【０１１４】最後に、本発明の主題をなす上述した等化器の原理は、分数離間型の等化器、
即ち、Ｔより小さい単位時間間隔 (例、T/2)で時間が離間しているサンプルを使
用する等化器、に拡張することができる。

【０１１５】このような等化器は図７および８の図により十分に開示されている。この目的
のため、非常に普及しているやり方に対応する、2/T のレートでとったサンプル
を使用する分数離間等化器について考察すると、信号 s_i,j(k) は次のように定
義される： s_1,1(k) = s₁[kT] s_1,2(k) = s₁[kT-T/2] s_p,1(k) = s_p[kT] s_p,2(k) = s_p[kT-T/2] 図７および８に現れる残りの信号に関し、表記法は上記と同じ原理に基づく。

【０１１６】トラッキングモードでは、更新用の式は現状技術に対応する慣用の分数離間型
ＤＦＥのものである。収束モードでは、中間サンプル s_n,2(k) = s_n[kT-T/2]を
別のセンサから来るとして考慮することで十分であり、そうすると前述した式が
この新たな装置に十分に当てはまり、一般的観点からは、2Pセンサを有する時空
ＤＦＥを構成すると考えることができる。

【０１１７】応用上述した装置は、連続流のデータで動作または演算する通信システムおよびパ
ケット方式 (ブロック、バースト) で動作または演算する伝送システムにそのま
ま適用できる。パケット伝送方式では、この装置は、必要なだけ頻繁にブロック
等化プロセスを反復するので十分である。その場合、基本概念は非常に単純であ
る。第１回のパスが問題のブロック (パケット) 上で行われる。かかる条件下で
は、このパスの最後に推定された (等化器) パラメータはそれらの最終値により
近くなる。その結果、その後の反復パス (iteration)は、前回の反復パスの最後
に推定された値に対して装置のパラメータを初期化することにより行われ、以後
も同様である。ある数のパス、典型的には４または５回、を行うことにより、最
も例外的な結果が得られる。この動作方法によりパケット方式伝送システムに使
用することが可能となり、例えば、ＢＰＳＫでは、この「ブラインド」戦略に必
要な最小ブロックサイズは約150 シンボルであり、これは非常に有利で、現在の
標準規格で規定さている要件と合致する。この手順は、多くの今日のシステムが
時分割多元接続 (ＴＤＭＡ) を利用していることから、応用にとって非常に有利
である。

【０１１８】本発明がカバーする分野は、これ以外にもあるが、マイクロ波電気通信、移動
体無線、対流圏および電離層無線、ならびに海底音声通信である。これらの難通
信路は全て、非常に不安定という特別の特性を示し、一般に、シンボル時間Ｔに
比べて長いインパルス応答を有するため、G.D. Forney [3] が報告した種類の最
適受信器を使用することが事実上は不可能となる。また、電話機や電話ケーブル
も本発明の装置が関係することがあり、P=1 (１センサだけ) に設定し、分数離
間戦略を選択するので十分であり：このような状況下では、この装置は２センサ
の時空ＤＦＥであると考えることができる。対より線による「高データ率」伝送
(ＸＤＳＬ, ＨＤＳＬ, ＶＤＳＬ等、ここでＤＳＬは「ディジタル加入者線」を
表す) に対する現在の提案は、この新規装置に対する可能な用途を構成する。

【０１１９】本発明が関係する変調の種類は、全て線形型の変調であり、特に振幅変調 (パ
ルス振幅変調) 、直交する２つの搬送波の振幅変調 (ＱＡＭ) 、位相変調 (ＭＰ
ＳＫ) 、およびある種の周波数変調 (ガウス型最小偏位変調 <ＧＭＳＫ> 等) で
ある。全体的にみて、この新規な装置は、現在使われているほぼ全ての種類の変
調に適応させることができる。

【０１２０】この新規な等化器は、既に海底音声通信信号について成功裏に試験された。結
果は、パケット方式での伝送を含めて、非常にうなずけるものである。現在の科
学界では、ブラインド処理は、有望ではあるが、パケット方式での伝送への現在
の応用からみて許容されない収束時間になる技術であると、不当に考察されるこ
とが多い。実際は、本発明の時空等化器により、適度のサイズのブロックについ
て最も有利な性能を得ることが可能になる。これらの点を海底音声通信に関して
例示するため、我々は、莫大である、60Ｔ近くにひろがるインパルス応答の時間
スパンで、25 kbit/s のデータ率の４相ディジタル位相変調 (ＱＰＳＫ) 信号に
おける1000シンボルのブロックを成功裏に処理した。このような結果が、特に交
換する情報量が小さい時もある海底音声通信の分野で、ある種のプラクティスを
変化させることになるのは疑いない。このような用途では、現在実施されている
技術は、パケット方式伝送を使用する時に、コヒーレント受信技術、即ち、より
高性能の技術を構想することが完全に可能であっても、非コヒーレント受信機を
一般に利用している。もちろん、パケットの持続時間は、伝送通信路がこの範囲
内で安定していると考えることができるように選択しなければならない。

【０１２１】適用の１例本発明の新規装置の性能を例示するため、従来のエントレインド (entrained)
型の時空等化器と上述した種類の時空等化器とを使用して、海底音声通信で得ら
れた各種の結果で比較を行う。使用した変調はＱＰＳＫ型のものであり、搬送波
周波数は62 kHz、ビット伝送速度は33 kbit/s であった。伝送通信路の離散イン
パルス応答の時間スパンは約60Ｔであり、従って、最尤 (最大の尤度) の点で最
適の受信技術は全くありえないことになる。

【０１２２】この位相時間等化器を用いて、同期型および分数離間型の方策を、エントレイ
ンド方式と「ブラインド」方式の両方において十分に検討した。トレーニング系
列のシンボル数は1000であった。いくつかのグラフは、特に推定ＭＱＥの値が判
定されたデータに基づいてどのように変動したかを示す。並行して、各形態につ
いて、１、２または４個のセンサを使用した場合に、判定されたデータ

【０１２３】

【数３５】

【０１２４】を、送信系列 (2047シンボルからなる最大長の白色系列) に適応させた相関器を
通過させることによって得られた信号を示す。最後に第３の種類のグラフは、等
化器が１、２または４個のセンサを備える場合の、等化器の入力および出力配座
を示す。

【０１２５】結果は図９〜20に示す。これらの図から、同期型と分数離間型のいずれであろ
うと、「ブラインド」方策の方がエントレインド方策より非常に優れていること
がわかる。

【０１２６】センサ４個の分数離間型 (図16) においてすら、エントレインド方式の時空等
化器は結果を生ずることができない。これに対して、１個のセンサを用いた場合
で、分数離間型の「ブラインド」等化器からの出力は、相関器からの出力にピー
クが存在する (それらのピークは送信されたメッセージの認識を反映している)
ことからわかるように、何らかの適切さを示している (図19) 。

【０１２７】この傾向は、２個のセンサを用いた場合にはかなり強くなり、４個のセンサを
用いた場合には、さらに一層はっきり確認される。こうして、実際のデータファイルを用いたこれらのいくつかの結果に基づいて
、本発明の時空ＤＦＥは、最も過酷な伝送通信路について最も有利な性能を与え
る革新的な技術であることがわかる。

【図面の簡単な説明】

【図１】線形トランスバーサル時間等化器のブロック線図である。

【図２】判定帰還型の時間等化器のブロック線図である。

【図３】既に提案された時間等化器[12]の収束モードでの構造を示す図である。

【図４】同じ時間等化器のトラッキングモードでの構造を示す図である。

【図５】本発明の可能な態様に従った時空等化器の収束モード構造を示す図である。

【図６】本発明の可能な態様に従った時空等化器のトラッキングモード構造を示す図で
ある。

【図７】本発明の可能な態様に従った分数離間型の時空等化器の収束モード構造を示す
図である。

【図８】本発明の可能な態様に従った分数離間型の時空等化器の収束モード構造を示す
図である。

【図９】１、２および４受信通信路について同期型エントレインド式の判定帰還型等化
器に対する平均２次誤りの曲線をプロットしたグラフである。

【図１０】同じく相関器からの出力をプロットしたグラフである。

【図１１】同じく入力および出力配座をプロットしたグラフである。

【図１２】１、２および４受信通信路について同期型自己学習式の判定帰還型等化器に対
する平均２次誤りの曲線をプロットしたグラフである。

【図１３】同じく相関器からの出力をプロットしたグラフである。

【図１４】同じく入力および出力配座をプロットしたグラフである。

【図１５】１、２および４受信通信路について分数離間型エントレインド式の判定帰還型
等化器に対する平均２次誤りの曲線をプロットしたグラフである。

【図１６】同じく相関器からの出力をプロットしたグラフである。

【図１７】同じく入力および出力配座をプロットしたグラフである。

【図１８】１、２および４受信通信路について分数離間型自己学習式の判定帰還型等化器
に対する平均２次誤りの曲線をプロットしたグラフである。

【図１９】同じく相関器からの出力をプロットしたグラフである。

【図２０】同じく入力および出力配座をプロットしたグラフである。

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１４年１月２１日（２００２．１．２１）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正の内容】

【特許請求の範囲】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ラバト、ジョエルフランス国、29470プルーガステル・ダウラース、ロティスマン・ル・コトー（番地なし) (72)発明者ラオット、クリストフフランス国、29217、プルーゴンブラン、リュー・ドゥ・クローネン、24 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 AA08 FA03 FA05 FH03 FH04 JH02 JH03 5K046 AA01 AA05 BB05 EE06 EE32 EF06 EF26 EF52 【要約の続き】

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の受信通信路を有するディジタル通信システム用の等化
器装置であって、該装置は、正規動作では、各受信通信路に対してトランスバー
サルフィルタを形成する手段、該複数の通信路を加算する加算手段、および位相
修正手段と、その前方枝路に判定手段を備えた純リカーシブフィルタとを備えた
、該加算手段より下流のシステムを含む構造を与え、前記等化器装置は、その性
能を該装置からの出力信号の関数として評価し、かつトラッキングモードもしく
は易受信モードとも呼ばれる正規動作モードに対応する構造から、難受信モード
とも呼ばれる収束動作モードに対応する構造への、またはその逆への切り換えに
よって前記評価の結果に応答するための判定取得手段を備えており、この等化器
装置の特徴は、収束および／または難受信モードにおいて、各受信通信路ごとに
１つの純リカーシブフィルタを備える構造を与え、この純リカーシブフィルタが
前記加算手段より下流のシステムには存在しないことである。
【請求項２】装置が正規モードと収束または難受信モードのいずれで動作
中であるかに応じて、装置のトランスバーサル部分およびリカーシブ部分を更新
するための装置の判定基準を変更する手段を備えることを特徴とする、請求項１
記載の装置。
【請求項３】収束または難受信モードにおいて、リカーシブフィルタは２
次の判定基準を用いて更新され、トランスバーサルフィルタは、２より大きな次
数の統計学的判定基準を用いて更新されることを特徴とする、請求項２記載の装
置。
【請求項４】トラッキングまたは易受信モードにおいて、推定平均２次誤
りを最小化するように装置を制御する手段を備えることを特徴とする、請求項２
または３記載の装置。
【請求項５】装置の性能レベルを平均２次誤りの推定値の関数として決定
することを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の装置。
【請求項６】収束モードにおいて、位相修正手段が判定取得手段にすぐ隣
接して配置されることを特徴とする、請求項１〜５のいずれかに記載の装置。
【請求項７】自動利得制御手段を備えることを特徴とする、請求項１〜６
のいずれかに記載の装置。
【請求項８】トラッキングまたは易受信モードにおいて、自動利得制御手
段がトランスバーサルフィルタを構成する手段によって構成されることを特徴と
する、請求項７記載の装置。
【請求項９】収束モードにおいて、自動利得制御手段がリカーシブフィル
タより上流に位置することを特徴とする、請求項７記載の装置。
【請求項１０】受信データがシンボル持続時間当たり１回サンプリングさ
れる同期型の等化器装置であって、請求項１〜９のいずれかに記載の装置により
構成されることを特徴とする装置。
【請求項１１】受信データが複数の通信路にわたって分数的に離間される
分数離間型の等化器装置であって、請求項１〜９のいずれかに記載の装置により
構成されることを特徴とする装置。
【請求項１２】連続流のデータを伝送するシステムであって、請求項１〜
11のいずれか１項に記載の等化器装置を備えることを特徴とするシステム。
【請求項１３】パケットのデータを伝送するシステムであって、請求項１
〜11のいずれか１項に記載の等化器装置を備えることを特徴とするシステム。