KR102397927B1

KR102397927B1 - 무선통신시스템에서 스펙트럼 마스크 필링을 이용한 피크 대 평균 전력 감소를 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102397927B1
Application number: KR1020150119774A
Authority: KR
Inventors: 라자고팔 스리다르; 아부-수라 샤디
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2015-03-31
Filing date: 2015-08-25
Publication date: 2022-05-13
Also published as: CN107371383B; EP3278524A4; KR20160117121A; WO2016159464A1; CN107371383A; EP3278524A1; EP3278524B1

Abstract

본 개시는 LTE와 같은 4G 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 제공될 5G 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다.
다양한 실시 예에 따른 장치는 제어부와, 상기 제어부와 동작적으로 결합된 송수신기를 포함할 수 있고, 상기 제어부는 제1 신호에 포함된 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하도록 구성되고, 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에 기반하여 시간 영역의 SMF 시퀀스(spectral mask filling sequence)를 생성하도록 구성되고, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 이용하여 상기 제1 신호에서 상기 제1 신호에 포함된 제1 피크를 제거한 제2 신호를 생성하도록 구성될 수 있고, 상기 송수신기는 상기 제2 신호를 송신하도록 구성될 수 있으며, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스는 제2 피크를 포함하는 시퀀스일 수 있다.

Description

무선통신시스템에서 스펙트럼 마스크 필링을 이용한 피크 대 평균 전력 감소를 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR PEAK TO AVERAGE POWER REDUCTION IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS USING SPECTRAL MASK FILLING}

아래의 실시 예들은 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로는, 피크 대 평균 전력의 비율(peak to average power ratio) 감소에 관한 것이다.

4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 이후의 시스템이라 불리어지고 있다.

높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.

또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.

이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및 SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.

스펙트럼 대역폭 효율(spectral bandwidth efficiency), 주파수 선택적 페이딩 채널에서 강건함(robustness to frequency selective fading channels) 등에 기인하여 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)이 다양한 고속 데이터 무선 통신 시스템을 위한 표준으로서 채택되었다. 그러나, OFDM 시스템의 구현은 여러 가지 어려움을 수반한다. 주요 단점 중 하나는 고 전력 증폭기의 비선형성에 기인한 높은 피크 대 평균 전력 비율(peak-to-average power ratio)인데, 이는 반송파 간 간섭(intercarrier interference), 높은 대역 외 방사(high out-of-band radiation), 및 비트 오류율 성능 저하(bit error rate performance degradation)를 초래한다. 피크 대 평균 전력 비율(peak-to-average power ratio)은 피크(peak) 진폭의 제곱을 RMS(root mean square) 값의 제곱으로 나눈 것이다.

피크 대 평균 전력 감소(PAPR, peak to average power reduction)를 위해 고려되는 하나의 방식은 증폭 전 시간 영역에서 신호를 클리핑(clipping) 하는 것이다. 클리핑(Clipping)은 PAPR을 2-3dB까지 감소시킬 수 있으나, EVM(error vector magnitude) 저하를 야기시킬 수 있고, 대역 외 스펙트럼 성장(spectrum growth out-of-band)을 야기시킨다. PAPR을 최소화시키기 위해, 부분 전송 시퀀스(PTS: partial transmit sequence)와 같은 다른 시간 영역 기술들이 제안되었으며, 부분 전송 시퀀스에 따르면, 신호들이 서브블록들(sub-blocks)로 분할되고, 서브 블록 각각은 다른 위상 시프트가 곱해진다. 이러한 방식들의 단점은 수신기에서 정보(또는 블라인드 검색(blind search) 전송 요구, 최적의 위상 쉬프트 탐색의 복잡성 및 송신기 신호의 분할 요구이다.

능동 성상도 확장(ACE: active constellation expansion), 톤 삽입 (TI: tone injection), 톤 예약(TR: tone reservation) 같은 주파수 영역 접근법 또한 과거에 고려되었다. ACE와 TI에서, 성상도(constellation)는 PAPR을 최소화하기 위해 조정되고, 수신기에서 부가 정보를 필요로 하지 않으며, PER(packet error rate) 손실이 없다. 그러나, 최상의 성삼점(constellation point)을 탐색, 시간 영역에서 PAPR을 계산, 및 이 프로세스(process)의 반복에 대한 복잡성은 여전히 존재한다. 또한, ACE 및 TI에서 큰 QAM(quadrature amplitude modulation) 변조에 대한 이득들은 제한적이다. TR에서, 몇몇 톤들(5-15%)은 PAPR 감소에 도움을 주기 위해 예약된다. 이는 스펙트럼 효율의 손실을 이끈다.

따라서 아래의 실시 예들은, 부가 정보의 요구 또는 복잡성 없이, 피크 대 평균 전력 비율을 감소시킬 수 있는 장치 및 방법(예를 들면, 단말(mobile station))을 제공하기 위한 것이다.

제1 실시 예에서, 단말(사용자 장치)(user equipment)은 적어도 하나의 기지국과의 무선 통신을 위해 제공된다. 상기 단말은 무선 주파수 신호들을 적어도 하나의 기지국에 송신하고 적어도 하나의 기지국으로부터 무선 주파수 신호들을 수신하여 적어도 하나의 기지국과 통신하도록 구성된 송수신기(transceiver)를 포함한다. 상기 단말은 또한 처리 회로(processing circuitry)를 포함한다. 상기 처리 회로는 무선 주파수 신호들의 점유 신호 대역폭을 식별하도록 구성된다. 상기 처리 회로는 또한 상기 점유 신호 대역폭의 스펙트럼 마스크를 식별하도록 구성된다. 상기 처리 회로는 또한 상기 점유 신호 대역폭과 상기 스펙트럼 마스크 사이에서 사용되지 않는 가용 스펙트럼(unused available spectrum)을 식별하도록 구성된다. 상기 처리 회로는 또한 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼(unused available spectrum)에서, 스펙트럼 마스크 필링(SMF: spectral mask filling) 신호를 변조하도록 구성되고, 상기 SMF 신호는 무선 주파수 신호들의 피크 대 평균 전력 비율을 감소시키도록 구성된다.

제2 실시 예에서, 장치는 무선 주파수 신호들을 저장하도록 구성된 메모리 요소를 포함한다. 상기 장치는 또한 상기 메모리 요소와 결합된(coupled) 컨트롤러(controller)를 포함한다. 상기 컨트롤러는 무선 주파수 신호들의 점유 신호 대역폭을 식별하도록 구성된다. 상기 컨트롤러는 또한 상기 점유 신호 대역폭의 스펙트럼 마스크를 식별하도록 구성된다. 상기 컨트롤러는 또한 상기 점유 신호 대역폭과 상기 스펙트럼 마스크 사이에서 사용되지 않는 가용 스펙트럼(unused available spectrum)을 식별하도록 구성된다. 상기 컨트롤러는 또한 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에서 스펙트럼 마스크 필링(spectral mask filling) 신호를 변조하도록 구성되고, 상기 SMF 신호는 무선 주파수 신호들의 피크 대 평균 전력 비율을 감소시키도록 구성된다.

제3 실시 예에서, 방법은 피크 대 평균 피크 비율 감소를 위해 제공된다. 상기 방법은 상기 무선 주파수 신호들의 점유 신호 대역폭을 식별하는 과정을 포함한다. 상기 방법은 또한 상기 점유 신호 대역폭의 스펙트럼 마스크를 식별하는 과정을 포함한다. 상기 방법은 또한 상기 점유 신호 대역폭과 상기 스펙트럼 마스크 사이에서 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하는 과정을 포함한다. 상기 방법은 또한 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에서 스펙트럼 마스크 필링(SMF: spectral mask filling) 신호를 변조하는 과정을 포함하고, 상기 SMF 신호는 무선 주파수 신호들의 피크 대 평균 전력 비율을 감소시키도록 구성된다.

다양한 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서의 장치는 제어부와, 상기 제어부와 동작적으로 결합된 송수신기를 포함할 수 있고, 상기 제어부는 제1 신호에 포함된 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하도록 구성되고, 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에 기반하여 시간 영역의 SMF 시퀀스(spectral mask filling sequence)를 생성하도록 구성되고, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 이용하여 상기 제1 신호에서 상기 제1 신호에 포함된 제1 피크를 제거한 제2 신호를 생성하도록 구성될 수 있고, 상기 송수신기는 상기 제2 신호를 송신하도록 구성될 수 있으며, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스는 제2 피크를 포함하는 시퀀스일 수 있다.

다양한 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서의 장치의 동작 방법은 제1 신호에 포함된 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하는 과정과, 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에 기반하여 시간 영역의 SMF 시퀀스(spectral mask filling sequence)를 생성하는 과정과, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 이용하여 상기 제1 신호에서 상기 제1 신호에 포함된 제1 피크(peak)를 제거한 제2 신호를 생성하는 과정과, 상기 제2 신호를 송신하는 과정을 포함할 수 있고, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스는 제2 피크를 포함하는 시퀀스일 수 있다.

아래의 상세한 설명에 들어가기 전에, 본 특허 문서 전체에서 사용되는 특정 단어 및 어구들의 정의를 기재하는 것이 유리할 수 있다. 용어 "포함하다(include)", "구성하다(comprise)"뿐만 아니라 이들의 파생어들은 제한 없이 포함함을 의미한다. 용어 "또는"은 포괄적 의미 및/또는 이다. 구문 "~와 관련된(associated with)" 및 "이와 관련된(associated therewith)", 뿐만 아니라 이의 파생어들은 포함하다(include), ~내에 포함되다(be included within), ~와 내적 연결하다(interconnect with), 포함하다(contain), ~내에 포함되다(be contained within), ~에 또는 ~와 연결하다(connect to or with), ~에 또는 ~와 결합하다(couple to or with), ~와 통신할 수 있는(be communicable with), ~와 협력하다(cooperate with), 끼우다(interleave), 나란히 놓다(juxtapose), ~에 인접하다(be proximate to), ~에 또는 ~와 인접되다(be bound to or with), 가지다(have), ~의 속성을 갖다(have a property of) 기타 등등을 의미한다. 용어 "controller"는 하드웨어, 및 하드웨어와 소프트웨어 및/또는 펌웨어(firmware)의 조합으로 구현될 수 있는, 적어도 하나의 동작을 제어하는 임의의 장치, 시스템 또는 이들의 부분을 의미한다. 임의의 특정 컨트롤러와 관련된 기능은 국부적이든 원격적이든 관계없이 집중화되거나 분산될 수 있음을 주의하여야 한다. 특정 단어들 및 구문들의 정의가 본 특허 문서 전반에 걸쳐서 제공되고, 당업자는 대부분의 경우에, 이러한 정의들이 정의된 단어들 및 구문들로 미래뿐 아니라 이전의 사용들에도 적용될 수 있음을 이해하여야 한다.

다양한 실시 예들에 따른 장치 및 동작 방법은, 스펙트럼 마스크 필링(SMF: spectral mask filling)을 삽입하여 피크 대 평균 전력 비를 감소시킬 수 있다.

본 개시와 장점들을 보다 더 완벽하게 이해하기 위해서, 첨부된 도면과 함께, 하기의 설명으로 참조가 이루어지고, 이의 동일한 참조번호는 동일한 부분들을 나타낸다.
도 1은 본 개시에 따른 무선 네트워크의 예를 도시한다.
도 2는 본 개시에 따른 기지국(eNB: eNodeB)의 예를 도시한다.
도 3은 본 개시에 따른 단말(UE: user equipment)의 예를 도시한다.
도 4a 및 도 4b는 본 개시에 따른 무선 송신과 수신의 경로의 예를 도시한다.
도 5는 본 개시의 실시 예에 따른PAPR 감소를 위한 스펙트럼 마스크 필링(spectral mask filling)의 예를 도시한다.
도 6은 본 개시의 실시 예에 따른 스펙트럼 마스크 필링(spectral mask filling)을 가지는 무선 송신 경로의 예를 도시한다.
도 7은 본 개시의 실시 예에 따른 시간 영역에서 스펙트럼 마스크 필링 시퀀스를 도시한다.
도 8은 본 개시의 실시 예에 따른 시간 영역에서 PAPR 감소를 위한 신호의 피크로 SMF 시퀀스를 정렬하는 과정의 예시들을 제공한다.
도 9는 본 개시의 실시 예에 따른 시간 영역에서 PAPR 감소를 위한 반복적인 SMF 알고리즘을 도시한다.
도 10은 본 개시의 실시 예에 따른 시간 영역에서 SMF 구현을 위한 피드-포워드 아키텍쳐(feed-forward architecture)를 도시한다.
도 11은 본 개시의 실시 예에 따른 SMF의 감소된 복잡성 아키텍쳐(reduced complexity architecture)를 도시한다.
도 12는 본 개시의 실시 예에 따른 스펙트럼 마스크 하에서 이용 가능한 다른 톤들을 이용하는 스펙트럼 마스크 필링을 도시한다.
도 13a와 도 13b는 본 개시의 실시 예에 따른 캐리어 집성(carrier aggregation)을 가지는 PAPR 감소를 위한 스펙트럼 마스크 필링을 도시한다.
도 14는 본 개시의 실시 예에 따른 MIMO 시스템에서 SMF를 위한 아키텍쳐(architecture)를 도시한다.
도 15는 다양한 실시 예에 따른 장치의 동작을 도시한 흐름도이다.
도 16은 다양한 실시 예에 따른 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하는 장치의 동작을 도시한 흐름도이다.
도 17은 다양한 실시 예에 따른 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 장치의 동작을 도시한 흐름도이다.
도 18은 다양한 실시 예에 따른 제2 신호를 생성하는 장치의 동작을 도시한 흐름도이다.

후술할 도 1 내지 도 18, 및 본 특허 문서에서 본 개시의 원리를 설명하기 위해 사용되는 다양한 실시 예들은 단지 예시를 위한 것으로 어떠한 방식으로든 본 개시의 범위를 한정하는 의미로 해석되어서는 안 된다. 당업자들은 본 개시의 원리들이 적절하게 배치된 장치 또는 시스템으로 구현될 수 있음을 이해할 것이다.

도 1은 본 개시에 따른 무선 네트워크 100의 예를 도시한다. 도 1에 도시된 무선 네트워크 100의 실시 예는 단지 설명을 위한 것이다. 본 개시의 범위를 벗어나지 않는 한 무선 네트워크 100의 다른 실시 예들이 이용될 수 있다.

도 1을 참조하면, 무선 네트워크 100은 기지국(eNB: eNodeB) 101, 기지국 102, 기지국 103을 포함한다. 기지국 101은 기지국 102 및 기지국 103과 통신한다. 기지국 101은 또한 인터넷, 전용(proprietary) IP(Internet Protocol) 네트워크, 또는 다른 데이터 네트워크와 같은 적어도 하나의 IP 네트워크 130과 통신한다.

기지국 102는 기지국 102의 커버리지 영역 120 내의 제1 단말들(복수 개의 단말(UE: user equipment)) 그룹)에게 네트워크 130에 대한 무선 광대역 액세스(wireless broadband access)을 제공한다. 제1 단말들은 소기업(SB: small business)에 위치할 수 있는 단말 111, 대기업(E: enterprise))에 위치할 수 있는 단말 112, 와이파이 핫스팟(Wi-Fi Hot Spot)에 위치할 수 있는 단말 113, 제1 거주지(R)에 위치할 수 있는 단말 114, 제2 거주지(R)에 위치할 수 있는 단말 115, 및 휴대폰, 무선 랩톱, 무선 PDA 기타 등등과 같은 모바일 장치(M)일 수 있는 단말 116을 포함한다. 기지국 103은 기지국 103의 커버리지 영역 125 내의 제2 단말(복수 개의 단말(UE) 그룹)에게 네트워크 130에 대한 무선 광대역 액세스를 제공한다. 제2 단말들(복수 개의 단말(UE) 그룹)은 단말 115 및 단말 116을 포함한다. 일부 실시 예에서, 기지국 101 내지 103 중 하나 이상은 5G, LTE, LTE-A, WiMAX, Wi-Fi 또는 다른 무선 통신 기술을 이용하여 서로 통신할 수 있고, 단말 111 내지 116과 통신할 수 있다.

네트워크 유형에 따라, "기지국(base station)" 또는 "액세스 포인트(AP: Access Point)"와 같이, 다른 잘 알려진 용어들이 기지국("eNodeB" 또는 "eNB") 대신 사용될 수 있다. 편의상, 용어 기지국("eNodeB" 또는 "eNB")은 본 특허 문서에서 원격(remote) 단말기들(terminals)에 무선 액세스를 제공하는 네트워크 인프라스트럭쳐(infrastructure) 구성 요소들을 의미하기 위해 사용된다. 또한, 네트워크 유형에 따라, "이동국(mobile station)", "가입자국(subscriber station)", "원격 단말기(remote terminal)", "무선 단말기(wireless terminal)", 또는 "사용자 장치(user device)"와 같은 다른 잘 알려진 용어들이 단말(UE: User Equipment) 대신 사용될 수 있다. 편의상, 용어 "단말(UE: User Equipment)"은 모바일 장치(모바일 전화기나 스마트폰 같은)든지 또는 일반적으로 고려되는 고정 장치(데스크톱 컴퓨터 또는 자동판매기와 같은)이든지, 기지국(eNB)에 무선으로 액세스하는 원격 무선 장치들을 의미하기 위해 본 특허 문서에서 사용된다.

점선은 커버리지 영역 120 및 125의 대략적인 범위를 나타내는데, 이는 단지 예시 및 설명을 위해 대략적인 원형으로 도시된 것이다. 커버리지 영역 120 및 125와 같이, 기지국과 관련된 커버리지 영역들은 천연 및 인공 장애물과 관련된 무선(radio) 환경에서의 변화 및 기지국들의 구성에 따라, 불규칙한 형상을 포함하는 다른 형상들을 가질 수 있다는 것이 명백히 이해되어야 한다.

도 1에서 무선 네트워크 100의 일 예를 도시하지만, 다양한 변경들이 도 1에서 이루어질 수 있다. 예를 들면, 무선 네트워크 100은 임의의 적절한 배열로 임의의 수의 기지국 및 임의의 수의 단말을 포함할 수 있다. 또한, 기지국 101은 임의의 수의 단말과 직접 통신할 수 있고 이들 단말에게 네트워크 130으로의 무선 광대역 액세스를 제공할 수 있다. 마찬가지로, 각각의 기지국 102 내지 103은 네트워크 130과 직접 통신할 수 있고 단말들에게 네트워크 130으로의 직접 무선 광대역 액세스를 제공할 수 있다. 또한, 기지국 101, 102 및/또는 103은 외부 전화 네트워크들 또는 데이터 네트워크들의 다른 유형들 같은, 다르거나 부가적인 외부 네트워크들로의 액세스를 제공할 수 있다.

도 2는 본 개시에 따른 기지국 102의 예를 도시한다. 도 2에 도시된 기지국 102의 실시 예는 단지 설명을 위한 것이고, 도 1의 기지국 101 및 기지국 103과 동일하거나 비슷한 구성을 가질 수 있다. 그러나, 기지국들(eNBs)은 매우 다양한 구성을 가질 수 있고, 도 2는 기지국(eNB)의 임의의 특정 구현에 있어서 본 개시의 범위를 제한하지 않는다.

도 2를 참조하면, 기지국 102는 다수의 안테나 205a-205n, 다수의 RF 송수신기 210a-210n, 송신(TX) 처리 회로 215, 수신(RX) 처리 회로 220을 포함한다. 기지국 102는 또한 컨트롤러/프로세서 225, 메모리 230, 및 백홀 (backhaul) 또는 네트워크 인터페이스 235를 포함한다.

RF 송수신기 210a-210n은 안테나 205a-205n으로부터, 네트워크 100에서 단말들에 의해 송신되는 신호들과 같은, 수신(incoming) RF 신호들을 수신한다. RF 송수신기 210a-210n은 IF 또는 기저대역 신호들을 생성하기 위해 수신(incoming) RF 신호들을 하향 변환(down-convert)한다. IF 또는 기저대역 신호들은 RX 처리 회로 220으로 전송되고, RX 처리 회로 220은 상기 기저대역 또는 IF 신호들 필터링(filtering), 디코딩(decoding), 및/또는 디지털화(digitizing)하여 처리된 기저대역 신호를 생성한다. RX 처리 회로 220은 추가 처리(further processing)를 위해 컨트롤러/프로세서 225로 상기 처리된 기저대역 신호들을 송신한다.

TX 처리 회로 215는 컨트롤러/프로세서 225로부터 아날로그 또는 디지털 데이터(음성 데이터, 웹 데이터, 이메일, 또는 쌍방향(interactive) 비디오 게임 데이터와 같은)를 수신한다. TX 처리 회로 215는 처리된 기저대역 또는 IF 신호를 생성하기 위해 송신(outgoing) 기저대역 데이터를 인코딩 (encode), 멀티플렉싱(multiplex), 및/또는 디지털화(digitze)한다. RF 송수신기 210a-210n은 송신(outgoing) 처리 기저대역 또는 IF 신호들을 수신하고, 기저대역 또는 IF신호들을 안테나 205a-205n을 통하여 송신되는 RF 신호로 상향 변환(up-convert)한다.

컨트롤러/프로세서 225는 또한 기지국 102의 전반적인 동작을 제어하는 하나 이상의 프로세서 또는 다른 처리 장치들을 포함한다. 예를 들면, 컨트롤러/프로세서 225는 잘 알려진 원리들에 따라, RF 송수신기 210a-210n, RX 처리 회로 220, 및 TX 처리 회로 225에 의하여 순방향 채널 신호들의 수신 및 역방향 채널 신호들의 송신을 제어할 수 있다. 컨트롤러/프로세서 225는 보다 진보된 무선 통신 기능들과 같은, 부가적인 기능들도 지원할 수 있다. 예를 들면, 컨트롤러/프로세서 225는 송신 신호를 원하는 방향으로 효율적으로 제어하기 위해, 다수의 안테나 205a-205n으로부터의 송신 신호가 다르게 가중되는 방향 라우팅(directional routing) 또는 빔 형성(beam foaming) 동작을 지원한다. 임의의 다양한 다른 기능들은 컨트롤러/프로세서 225에 의해서 기지국 102에서 지원될 수 있다. 일부 실시 예에서, 컨트롤러/프로세서 225는 적어도 하나의 마이크로프로세서 또는 마이크로컨트롤러(microcontroller)를 포함한다.

컨트롤러/프로세서 225는 또한 기본 OS와 같은, 메모리 230에 내재된 프로그램 또는 다른 프로세스들을 실행할 수 있다. 컨트롤러/프로세서 225는 프로세스의 실행에 의해 요구된 대로 메모리 230 안 또는 밖으로 데이터를 이동할 수 있다.

컨트롤러/프로세서 225는 또한 백홀(backhaul) 또는 네트워크 인터페이스 235와 결합할 수 있다. 백홀(backhaul) 또는 네트워크 인터페이스 235는 기지국 102가 다른 장치들 또는 시스템과 백홀 연결 또는 네트워크를 통해 통신하는 것을 인가한다. 백홀/네트워크 인터페이스 235는 임의의 적절한 유선 또는 무선 연결을 통해 통신을 지원할 수 있다. 예를 들어, 기지국 102가 셀룰러 통신 시스템(5G, LTE, 또는 LTE-A를 지원하는 것과 같은)의 일부로 구현되는 경우, 백홀/네트워크 인터페이스 235는 기지국 102가 다른 기지국들과 무선 또는 유선 백홀(backhaul) 연결을 통해 통신하는 것을 인가할 수 있다. 기지국 102가 액세스 포인트(access point)로 구현될 때, 인터페이스 235는 기지국 102가 유선 또는 무선 근거리 통신망(LAN)을 통하여 또는 거대 네트워크(인터넷과 같은)로의 유선 또는 무선 연결을 통하여 통신하는 것을 인가할 수 있다. 백홀/네트워크 인터페이스 235는 이더넷(Ethernet) 또는 RF 송수신기와 같은 유선 또는 무선 연결을 통하여 통신을 지원하는 임의의 적절한 구조(structure)를 포함한다.

메모리 230은 컨트롤러/프로세서 225와 결합된다. 메모리 230의 일부는 RAM을 포함할 수 있고, 메모리 230의 다른 일부는 플래시 메모리 또는 다른 ROM을 포함할 수 있다.

도 2는 기지국 102의 일 예를 도시하지만, 다양한 변경들이 도 2에서 이뤄질 수 있다. 예를 들면, 기지국 102는 도 2에 도시된 각각의 구성 요소를 임의의 수로 포함할 수 있다. 특정 예로서, 액세스 포인트는 다수의 백홀/네트워크 인터페이스 235 들을 포함할 수 있고, 컨트롤러/프로세서 225는 다른 네트워크 주소들간의 데이터를 라우트(route)하는 라우팅 기능들을 지원할 수 있다. 다른 특정 예로서, 도 2에서 기지국 102는 하나의 TX 처리 회로 215를 포함하는 예 및 하나의 RX 처리 회로 220를 포함하는 예를 도시하였지만, 기지국 102는 TX 처리 회로 215 및 RX 처리 회로 220 각각을 다수(예를 들면, RF 송수신기 당 하나와 같은) 포함할 수도 있다. 또한, 도 2의 다양한 구성 요소들은 결합될 수 있고, 더 세분화, 또는 생략될 수 있고, 부가적인 구성 요소들이 특별한 필요에 따라 추가될 수 있다.

도 3은 본 개시에 따른 단말 116의 예를 도시한다. 도 3에 도시된 단말 116의 실시 예는 단지 예시를 위한 것이고, 도 1의 단말 111-115는 동일하거나 비슷한 구성을 가질 수 있다. 그러나 단말들(UEs)은 다양한 구성이 있고, 도 3은 단말(UE)의 임의의 특정 구현에 있어서 본 개시의 범위를 제한하지 않는다.

도 3을 참조하면, 단말 116은 안테나 305, 무선 주파수(RF) 송수신기 310, 송신(TX) 처리 회로 315, 마이크로폰 320, 수신(RX) 처리 회로 325를 포함한다. 단말 116은 또한 스피커 330, 메인 프로세서 340, 입력/출력(I/O) 인터페이스(IF) 345, 키패드 350, 디스플레이 355, 메모리 360을 포함한다. 메모리 360은 기본 운영 체제(OS) 프로그램 361 및 하나 이상의 애플리케이션 362를 포함한다.

RF 송수신기 310은 안테나 305로부터 네트워크 100의 기지국에 의해 송신된 수신(incoming) RF 신호를 수신한다. RF 송수신기 310은 중간 주파수(IF) 또는 기저대역 신호를 생성하기 위해 상기 수신(incoming) RF 신호를 하향 변환(down-convert)한다. 상기 IF 또는 기저대역 신호들은 RX 처리 회로 325로 전송되고, RX 처리 회로 325는 상기 기저대역 또는 IF 신호를 필터링(filtering), 디코딩(decoding), 및/또는 디지털화(digitizing)하여 처리된 기저대역 신호를 생성한다. RX 처리 회로 325는 상기 처리된 기저대역 신호를 스피커 330 (음성 데이터 같은)으로 송신하거나 추가적인 처리(웹 브라우징 데이터 같은)를 위해 메인 프로세서 340으로 송신한다.

TX 처리 회로 315는 마이크로폰 320으로부터 아날로그 또는 디지털 음성 데이터를 수신하거나 메인 프로세서 340으로부터 다른 송신 기저대역 데이터(웹 데이터, 이메일 또는 쌍방향 비디오 게임 데이터와 같은)를 수신한다. TX 처리 회로 315는 처리된 기저대역 또는 IF 신호들을 생성하기 위해 상기 송신 기저대역 데이터를 인코딩 (encode), 멀티플렉싱(multiplex), 및/또는 디지털화(digitize)한다. RF 송수신기 310은 TX 처리 회로 315로부터 상기 송신 처리된(processed) 기저대역 또는 IF 신호를 수신하고 상기 기저대역 또는 IF 신호를 안테나 305를 통하여 송신되는 RF 신호로 상향 변환(up-convert)한다.

메인 프로세서 340은 하나 이상의 프로세서들 또는 다른 처리 장치들을 포함하고 단말 116의 전반적인 동작을 제어하기 위하여 메모리 360에 저장된 기본 OS 프로그램 361을 실행한다. 예를 들면, 메인 프로세서 340은 잘 알려진 원리들에 따라 RF 송수신기 310, RX 처리회로 325, 및 TX 처리회로 315에 의하여 순방향 채널 신호들의 수신 및 역방향 채널 신호들의 송신을 제어할 수 있다. 일부 실시 예에서, 메인 프로세서 340은 적어도 하나의 마이크로프로세서 또는 마이크로컨트롤러(microcontroller)를 포함한다.

메인 프로세서 340은 또한 메모리 360에 내재된 다른 프로세스들 또는 프로그램들을 실행할 수 있다. 메인 프로세서 340은 프로세스의 실행에 의해 요구된 대로 메모리 360 안 또는 밖으로 데이터를 이동할 수 있다. 일부 실시 예에서, 메인 프로세서 340은 운영체제 프로그램 361에 기반하거나 기지국들(eNBs) 또는 관리자(operator)로부터 수신된 신호들에 응답하여 애플리케이션 362를 실행하도록 구성된다. 메인 프로세서 340은 또한 입력/출력 인터페이스 345와 결합되고(coupled), 이는 단말 116에 랩톱 컴퓨터들 및 휴대용 (handheld) 컴퓨터들과 같은 다른 장치들을 연결할 수 있는 능력을 제공한다. 입력/출력 인터페이스(I/O interface) 345는 이들의 액세서리들(accessories)과 메인 프로세서 340 사이의 통신 경로이다.

메인 프로세서 340은 또한 키패드 350 및 디스플레이 유닛 355와 결합된다. 단말 116의 관리자(operator)는 단말 116에 데이터를 입력하기 위해 키패드 350을 사용할 수 있다. 디스플레이 355는 웹사이트에서 같은 텍스트 및/또는 적어도 제한된 그래픽을 랜더링(rendering)할 수 있는 액정 디스플레이(LCD: Liquid Crystal Display) 또는 다른 디스플레이일 수 있다.

메모리 360은 메인 프로세서 340에 결합된다. 메모리 360의 일부는 랜덤 액세스 메모리(RAM: Random Access Memory)를 포함할 수 있고, 메모리 360의 다른 일부는 플래시 메모리(Flash Memory) 또는 다른 읽기 전용 메모리(ROM: Read-Only Memory)를 포함할 수 있다.

도 3은 단말 116의 일 예를 도시하지만, 다양한 변경들이 도 3에서 이루어질 수 있다. 예를 들면, 도 3의 다양한 구성 요소들이 결합될 수 있고, 더 세분화, 또는 생략될 수 있고 부가적인 구성 요소들이 특별한 필요에 따라 추가될 수 있다. 특정 실시 예로서 메인 프로세서 340은 하나 이상의 중앙 처리 유닛들(CPUs) 및 하나 이상의 그래픽 처리 유닛들(GPUs)과 같이 다수의 프로세서들로 나눠질 수 있다. 또한, 도 3은 모바일 전화기 또는 스마트폰으로 구성된 단말 116을 도시하는 반면, 단말들(UEs)은 다른 유형의 모바일 장치들 또는 고정 장치들(mobile & stationary devices)로서 동작하도록 구성될 수 있다.

도 4a 및 4b는 본 개시에 따른 무선 송신 및 수신 경로 예를 도시한다. 하기의 설명에서, 송신 경로 400은 기지국(기지국 102와 같은)에서 구현되는 것으로 설명될 수 있고, 반면 수신 경로 450은 단말(단말 116과 같은)에서 구현되는 것으로 설명될 수 있다. 그러나, 수신 경로 450은 기지국에서 구현될 수도 있고, 송신 경로 400은 단말에서 구현될 수 있다는 것이 이해될 것이다. 일부 실시 예에서, 송신 경로 400 및 수신경로 450은 발명의 적어도 일 견지의 일반적인 설명을 삽입하도록 구성된다.

송신 경로 400은 채널 코딩(channel coding) 및 변조(modulation) 블록 405, 직렬-병렬 변환(S-to-P) 블록 410, 크기 N의 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 블록 415, 병렬-직렬 변환(P-to-S) 블록 420, 순환 전치(cyclic prefix) 추가 블록 425, 및 상향 변환(UC) 블록 430을 포함한다. 수신 경로 450은 하향 변환(DC) 455, 순환 전치 제거 블록 460, 직렬-병렬 변환(S-to-P) 블록 465, 크기 N의 고속 푸리에 변환(FFT) 블록 470, 병렬-직렬 변환(P-to-S) 블록 475, 및 채널 디코딩 및 복조(demodulation) 블록 480을 포함한다.

송신 경로 400에서, 채널 코딩 및 변조 블록 405는 정보 비트들의 세트(set)들을 수신하고, 코딩(저밀도 패리티 체크(LDPC: Low Density Parity Check) 코딩과 같은)을 적용하고, 주파수 영역 변조 심볼들의 시퀀스(sequence)를 생성하기 위해 입력 비트들을 변조(QPSK: Quadrature Phase Shift Keying 또는 QAM: Quadrature Amplitude Modulation와 같은)한다. 직렬-병렬 변환 블록 410은 N개의 병렬 심볼 스트림(stream)을 생성하기 위해 상기 직렬 변조된 심볼들을 병렬 데이터로 변환(디-멀티플렉스(de-multiplex)와 같은)하고, 여기서 N은 기지국 102 및 단말 116에서 사용되는 IFFT/FFT의 크기이다. 크기 N의 IFFT 블록 415는 시간 영역 출력 신호들을 생성하기 위해 N개의 병렬 심볼 스트림들에서 IFFT 작업을 수행한다. 병렬-직렬 변환 블록 420은 직렬 시간 영역 신호를 생성하기 위해 크기 N의 IFFT 블록 415로부터 상기 병렬 시간 영역 출력 심볼들을 변환(멀티플렉스(multiplex)와 같은)한다. 순환 전치 추가 블록 425는 상기 시간 영역 신호에 순환 전치(cyclic prefix)를 삽입한다. 상향 변환 블록 430은 무선 채널을 통한 송신을 위해 순환 전치 삽입 추가 블록 425의 출력을 RF 주파수로 변조(상향 변환 같은)한다. 상기 신호는 또한, RF 주파수로 변환 전에 기저대역에서 필터링될(filtered) 수 있다.

기지국 102로부터 송신된 RF 신호는 무선 채널을 통하여 통과한 후 단말 116에 수신되고, 기지국 102에서의 작업들과 정반대의 동작들이 단말 116에서 수행된다. 하향 변환 블록 455는 상기 수신된 신호를 기저대역 주파수로 하향 변환하고, 순환 전치 제거 블록 460은 직렬 시간 영역 기저대역 신호를 생성하기 위해 상기 순환 전치를 제거한다. 직렬-병렬 변환 블록 465는 상기 시간 영역 기저대역 신호를 병렬 시간 영역 신호들로 변환시킨다. 크기 N의 FFT 블록 470은 N개의 병렬 주파수 영역 신호들을 생성하기 위해 FFT 알고리즘을 수행한다. 병렬-직렬 변환 블록 475는 상기 병렬 주파수 영역 신호들을 변조된 데이터 심볼들의 시퀀스로 변환시킨다. 채널 디코딩 및 복조 블록 480은 원래의 입력 데이터 스트림을 복구하기 위해 변조된 심볼들을 복조하고 디코딩한다.

기지국(eNBs) 101 내지 103 각각은 단말 111 내지 116으로의 하향링크 송신과 유사한 송신 경로 400을 구현할 수 있고, 단말 111 내지 116으로부터의 상향링크 수신과 유사한 수신 경로 450을 구현할 수 있다. 마찬가지로, 단말 111 내지 116 각각은 기지국 101 내지 103으로의 상향링크 송신을 위한 송신 경로 400을 구현할 수 있고, 기지국 101 내지 103으로부터의 하향링크 수신을 위한 수신 경로 450을 구현할 수 있다.

도 4a 및 도 4b에서 구성 요소들의 각각은 하드웨어만을 이용하거나 하드웨어와 소프트웨어/펌웨어(firmware)의 조합을 이용하여 구현될 수 있다. 특정 예로서, 도 4a 및 도 4b에서 구성 요소들의 적어도 일부는 소프트웨어에서 구현될 수 있고, 반면 다른 구성 요소들은 구성 가능한 하드웨어, 또는 구성 가능한 하드웨어와 소프트웨어의 혼합에 의해 구현될 수 있다. 예를 들면, FFT 블록 470 및 IFFT 블록 415는 구성 가능한 소프트웨어 알고리즘들로서 구현될 수 있고, 여기서 크기 N의 값은 구현에 따라 수정될 수 있다.

또한, FFT 및 IFFT를 사용하는 것으로 설명하지만, 이것은 단지 예시를 위한 것으로, 본 발명의 범위를 한정하는 것으로 해석되어서는 안 된다. 이산 푸리에 변환(DFT) 및 역 이산 푸리에 변환(IDFT) 기능들과 같은 변환들의 다른 유형들이 사용될 수 있다. DFT 및 IDFT 기능들에서 변수 N의 값은 (1, 2, 3, 4 등과 같이) 임의의 정수일 수 있고, 반면 FFT 및 IFFT 기능들에서 변수 N의 값은 (1, 2, 4, 8, 16 등과 같이) 2의 거듭제곱인 임의의 정수일 수 있다.

도 4a 및 도 4b는 무선 송신 및 수신 경로의 예들을 도시하지만, 다양한 변경들이 도 4a 및 도 4b에 이루어질 수 있다. 예를 들면, 도 4a 및 도 4b에서 다양한 구성 요소들은 결합될 수 있고, 더 세분화, 또는 생략될 수 있고 부가적인 구성 요소들이 특별한 필요에 따라 추가될 수 있다. 또한, 도 4a 및 도 4b는 무선 네트워크에서 사용될 수 있는 송신 및 수신 경로의 유형의 예들을 예시하기 위한 것이다. 임의의 다른 적절한 아키텍쳐(architecture)가 무선 네트워크에서 무선 통신을 지원하기 위해 사용될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시 예들은 무선 통신 시스템들의 전력 증폭기 동작 효율(power amplifier operating efficiency)을 향상을 돕기 위해서 신호들의 피크 대 평균 전력 감소(peak to average power reduction, PAPR)와 관련되어 있다. 본 개시의 하나 또는 그 이상의 실시 예들은 무선 통신 장치들의 전력 효율을 향상하는 과정의 문제를 해결한다.

본 개시의 하나 또는 그 이상의 실시 예들은 점유 신호 대역폭 및 스펙트럼 마스크 간의 임의의 가용 스펙트럼을 이용하여 스펙트럼 마스크 필링(SMF, spectral mask filling)이라고 불리는 PAPR을 감소시키기 위한 방법을 제공한다. 일 실시 예는 실시간 처리를 위한 피드-포워드 아키텍쳐(feed-forward architecture)를 제공한다. 다른 실시 예는 실시간, 낮은 대기시간(latency) 구현을 지원할 수 있는 감소된 복잡성 아키텍쳐(reduced complexity architecture)를 제공한다. 스펙트럼 마스크 필링 기술은 EVM 또는 스펙트럼 효율(spectral efficiency)에 전혀 영향이 없고, 수신기로 송신될 임의의 부가 정보를 요구하지 않는다. 사용되지 않는(unused) 스펙트럼 내이기 때문에, 상기 수신기는 SMF 부가(addition)를 무시할 수 있다. 이는 OFDM 및 단일 캐리어 시스템들(single-carrier systems) 양자 모두에 적용 가능하다.

높은 PAPR을 가지는 신호들은 동작의 선형 범위 및 그들의 동작적인 효율을 낮추는 송신기(transmitter)의 RF 전력 증폭기로부터 상당한(significant) 백-오프(back-offs)를 이용한다. 클래스 A 같은 선형 PA에 대하여, PAPR에서 모든 3 dB 감소는 PA 효율(PAE: PA efficiency)을 2배로 하는 PA 동작점(PA operating point)을 움직인다. 단일 캐리어(SC: Single-carrier) 모드들은 낮은 PAPR 신호 디자인들을 위해 사용되었다. 64-QAM 같은 높은 차수의 변조의 경우, 또는 보간(interpolation) 및 펄스 성형(pulse shaping) 이후의 경우에는 이러한 단일 주파수 모드들도 높은 PAPR을 가질 수 있다. SC 모드들도 보간(interpolation) 및 펄스 성형(pulse shaping)의 경우 9dB 만큼 높은 PAPR을 가질 수 있다. 60 GHz와 같은 밀리미터 파 주파수의 경우, PAE는 낮은 최대 공급 전압, 줄어든 트랜지스터 이득 및 손실이 많은 상호연결(lossy interconnects)과 같은 문제점들(issues) 때문에 상당히 나빠진다.

신호들의 PAPR 감소를 고려하는 경우, 많은 측면들이 고려될 필요가 있다.

EVM 저하;

인접 채널 누수 비율(ACLR, Adjacent Channel Leakage Ratio);

부가 정보의 요구;

아날로그/RF의 영향;

실시간 구현;

스펙트럼 효율;

지원되는 파형 및 성상도 유형들;

PAPR에 대한 일 방식은 증폭 전 시간 영역에서 상기 신호를 클리핑(clipping)하는 것이다. 클리핑은 PAPR을 2-3dB까지 감소시킬 수 있으나, EVM 저하를 야기하고 대역 외에서의 스펙트럼 증가를 야기한다. 상기 신호는 서브블록들(sub-blocks)로 분할되고 각각의 서브 블록은 PAPR을 최소화시키기 위해 서로 다른 위상 시프트가 곱하는 부분 전송 시퀀스(PTS: partial transmit sequence)와 같은 다른 시간 영역 기술들이 제안되었다. 이러한 방식들의 단점은 송신기 신호들을 분할해야 할 필요가 있는 점, 최적의 위상 쉬프트들을 탐색하기 위한 복잡성, 및 수신기에서 부가 정보(또는 블라인드 검색(blind search))를 전송할 필요가 있는 점이다. 능동 성상도 확장(ACE: active constellation expansion), 톤 삽입 (TI: tone injection), 톤 예약(TR: tone reservation) 같은 주파수 영역 접근법 또한 과거에 고려되었다. ACE와 TI에서, 성상도(constellation)는 PAPR을 최소화하기 위해 조정되고, 이러한 경우, 수신기에서 부가 정보에 대한 필요가 없고, PER 손실이 없다. 그러나, 최상의 성삼점(constellation point)을 검색하는 과정, 시간 영역에서 PAPR을 계산하는 과정 및 이러한 프로세스(process)를 반복하는 과정과 관련된 복잡성은 여전히 존재한다. 또한, ACE 및 TI에서 큰 QAM 변조에 대한 이득들은 제한된다. TR에서, 몇몇 톤(5-15%)은 PAPR 감소를 보조하기 위해 예약된다. 이는 스펙트럼 효율의 손실을 유도한다.

통상적으로, 스펙트럼 마스크는 특정 대역 각각에 대한 밴드 플랜(band plan)에서 정의되는 것들 중 하나이다. 송신이 그것의 채널 내에서 머무르고 있음을 보장하기 위해 사용된다. FM 라디오 방송국은 예를 들면, 약간의 데시벨에 의해 중심 주파수로부터 ±75kHz 이후의 모든 것들을 감쇄시키고, 더 많은 데시벨에 의해 ±100kHz(채널 경계선) 이후의 어느 것이나 감쇄시킨다. 보다 인접한 채널 상의 발사(emissions)는 거의 0까지 감소 될 수 있다.

FM 방송 서브캐리어들은 상기 마스크에 따르기 위해 일반적으로 75kHz 이하에 머무를 것이 요구된다(감소되는 경우 100kHz까지). 미국의 인밴드 온채널(IBOC: Introduction of in-band on-channel) 디지털 라디오 도입은 사용되는 서브캐리어를 고려하는 이슈들, 이에 대응하는 측대역(sideband)들에서의 에너지 양의 증가 및 FCC에 의해 강화되고, NRSC에 의해 규정된 FM의 스펙트럼 마스크의 경계를 오버스태핑(overstepping)하는 것에 의해 늦춰졌다.

변조의 다른 유형들은 같은 목적에 대한 서로 다른 스펙트럼 마스크들을 가지고 있다. 매우 타이트한(tight) 스펙트럼 마스크를 인가하는, 부호화 직교 주파수 분할 다중화 (COFDM: coded orthogonal frequency division multiplexing)와 같은 많은 디지털 변조 방법들은 전자 스펙트럼을 매우 효율적으로 사용한다. 이것은 대역의 전체 용량의 증가를 인가하면서 간섭 없는 인접 채널들 상의 다른 방송들(transmissions) 또는 방송국의 배치를 인가한다. 역으로, 그것은 모든 존재하는 TV 방송국을 유지하는 반면에, 108 MHz(약 700 내지 800 MHz로부터)를 자유화하고, 가장 높은 가격의 입찰자에게 경매되는 TV 채널 52 내지 69를 제거하기 위해 U.S. 를 인가하는 중이다. COFDM은 많은 이산적이고 좁은 서브 채널들 또는 서브캐리어들에 광대역채널을 진입시키기 위한 변조 방식이다. 상기 신호들은 서로 직각(직교)으로 전송되고, 따라서 그들은 서로 간섭하지 않는다.

도 5는 본 개시의 실시 예에 따른 PAPR 감소를 위한 스펙트럼 마스크 필링(spectral mask filling)의 예를 도시한다. 도 5에 도시된 스펙트럼 마스크 필링은 단지 설명을 위한 것이다. 그러나, 스펙트럼 마스크 필링(spectral mask filling)은 매우 다양한 구성이 있고, 도 5는 스펙트럼 마스크 필링의 임의의 특정 구현에 있어서 본 개시의 범위를 제한하지 않는다.

도 5에서, 차트 500은 전력 스펙트럼 밀도(power spectral density) 502를 y축에, 주파수(f) 504를 x축에 제공한다. 또한 채널 마스크(channel mask) 또는 송신 마스크(transmission mask)로 알려진 스펙트럼 마스크(spectral mask) 508은 무선(또는 광) 송신 레벨에 적용되는 수학적으로 정의된 라인들의 세트(set)이다. 스펙트럼 마스크 508은 일반적으로 필요한 대역폭을 넘어선 주파수에서, 초과 방사를 제한하여 인접-채널 간섭을 감소시키기 위한 것이다. 이러한 스퓨리어스 발사(spurious emissions)의 감쇄는 모든 필수 측대역(sideband)들 뿐 아니라, 캐리어 파의 정확한 중심 주파수를 통해 인가하도록 튜닝된(tuned), 대역 통과 필터(band-pass filter)에 의해 이루어질 수 있다.

동작적인 터미놀로지(terminology)에서, 기술은 스펙트럼 마스크 필링(SMF)이라고 지칭되는 PAPR 감소를 위해 제공된다. 이 기술은 스펙트럼 마스크 및 신호의 점유 대역폭 506 사이에서 사용되지 않는 가용 스펙트럼 510을 이용한다. 명시적으로 톤들(tones)을 예약하는 과정 및 톤 예약에서의 스펙트럼 효율의 손실을 유도하는 과정 대신에, SMF는 가용 스펙트럼 마스크에 따른, 스펙트럼 효율에서 무 손실을 위하여 PAPR을 감소시키기 위한 최선의 솔루션을 제공한다. 상기 스펙트럼 마스크는 매우 타이트(tight)할 수 있고, 45-50dB의 ACLR이 예상되기 때문에, 이러한 방식은 6 GHz아래로 동작하는 전통적인 셀룰러 시스템에서 구현하기 어렵다. 그러나, 60 GHz에서 IEEE 802.11ad 또는 5G로 제안되는 미래의 mmWAVE 무선 시스템 같은 무선 LAN 시스템에서, 상기 스펙트럼 마스크는 이러한 주파수들에서 GHz 대역폭의 이용 가능성, 보다 낮은 복잡성 RF 요구들 및 근거리 통신(short range communication)에 기인하여, 훨씬 더 완화된다(~1000X 덜 엄격한). 또한, 동일한 스펙트럼 마스크는 매우 다른 주파수 스펙트럼 모양을 가지는 동작의 SC 및 OFDM 모드 모두에 적용될 수 있다. 예를 들어 IEEE 802.11ad에 대하여, 초과 스펙트럼의 8-12%는 상기 스펙트럼 마스크 상에서 이용 가능하고, 이 에너지의 1-2%는 PAPR 감소를 위해 이용될 수 있으며, 클리핑 기반 기술들을 통해 2-2.5dB 이득을 보인다. 특히, 이 개시는 하기의 실시 예들을 제공한다.

- 송신되는 부가 정보가 없고, 수신기에 적응적이며(agnostic) OFDM과 SC 시스템 모두에 적용되는, 임의의 EVM 또는 스펙트럼 효율 영향 없이 점유 신호 대역폭 및 스펙트럼 마스크 사이에서의 임의의 가용 스펙트럼을 이용해서 PAPR을 감소시키기 위하여 스펙트럼 마스크 필링(SMF)을 사용하는 기술.

- 신호들의 PAPR을 더 감소시키기 위하여 상기 SMF와 아날로그 및 디지털 클리핑을 결합하는 기술

- 스펙트럼 마스크 송신을 사용하여 PAPR 감소를 위한 SMF 시퀀스를 생성하는 기술

- 실시간 구현에 적합한 스펙트럼 마스크 필링을 구현하기 위한 피드-포워드 아키텍쳐. 또한, 저 지연을 가지고 피드-포워드 아키텍쳐(feed-forward architecture)에 비해 마이너(minor) 성능 손실로 병렬 처리되는 보다 감소된 복잡성 버전(further reduced complexity version)이 개발된다.

본 개시를 평가하는 목적으로, 하나 이상의 실시 예들은 IEEE 802.11ad 참조 시스템(reference system)에서 PAPR 감소를 고려할 수 있다. 이 시스템에서, SC 및 OFDM 모드 모두가 지원된다. IEEE802.11ad에서, 송신 스펙트럼은, 1.88 GHz의 대역폭 내에서 0 DBR, 1.2 GHz 오프셋에서 -17 DBR, 2.7 GHz의 오프셋에서 -22 dBr 및 3.06 GHz 이상의 오프셋에서 -30 DBR이다. 스펙트럼 마스크는 SC 및 OFDM 동작 모드에서 동일하다. OFDM 모드들은 512-pt IFFT와 2.64 GHz 샘플링 주파수를 가정한다. OFDM에 대해, 0으로 설정되는 176개의 보호 서브-캐리어(guard sub-carrier)들은 SMF를 위해 이용될 수 있다. SC 모드들은 1.76 GHz 샘플링 주파수를 가정하는데, 이는 3dB 신호 점유 대역폭에 대응한다. 상기 마스크 내의 남은 대역폭은 SMF를 위해 사용될 수 있다. QPSK, 16-QAM 및 64-QAM 변조들은 PAPR 평가(evaluation)의 목적으로 고려된다.

도 6은 본 개시의 실시 예에 따른 스펙트럼 마스크 필링(spectral mask filling)을 가지는 무선 송신 경로의 예를 도시한다. 도 6에 도시된 블록도의 실시 예는 단지 설명을 위한 것이다. 그러나 스펙트럼 마스크 필링은 매우 다양한 구성이 있고, 도 6은 스펙트럼 마스크 필링의 임의의 특정 구현에 있어서, 본 개시의 범위를 제한하지 않는다.

도 6에서, 송신 경로 600은 단말(단말 116과 같은)에서 구현되는 것으로 설명될 수 있다. 송신 경로 600은 스크램블러 블록(scrambler block) 602, 채널 코딩 블록 605, 변조 블록 610, 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 블록 615, 보간 필터 620, 스펙트럼 마스크 필링 알고리즘 625, 클립-d 블록 630, 디지털-아날로그 변환기 635, 클립-a 블록 640, 믹서 블록 645, 및 전력 증폭기(PA) 650을 포함한다.

동작적인 터미놀로지(terminology)에서, 송신 경로 600 내의, 스크램블러 블록 602는 MAC 데이터를 수신하고, 상기 MAC 데이터를 뒤바꾸거나(transpose) 역변환(invert)하거나 아니면, 적절히 설정된 디스크램블링(descrambling) 장치를 구비하지 않은 수신기에서 메시지를 이해할 수 없도록 만들기 위해 송신기에서 메시지를 암호화한다. 또한, 스펙트럼 라인들을 회피하기 위해 메시지 정보는 충분히 랜덤화되어 있음을 보장한다. 채널 코딩 블록 605는 정보 비트들의 세트(set)을 수신하고, 코딩(저밀도 패리티 체크(LDPC: low-density parity check) 코딩과 같은)을 적용한다. 변조 블록 610은 주파수 영역 변조 심볼들의 시퀀스(sequence)를 생성하기 위해 입력 비트들을 변조(QPSK: Quadrature Phase Shift Keying 또는 QAM: Quadrature Amplitude Modulation과 같은)한다. IFFT 블록 615는 시간 영역 출력 신호들을 생성하기 위해 IFFT를 수행한다.

하나 또는 그 이상의 실시 예에서, SC 및 OFDM 모드 모두가 지원된다. 먼저, 시간 영역 신호는 보간 필터(interpolation filter) 620을 이용하여 보간(interpolate)된다. 그 후, 스펙트럼 마스크 필링 알고리즘 625이 감소된 PAPR 신호 "a"를 제공하기 위해 신호 "s"에 적용된다. 그 후, 상기 신호는 디지털 방식으로(digitally) 클립-d 블록 630에 의해 클립되고(clipped), 이후에 클립-a 블록 640에 의한 아날로그 클리핑의 다른 단계가 있는 DAC 635로 전송된다. PAPR 목적을 위한 믹서 블록 645에서 이상적인 믹서가 가정되고 상기 신호는 PA 650으로 전송되며, 여기서 실제 PAPR이 측정된다.

실시 예에서, 클리핑의 2개 레벨들이 적용된다. 먼저 클리핑하는 과정은 제공된 비트들의 수에 대한 DAC에 보다 나은 품질의 신호를 제공하기 위해 클립-d 블록 630에서 디지털 영역에 적용된다. 디지털 클리핑은 또한 클리핑 임계값의 보다 나은 제어(control)를 제공한다. 신호가 DAC 635를 통과하는 경우, PAPR은 DAC 635에 의한 추가적인 보간 때문에 더 증가한다. 그러므로, 클리핑-a에서의 아날로그 클리핑은 목표 요구사항(target requirement) 내에서 PAPR을 유지하기 위해 추가될 수 있다.

보간 필터 620은 선택사항이지만 상기 신호 상에서 수행된 임의의 필터링이 대역 내(in-band) SMF 신호 에너지를 중첩하지 않는 것을 보장하기 위해 적용된다. 또한, 이러한 보간(interpolation)은 대역 내 측대역 누수(side-band leakage)를 감소시키는 것을 도와주고, 또한, 이는 PAPR의 증가를 야기시키기 때문에, 상기 신호가 보간된(interpolated) 후 PAPR을 감소시키는 것이 최선책이다. PAPR은 PA 650의 입력에서의 신호 y에 대해 계산된다. y는 PA 650 입력에서의 상기 신호의 PAPR과 근사화하기 위하여 s에 비하여 4배(4x) 보간될 수 있음을 유의하여야 한다. 예시적인 실시 예는 앨리어싱(aliasing)을 돕기 위해 DAC 635 이전에 2배 보간을 제공할 수 있고, 상기 신호가 아날로그 신호로 변환되는 경우, DAC 635에서 추가적인 2배 보간을 제공 할 수 있다. 예시적인 실시 예는 보간 후 시간 영역에서 하나의 OFDM 심볼 또는 SC 블록에 대한 샘플들의 개수가 될 N을 제공할 수 있다. 이 때, 상기 PAPR은 하기의 수학식 1로 계산된다.

도 7은 본 개시의 실시 예에 따른 시간 영역에서 스펙트럼 마스크 필링 시퀀스 700을 도시한다. 도 7에 도시된 스펙트럼 마스크 필링 시퀀스 700의 실시 예는 단지 설명을 위한 것이다. 그러나, 스펙트럼 마스크 필링 시퀀스는 매우 다양한 구성이 있고, 도 7은 스펙트럼 마스크 시퀀스의 임의의 특정 구현에 있어서 본 개시의 범위를 제한하지 않는다.

본 개시의 하나 또는 그 이상의 실시 예들은 SMF 시퀀스 "c"를 생성하기 위한 방법을 제공한다. 스펙트럼 마스크 필링 700은 마스크 702a 및 702b와 점유 신호 스펙트럼 간의 이용되지 않는 가용 스펙트럼을 이용하고 IFFT 704를 이용해서 이를 시간 영역 시퀀스 706으로 변환하여 생성된다. 스펙트럼 마스크 필링 알고리즘은 이러한 시간 영역 시퀀스를 이용하고, 순환 쉬프트(circular shifts)를 사용하여 신호의 피크로 시퀀스를 정렬(align)하며 상기 시퀀스를 제거한다. 시퀀스의 순환 쉬프트는 그것들의 스펙트럼 내용을 변경하지 않기 때문에, 상기 신호의 피크들은 대역 내 신호에 영향 없이 제거될 수 있다.

일 실시 예에서, 이상적인 SMF 시퀀스 700은 다른 샘플들 상의 영향을 최소화하도록 하기 위해 시간 영역에서의 임펄스(impulse)이다. SMF 시퀀스의 바람직한 특성은 강력한 고유의 피크를 가지는 것이다. SMF 시퀀스 생성 절차는 도 7에 도시되었다.

를 상기 DAC에서 샘플링 주파수,

를 점유 신호 대역폭이라고 하자.

인

을 스펙트럼 마스크 필링에 대한 마스크 하에서 고려되는 최대 주파수라고 하자.

을 해당 전력 스펙트럼 밀도 마스크

의 정규화된(normalized) 진폭(amplitude)라고 하자. SMF 시퀀스는 하기의 수학식 2와 같이 주파수 영역

에서 설계된다.

상기 시퀀스

는

으로 샘플링되고 미리 계산되며

와 같은 N-포인트 IFFT로 시간 영역으로 저장된다. SC 및 OFDM 모드는 그들의 점유 대역폭 및 스펙트럼 모양에 기반한 동일한 스펙트럼 마스크 하에서 서로 다른 SMF 시퀀스를 가질 수 있다.

도 8은 본 개시의 실시 예에 따른 시간 영역에서 PAPR 감소를 위한 신호의 피크로 SMF 시퀀스를 정렬한 예시 800을 제공한다. 도 8에 도시된 SMF 시퀀스를 정렬하는 실시 예는 단지 설명을 위한 것이다. 그러나 SMF 시퀀스 정렬은 매우 다양한 구성이 있고, 도 8은 SMF 시퀀스 정렬의 임의의 특정 구현에 있어서 본 개시의 범위를 제한하지 않는다.

그림 801에서, 마스크 및 스펙트럼 필링 마스크는 주파수 영역에서 도시된다. 그림 802에서, 스펙트럼 주파수 마스크는 시간 영역에 도시된다. 그림 802에서, 예시는 400의 순환 쉬프트와 함께 도시되었다. 예시적인 실시 예에서, SMF 알고리즘은 임의의 명시적으로 예약된 톤들을 이용하지 않지만 상기 마스크 내의 임의의 가용 스펙트럼은 이용한다.

가 상기 스펙트럼 마스크로부터 실수 값(크기만 존재)으로 획득되면, "c"의 피크는 첫번째 샘플

에서 발생한다. 상기 알고리즘은 상기 SMF 시퀀스 피크를 신호의 피크들로 정렬(align)하고 반복적으로 이를 감소시킬 수 있다. 예를 들면, 신호"s"의 피크는 샘플 i=400에 있고 "c"의 피크는 첫번째 샘플

에서 발생한다면, 신호 피크(peak)로 시퀀스를 정렬하기 위하여, SMF 시퀀스 "c"는 순환적으로 i=400만큼 이동되고,

에서

로 표시된다. 차트 800은 실수 값들을 이용하는 IEEE 802.11ad 스펙트럼 마스크를 이용하는 OFDM에 대해 생성된 SMF 시퀀스를 도시하는데, 이는 400개의 샘플들로 순환적으로 쉬프트된다(shifted). 그 후, SMF 시퀀스는 피크를 감소시키기 위해 소정의 고정 스케일링 인자

으로 근사적으로 스케일링 된다.

값은 SMF 에너지가 스펙트럼 마스크로 제한되는 것을 보장하기 위해 선택되고, 현재 피크를 제거하는 동안 신호에서 다른 피크들에 기여하여 SMF 시퀀스 추가가 PAPR을 증가시키지 않는 것을 보장하기 위해 선택되어야 한다. 시뮬레이션은 상기 알고리즘이 상대적으로

에 둔감하고 이는 2의 거듭제곱과 같은 간단한 상수로서 구현될 수 있음을 보여준다.

도 9는 본 개시의 실시 예에 따른 시간 영역에서 PAPR 감소를 위한 반복적인 SMF 알고리즘 900을 도시한다. 도 9에 도시된 SMF 알고리즘 900의 실시 예는 단지 설명을 위한 것이다. 그러나 반복적인 SMF 알고리즘은 매우 다양한 구성이 있고, 도 9는 반복적인 SMF 알고리즘의 임의의 특정 구현에 있어서 본 개시의 범위를 제한하지 않는다.

실시 예에서, 용어 K는 SMF에 대해 수행되는 반복 횟수이다. 용어 "g"는 반복 "k"에서 피크를 제거하기 위해 신호 "s"에 추가되는

의 스케일된(scaled) 버전일 수 있고,

는 반복 "k"까지의 모든 스케일된 SMF 시퀀스들의 합이다. 용어

는 모두 0으로 초기화된다. 용어 "m"은 매 반복에서, 복소수 샘플의 피크들이고, "i"는 peak의 인덱스이다. 알고리즘 프로세스는 도 9에 도시되었고 하기의 수학식 3과 같이 설명된다.

PAPR 감소된 신호 "a"는 "s" 와 모든 스케일링되고 쉬프트된 시퀀스

의 합이다. 관련된 계산은 복소수 최대치와 그것의 인덱스(index), 복소수 곱 및 덧셈을 검색하는 과정이다. 이러한 시퀀스의 덧셈은 20번의 반복에 대하여 1.5-2%로 신호 에너지를 증가하는 과정을 이용할 수 있다.

도 10은 본 개시의 실시 예에 따른 시간 영역에서 SMF 구현을 위한 피드-포워드 아키텍쳐(feed-forward architecture) 1000을 도시한다. 도 10에 도시된 피드-포워드 아키텍쳐(feed-forward architecture)의 실시 예는 단지 설명을 위한 것이다. 그러나 피드-포워드 아키텍쳐(feed-forward architecture)는 매우 다양한 구성이 있고, 도 10은 피드-포워드 아키텍쳐(feed-forward architecture)의 임의의 특정 구현에 있어서 본 개시의 범위를 제한하지 않는다.

도 10에서, 피드-포워드 아키텍쳐 1000에 대한 실시간 구현은 피드백 루프(feedback loop)에서 알고리즘을 구현하기 위해 요구되는 초고속 반복과 상당한 버퍼링(buffering)을 요구할 수 있다. 추가적인 하드웨어의 손실로 실시간 구현을 향상시키기 위한 선택은 루프 언롤링(loop unrolling)에 의한 피드-포워드 디자인을 가지는 것이다. 이것은 수학적으로 반복적인 SMF 알고리즘과 동등하고 K단계들을 가지고 있다. 각 단계는 신호의 피크를 제거하기 위해 시도한다.

도 11은 본 개시의 실시 예에 따른 SMF에 대한 감소된 복잡성 아키텍쳐(reduced complexity architecture) 1100을 도시한다. 도 11에 도시된 감소된 복잡성 아키텍쳐(reduced complexity architecture) 1100은 단지 설명을 위한 것이다. 그러나, 감소된 복잡성 아키텍쳐는 다양한 구성이 있고, 도 11은 복잡성 감소 아키텍쳐의 임의의 특정 구현에 있어서, 본 개시의 범위를 제한하지 않는다.

도 11에서, 아키텍쳐 1100은 K-max 블록 1102, 쉬프트 블록 1104, 요소 곱셈(element multiply) 블록 1106, D 블록 1108,

블록 1110, 덧셈기 블록 1112를 포함할 수 있다. 동작적인 터미놀로지(terminology)에서, 스케일링된 SMF 시퀀스들이 추가되는 경우, 상기 SMF 알고리즘의 복잡성은 신호 "s"의 피크가 변하지 않는다고 가정하는 경우, 보다 감소될 수 있는데, 이는 SMF 시퀀스가 임펄스(impulse)인 경우일 수 있다. 반복횟수가 증가함에 따라, (

)와 같이 신호 피크들이 변하지 않을 확률은 감소되고, 감소된 복잡성 알고리즘은 증가된 반복 횟수로 덜 정확해진다.

실시 예에서, 복소 신호 "s"의 k번째 최대값을 반환하는 연산자(operator)

는 블록 1102에서 정의될 수 있다. 용어

는 신호 "s"에서 K개의 고 피크일수 있다. 용어

는 크기 N x K의 행렬일 수 있는데, 상기 행렬의 열(column)들은

에 대응하는 블록 1104에서 K만큼 쉬프트된 SMF 시퀀스들이다. 그러므로, K 피크들의 제거하기 위한 모든 스케일링된 시퀀스들,

는 병렬로 계산될 수 있다. 용어

는 크기 N x K의 행렬일 수 있는데, 상기 행렬의 행(row)들에 따른 상기 행렬의 합은 길이 N의 시퀀스

를 생성한다. 상기 알고리즘 프로세스는 도 11에 도시되었고, 하기의 수학식 4와 같이 설명된다.

상기 예에서, 지연 속도(latency)는 O(K)에 의해 감소되고, K max 계산들은 단일 K-max 계산에 의해 대체된다.

본 개시에 도시된 바와 같이, 스펙트럼 마스크 필링(SMF)이라고 지칭되는 하나 또는 그 이상의 실시 예들은 상기 점유 신호 대역폭 및 상기 스펙트럼 마스크 간의 임의의 가용 스펙트럼을 이용하여 무선 LAN 시스템에서 PAPR 감소를 제공한다. 이 기술은 SC 시스템뿐만 아니라 OFDM 모두에 적용될 수 있고, 여기서 PAPR은 펄스 성형(pulse shaping) 및 큰 QAM(large QAM)에 기인하여 야기될 수 있다. 이 기술은 IEEE 802.11ad 시스템 기준으로 EVM, 스펙트럼 효율(spectral efficiency) 또는 수신기로의 부가 정보의 요구에 어떠한 타협 없이 클리핑에 비하여 PAPR에서 2-2.5 dB 이득을 보인다. 감소된 복잡성 구현 방식은 O(K)에 의해 계산적인 복잡도 및 지연 속도를 감소시키는 것으로 설명되고, 클리핑을 통하여 0.5-2dB 수행 이득을 보인다. 상기 기술을 적용하기 위한 몇 가지 고려사항은 PAPR 이득이 완화된 스펙트럼 마스크의 가용성(availability)에 의존하고, 이용되는 펄스 성형 필터들 및 보간에 의존한다. 이용되는 임의의 필터들은 SMF 추가가 대역 내에서 중복(alias)하지 않도록 신중하게 디자인될 수 있다. 일 실시 예에서, 상기 시스템은 또한 이상적인 RF/아날로그를 가정하고 RF 체인에서 믹서들이나 다른 필터들에 기인한 어떠한 PAPR 변경도 모델링(modeling)하지 않는다.

도 12는 본 개시의 실시 예에 따른 스펙트럼 마스크 하에서 이용 가능한 다른 톤들을 이용하는 스펙트럼 마스크 필링을 도시한다. 도 12에 도시된 스펙트럼 마스크 필링의 실시 예는 단지 설명을 위한 것이다. 그러나 스펙트럼 마스크 필링은 매우 다양한 구성이 있고, 도 12는 스펙트럼 마스크 필링의 임의의 특정 구현에 있어서 본 개시의 범위를 제한하지 않는다.

도 12에서, 차트 1200은 y축에서 전력 스펙트럼 밀도 1202을, x축에서 주파수(f) 1204를 제공한다. 또한 채널 마스크(channel mask) 또는 송신 마스크(transmission mask)로 알려진 스펙트럼 마스크 1208은 무선(또는 광) 송신의 레벨에 적용되는 수학적으로 정의된 라인들의 세트(set)이다. 스펙트럼 마스크 1208은 일반적으로 필요한 대역폭을 넘어선 주파수에서, 초과 방사를 제한하여 인접-채널 간섭을 감소시키기 위한 것이다. 도시된 바와 같이, SMF 시퀀스의 추가는 스펙트럼 마스크 1208을 벗어나지 않고 단지 송신된 RF 신호의 스펙트럼을 약간 확장한다.

하나 또는 그 이상의 실시 예들은 스펙트럼 마스크 상에서 이용 가능한 다른 톤들의 이용을 제공한다. 스펙트럼 마스크 하에서 이용 가능한, 다른 이용되지 않은 대역 내 톤들은 스펙트럼 마스크 필링에 이용될 수 있다. 예를 들면, IEEE 802.11ad는 DC 톤 널링(DC tone nulling)을 위한 3개의 톤들을 인가한다. 그러나, 단일 톤은 RF 디자인에 따른 DC nulling으로 충분할 수 있다. 그러나, 상기 예에서, 추가적인 DC 톤들과 같은 마스크 B(f) 내에서 이용되지 않은 톤들은 또한 스펙트럼 마스크 필링 시퀀스 생성에 이용될 수 있다.

도 13a와 도 13b는 본 개시의 실시 예에 따른 캐리어 집성(carrier aggregation)을 가지는 PAPR 감소를 위한 스펙트럼 마스크 필링을 도시한다. 도 13에 도시된 스펙트럼 마스크 필링의 실시 예는 단지 설명을 위한 것이다. 그러나, 스펙트럼 마스크 필링은 매우 다양한 구성이 있고, 도 13은 스펙트럼 마스크의 임의의 특정 구현에 있어서 본 개시의 범위를 제한하지 않는다.

도 13a에서, 차트 1300은 캐리어 집성(carrier aggregation)에 대하여 y축에서 전력 스펙트럼 밀도 1302를, x축에서 주파수(f) 1304를 제공한다. 또한 채널 마스크(channel mask) 또는 송신 마스크(transmission mask)로 알려진 스펙트럼 마스크 1308은 무선(또는 광) 송신 레벨에 적용되는 수학적으로 정의된 라인들의 세트(set)이다. 스펙트럼 마스크 1308은 일반적으로 필요한 대역폭을 넘어선 주파수에서, 초과 방사를 제한하여 인접-채널 간섭을 감소시키기 위한 것이다.

도 13b에서, 하나 또는 그 이상의 실시 예들은 캐리어 집성(carrier aggregation)/채널 본딩(channel bonding)을 제공한다. 몇몇 실시 예에서, 상기 DAC 이후 및 상기 전력 증폭기(PA)에 삽입 전에 다중 주파수 대역들로부터의 신호들은 함께 혼합될 수 있다. 이러한 예시들에서, 상기 SMF 알고리즘은 각각의 대역에 대한 PAPR을 최적화하는 과정 대신 수정될 수 있다. 신호들이

및

이고 상기 신호들이 PA 이전에

로 블록 1310에서 혼합되며 A와 B는 DAC 이후 믹싱에 기반하여 미리 결정된 경우, 그 후, 상기 PA 모델은 개별적으로 PAPR을 최적화하는 대신에, 먼저 기저대역에서 설계되고 신호 "s"의 피크는 블록 1312에서 검색된다.

각각의 신호가 DAC 대역폭 상에 따라 자신들의 스펙트럼 마스크 시퀀스

및

를 가지는 경우,

및

는 피크들의 서브셋(subset)을 각각 선택하여 신호 "s"에서 피크들을 제거하기 위해 병렬적으로 동작할 수 있다. 예시적인 실시 예에서,

은 블록 1314에서 피크들의 서브셋(subset)을 제거할 수 있고, 블록 1316에서

에서 피크들의 서브셋을 제거할 수 있다. 예를 들면,

은 "s"의 홀수 피크들을 제거하는 과정으로 동작할 수 있는 반면

는 "s"의 짝수 피크들을 제거하는 과정으로 동작할 수 있다. 그 후, SMF 알고리즘의 출력은 개별의 신호들에 삽입될 수 있고, DAC들(DACs)에게 전송될 수 있다.

도 14는 본 개시의 실시 예에 따른 MIMO 시스템에서 SMF를 위한 아키텍쳐 1400을 도시한다. 도 14에 도시된 감소된 복잡성 아키텍쳐 1400의 실시 예 1400은 단지 설명을 위한 것이다. 그러나, 감소된 복잡성 아키텍쳐는 매우 다양한 구성이 있고, 도 14는 복잡성 감소 아키텍쳐의 임의의 특정 구현에 있어서 본 개시의 범위를 제한하지 않는다.

동작적인 터미놀로지(terminology)에서, 이러한 실시 예는 일반적으로 MIMO 시스템에서 PAPR 감소에 대하여 비슷하게 적용될 수 있는데, 여기서 각각의 MIMO 스트림에 대한 분리된 RF 체인들(분리된 PA들)이 있다. 이러한 예에서, SMF 알고리즘은 각각의 스트림에 대하여 적용되는 신호 전력에 관한 적절한 스케일링 레벨을 가지는 각각의 스트림에 독립적으로 적용될 수 있다. 하이브리드 프리코딩(hybrid precoding) (디지털과 아날로그 프리코딩 모두)이 RF 체인들의 숫자를 최소화하기 위해 사용되는 특정 경우에, 상기 신호들은 PAPR감소의 최적화를 무효화하는 PA 이전에 결합할 수 있다. 도 13b에 도시된 것과 비슷한 절차가 이러한 예에서 적용될 수 있다.

도 14에서, 아키텍쳐 1400은 완벽하게 상호 연결된(fully interconnected) 네트워크를 도시하는데, 여기서 프리코더(

) 1402에 이어 RF 프리코더 (

) 1404가 있으며, 신호들은 PA로 가기 이전의 RF에서 추가된다. RF 프리코더의 지식이 미리(a priori) 알려져 있기 때문에, SMF 알고리즘은 각각의 신호를 개별적으로 최적화하기보다는 PA에 들어가는 신호들을 공동으로 최적화 할 수 있다.

다양한 실시 예에 따른 장치의 동작은 상술한 바와 같이, 사용되지 않는 가용 스펙트럼에 기반하여 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성할 수 있다. 상기 장치는 상기 SMF 시퀀스를 이용하여 제1 신호에서 피크가 제거된 제2 신호를 생성할 수 있다.

도 15는 다양한 실시 예에 따른 장치의 동작을 도시한 흐름도이다. 상기 장치는 도 1에 도시된 기지국 102 및 도 1에 도시된 단말 116일 수 있다.

도 15를 참조하면, 1510 단계에서, 상기 장치는 제1 신호에 포함된 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별할 수 있다. 상기 제1 신호는 MAC(medium access control)일 수 있다. 상기 장치는 상기 제1 신호의 주파수 영역을 분석하여 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별할 수 있다.

1520 단계에서, 상기 장치는 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에 기반하여 시간 영역의 SMF 시퀀스(spectral mask filling sequence)를 생성할 수 있다. 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스는 제2 피크를 포함할 수 있다. 상기 제2 피크는 하나일 수도 있고, 복수 개일 수도 있다. 이상적인 경우, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스는 시간 영역에서 임펄스(impulse)의 형태를 가질 수 있다.

1530 단계에서, 상기 장치는 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 이용하여 상기 제1 신호에서 상기 제1 신호에 포함된 제1 피크를 제거한 제2 신호를 생성할 수 있다. 상기 제2 신호는 상기 제1 신호에서 피크가 제거된 신호이기 때문에, 낮은 PAPR 값을 가지는 신호일 수 있다. 상기 제2 신호는 낮은 PAPR 값을 가지기 때문에,선형적 특성을 가지는 전력 증폭기(PA, power amplifier)는 상기 제2 신호를 효율적으로 증폭할 수 있다.

1540 단계에서, 상기 장치는 상기 제2 신호를 송신할 수 있다.

도 16은 다양한 실시 예에 따른 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하는 장치의 동작을 도시한 흐름도이다.

도 16을 참조하면, 1610 단계에서, 상기 장치는 제1 신호의 점유 신호 대역폭을 식별할 수 있다. 예를 들면, 상기 점유 신호 대역폭은 도 5에 도시된 점유 신호 대역폭 506일 수 있다.

1620 단계에서, 상기 장치는 상기 점유 신호 대역폭의 스펙트럼 마스크를 식별할 수 있다. 상기 스펙트럼 마스크는 상기 점유 신호 대역폭보다 공간적으로 넓은 범위의 주파수에 대응될 수 있다. 예를 들면, 상기 스펙트럼 마스크는 도 5에 도시된 스펙트럼 마스크 508일 수 있다.

1630 단계에서, 상기 장치는 상기 점유 신호 대역폭 및 상기 스펙트럼 마스크에 기반하여 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별할 수 있다. 상기 스펙트럼 마스크는 상기 점유 신호 대역폭보다 공간적으로 넓은 범위의 주파수에 대응될 수 있기 때문에, 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼이 존재할 수 있다. 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼은 상기 장치가 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는데 기반이 될 수 있다.

도 17은 다양한 실시 예에 따른 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 장치의 동작을 도시한 흐름도이다.

도 17을 참조하면, 1710 단계에서, 상기 장치는 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 생성할 수 있다. 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스는 상기 점유 신호 대역폭보다 크고, 상기 스펙트럼 마스크에서의 최대 주파수보다 적은 값에 대응하는 시퀀스일 수 있다. 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스는 상기 스펙트럼 마스크에 대응하는 전력 스펙트럼 밀도 마스크의 정규화된 진폭(amplitude)을 통해 획득될 수 있다.

1720 단계에서, 상기 장치는 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 변조하여 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성할 수 있다. OFDM의 경우, 상기 변조는 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 IFFT하는 과정을 포함할 수 있다. 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스는 하나의 제2 피크를 포함할 수 있다. 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스는 복수 개의 제2 피크들을 포함할 수도 있다. 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스가 제2 피크를 포함하고 있기 때문에, 상기 장치는 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 이용하여 제1 신호의 피크를 효율적으로 제거할 수 있다. 상기 제1 신호는 MAC 데이터일 수 있다.

도 18은 다양한 실시 예에 따른 제2 신호를 생성하는 장치의 동작을 도시한 흐름도이다.

도 18을 참조하면, 1810 단계에서 상기 장치는 제1 신호에서 제1 피크를 검출할 수 있다. 상기 제1 신호는 MAC 데이터일 수 있다. 상기 장치는 시간 영역의 SMF 시퀀스에서 제2 피크를 검출할 수 있다. 상기 제2 피크를 검출하는 과정은 상기 제1 피크를 제거하기 위해 필요한 과정일 수 있다.

1820 단계에서, 상기 장치는 상기 제1 피크와 상기 제2 피크가 일치하도록 상기 제1 신호에 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 정렬할 수 있다.

1830 단계에서, 상기 장치는 상기 제1 신호에서 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 감산하여 제2 신호를 생성할 수 있다. 상기 제2 신호는 상기 제1 신호에서 상기 제1 피크가 제거된 신호일 수 있다. 상기 제1 신호가 복수 개의 피크를 포함하고 있는 경우, 1810 단계 내지 1830 단계는 반복적으로 수행될 수 있다. 또한, 필요한 경우, 상기 제1 신호에서 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 감산하기 이전에, 상기 장치는 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 스케일링할 수도 있다. 상기 스케일링하는 동작은 미리 정해진 스케일링 지수에 기반한 것일 수 있다. 상기 스케일링하는 동작을 통해 상기 장치는 상기 제1 신호의 피크를 효율적으로 제거할 수 있다.

상기와 같은 다양한 실시 예에 따른 단말은, 상기 적어도 하나의 기지국에게 무선 주파수 신호를 송신하고 상기 적어도 하나의 기지국으로부터 무선 주파수 신호를 수신하여 상기 적어도 하나의 기지국과 통신하도록 구성된 송수신기와, 상기 무선 주파수 신호들의 점유 신호 대역폭을 식별하도록 구성되고, 상기 점유 신호 대역폭의 스펙트럼 마스크를 식별하도록 구성되고, 상기 점유 신호 대역폭과 상기 스펙트럼 마스크 간의 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하도록 구성되고, 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에서 스펙트럼 마스크 필링(SMF)를 변조하도록 구성되는 처리 회로를 포함할 수 있고, 상기 SMF 신호는 상기 무선 주파수 신호들의 피크 대 평균 전력 비율을 감소시키기 위해 구성될 수 있다. 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에서 상기 SMF 신호를 변조하는 과정은 시간 영역에서 상기 SMF 신호를 변조하도록 구성된 처리 회로를 더 포함할 수 있고, 상기 SMF 신호는 주파수 영역에서 SMF 시퀀스를 이용하여 획득될 수 있다. 상기 주파수 영역에서 상기 SMF 시퀀스는 하기의 수학식 6과 같이 정의되고,

상기

는 디지털-아날로그 변환기에서 샘플링 주파수이고, 상기

는 상기 점유 신호 대역폭이고, 상기

은 스펙트럼 마스크 상에서 최대 주파수이고, 상기

는 대응하는 전력 스펙트럼 밀도 마스크의 정규화된 진폭이며, 상기

는 주파수 영역에서 상기 SMF 시퀀스일 수 있다.

또한, 상기 주파수 영역에서 상기 SMF 시퀀스는 하기의 수학식 7과 같이 정의되고,

상기

는 디지털-아날로그 변환기에서 샘플링 주파수이고, 상기

는 점유 신호 대역폭이고, 상기

은 상기 스펙트럼 마스크에서 최대 주파수이고, 상기

는 대응하는 전력 스펙트럼 밀도 마스크의 정규화된 진폭이고, 상기

는 점유 신호 대역폭 내에서 사용되지 않는 톤들이며, 상기

는 주파수 영역에서 상기 SMF 시퀀스일 수 있다.

또한, 사용되지 않는 가용 스펙트럼에서 상기 SMF 신호를 변조하는 과정은, 상기 SMF 신호의 상기 주파수 영역 시퀀스를 순환 쉬프트하는 과정에 의해 상기 RF 신호들의 피크를 상기 SMF 신호들의 피크로 정렬하도록 구성된 처리회로를 더 포함할 수 있다. 상기 시퀀스를 순환 쉬프트하는 과정은, 상기 RF 신호들의 복수의 피크들을 제거하는 상기 시퀀스를 반복적이고 순환적으로 쉬프트하도록 구성된 처리회로를 더 포함할 수 있다. 상기 RF 신호들의 상기 복수의 피크들을 제거하는 시퀀스를 반복적이고 순환적으로 쉬프트하는 과정은 피드 포워드(feed forward) 아키텍쳐(architecture)에서 구성된 상기 처리회로를 더 포함할 수 있다.

또한, 상기 처리 회로는 상기 복수의 피크들을 제거하는 과정 이전에 상기 RF신호들의 복수의 피크들을 근사화하도록 더 구성될 수 있고, 상기 근사화(approximation)는 상기 RF 신호들의 상기 복수의 피크가 각각의 순환 쉬프트하는 과정의 반복마다 변하지 않는다는 가정과 계산을 포함할 수 있다.

또한, 상기 단말은 복수의 RF 체인들을 더 포함하고, 각각의 RF 체인은 RF 스트림을 포함할 수 있으며, 상기 처리 회로는, 상기 RF 스트림들의 각각에 대하여 적용된 신호 전력과 관련된 적절한 스케일링 레벨과 각각의 상기 RF 스트림들에 독립적으로 사용되지 않는 가용 스펙트럼에서 상기 스펙트럼 마스크 필링(SMF)을 변조하도록 더 구성될 수 있다.

상기와 같은 다양한 실시 예에 따른 장치는, 무선 주파수 신호들을 저장할 수 있도록 구성된 메모리 요소와, 상기 메모리 요소와 결합되는 컨트롤러를 포함할 수 있고, 상기 컨트롤러는 상기 무선 주파수 신호들의 점유 신호 대역폭을 식별하도록 구성되고, 상기 점유 신호 대역폭에 대한 스펙트럼 마스크를 식별하도록 구성되고, 상기 점유 신호 대역폭과 상기 스펙트럼 마스크 간의 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하도록 구성되고, 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에서 스펙트럼 마스크 필링(SMF, spectral mask filling) 신호를 변조하도록 구성되고, 상기 SMF 신호는 상기 무선 주파수 신호들의 피크 대 평균 전력 비율을 감소시키도록 구성될 수 있다. 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에서 상기 SMF 신호를 변조하는 과정은, 시간 영역에서 상기 SMF 신호를 변조하도록 구성된 컨트롤러를 더 포함할 수 있고, 상기 SMF 신호는 주파수 영역에서 SMF 시퀀스를 이용하여 획득될 수 있다. 상기 주파수 영역에서 SMF 시퀀스는 하기의 수학식과 같이 정의되고,

상기

는 디지털-아날로그 변환기에서 샘플링 주파수이고, 상기

는 점유 신호 대역폭이고, 상기

은 스펙트럼 마스크에서 최대 주파수이고, 상기

는 주파수 영역에서 상기 시퀀스일 수 있다.

또한, 상기 주파수 영역에서 SMF 시퀀스는 하기의 수학식 9와 같이 정의되고,

상기

는 디지털-아날로그 변환기에서 샘플링 주파수이고, 상기

는 점유 신호 대역폭이고, 상기

은 상기 스펙트럼 마스크에서 최대 주파수이고, 상기

는 점유 신호 대역폭 내에서 사용되지 않는 톤들이며, 상기

는 주파수 영역에서 상기 시퀀스일 수 있다.

또한, 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에서 상기 SMF 신호를 변조하는 과정은, 상기 SMF 신호의 상기 주파수 영역 시퀀스를 순환 쉬프트하는 과정에 의해 상기 RF 신호들의 피크를 상기 SMF 신호들의 피크로 정렬하도록 구성된 컨트롤러를 더 포함할 수 있다. 상기 시퀀스를 순환 쉬프트하는 과정은 상기 RF 신호들의 복수의 피크들을 제거하는 상기 시퀀스를 반복적이고 순환적으로 쉬프트하도록 구성된 컨트롤러를 더 포함할 수 있다. 상기 RF 신호들의 상기 복수의 피크들을 제거하는 상기 시퀀스를 반복적이고 순환적으로 쉬프트하는 과정은 피드 포워드 아키텍쳐(feed forward architecture)에서 구성되는 컨트롤러를 더 포함할 수 있다. 상기 컨트롤러는 상기 복수의 피크들을 제거하는 과정 이전에 상기 RF신호들의 복수의 피크들을 근사화하도록 더 구성될 수 있고, 상기 근사화(approximation)는 상기 RF 신호들의 상기 복수의 피크들이 각각의 순환 쉬프트하는 과정의 반복마다 변하지 않는다는 가정과 계산을 포함할 수 있다.

또한, 상기 장치는 복수의 RF 체인들을 더 포함할 수 있고, 각각의 RF 체인은 RF 스트림을 포함할 수 있으며, 상기 컨트롤러는 각각의 상기 RF 스트림들에 대하여 적용된 신호 전력과 관련된 적절한 스케일링 레벨과 각각의 상기 RF 스트림들에 독립적으로 사용되지 않는 가용 스펙트럼에서 상기 스펙트럼 마스크 필링(SMF, spectral mask filling) 신호를 변조하도록 더 구성될 수 있다.

다양한 실시 예에 따른 장치의 동작 방법은, 무선 주파수 신호들의 점유 신호 대역폭을 식별하는 과정과, 상기 점유 신호 대역폭에 대한 스펙트럼 마스크를 식별하는 과정과, 상기 점유 신호 대역폭과 상기 스펙트럼 마스크 간의 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하는 과정과, 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에서 스펙트럼 마스크 필링(SMF, spectral mask filling) 신호를 변조하는 과정을 포함할 수 있고, 상기 SMF 신호는 상기 무선 주파수 신호들의 피크 대 평균 전력 비율을 감소시키도록 구성될 수 있다. 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에서 상기 SMF 신호를 변조하는 과정은 시간 영역에서 상기 SMF 신호를 변조하는 과정을 더 포함할 수 있고, 상기 SMF 신호는 주파수 영역에서 SMF 시퀀스를 이용하여 획득될 수 있다.

상기와 같은 다양한 실시 예에 따른 장치의 동작 방법은, 제1 신호에 포함된 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하는 과정과, 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에 기반하여 시간 영역의 SMF 시퀀스(spectral mask filling sequence)를 생성하는 과정과, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 이용하여 상기 제1 신호에서 상기 제1 신호에 포함된 제1 피크(peak)를 제거한 제2 신호를 생성하는 과정과, 상기 제2 신호를 송신하는 과정을 포함할 수 있고, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스는 제2 피크를 포함하는 시퀀스일 수 있다. 상기 제1 신호는 MAC(medium access control) 데이터일 수 있다.

또한, 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하는 과정은 상기 제1 신호에서 상기 제1 신호의 점유 신호 대역폭을 식별하는 과정과, 상기 점유 신호 대역폭의 스펙트럼 마스크를 식별하는 과정과, 상기 점유 신호 대역폭 및 상기 스펙트럼 마스크에 기반하여 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하는 과정을 포함할 수 있다. 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 과정은 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에 대응하는 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 과정과, 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 변조하여 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 과정을 포함할 수 있다. 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 과정은 하기의 수학식 10에 기반하여 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 과정을 포함할 수 있고,

상기

는 상기 장치에 포함된 디지털-아날로그 변환기에서의 샘플링 주파수이고, 상기

는 상기 점유 신호 대역폭이고, 상기

은 상기 스펙트럼 마스크에서 최대 주파수이고, 상기

는 상기 스펙트럼 마스크에 대응하는 전력 스펙트럼 밀도 마스크(power spectral density mask)의 정규화된 진폭이며, 상기

는 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스일 수 있다.

또한, 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 변조하여 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 과정은 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스에 대하여 역 고속 푸리에 변환(inverse fast fourier transform)을 수행하여 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 과정을 포함할 수 있다.

또한, 상기 제2 신호를 생성하는 과정은 상기 제1 신호에서 상기 제1 피크를 검출하는 과정과, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스에서 상기 제2 피크를 검출하는 과정과, 상기 제2 피크를 이용하여 상기 제1 신호에서 상기 제1 피크를 제거한 제2 신호를 생성하는 과정을 포함할 수 있다. 상기 제2 피크를 이용하여 상기 제1 신호에서 상기 제1 피크를 제거한 제2 신호를 생성하는 과정은 상기 제1 피크와 상기 제2 피크가 일치하도록 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 상기 제1 신호에 정렬하는 과정과, 상기 제1 신호에서 상기 정렬된 시간 영역의 SMF 시퀀스를 감산하여 상기 제2 신호를 생성하는 과정을 포함할 수 있다. 상기 정렬된 시간 영역의 SMF 시퀀스를 스케일링하는 과정을 더 포함할 수 있고, 상기 제2 신호를 생성하는 과정은 상기 제1 신호에서 상기 스케일링된 시간 영역의 SMF 시퀀스를 감산하여 상기 제2 신호를 생성할 수 있다.

또한, 상기 제2 신호를 생성하는 과정은 상기 제1 피크의 개수에 대응하여 반복적으로 수행될 수 있다.

상기와 같은 다양한 실시 예에 따른 장치는, 제어부와, 상기 제어부와 동작적으로 결합된 송수신기를 포함할 수 있고, 상기 제어부는 제1 신호에 포함된 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하도록 구성되고, 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에 기반하여 시간 영역의 SMF 시퀀스(spectral mask filling sequence)를 생성하도록 구성되고, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 이용하여 상기 제1 신호에서 상기 제1 신호에 포함된 제1 피크를 제거한 제2 신호를 생성하도록 구성될 수 있으며, 상기 송수신기는 상기 제2 신호를 송신하도록 구성될 수 있으며, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스는 제2 피크를 포함할 수 있다. 상기 제1 신호는 MAC(medium access control) 데이터일 수 있다.

또한, 상기 제어부는 상기 제1 신호의 점유 신호 대역폭을 식별하도록 구성되고, 상기 점유 신호 대역폭의 스펙트럼 마스크를 식별하도록 구성되며, 상기 점유 신호 대역폭 및 상기 스펙트럼 마스크에 기반하여 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하도록 구성될 수 있다. 상기 제어부는 상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에 대응하는 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 생성하도록 구성되고, 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 변조하여 상기 시간 영역의 SFM 시퀀스를 생성하도록 구성될 수 있다. 상기 장치는 디지털-아날로그 변환기를 더 포함할 수 있고, 상기 제어부는 하기의 수학식 11에 기반하여 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 생성하도록 구성되고,

상기

는 상기 디지털-아날로그 변환기에서의 샘플링 주파수이고, 상기

는 상기 점유 신호 대역폭이고, 상기

은 상기 스펙트럼 마스크에서 최대 주파수이고, 상기

는 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스일 수 있다.

또한, 상기 제어부는 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스에 대하여 역 고속 푸리에 변환(inverse fast fourier transform)을 수행하여 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성하도록 구성될 수 있다.

또한, 상기 제어부는 상기 제1 신호에서 상기 제1 피크를 검출하도록 구성되고, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스에서 상기 제2 피크를 검출하도록 구성되며, 상기 제2 피크를 이용하여 상기 제1 신호에서 상기 제1 피크를 제거한 제2 신호를 생성하도록 구성될 수 있다. 상기 제어부는 상기 제1 피크와 상기 제2 피크가 일치하도록 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 상기 제1 신호에 정렬하도록 구성되고, 상기 제1 신호에서 상기 정렬된 시간 영역의 SMF 시퀀스를 감산하여 상기 제2 신호를 생성하도록 구성될 수 있다. 상기 제어부는 상기 정렬된 시간 영역의 SMF 시퀀스를 스케일링(scaling)하도록 더 구성되고, 상기 제1 신호에서 상기 스케일링된 시간 영역의 SMF 시퀀스를 감산하여 상기 제2 신호를 생성하도록 구성될 수 있다.

또한, 상기 제어부는 상기 제1 피크의 개수에 대응하여 반복적으로 상기 제2 신호를 생성하도록 구성될 수 있다.

본 개시는 예시적인 실시 예들과 함께 기술 되었지만, 다양한 변경들 및 수정들이 당업자에게 제안될 수 있다. 본 개시는 첨부된 청구항의 범위 내에 있는 이러한 변경들 및 수정들을 포함하는 것으로 의도된다.

Claims

무선 통신 시스템에서 전자 장치의 동작 방법에 있어서,
제1 신호의 점유 신호 대역폭 및 상기 점유 신호 대역폭을 위한 스펙트럼 마스크를 기초로 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하는 과정과, 상기 제1 신호는 제1 피크를 포함하고,
상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에 대응하는 주파수 영역의 SMF 시퀀스(spectral mask filling sequence)를 변조함으로써 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 과정과, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스는 제1 피크에 정렬된 제2 피크를 포함하고, 상기 사용되지 않은 가용 스펙트럼에서의 상기 SMF 시퀀스는 복수의 RF(radio frequency) 체인들 각각에 대응하는 복수의 RF 스트림들 각각에 대하여 독립적으로 생성되고,
상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 이용하여 상기 제1 피크가 제거된 상기 제1 신호에 대응하는 제2 신호를 생성하는 과정과,
상기 제2 신호를 송신하는 과정을 포함하는 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 제1 신호는,
MAC(medium access control) 데이터인 방법.
삭제
삭제
청구항 1에 있어서, 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 과정은,
하기의 수학식에 기반하여 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 과정을 포함하고,

상기
는 상기 장치에 포함된 디지털-아날로그 변환기에서의 샘플링 주파수이고,
상기
는 상기 점유 신호 대역폭이고,
상기
은 상기 스펙트럼 마스크에서 최대 주파수이고,
상기
는 상기 스펙트럼 마스크에 대응하는 전력 스펙트럼 밀도 마스크(power spectral density mask)의 정규화된 진폭이며,
상기
는 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스인 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 변조하여 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 과정은,
상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스에 대하여 역 고속 푸리에 변환(inverse fast fourier transform)을 수행하여 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성하는 과정을 포함하는 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 제2 신호를 생성하는 과정은,
상기 제1 신호에서 상기 제1 피크를 검출하는 과정과,
상기 시간 영역의 SMF 시퀀스에서 상기 제2 피크를 검출하는 과정과,
상기 제2 피크를 이용하여 상기 제1 신호에서 상기 제1 피크를 제거한 제2 신호를 생성하는 과정을 포함하는 방법.
청구항 7에 있어서, 상기 제2 피크를 이용하여 상기 제1 신호에서 상기 제1 피크를 제거한 제2 신호를 생성하는 과정은,
상기 제1 피크와 상기 제2 피크가 일치하도록 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 상기 제1 신호에 정렬하는 과정과,
상기 제1 신호에서 상기 정렬된 시간 영역의 SMF 시퀀스를 감산하여 상기 제2 신호를 생성하는 과정을 포함하는 방법.
청구항 8에 있어서,
상기 정렬된 시간 영역의 SMF 시퀀스를 스케일링하는 과정을 더 포함하고,
상기 제2 신호를 생성하는 과정은,
상기 제1 신호에서 상기 스케일링된 시간 영역의 SMF 시퀀스를 감산하여 상기 제2 신호를 생성하는 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 제2 신호를 생성하는 과정은,
상기 제1 피크의 개수에 대응하여 반복적으로 수행되는 방법.
무선 통신 시스템에서 전자 장치에 있어서,
제어부와,
상기 제어부와 동작적으로 결합된 송수신기를 포함하고,
상기 제어부는,
제1 신호의 점유 신호 대역폭 및 상기 점유 신호 대역폭을 위한 스펙트럼 마스크를 기초로 사용되지 않는 가용 스펙트럼을 식별하도록 구성되고, 상기 제1 신호는 제1 피크를 포함하고,
상기 사용되지 않는 가용 스펙트럼에 대응하는 주파수 영역의 SMF 시퀀스(spectral mask filling sequence)를 변조함으로써 시간 영역의 SMF 시퀀스(spectral mask filling sequence)를 생성하도록 구성되고, 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스는 상기 제1 피크에 정렬된 제2 피크를 포함하고, 상기 사용되지 않은 가용 스펙트럼에서의 상기 SMF 시퀀스는 복수의 RF(radio frequency) 체인들 각각에 대응하는 복수의 RF 스트림들 각각에 대하여 독립적으로 생성되고,
상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 이용하여 상기 제1 피크가 제거된 상기 제1 신호에 대응하는 제2 신호를 생성하도록 구성되며,
상기 송수신기는,
상기 제2 신호를 송신하도록 구성된 장치.
청구항 11에 있어서, 상기 제1 신호는
MAC(medium access control) 데이터인 장치.
삭제
삭제
청구항 11에 있어서,
디지털-아날로그 변환기를 더 포함하고,
상기 제어부는,
하기의 수학식에 기반하여 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스를 생성하도록 구성되고,

상기
는 상기 디지털-아날로그 변환기에서의 샘플링 주파수이고,
상기
는 상기 점유 신호 대역폭이고,
상기
은 상기 스펙트럼 마스크에서 최대 주파수이고,
상기
는 상기 스펙트럼 마스크에 대응하는 전력 스펙트럼 밀도 마스크(power spectral density mask)의 정규화된 진폭이며,
상기
는 상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스인 장치.
청구항 11에 있어서, 상기 제어부는,
상기 주파수 영역의 SMF 시퀀스에 대하여 역 고속 푸리에 변환(inverse fast fourier transform)을 수행하여 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 생성하도록 구성되는 장치.
청구항 11에 있어서, 상기 제어부는,
상기 제1 신호에서 상기 제1 피크를 검출하도록 구성되고,
상기 시간 영역의 SMF 시퀀스에서 상기 제2 피크를 검출하도록 구성되며,
상기 제2 피크를 이용하여 상기 제1 신호에서 상기 제1 피크를 제거한 제2 신호를 생성하도록 구성되는 장치.
청구항 17에 있어서, 상기 제어부는,
상기 제1 피크와 상기 제2 피크가 일치하도록 상기 시간 영역의 SMF 시퀀스를 상기 제1 신호에 정렬하도록 구성되고,
상기 제1 신호에서 상기 정렬된 시간 영역의 SMF 시퀀스를 감산하여 상기 제2 신호를 생성하도록 구성되는 장치.
청구항 18에 있어서, 상기 제어부는,
상기 정렬된 시간 영역의 SMF 시퀀스를 스케일링(scaling)하도록 더 구성되고,
상기 제1 신호에서 상기 스케일링된 시간 영역의 SMF 시퀀스를 감산하여 상기 제2 신호를 생성하도록 구성된 장치.
청구항 11에 있어서, 상기 제어부는,
상기 제1 피크의 개수에 대응하여 반복적으로 상기 제2 신호를 생성하도록 구성된 장치.