JP2004120766A - 離散マルチトーン変調によって生成された信号の障害を補正するための回路構成及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】　離散マルチトーン変調によって生成された信号の障害を補正するための回路構成と方法を提供する。
【解決手段】　離散マルチトーン変調によって生成された信号は、周波数領域において、伝送チャネルを介してデータを送信するために用いられる多数のキャリア周波数を示し、各キャリア周波数は、信号ベクトル（ａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘）を示す。本回路構成は、多数の第１加算回路（１８、１９）を含む。この多数の第１加算回路には、第１誤差信号ベクトルが供給され、この多数の第１加算回路（１８、１９）は、誤差補正済み第１信号ベクトル（ａ_ｎ ^＊、ｂ_ｎ ^＊）を生成するために、第１誤差信号ベクトルを、少なくとも１つの第１信号ベクトル（ａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘）に加算する。本回路構成は、第１誤差信号に調整可能な係数（Ｃ_ａａ ^（ｎ）、Ｃ_ｂａ ^（ｎ）、Ｃ_ｂｂ ^（ｎ）、Ｃ_ａｂ ^（ｎ））を乗算する多数の第１乗算回路（１４、１５、１６、１７）を含む。
【選択図】　　　図１

Description

　本発明は、離散マルチトーン変調によって生成された信号の障害を補正するための回路構成と、離散マルチトーン変調によって生成された信号の障害を補正するための方法とに関する。

　離散マルチトーン変調（ＤＭＴ）（マルチキャリア変調とも称する）は、特に、線形状に歪むチャネルを介したデータ送信に適する変調方式である。例えば、１つのキャリア周波数を有する振幅変調方式等の所謂シングルキャリア方式と比較して、多数のキャリア周波数が、離散マルチトーン変調には用いられる。この種類の変調において、信号は、数多くの正弦波信号で構成され、個々の各信号は、１つのキャリア周波数を有し、直角振幅変調方式（ＱＡＭ）によって、振幅変調及び位相変調される。これによって、多数の直角振幅変調信号すなわちＱＡＭ変調信号が得られる。この構成において、１つのキャリア周波数当たり、特定の数のビットを送信し得る。データレートあるいは伝送スペクトルが、伝送チャネルや障害環境に対して柔軟に適合することから、シングルキャリア方式と比較して、利点を得ることができる。離散マルチトーン変調は、例えば、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）という呼称でデジタル音声放送（ＤＡＢ）に用いられ、また、例えば、ＡＤＳＬ（非対称デジタル加入者線）等の電話回線を介したデータ伝送に用いられる。

　ＡＤＳＬでは、データは、ＤＭＴ変調信号の助けを借りて、電話回線を介したアナログ接続で、交換局から加入者に送信される。このため、ＥＴＳＩ及びＡＮＳＩ規格は、各キャリア周波数が、約４ｋＨｚの帯域幅を有し、最大１５ビット／秒／Ｈｚを搬送すると規定している。実際のビット数／秒／Ｈｚは、各キャリア周波数に対して異なってもよく、この結果、データレートや伝送スペクトルは伝送チャネルに整合させることができる。

　ＤＭＴ伝送システムは、送信対象のシリアルデジタルデータ信号のビットをブロックに組み合わせる符号器を有する。ＱＡＭ変調の規模に応じて、各々、複素数が、ブロックの特定数のビットに対して割当てられる。複素数は、ｉ＝１、２、・・・、Ｎ／２の場合、キャリア周波数ｆ_ｉ＝ｉ／Ｔを表し、全キャリア周波数ｆ_ｉが、等周波数間隔に分散されている。Ｔは、１ブロックの周期である。信号ベクトルで表されたキャリア周波数は、逆フーリエ変換（ＩＦＴ）によって、時間領域に変換され、この場合、送信されるＤＭＴ信号のＮ個のサンプルを直接表す。複素信号ベクトルは、ブロック内において送信される余弦振動（実数部）及び正弦振動（虚数部）の複素振幅と見なすことができる。２の累乗が、Ｎに対して選択される場合、時間領域への変換のために逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を用いることが可能であり、これによって、実行の手間が大幅に低減される。

　逆高速フーリエ変換後、周期的な前置が行なわれ、この場合、最後のＭ（Ｍ＜Ｎ）個のサンプルが、再度、ブロックの始めに付加される。その結果、ある伝送チャネルによって生成される復帰が、Ｍ個のサンプル後、時間Ｔ・Ｍ／Ｎだけ減衰した場合、周期信号が受信機にシミュレートされる。伝送チャネルの線形障害を除去するためには、受信機での復調後、伝送チャネルの逆伝達関数による乗算だけが必要なため、受信機に必要な等化量は、周期的な前置によって、大幅に低減し得る。これによって、各キャリア周波数に対して、１つの複素数又は４つの実数の乗算が必要である。

　ＡＤＳＬにおいて、伝送チャネルは、２線回線（対銅線）である。ブロックの長さと比較して、２線回線は、復帰のために長い時間が必要であり、これには、比較的規模の大き
な周期的前置が必要である。一方、周期的前置により必要とされる追加的な伝送容量は、可能な限り小さいほうがよい。ブロック長がＮ＝５１２であると、ＡＤＳＬの場合、Ｍ＝３２の周期的前置が規定されている。しかしながら、２線回線の復帰は、Ｍ＝３２の値後、まだ減衰していない。その結果、周波数領域で等化器によって除去できない障害が、受信機において発生する。

　このような障害は、特別な信号処理手段の助けを借りて、受信機において低減し得る。このために、時間領域等化器（ＴＤＥＱ）が復調器の前に接続されている。時間領域等化器は、調整可能な係数を有するデジタル横型フィルタとして構成されている。時間領域等化器の機能は、伝送チャネルの復帰を短縮化すること、又は、それぞれ、送信機、伝送チャネル、及び時間領域等化器から構成されるシステム全体のインパルス応答を短縮化することにある。従って、可能ならば、デジタル横型フィルタのインパルス応答値の数は、周期的な前置サンプルの数Ｍより小さくなければならない。このような時間領域等化器の設計方法は、アル・ダヒール（Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒ）、Ｎ．シオッフィ（Ｃｉｏｆｆｉ）による“マルチキャリア送受信機の最適有限長等化”、ＩＥＥＥ通信分科会会報、Ｖｏｌ．４４、Ｎｏ．１、１９９６年１月、に記載されている。しかしながら、このような時間領域等化器の欠点は、時間領域等化器として用いられるデジタル横型フィルタが示す係数（２０から４０個の係数）の数が大きいために、回路に高度な複雑さが付加されることである。更に、このような時間領域等化器の欠点は、計算の手間が大きいことであり、これは、２０から４０個の係数のフィルタ長の場合、乗算が、１秒間当たり約５千万回から１億回であり、また、それ相応に回路の高度な複雑さが伴う。更に、各係数は、デジタル横型フィルタを適合化するために、調整されなければならない。

　図５は、受信機端において、離散マルチトーン変調によって生成された信号の障害を補正するための特許文献１に記載された回路構成を示す。直列／並列変換器１が、離散マルチトーン変調によって生成された信号ＩＮのデジタルサンプルを受信する。直列／並列変換器１は、供給されたデジタルサンプルからブロックを形成し、１つのブロックは、Ｎが２の累乗であるとすると、復調器２に供給される多数のＮ並列信号を有する。

　復調器２は、時間領域において供給されたこの多数のＮ並列信号を、周波数領域における多数のｎキャリア周波数ｆ_１乃至ｆ_ｎに変換する高速フーリエ変換復調器であり、各キャリア周波数は、離散マルチトーン変調における直角振幅変調（ＱＡＭ）に用いられる。各キャリア周波数は、信号ベクトルａ_１、ｂ_１乃至ａ_ｎ、ｂ_ｎを有する。各信号ベクトルは、複素数の実数部と虚数部を表す２つの要素を示す。複素数の大きさと位相は、そのキャリア周波数の下でＱＡＭ変調された信号に対応する。それぞれのキャリア周波数は、周波数チャネル又はチャネルとも呼ばれる。ＡＤＳＬにおいて、例えば、それぞれ４．３１２４ｋＨｚの周波数間隔を有する２５６個のキャリア周波数の内、周波数スペクトル３０．１８７５ｋＨｚ乃至１０７８．１２５ｋＨｚに対応するキャリア周波数７乃至２５０が、信号伝送に用いられ、それより低く４ｋＨｚまでの周波数範囲が音声伝送に用いられる。

　この多数の信号ベクトル又はキャリア周波数に対応して、周波数領域等化器３−１、・・・、３−ｎ（ＦＤＥＱ）が、信号ベクトルａ_１、ｂ_１乃至ａ_ｎ、ｂ_ｎを等化するために設けられている。周波数領域等化器は、信号ベクトルのチャネル等化のために用いられる。周波数領域等化器は、その入力信号にそれぞれの逆複素チャネル伝達関数値を乗算する。このために、各周波数領域等化器は、キャリア周波数に特有な伝送チャネルの伝達特性に適合化し得る。各周波数領域等化器３−１、・・・、３−ｎの出力部において、それぞれ等化信号ベクトルａ_１‘、ｂ_１‘乃至ａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘が存在する。

　各周波数領域等化器３−１、・・・、３−ｎは、それぞれ、決定回路４−１又は４−ｎ
を伴う。決定回路は、ＱＡＭ変調キャリア周波数の信号状態空間において、どの信号状態が、供給された信号ベクトルに割当てられるか決定する。信号状態は、離散値振幅及び離散値位相を有する離散値信号ベクトルａ_１“、ｂ_１“乃至ａ_ｎ“、ｂ_ｎ“に対応する。信号ベクトルを離散値信号ベクトルに正しく割当てるための決定係数は、伝送による障害が可能な限り少ない信号ベクトルである。

　各決定回路４−１、・・・、４−ｎは、それぞれ復号回路５−１、・・・、５−ｎを伴う。復号回路は、供給された離散値信号ベクトルａ_１“、ｂ_１“乃至ａ_ｎ“、ｂ_ｎ“から、信号ベクトルに含まれる２進数信号ＯＵＴ０乃至ＯＵＴｎを復号化する。

　任意の等化信号ベクトルａ_１‘、ｂ_１‘が、基準信号ベクトルとして用いられる。従って、基準信号ベクトルに割当てられた周波数チャネルは、基準周波数チャネルと呼ばれる。基準周波数チャネルの基準信号ベクトルは、第１決定回路４−１によって、離散値基準信号ベクトルａ_１“、ｂ_１“に変換される。基準信号ベクトルは、他の全ての信号ベクトルを補正するために用いられる。このことは、個々の信号ベクトル相互の独立性によって可能である。

　基準信号ベクトルから、他の全ての信号ベクトルを補正するために用いられる誤差信号ベクトルが生成される。このために、基準信号ベクトルの実数部ａ_１‘と離散値実数部ａ_１“が、第１減算回路６に供給され、互いに減算される。第１減算回路６の出力部において、誤差信号ベクトル△ａ_１、△ｂ_１に含まれる誤差信号を表す複素数の実数部△ａ_１が存在する。これに応じて、基準信号ベクトルの虚数部ｂ_１‘及び離散値虚数部ｂ_１“は、第２減算回路７に供給される。第２減算回路７の出力部において、誤差信号ベクトル△ａ_１、△ｂ_１に含まれる誤差信号を表す複素数の虚数部△ｂ_１が存在する。基準信号ベクトルの要素から誤差信号ベクトルの要素を形成するための式は、次の通りである。

　しかしながら、誤差信号ベクトル△ａ_１、△ｂ_１は、係数の助けを借りて、補正対象の信号ベクトルに適合化され、また、補正対象の周波数チャネルに対応する信号ベクトルに補正のために加えられる。

　以下、等化信号ベクトルａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘に対応する任意の周波数チャネルを例にして、この方法について説明する。各周波数チャネルは、基準信号ベクトルを示す周波数チャネルとは別個に補正される。誤差信号ベクトルの実数部△ａ_１は、第１乗算回路８に供給され、また、並行して、第２乗算回路１１に供給される。第１乗算回路８は、誤差信号ベクトルの実数部△ａ_１に第１係数Ｃ_ａａ ^ｎを乗算する。第２乗算回路１１は、誤差信号ベクトルの実数部△ａ_１に第２係数Ｃ_ａｂ ^ｎを乗算する。誤差信号ベクトルの虚数部△ｂ_１は、第３乗算回路９に供給され、また、並行して、第４乗算回路１０に供給される。第３乗算回路９は、誤差信号ベクトルの虚数部△ｂ_１に第３係数Ｃ_ｂａ ^ｎを乗算する。第４乗算回路１０は、誤差信号ベクトルの虚数部△ｂ_１に第４係数Ｃ_ｂｂ ^ｎを乗算する。

　第１乗算回路８と第３乗算回路９の出力信号は、第１加算回路１２に供給される。周波数領域等化器３−１の出力部に存在する等化信号ベクトルａ_１‘、ｂ_１‘の実数部ａ_ｎ‘も、第１加算回路１２に供給される。第１加算回路１２は、これら３つの供給された信号を、信号ベクトルの誤差補正済み実数部ａ_ｎ ^＊に加算する。第２乗算回路１１と第４乗算回路１０の出力信号は、第２加算回路１３に供給される。第２加算回路１３にも、第２周波数領域等化器３−ｎの出力部に存在する等化信号ベクトルａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘の虚数部ｂ_ｎ
‘が供給される。これら３つの供給された信号を加算する第２加算回路１３の出力部において、信号ベクトルの誤差補正済み虚数部ｂ_ｎ ^＊が存在する。

　上述した方法は、次の式によって、表すことができる。即ち、

　誤差補正済み信号ベクトルａ_ｎ ^＊、ｂ_ｎ ^＊の誤差補正済み実数部ａ_ｎ ^＊及び誤差補正済み虚数部ｂ_ｎ ^＊は、誤差補正済み実数部ａ_ｎ ^＊及び誤差補正済み虚数部ｂ_ｎ ^＊を、それぞれ、離散値信号ベクトルａ_ｎ“、ｂ_ｎ“の離散値実数部ａ_ｎ“に、又は、離散値虚数部ｂ_ｎ“に変換する第２決定回路４−ｎに供給される。離散値信号ベクトルａ_ｎ“、ｂ_ｎ“は、復号回路５−ｎに供給される。復号回路５−ｎは、供給された信号ベクトルから信号ＯＵＴｎを復号化する。

　この方法において、基準信号ベクトル以外の各信号ベクトルに対して、誤差信号ベクトルは、補正対象の周波数チャネルに基づき重み付けされ、その周波数チャネルに対応する等化信号ベクトルに加算される。誤差信号ベクトルを重み付けするための重み付け係数Ｃ_ａａ ^ｎ、Ｃ_ａｂ ^ｎ、Ｃ_ｂａ ^ｎ及びＣ_ｂｂ ^ｎは、例えば、平均平方誤差（ＭＳＥ）アルゴリズム等、誤差最小化のための繰り返しアルゴリズムによって逐次調整し得る。

　ｋは、離散時間を示し、ｇは、補正変数を規定する。式（１）に基づき重み付け係数Ｃ_ａａ ^ｎ、Ｃ_ｂａ ^ｎ、Ｃ_ａｂ ^ｎ及びＣ_ｂｂ ^ｎを算出する場合、基準信号ベクトルの誤差信号ベクトル△ａ_１、△ｂ_１と、補正対象のｎ番目の誤差信号ベクトル△ａ_ｎ、△ｂ_ｎの両方が必要である。次に、補正対象のｎ番目の誤差信号ベクトル△ａ_ｎ、△ｂ_ｎは、基準周波数チャネルの誤差信号ベクトルに基づき、形成される。

　信号ベクトルが、低周波数帯域においてのみ補正される場合、対称な重み付け係数Ｃ_ａａ ^ｎ、Ｃ_ｂａ ^ｎ、Ｃ_ａｂ ^ｎ及びＣ_ｂｂ ^ｎによる簡略化したアルゴリズムで充分である。例えば、このことは、復調器２に先行する時間領域等化器と直列／並列変換器１が用いられる場合である。この時間領域等化器に対する必要性は、障害が補正されていない時間領域等化器に対する必要性より小さい。この場合、重み付け係数Ｃ_ａａ ^ｎ、Ｃ_ｂａ ^ｎ、Ｃ_ａｂ ^ｎ及びＣ_ｂｂ ^ｎは、以下の様に計算される。即ち、

　重み付け係数が対称性を有することにより、重み付け係数を記憶するために必要な記憶スペースが低減されるという利点が得られる。この場合、その調整のためのアルゴリズムは、以下の通りである。即ち、

　乗算の簡素化のために、補正変数ｇが、２^−ｐの累乗として選択される。その結果、補正変数による乗算に対して、簡単なシフトレジスタを用い得る。更に、誤差信号ベクトルの実数部△ａ_１及び虚数部△ｂ_１の符号を用いるだけで、簡素化し得る（このことは、式（２ｂ）によって簡素化されたアルゴリズムにも当てはまる）。式（２ｂ）の括弧内の乗算は、このようにして、１ビットの演算になる。この方法の１つの利点は、サンプリング周波数のクロックレートではなくＦＦＴ復調器のブロッククロックレートで実行しなければならないため、実行上の手間が低減されることにあり、また、一方、係数が、簡単に調整し得ることにある。
独国ＤＥ１９９０１４６５号

　しかしながら、図５を参照して上述した補正方法の正確な分析によると、基準周波数チャネルを用いて、伝送チャネルの復帰に起因する誤差を完全に消去することは、以下の条件下でのみ可能であることが分かる。

　１）復帰は、ＦＦＴ復調器の１ブロック後、減衰していなければならない。
　２）それぞれ、２次伝達関数によって、送信及び受信フィルタが含まれる伝送チャネルの記述が可能でなければならず、あるいは、一定係数の２次線形微分方程式によって、復帰の記述が可能でなければならない。

　第１の条件は、通常満足されるが、第２の条件は、通常満足されないため、復帰に起因する誤差は、図５の回路構成によって完全に除去することはできない。残留誤差が残る。従って、図５の回路構成の欠点は、復帰が良好でないシステムにおいて、必要な精度で復帰を補正することができない場合があって、これらの場合、上述した方法及び上述した回路構成を限られた範囲でしか使用できないことである。

　図５の回路構成の更なる欠点は、基準信号ベクトルの周波数チャネルすなわち基準周波数チャネルが、補正されないため、データ伝送に完全に使用できないことである。更に、基準周波数チャネルに起因する誤決定は、対象のＦＦＴブロック内での誤差の増倍に至る
可能性がある。

　図５の回路構成の更なる欠点は、その回路が極めて複雑なことである。

　本発明の目的は、離散マルチトーン変調によって生成された信号の障害を補正するための方法と、この方法を実行するための回路構成を提供することであり、簡単で、且つ、効率的であり誤差が除去されたデータ伝送を可能にする方法と回路構成を提供することである。

　この目的は、離散マルチトーン変調によって生成された信号の障害を補正するための請求項１又は１１に記載された回路構成によって、また、離散マルチトーン変調によって生成された信号の障害を補正するための請求項１４又は２３に記載された方法によって、達成される。

　本発明は、離散マルチトーン変調（ＤＭＴ）によって生成された信号の障害を補正するための回路構成に関する。離散マルチトーン変調によって生成された信号は、伝送チャネルを介してデータを送信するために用いられる多数のキャリア周波数を周波数領域において示す。また、各キャリア周波数は、信号ベクトルを示す。本回路構成は、多数の第１加算回路を含む。この多数の第１加算回路には、第１誤差信号ベクトルが供給される。また、この多数の第１加算回路は、誤差補正済み第１信号ベクトルを生成するために、第１誤差信号ベクトルを、少なくとも１つの第１信号ベクトルに加算する。更に、本回路構成は、多数の第１乗算回路を含む。この多数の第１乗算回路は、多数の第１加算回路に先行し、また、第１誤差信号に調整可能な係数を乗算する。第１誤差信号ベクトルは、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられないキャリア周波数の信号ベクトルである。

　これに対する従属請求項は、請求項１又は１１に記載された回路構成及び請求項１４又は２３に記載された方法における利点の多い開発の所産と改善を含む。
　本回路構成の好適な開発の所産によると、第１誤差信号ベクトルは、周波数領域において、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられるキャリア周波数に隣接するキャリア周波数の信号ベクトルである。

　更に、本回路構成の好適な開発の所産によると、第１誤差信号ベクトルは、周波数領域において、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられるキャリア周波数の直近に先行するキャリア周波数の信号ベクトルである。

　更に、本回路構成の好適な開発の所産によると、本回路構成は、更に、多数の第１加算回路に続く、少なくとも１つの更なる多数の第１加算回路を含む。逐次誤差補正済み信号ベクトルを生成するために、前記少なくとも１つの更なる多数の第１加算回路には、各々、更なる誤差信号ベクトルが供給され、また、前記少なくとも１つの更なる多数の第１加算回路は、前記それぞれの更なる誤差信号ベクトルを前記少なくとも１つの信号ベクトルに加算する。また、本回路構成は、前記少なくとも１つの更なる多数の第１加算回路に先行し、また、前記それぞれの更なる誤差信号ベクトルに調整可能な係数を乗算する少なくとも１つの更なる多数の第１乗算回路を含む。

　更に、本回路構成の好適な開発の所産によると、前記それぞれの更なる誤差信号ベクトルは、各々、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられないキャリア周波数の信号ベクトルである。

　更に、本回路構成の好適な開発の所産によると、前記それぞれの更なる誤差信号ベクトルは、各々、特定の誤差信号ベクトルの先行バージョンである。
　更に、本回路構成の好適な開発の所産によると、本回路構成は、更に、誤差信号ベクトルの先行バージョンを記憶するための少なくとも１つのバッファ回路を有する。

　更に、本回路構成の好適な開発の所産によると、本回路構成は、更に、誤差補正済み第１信号ベクトルを離散値第１信号ベクトルにマッピングする決定回路を含む。また、本回路構成は、第１信号ベクトルと離散値第１信号ベクトルを互いに減算する第２誤差信号ベクトルを形成するための減算回路を含む。第２誤差信号ベクトルは、第１信号ベクトルのキャリア周波数の直近にあるキャリア周波数の第２信号ベクトルの誤差補正済み第２信号ベクトルを生成するために用いられる。

　更に、本回路構成の好適な開発の所産によると、本回路構成は、更に、多数の第２加算回路を含む。前記多数の第２加算回路には、第２誤差信号ベクトルが供給される。また、前記多数の第２加算回路は、誤差補正済み第２信号ベクトルを生成するために、第２誤差信号ベクトルを第２信号ベクトルに加算する。また、本回路構成は、前記多数の第２加算回路に先行し、また、第２誤差信号ベクトルに調整可能な係数を乗算する多数の第２乗算回路を含む。

　更に、本回路構成の好適な開発の所産によると、本回路構成は、更に、誤差補正済み第２信号ベクトルを離散値第２信号ベクトルにマッピングする更なる決定回路を含む。また、本回路構成は、第２信号ベクトルと離散値第２信号ベクトルを互いに減算する第３誤差信号ベクトルを形成するための更なる減算回路を含む。第３誤差信号ベクトルは、第２信号ベクトルのキャリア周波数の直近にあるキャリア周波数の第３信号ベクトルの誤差補正済み第３信号ベクトルを生成するために用いられる。

　また、本発明は、離散マルチトーン変調（ＤＭＴ）によって生成された信号の障害を補正するための回路構成であって、離散マルチトーン変調によって生成された信号は、伝送チャネルを介してデータを送信するために用いられる多数のキャリア周波数を周波数領域において示し、各キャリア周波数は、信号ベクトルを示す前記回路構成に関する。本回路構成は、各々、基準信号ベクトルが供給され、また、それぞれの基準信号ベクトルをそれぞれの離散値基準信号ベクトルにマッピングする決定回路を含む。また、本回路構成は、それぞれの誤差信号ベクトルを形成するための減算回路を含む。前記減算回路は、それぞれの基準信号ベクトルとそれぞれの離散値基準信号ベクトルを互いに減算する。また、本回路構成は、第１加算回路群を含む。各第１加算回路群には、各々、誤差信号ベクトルが供給される。また、第１加算回路群は、逐次誤差補正される信号ベクトルを生成するために、それぞれの誤差信号ベクトルを少なくとも１つの信号ベクトルに加算する。更に、本回路構成は、各々、第１加算回路群に先行し、また、それぞれの誤差信号ベクトルに調整可能な係数を乗算する第１乗算回路群を含む。

　更に、本回路構成の好適な開発の所産によると、前記調整可能な係数は、補正変数によって調整可能である。
　更に、本回路構成の好適な開発の所産によると、２の累乗が、前記調整可能な係数として選択される。

　また、本発明は、離散マルチトーン変調（ＤＭＴ）によって生成された信号の障害を補正するための方法に関する。離散マルチトーン変調によって生成された信号は、伝送チャネルを介してデータを送信するために用いられる多数のキャリア周波数を周波数領域において示し、各キャリア周波数は、信号ベクトルを示す。この方法は、少なくとも１つの誤差信号ベクトルに調整可能な係数を乗算する段階を含む。また、本方法は、誤差補正済み
信号ベクトルを生成するために、前記調整可能な係数が乗算された前記少なくとも１つの誤差信号ベクトルを、少なくとも１つの信号ベクトル加算する段階を含む。本方法において、前記少なくとも１つの誤差信号ベクトルは、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられないキャリア周波数の信号ベクトルである。

　本方法の好適な開発の所産によると、第１誤差信号ベクトルは、周波数領域において、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられるキャリア周波数に隣接するキャリア周波数の信号ベクトルである。

　更に、本方法の好適な開発の所産によると、第１誤差信号ベクトルは、周波数領域において、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられるキャリア周波数の直近に先行するキャリア周波数の信号ベクトルである。

　更に、本方法の好適な開発の所産によると、本方法は、更に、それぞれの更なる誤差信号ベクトルに調整可能な係数を乗算する段階と、逐次誤差補正済み信号ベクトルを生成するために、調整可能な係数が乗算されたそれぞれの更なる誤差信号ベクトルを前記少なくとも１つの信号ベクトルに加算する段階と、を含む。

　更に、本方法の好適な開発の所産によると、前記それぞれの更なる誤差信号ベクトルは、各々、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられないキャリア周波数の信号ベクトルである。

　更に、本方法の好適な開発の所産によると、前記それぞれの更なる誤差信号ベクトルは、各々、特定の誤差信号ベクトルの先行バージョンである。
　更に、本方法の好適な開発の所産によると、本方法は、更に、誤差補正済み第１信号ベクトルを離散値第１信号ベクトルにマッピングする段階と、第２誤差信号ベクトルを形成するために、第１信号ベクトルと離散値第１信号ベクトルを互いに減算する段階を含む。ここで、前記第２誤差信号ベクトルは、第１信号ベクトルのキャリア周波数の直近にあるキャリア周波数の第２信号ベクトルの誤差補正済み第２信号ベクトルを生成するために用いられる。

　更に、本方法の好適な開発の所産によると、本方法は、更に、第２誤差信号ベクトルに調整可能な係数を乗算する段階と、誤差補正済み第２信号ベクトルを生成するために、調整可能な係数が乗算された第２誤差信号ベクトルを第２信号ベクトルに加算する段階と、を含む。

　更に、本方法の好適な開発の所産によると、本方法は、更に、誤差補正済み第２信号ベクトルを離散値第２信号ベクトルにマッピングする段階と、第３誤差信号ベクトルを形成するために、第２信号ベクトルと離散値第２信号ベクトルを互いに減算する段階と、を含む。ここで、第３誤差信号ベクトルは、第２信号ベクトルのキャリア周波数の直近にあるキャリア周波数の第３信号ベクトルの誤差補正済み第３信号ベクトルを生成するために用いられる。

　また、本発明は、離散マルチトーン変調（ＤＭＴ）によって生成された信号の障害を補正するための方法であって、離散マルチトーン変調によって生成された信号は、伝送チャネルを介してデータを送信するために用いられる多数のキャリア周波数を周波数領域において示し、各キャリア周波数は、信号ベクトルを示す前記方法に関する。本方法は、それぞれの基準信号ベクトルをそれぞれの離散値基準信号ベクトルにマッピングする段階と、それぞれの誤差信号ベクトルを形成するために、それぞれの基準信号ベクトルとそれぞれの離散値基準信号ベクトルを互いに減算する段階と、それぞれの誤差信号ベクトルに調整
可能な係数を乗算する段階と、逐次誤差補正される信号ベクトルを生成するために、調整可能な係数が乗算されたそれぞれの誤差信号ベクトルを少なくとも１つの信号ベクトルに加算する段階と、を含む。

　更に、本方法の好適な開発の所産によると、前記調整可能な係数は、補正変数によって調整可能である。
　更に、本方法の好適な開発の所産によると、２の累乗が、前記調整可能な係数として選択される。

　本発明の１つの利点は、補正及び適合化調整のための１秒間当りの乗算回数で測られる上述した回路構成及び上述した方法の実現の手間は、現在用いられている方法や回路構成の場合より極めて少ないことにある。

　本発明の更なる利点は、ここに説明した回路構成を用いると、伝送リンク（送信並びに受信フィルタ及び伝送チャネル）の復帰に起因する出力信号の残留誤差を所定の大きさに常に低減できることにある。伝送リンクの特性に応じて、回路構成を選択でき、これによって、残留誤差を充分に小さくできる。

　本発明の更なる利点は、伝送チャネルを介したデータの伝送に用いられないキャリア周波数を有する誤差信号ベクトルを用いることによって、そうでない場合、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられるキャリア周波数を有する基準信号ベクトルから誤差信号ベクトルを生成するために必要な決定回路や減算回路を用いる必要がないことにある。これによって、回路構成を大幅に簡素化でき、また、その製造コストを大きく低減できる。

　以下の本文において、本発明の好適な例示の実施形態について、添付の図面を参照して、更に詳細に説明する。
　例えば、ＡＤＳＬ等の加入者回線技術において、ＦＦＴ変調に用いられる周波数チャネルは、全てではないが、データ伝送にも実際用いられる。同じ回線を介して、デジタルデータ信号と同時にアナログ音声信号も伝送できるように、ＡＤＳＬでは、最初の５から６個の周波数チャネルは、未使用のまま残される。一方、基本的に任意の周波数チャネルの信号ベクトルは、復帰補正用の基準信号ベクトルとして用い得るため、データ伝送に用いられない周波数チャネルの信号ベクトルも用い得る。この場合、誤差信号ベクトルは、決定回路によって生成される必要もない。データ伝送に用いられない基準周波数チャネル用のＦＦＴ復調器の出力部における信号ベクトルは、復帰による誤差成分を補正するために直接用い得る。

　図１は、本発明による回路構成の第１実施形態例を示す。この回路構成は、直列／並列変換器（図示せず）によって、多数のＮ個の並列信号から構成されるブロックが供給される復調器２を有する。好適には、復調器２は、時間領域において供給されたこの多数のＮ個の並列信号を周波数領域において、多数のＮ個のキャリア周波数ｆ_１乃至ｆ_ｎに変換する高速フーリエ変換復調器であり、各キャリア周波数は、離散マルチトーン変調における直角振幅変調（ＱＡＭ）に用いられる。各キャリア周波数は、信号ベクトルを示すが、ここでは、この場合、データ伝送に用いられる周波数チャネル又はユーザ周波数チャネルであるｎ番目の周波数チャネル用の信号ベクトルａ_ｎ、ｂ_ｎのみを示す。各信号ベクトルは、複素数の実数部と虚数部を表す２つの要素を示す。複素数の大きさと位相は、ＱＡＭによりそのキャリア周波数に変調された信号に対応する。

　復調器２に続き、周波数領域等化器が、各周波数チャネルに対して配置されている。この場合、信号ベクトルａ_ｎ、ｂ_ｎを等化し、それに基づき、等化信号ベクトルａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘を生成するｎ番目の周波数チャネル用の周波数領域等化器３−ｎのみを示す。

　図１に示す回路構成において、データ伝送に用いられない周波数チャネルの信号ベクトルが、基準信号ベクトルａ_ｒ、ｂ_ｒとして用いられ、また、残り全ての等化信号ベクトルを補正するために用いられる。基準信号ベクトルａ_ｒ、ｂ_ｒは、係数の助けを借りて、補正対象の信号ベクトルに適合化され、この信号ベクトルに加算され補正される。図１において、ｎ番目の周波数チャネルの例を参照して、このことについて説明する。基準信号ベクトルを示す周波数チャネル以外の各周波数チャネルが補正される。等化信号ベクトルａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘を補正する場合、基準信号ベクトルの実数部ａ_ｒが、第１乗算回路１４に供給され、また、並行して、第２乗算回路１５に供給される。第１乗算回路１４は、基準信号ベクトルａ_ｒ、ｂ_ｒの実数部ａ_ｒに第１係数Ｃ_ａａ ^（ｎ）を乗算する。第２乗算回路１５は、基準信号ベクトルａ_ｒ、ｂ_ｒの実数部ａ_ｒに第２係数Ｃ_ａｂ ^（ｎ）を乗算する。基準信号ベクトルの虚数部ｂ_ｒは、第３乗算回路１６に供給され、また、並行して、第４乗算回路１７に供給される。第３乗算回路１６は、基準信号ベクトルａ_ｒ、ｂ_ｒの虚数部ｂ_ｒに第３係数Ｃ_ｂａ ^（ｎ）を乗算する。第４乗算回路１７は、基準信号ベクトルａ_ｒ、ｂ_ｒの虚数部ｂ_ｒに第４係数Ｃ_ｂｂ ^（ｎ）を乗算する。

　第１乗算回路１４と第３乗算回路１６の出力信号は、第１加算回路１８に供給される。周波数領域等化器３−ｎの出力部に存在する等化信号ベクトルの実数部ａ_ｎ‘も、第１加算回路１８に供給される。第１加算回路１８は、これら３つの供給された信号を、誤差補正済み信号ベクトルの誤差補正済み実数部ａ_ｎ ^＊に加算する。第２乗算回路１５と第４乗算回路１７の出力信号は、第２加算回路１９に供給される。第２加算回路１９にも、周波数領域等化器３−ｎの出力部に存在する等化信号ベクトルの虚数部ｂ_ｎ‘が供給される。これら３つの供給された信号を加算する第２加算回路１９の出力部において、誤差補正済み信号ベクトルの誤差補正済み虚数部ｂ_ｎ ^＊が存在する。次に、誤差補正済み信号ベクトルの誤差補正済み実数部ａ_ｎ ^＊及び誤差補正済み虚数部ｂ_ｎ ^＊は、復号回路（図示せず）に供給される。

　精確な分析によれば、ｎ次伝達関数で正確に記述できる伝送システムであって、その復帰が、ＦＦＴ復調器の１ブロック後完全に減衰する伝送システムの場合、ちょうどｎ／２基準周波数チャネルが、その復帰を補正するために必要であることが分かる。従って、２次伝達関数（ｎ＝２）は、１つの基準周波数チャネルを必要とし、４次伝達関数（ｎ＝４）は、２つの基準周波数チャネルを必要とし、６次伝達関数（ｎ＝６）は、３つの基準周波数チャネルを必要とする等々である。基準周波数チャネルの数を大きくすると、現実の伝送システムにおける伝送チャネルの復帰に起因する残りの残留誤差は、更に低減することができる。

　図２は、本発明による回路構成の第２実施形態例を示す。図示した回路構成において、１つの基準周波数チャネルの代わりに、ｍ個の基準周波数チャネルが、任意のｎ番目の周波数チャネルの補正に用いられるが、これら基準周波数チャネルのいずれもデータ伝送には用いられない。復調器２によって生成される基準周波数チャネルのキャリア周波数は、基準信号ベクトルａ_１ｒ、ｂ_１ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒを示す。図１の実施形態例のように、それぞれの基準信号ベクトルａ_１ｒ、ｂ_１ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒのｍ個の実数部ａ_１ｒ乃至ａ_ｍｒは、各々、第１乗算回路１４−１乃至１４−ｍに供給され、また、各々、OLE_LINK1第２乗算回路１５−１乃至１５−ｍにOLE_LINK1供給される。各第１乗算回路１４−１乃至１４−ｍは、それぞれの基準信号ベクトルの実数部ａ_１ｒ乃至ａ_ｍｒに、それぞれ関連する第１係数Ｃ_ａａ ^{（１，ｎ）}乃至Ｃ_ａａ ^{（ｍ，ｎ）}を乗算し、各第２乗算回路１５−１乃至１５−ｍは、それぞれの基準信号ベクトルの虚数部ｂ_１ｒ乃至ｂ_ｍｒに、それぞ
れ関連する第２係数Ｃ_ａｂ ^{（１，ｎ）}乃至Ｃ_ａｂ ^{（ｍ，ｎ）}を乗算する。それぞれの基準信号ベクトルａ_１ｒ、ｂ_１ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒのｍ個の虚数部ｂ_１ｒ乃至ｂ_ｍｒは、各々、第３乗算回路１６−１乃至１６−ｍに供給され、また、各々、第４乗算回路１７−１乃至１７−ｍに供給される。各第３乗算回路１６−１乃至１６−ｍは、それぞれの基準信号ベクトルの虚数部ｂ_１ｒ乃至ｂ_ｍｒに、それぞれ関連する第３係数Ｃ_ｂａ ^{（１，ｎ）}乃至Ｃ_ｂａ ^{（ｍ，ｎ）}を乗算し、各第４乗算回路１７−１乃至１７−ｍは、それぞれの基準信号ベクトルの虚数部ｂ_１ｒ乃至ｂ_ｍｒに、それぞれ関連する第４係数Ｃ_ｂｂ ^{（１，ｎ）}乃至Ｃ_ｂｂ ^{（ｍ，ｎ）}を乗算する。

　それぞれの第１乗算回路１４−１乃至１４−ｍとそれぞれの第３乗算回路１６−１乃至１６−ｍの出力信号は、それぞれ第１加算回路１８−１乃至１８−ｍに供給される。周波数領域等化器３−ｎの出力部に存在し、また、第１加算回路１８−１乃至１８−ｍの内、加算回路１８−１に供給されるｎ番目のユーザ周波数チャネルにおける等化信号ベクトルの実数部ａ_ｎ‘に基づき、信号ベクトルの逐次誤差補正される実数部ａ_ｎ ^＊−１乃至ａ_ｎ ^＊−ｍ（これを含む）が、第１加算回路１８−１乃至１８−ｍの各出力部において供給される。

　それぞれの第２乗算回路１５−１乃至１５−ｍとそれぞれの第４乗算回路１７−１乃至１７−ｍの出力信号は、それぞれ第２加算回路１９−１乃至１９−ｍに供給される。周波数領域等化器３−ｎの出力部に存在し、また、第２加算回路１９−１乃至１９−ｍの内、加算回路１９−１に供給されるｎ番目のユーザチャネルにおける等化信号ベクトルの虚数部ｂ_ｎ‘に基づき、信号ベクトルの逐次誤差補正される虚数部ｂ_ｎ ^＊−１乃至ｂ_ｎ ^＊−ｍが、第２加算回路１９−１乃至１９−ｍの各出力部において供給される。

　図２に示す本実施形態例の他の選択可能な例として、同時にデータ伝送に用いられる基準周波数チャネルを用いることもできる。この場合、対応する誤差信号が、決定回路によって生成されなければならない。

　既に上述したように、復帰時を除き、残りの残留誤差は、基準周波数チャネルの選択にも依存する。更により精確な分析によれば、残留誤差は、任意の周波数チャネルの復帰に対する補正時、この任意の周波数チャネルに対して周波数間隔が可能な限り小さい基準周波数チャネルが、補正に用いられると、低減されることが分かる。このため、隣接する周波数チャネルが、常に、ユーザ周波数チャネルの復帰成分を補正するための基準周波数チャネルとして用いられれば、利点が得られる。

　図３は、本発明による回路構成の他の実施形態例を示す。復調器２に続き、ユーザ周波数チャネルの信号ベクトルａ_１、ｂ_１；ａ_２、ｂ_２；ａ_３、ｂ_３；・・・、を等化する周波数領域等化器３−１、３−２、３−３、・・・、が配置される。一例として、３つの信号ベクトルと周波数領域等化器のみを示すが、任意の数の信号ベクトル及びユーザ周波数チャネルの処理が可能である。図３において分かるように、データ伝送に用いられない先行の周波数チャネルは、信号ベクトルａ_１、ｂ_１を有する第１ユーザ周波数チャネルを補正又は修正するために用いられる。基準周波数チャネルとして用いられるこの周波数チャネルは、信号ベクトルａ_ｒ、ｂ_ｒを示し、後者の誤差値は、直接、復調器２の出力部で得ることができる。基準信号ベクトルａ_ｒ、ｂ_ｒの実数部ａ_ｒは、乗算回路１４に供給され、また、並行して、乗算回路１５に供給される。乗算回路１４は、基準信号ベクトルａ_ｒ、ｂ_ｒの実数部ａ_ｒに係数Ｃ_ａａ ^（１）を乗算する。乗算回路１５は、基準信号ベクトルａ_ｒ、ｂ_ｒの実数部ａ_ｒに係数Ｃ_ａｂ ^（１）を乗算する。基準信号ベクトルａ_ｒ、ｂ_ｒの虚数部ｂ_ｒは、乗算回路１６に供給され、また、並行して、乗算回路１７に供給される。乗算回路１６は、基準信号ベクトルａ_ｒ、ｂ_ｒの虚数部ｂ_ｒに係数Ｃ_ｂａ ^（１）を乗算する。乗算回路１７は、基準信号ベクトルａ_ｒ、ｂ_ｒの虚数部ｂ_ｒに係数Ｃ_ｂｂ ^（１）を乗
算する。

　乗算回路１４と乗算回路１６の出力信号は、加算回路１８に供給される。周波数領域等化器３−１の出力部に存在する第１ユーザ周波数チャネルの等化信号ベクトルの実数部ａ_ｎ‘も、加算回路１８に供給される。加算回路１８は、これら３つの供給された信号を、誤差補正済み信号ベクトルの誤差補正済み実数部ａ_１ ^＊に加算する。乗算回路１５と乗算回路１７の出力信号は、加算回路１９に供給される。周波数領域等化器３−１の出力部に存在するユーザ周波数チャネルの信号ベクトルの虚数部ｂ_１‘が加算回路１９にも供給される。加算回路１９は、これら３つの供給された信号を、誤差補正済み信号ベクトルの誤差補正済み虚数部ｂ_１ ^＊に加算する。次に、誤差補正済み信号ベクトルａ_１ ^＊、ｂ_１ ^＊は、第１決定回路１４−１によって、離散値信号ベクトルａ_１“、ｂ_１”に変換される。

　次に、離散値信号ベクトルａ_１“、ｂ_１”を有する第１ユーザ周波数チャネルは、基準周波数チャネルとして、第２隣接ユーザ周波数チャネルの補正に用いられる。第２ユーザ周波数チャネルは、信号ベクトルａ_２、ｂ_２を示す。離散値信号ベクトルａ_１“、ｂ_１“及び等化信号ベクトルａ_１‘、ｂ_１‘から、第２ユーザ周波数チャネルの等化信号ベクトルａ_２‘、ｂ_２‘を補正するために用いられる誤差信号ベクトルが生成される。このために、等化信号ベクトルａ_１‘、ｂ_１‘の実数部ａ_１‘と信号ベクトルの離散値実数部ａ_１“が、第１減算回路６−１に供給され、互いに減算される。第１減算回路６−１の出力部において、誤差信号ベクトル△ａ_１、△ｂ_１に含まれる誤差信号を表す複素数の実数部△ａ_１が存在する。これに応じて、等化信号ベクトルａ_１‘、ｂ_１‘の虚数部ｂ_１‘及び信号ベクトルの離散値虚数部ｂ_１“は、第２減算回路７−１に供給される。第２減算回路７−１の出力部において、誤差信号ベクトル△ａ_１、△ｂ_１に含まれる誤差信号を表す複素数の虚数部△ｂ_１が存在する。誤差信号ベクトルの実数部△ａ_１は、乗算回路８−１に供給され、また、並行して、乗算回路１１−１に供給される。乗算回路８−１は、誤差信号ベクトルの実数部△ａ_１に係数Ｃ_ａａ ^（２）を乗算する。乗算回路１１−１は、誤差信号ベクトルの実数部△ａ_１に係数Ｃ_ａｂ ^（２）を乗算する。誤差信号ベクトルの虚数部△ｂ_１は、乗算回路９−１に供給され、また、並行して、乗算回路１０−１に供給される。乗算回路９−１は、誤差信号ベクトルの虚数部△ｂ_１に係数Ｃ_ｂａ ^（２）を乗算する。乗算回路１０−１は、誤差信号ベクトルの虚数部△ｂ_１に係数Ｃ_ｂｂ ^（２）を乗算する。

　乗算回路８−１と乗算回路９−１の出力信号は、加算回路１２−１に供給される。周波数領域等化器３−２の出力部に存在する第２ユーザ周波数チャネルの等化信号ベクトルの実数部ａ_２‘も、加算回路１２−１に供給される。加算回路１２−１は、これら３つの供給された信号を、誤差補正済み信号ベクトルの誤差補正済み実数部ａ_２ ^＊に加算する。乗算回路１１−１と乗算回路１０−１の出力信号は、加算回路１３−１に供給される。周波数領域等化器３−２の出力部に存在する第２ユーザ周波数チャネルの等化信号ベクトルの虚数部ｂ_２‘が加算回路１３−１にも供給される。これら３つの供給された信号を加算する加算回路１３−１の出力部において、誤差補正済み信号ベクトルの誤差補正済み虚数部ｂ_２ ^＊が存在する。次に、誤差補正済み信号ベクトルａ_２ ^＊、ｂ_２ ^＊は、決定回路４−２によって、離散値信号ベクトルａ_２“、ｂ_２”に変換される。

　そして、離散値信号ベクトルａ_２“、ｂ_２“を有する第２ユーザチャネルが、隣接第３ユーザ周波数チャネルとして用いられる。第３ユーザ周波数チャネルは、信号ベクトルａ_３、ｂ_３を示す。第２ユーザ周波数チャネルの離散値信号ベクトルａ_２“、ｂ_２“及び等化信号ベクトルａ_２‘、ｂ_２‘から、第３ユーザ周波数チャネルの信号ベクトルを補正するために用いられる誤差信号ベクトルが生成される。

　このために、等化信号ベクトルａ_２‘、ｂ_２‘の実数部ａ_２‘及び信号ベクトルの離散値実数部ａ_２“が、減算回路６−１に供給され、互いに減算される。減算回路６−２の出
力部において、誤差信号ベクトル△ａ_２、△ｂ_２に含まれる誤差信号を表す複素数の実数部△ａ_２が存在する。これに応じて、等化信号ベクトルａ_２‘、ｂ_２‘の虚数部ｂ_２‘及び信号ベクトルの離散値虚数部ｂ_２“は、第２減算回路７−２に供給される。第２減算回路７−２の出力部において、誤差信号ベクトル△ａ_２、△ｂ_２に含まれる誤差信号を表す複素数の虚数部△ｂ_２が存在する。誤差信号ベクトルの実数部△ａ_２は、乗算回路８−２に供給され、また、並行して、乗算回路１１−２に供給される。乗算回路８−２は、誤差信号ベクトルの実数部△ａ_２に係数Ｃ_ａａ ^（３）を乗算する。乗算回路１１−２は、誤差信号ベクトルの実数部△ａ_２に係数Ｃ_ａｂ ^（３）を乗算する。誤差信号ベクトルの虚数部△ｂ_２は、乗算回路１１−２に供給され、また、並行して、乗算回路１０−２に供給される。乗算回路１１−２は、誤差信号ベクトルの虚数部△ｂ_２に係数Ｃ_ｂａ ^（３）を乗算する。乗算回路１０−２は、誤差信号ベクトルの虚数部△ｂ_２に係数Ｃ_ｂｂ ^（３）を乗算する。

　乗算回路８−２及び乗算回路９−２の出力信号は、加算回路１２−２に供給される。また、周波数領域等化器３−３の出力部に存在する第３ユーザ周波数信号の等化信号ベクトルの実数部ａ_３‘も、加算回路１２−２に供給される。加算回路１２−２は、これら３つの供給された信号を、誤差補正済み信号ベクトルの誤差補正済み実数部ａ_３ ^＊に加算する。乗算回路１１−２と乗算回路１０−２の出力信号は、加算回路１３−２に供給される。周波数領域等化器３−３の出力部に存在する第３ユーザ周波数チャネルの等化信号ベクトルの虚数部ｂ_３‘が加算回路１３−２にも供給される。これら３つの供給された信号を加算する加算回路１３−２の出力部において、誤差補正済み信号ベクトルの誤差補正済み虚数部ｂ_３ ^＊が存在する。

　加算回路１２−２及び１３−２には、誤差補正済み信号ベクトルのａ_３ ^＊及びｂ_３ ^＊から離散値信号ベクトルａ_３“、ｂ_３”を生成するための他の決定回路４−３が続く。更に、第３等化信号ベクトルａ_３‘、ｂ_３’及び離散値信号ベクトルａ_３“、ｂ_３”から誤差信号ベクトル△ａ_３、△ｂ_３を生成する減算回路６−３及び７−３を、第３ユーザ周波数チャネルを基準周波数チャネルとして有する第４ユーザ周波数チャネルの補正のために、設けることができる。このことは、任意の数のユーザ周波数チャネルに対して継続し得る。チャネルｎ用の基準周波数チャネルとして用いられるのは、常にチャネルｎ−１である。

　図１、２及び３による回路構成は、他の構成を派生し得る基本構造を表す。従って、例えば、等化器構造を規定することができ、この場合、まだデータ伝送に用いられていない最後の２つの周波数チャネルが、最初の８ユーザ周波数チャネル用の基準周波数チャネルとして用いられ、８番目のユーザ周波数チャネルは、残りのユーザ周波数チャネル用の基準周波数チャネルとして用いられる。従って、可能な限り小さい残留誤差に関して最適な回路構成を規定し得る。

　既に説明したように、ここに記載した回路構成は、復帰が、ＦＦＴ復調器（ＦＦＴブロック）によって供給された１つのブロック内で減衰した場合、等化のためにのみ用い得る。このことは、よくあることである。１つのＦＦＴブロック内で復帰が減衰していない伝送システムの場合、例えば、極めて急峻なフィルタ傾斜を有する送信機及び／又は受信機のフィルタにより、図１、２及び３に記載した回路構成は、このようなシステムの等化のために、拡張して用い得る。そして、復帰エラーを補正する場合、現ＦＦＴブロックの基準チャネル誤差の他に、先行ＦＦＴブロックの基準チャネル誤差を用いなければならない。

　図４は、現ＦＦＴブロックの誤差と先行ＦＦＴブロックの誤差が誤差補正に用いられる本発明による回路構成の更なる実施形態例を示す。用いられる基準周波数チャネルに対し
て、図４による回路構成は、図１による回路構成に対応する。また、図２及び３による回路構成も、現ＦＦＴブロックの誤差だけでなく、先行ＦＦＴブロックの誤差もまた補正に用いられるように拡張し得る。しかしながら、このような回路構成は、本文では、別々に表現してはいない。

　本実施形態例は、ｎ番目のユーザチャネルの実施形態を示す。データ伝送に用いられない基準周波数チャネルの先行信号ベクトルａ_ｒ−１、ｂ_ｒ−１；ａ_ｒ−２、ｂ_ｒ−２；ａ_ｒ−３、ｂ_ｒ−３；、・・・、を記憶する場合、バッファ回路又はタイミング部２０−１、２０−２、・・・、が設けられている。基準周波数チャネルの現信号ベクトルａ_ｒ−１、ｂ_ｒ−１及び先行信号ベクトルａ_ｒ−２、ｂ_ｒ−２；ａ_ｒ−３、ｂ_ｒ−３；、・・・、の実数部及び虚数部は、ｎ番目のユーザ周波数チャネルの等化信号ベクトルａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘から、逐次、連続誤差補正済み信号ベクトルａ_ｎ ^＊−１、ｂ_ｎ ^＊−１；ａ_ｎ ^＊−２、ｂ_ｎ ^＊−２、・・・、を生成するために、係数Ｃ_ａａ ^{（ｎ，１）}、Ｃ_ｂａ ^{（ｎ，１）}、Ｃ_ｂｂ ^{（ｎ，１）}、Ｃ_ａｂ ^{（ｎ，１）}、Ｃ_ａａ ^{（ｎ，２）}、Ｃ_ｂａ ^{（ｎ，２）}、Ｃ_ｂｂ ^{（ｎ，２）}、Ｃ_ａｂ ^{（ｎ，２）}等を有する乗算回路１４乃至１７に供給され、次に、加算回路１８−１、１８−２、及び１９−２に供給される。

　補正に必要な係数調整に関しては、図５を参照して説明した手順を用いることができ、また、ＤＥ１９９０１４６５を参照する。全ての係数は、接続立ち上げ時、繰り返し調整アルゴリズムによって、簡単に調整可能であり、また、データ伝送時、再調整が可能であり、更に、その後に続く伝送チャネルのあらゆる変化に対して適合することも可能である。このことにより、補正前の基準周波数チャネル誤差の符号及び対応するユーザ周波数チャネル誤差の符号のみが用いられる所謂符号対符号アルゴリズムを用いると、簡単な実行に関して、特に、利点が得られる。

　現在広く用いられている時間領域等化器による等化方法と比較して、ここに記載した回路構成及び方法は、残りの残留誤差に関して、より良好な特性を提供する。特に、時間領域等化器の係数を調整するための複雑な方法を、簡単な繰り返し調整方法で置き換えることができる。ここに述べた補正方法は、周波数領域において、ＦＦＴ変調器のブロッククロックレートで動作することから、１秒間当たり必要な乗算の回数が、より少ない。

　ここに説明した回路構成を用いると、伝送リンク（送信並びに受信フィルタ及び伝送チャネル）の復帰に起因する出力信号の残留誤差を所定の大きさに低減することが常に可能である。伝送リンクの特性に応じて、回路構成を選択でき、これによって、残留誤差を充分に小さくできる。

　伝送チャネルを介したデータの伝送に用いられないキャリア周波数の誤差信号ベクトルを用いると、そうでない場合、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられるキャリア周波数を有する基準信号ベクトルから誤差信号ベクトルを生成するために必要な決定回路や減算回路を無くすことができる。これによって、回路構成を大幅に簡素化でき、また、その製造コストを大きく低減できる。

本発明に基づく、離散マルチトーン変調によって生成された信号の障害を補正するための回路構成の実施形態例を示す図。 本発明に基づく回路構成の更なる実施形態例を示す図。 本発明に基づく回路構成の更なる実施形態例を示す図。 本発明に基づく回路構成の更なる実施形態例を示す図。 離散マルチトーン変調によって生成された信号の障害を補正するための既知の回路構成を示す図。

符号の説明

　２・・・復調器、３・・・周波数領域等化器、４・・・決定回路、５・・・復号回路、６・・・減算回路、７・・・減算回路、８・・・乗算回路、９・・・乗算回路、１０・・・乗算回路、１１・・・乗算回路、１２・・・加算回路、１３・・・加算回路、１４・・・乗算回路、１５・・・乗算回路、１６・・・乗算回路、１７・・・乗算回路、１８・・・加算回路、１９・・・加算回路、２０・・・バッファ回路。

Claims (25)

1. 離散マルチトーン変調（ＤＭＴ）によって生成された信号の障害を補正するための回路構成であって、離散マルチトーン変調によって生成された信号は、伝送チャネルを介してデータを送信するために用いられる多数のキャリア周波数を周波数領域において示し、各キャリア周波数は、信号ベクトル（ａ_１‘、ｂ_１‘；ａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘）を示す前記回路構成において、
   　多数の第１加算回路（１８、１９；１８−１、１９−１）であって、多数の第１加算回路（１８、１９；１８−１、１９−１）には、第１誤差信号ベクトルが供給され、多数の第１加算回路（１８、１９；１８−１、１９−１）は、誤差補正済み第１信号ベクトル（ａ_ｎ ^＊、ｂ_ｎ ^＊；ａ_ｎ ^＊−１、ｂ_ｎ ^＊−１；ａ_１ ^＊、ｂ_１ ^＊）を生成するために、第１誤差信号ベクトルを、少なくとも１つの第１信号ベクトル（ａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘；ａ_１‘、ｂ_１‘）に加算する前記多数の第１加算回路（１８、１９；１８−１、１９−１）と、
   　前記多数の第１加算回路（１８、１９；１８−１、１９−１）に先行し、また、第１誤差信号に調整可能な係数（Ｃ_ａａ ^（ｎ）、Ｃ_ｂａ ^（ｎ）、Ｃ_ｂｂ ^（ｎ）、Ｃ_ａｂ ^（ｎ）；Ｃ_ａａ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（１，ｎ）}；Ｃ_ａａ ^（１）、Ｃ_ｂａ ^（１）、Ｃ_ｂｂ ^（１）、Ｃ_ａｂ ^（１）；Ｃ_ａａ ^{（ｎ，１）}、Ｃ_ｂａ ^{（ｎ，１）}、Ｃ_ｂｂ ^{（ｎ，１）}、Ｃ_ａｂ ^{（ｎ，１）}）を乗算する多数の第１乗算回路（１４、１５、１６、１７；１４−１、１５−１、１６−１、１７−１）と、を含み、
   　第１誤差信号ベクトルは、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられないキャリア周波数の信号ベクトル（ａ_ｒ、ｂ_ｒ；ａ_１ｒ、ｂ_１ｒ；ａ_ｒ−１、ｂ_ｒ−１）である回路構成。
2. 請求項１に記載の回路構成であって、
   　前記第１誤差信号ベクトルは、周波数領域において、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられるキャリア周波数に隣接するキャリア周波数の信号ベクトル（ａ_ｒ、ｂ_ｒ）である回路構成。
3. 請求項１又は２に記載の回路構成であって、
   　前記第１誤差信号ベクトルは、周波数領域において、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられるキャリア周波数の直近に先行するキャリア周波数の信号ベクトル（ａ_ｒ、ｂ_ｒ）である回路構成。
4. 請求項１又は２に記載の回路構成であって、更に、
   　前記多数の第１加算回路（１８、１９；１８−１、１９−１）に続く少なくとも１つの更なる多数の第１加算回路（１８−２、１９−２乃至１８−ｍ、１９−ｍ）であって、逐次誤差補正済み信号ベクトル（ａ_ｎ ^＊−２、ｂ_ｎ ^＊−２乃至ａ_ｎ ^＊−ｍ、ｂ_ｎ ^＊−ｍ）を生成するために、前記少なくとも１つの更なる多数の第１加算回路（１８−２、１９−２乃至１８−ｍ、１９−ｍ）には、各々、更なる誤差信号ベクトル（ａ_２ｒ、ｂ_２ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒ；ａ_ｒ−２、ｂ_ｒ−２、ａ_ｒ−３、ｂ_ｒ−３）が供給され、また、前記少なくとも１つの更なる多数の第１加算回路（１８−２、１９−２乃至１８−ｍ、１９−ｍ）は、前記それぞれの更なる誤差信号ベクトル（ａ_２ｒ、ｂ_２ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒ；ａ_ｒ−２、ｂ_ｒ−２、ａ_ｒ−３、ｂ_ｒ−３）を前記少なくとも１つの信号ベクトル（ａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘）に加算する前記少なくとも１つの更なる多数の第１加算回路（１８−２、１９−２乃至１８−ｍ、１９−ｍ）と、
   　前記少なくとも１つの更なる多数の第１加算回路（１８−２、１９−２乃至１８−ｍ、１９−ｍ）に先行し、また、前記それぞれの更なる誤差信号ベクトル（ａ_２ｒ、ｂ_２ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒ；ａ_ｒ−２、ｂ_ｒ−２、ａ_ｒ−３、ｂ_ｒ−３）に調整可能な係数（Ｃ_ａａ ^{（２，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（２，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（２，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（２，ｎ）}乃至Ｃ_ａａ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（ｍ，ｎ）}；Ｃ_ａａ ^{（ｎ，２）}、
   Ｃ_ｂａ ^{（ｎ，２）}、Ｃ_ｂｂ ^{（ｎ，２）}、Ｃ_ａｂ ^{（ｎ，２）}）を乗算する少なくとも１つの更なる多数の第１乗算回路（１４−２、１５−２、１６−２、１７−２乃至１４−ｍ、１５−ｍ、１６−ｍ、１７−ｍ）と、を含むことを特徴とする回路構成。
5. 請求項４に記載の回路構成であって、
   　前記それぞれの更なる誤差信号ベクトルは、各々、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられないキャリア周波数の信号ベクトル（ａ_２ｒ、ｂ_２ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒ）である回路構成。
6. 請求項４又は５に記載の回路構成であって、
   　前記それぞれの更なる誤差信号ベクトル（ａ_ｒ−２、ｂ_ｒ−２、ａ_ｒ−３、ｂ_ｒ−３）は、各々、特定の誤差信号ベクトル（ａ_ｒ−１、ｂ_ｒ−１）の先行バージョンである回路構成。
7. 請求項６に記載の回路構成であって、
   　誤差信号ベクトル（ａ_ｒ−１、ｂ_ｒ−１）の先行バージョンを記憶するための少なくとも１つのバッファ回路（２０−１、２０−２）を有する回路構成。
8. 請求項１、２、又は３に記載の回路構成であって、更に、
   　誤差補正済み第１信号ベクトル（ａ_１ ^＊、ｂ_１ ^＊）を離散値第１信号ベクトル（ａ_１“、ｂ_１“）にマッピングする決定回路（４−１）と、
   　第１信号ベクトル（ａ_１‘、ｂ_１‘）と離散値第１信号ベクトル（ａ_１“、ｂ_１“）を互いに減算する第２誤差信号ベクトル（△ａ_１、△ｂ_１）を形成するための減算回路（６−１、７−１）と、を含み、
   　第２誤差信号ベクトル（△ａ_１、△ｂ_１）は、第１信号ベクトル（ａ_１‘、ｂ_１‘）のキャリア周波数の直近にあるキャリア周波数の第２信号ベクトル（ａ_２‘、ｂ_２‘）の誤差補正済み第２信号ベクトル（ａ_２ ^＊、ｂ_２ ^＊）を生成するために用いられることを特徴とする回路構成。
9. 請求項８に記載の回路構成であって、更に、
   　多数の第２加算回路（１２−１、１３−１）であって、多数の第２加算回路（１２−１、１３−１）には、第２誤差信号ベクトル（△ａ_１、△ｂ_１）が供給され、また、多数の第２加算回路（１２−１、１３−１）は、誤差補正済み第２信号ベクトル（ａ_２ ^＊、ｂ_２ ^＊）を生成するために、第２誤差信号ベクトル（△ａ_１、△ｂ_１）を第２信号ベクトル（ａ_２‘、ｂ_２‘）に加算する前記多数の第２加算回路（１２−１、１３−１）と、
   　前記多数の第２加算回路（１２−１、１３−１）に先行し、また、第２誤差信号ベクトル（△ａ_１、△ｂ_１）に調整可能な係数（Ｃ_ａａ ^（２）、Ｃ_ｂａ ^（２）、Ｃ_ｂｂ ^（２）、Ｃ_ａｂ ^（２））を乗算する多数の第２乗算回路（８−１、９−１、１０−１、１１−１）と、を含むことを特徴とする回路構成。
10. 請求項９に記載の回路構成であって、更に、
    　誤差補正済み第２信号ベクトル（ａ_２ ^＊、ｂ_２ ^＊）を離散値第２信号ベクトル（ａ_２“、ｂ_２“）にマッピングする更なる決定回路（４−２）と、
    　第２信号ベクトル（ａ_２‘、ｂ_２‘）と離散値第２信号ベクトル（ａ_２“、ｂ_２“）を互いに減算する第３誤差信号ベクトル（△ａ_２、△ｂ_２）を形成するための更なる減算回路（６−２、７−２）と、を含み、
    　前記第３誤差信号ベクトル（△ａ_２、△ｂ_２）は、第２信号ベクトル（ａ_２‘、ｂ_２‘）のキャリア周波数の直近にあるキャリア周波数の第３信号ベクトル（ａ_３‘、ｂ_３‘）の誤差補正済み第３信号ベクトル（ａ_３ ^＊、ｂ_３ ^＊）を生成するために用いられることを特徴とする回路構成。
11. 離散マルチトーン変調（ＤＭＴ）によって生成された信号の障害を補正するための回路構成であって、離散マルチトーン変調によって生成された信号は、伝送チャネルを介してデータを送信するために用いられる多数のキャリア周波数を周波数領域において示し、各キャリア周波数は、信号ベクトル（ａ_１‘、ｂ_１‘；ａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘）を示す前記回路構成において、
    　各々基準信号ベクトル（ａ_１ｒ、ｂ_１ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒ）が供給され、また、それぞれの基準信号ベクトル（ａ_１ｒ、ｂ_１ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒ）をそれぞれの離散値基準信号ベクトルにマッピングする決定回路と、
    　それぞれの誤差信号ベクトルを形成するための減算回路であって、それぞれの基準信号ベクトル（ａ_１ｒ、ｂ_１ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒ）とそれぞれの離散値基準信号ベクトルを互いに減算する前記減算回路と、
    　第１加算回路（１８−１、１９−１乃至１８−ｍ、１９−ｍ）群であって、各第１加算回路（１８−１、１９−１乃至１８−ｍ、１９−ｍ）群には、各々、誤差信号ベクトルが供給され、また、第１加算回路（１８−１、１９−１乃至１８−ｍ、１９−ｍ）群は、逐次誤差補正される信号ベクトル（ａ_ｎ ^＊−１、ｂ_ｎ ^＊−１乃至ａ_ｎ ^＊−ｍ、ｂ_ｎ ^＊−ｍ）を生成するために、それぞれの誤差信号ベクトルを少なくとも１つの信号ベクトル（ａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘；ａ_１‘、ｂ_１‘）に加算する前記第１加算回路（１８−１、１９−１乃至１８−ｍ、１９−ｍ）群と、
    　各々、第１加算回路（１８−１、１９−１乃至１８−ｍ、１９−ｍ）群に先行し、また、それぞれの誤差信号ベクトルに調整可能な係数（Ｃ_ａａ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（１，ｎ）}乃至Ｃ_ａａ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（ｍ，ｎ）}）を乗算する第１乗算回路（１４−１、１５−１、１６−１、１７−１２乃至１４−ｍ、１５−ｍ、１６−ｍ、１７−ｍ）群と、を含む回路構成。
12. 請求項１乃至１１のいずれかに記載の回路構成であって、
    　前記調整可能な係数は、補正変数によって調整可能である回路構成。
13. 請求項１２に記載の回路構成であって、
    　２の累乗が、調整可能な係数として選択される回路構成。
14. 離散マルチトーン変調（ＤＭＴ）によって生成された信号の障害を補正するための方法であって、離散マルチトーン変調によって生成された信号は、伝送チャネルを介してデータを送信するために用いられる多数のキャリア周波数を周波数領域において示し、各キャリア周波数は、信号ベクトル（ａ_１‘、ｂ_１‘；ａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘）を示す前記方法において、
    　少なくとも１つの誤差信号ベクトルに調整可能な係数（Ｃ_ａａ ^（ｎ）、Ｃ_ｂａ ^（ｎ）、Ｃ_ｂｂ ^（ｎ）、Ｃ_ａｂ ^（ｎ）；Ｃ_ａａ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（１，ｎ）}；Ｃ_ａａ ^（１）、Ｃ_ｂａ ^（１）、Ｃ_ｂｂ ^（１）、Ｃ_ａｂ ^（１）；Ｃ_ａａ ^{（ｎ，１）}、Ｃ_ｂａ ^{（ｎ，１）}、Ｃ_ｂｂ ^{（ｎ，１）}、Ｃ_ａｂ ^{（ｎ，１）}）を乗算する段階と、
    　誤差補正済み信号ベクトル（ａ_ｎ ^＊、ｂ_ｎ ^＊；ａ_ｎ ^＊−１、ｂ_ｎ ^＊−１；ａ_１ ^＊、ｂ_１ ^＊）を生成するために、前記調整可能な係数が乗算された前記少なくとも１つの誤差信号ベクトルを、少なくとも１つの信号ベクトル（ａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘；ａ_１‘、ｂ_１‘）に加算する段階と、を含み、
    　前記少なくとも１つの誤差信号ベクトルは、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられないキャリア周波数の信号ベクトル（ａ_ｒ、ｂ_ｒ；ａ_１ｒ、ｂ_１ｒ；ａ_ｒ−１、ｂ_ｒ−１）である方法。
15. 請求項１４に記載の方法であって、
    　前記第１誤差信号ベクトルは、周波数領域において、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられるキャリア周波数に隣接するキャリア周波数の信号ベクトル（ａ_ｒ、ｂ_ｒ）である方法。
16. 請求項１４又は１５に記載の方法であって、
    　前記第１誤差信号ベクトルは、周波数領域において、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられるキャリア周波数の直近に先行するキャリア周波数の信号ベクトル（ａ_ｒ、ｂ_ｒ）である方法。
17. 請求項１４又は１５に記載の方法であって、更に、
    　それぞれの更なる誤差信号ベクトル（ａ_２ｒ、ｂ_２ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒ；ａ_ｒ−２、ｂ_ｒ−２、ａ_ｒ−３、ｂ_ｒ−３）に調整可能な係数（Ｃ_ａａ ^{（２，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（２，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（２，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（２，ｎ）}乃至Ｃ_ａａ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（ｍ，ｎ）}；Ｃ_ａａ ^{（ｎ，２）}、Ｃ_ｂａ ^{（ｎ，２）}、Ｃ_ｂｂ ^{（ｎ，２）}、Ｃ_ａｂ ^{（ｎ，２）}）を乗算する段階と、
    　逐次誤差補正済み信号ベクトル（ａ_ｎ ^＊−２、ｂ_ｎ ^＊−２乃至ａ_ｎ ^＊−ｍ、ｂ_ｎ ^＊−ｍ）を生成するために、調整可能な係数（Ｃ_ａａ ^{（２，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（２，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（２，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（２，ｎ）}乃至Ｃ_ａａ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（ｍ，ｎ）}；Ｃ_ａａ ^{（ｎ，２）}、Ｃ_ｂａ ^{（ｎ，２）}、Ｃ_ｂｂ ^{（ｎ，２）}、Ｃ_ａｂ ^{（ｎ，２）}）が乗算された前記それぞれの更なる誤差信号ベクトル（ａ_２ｒ、ｂ_２ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒ；ａ_ｒ−２、ｂ_ｒ−２、ａ_ｒ−３、ｂ_ｒ−３）を前記少なくとも１つの信号ベクトル（ａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘）に加算する段階と、を含む方法。
18. 請求項１７に記載の方法であって、
    　前記それぞれの更なる誤差信号ベクトルは、各々、伝送チャネルを介してデータを伝送するために用いられないキャリア周波数の信号ベクトル（ａ_２ｒ、ｂ_２ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒ）である方法。
19. 請求項１７又は１８に記載の方法であって、
    　前記それぞれの更なる誤差信号ベクトル（ａ_ｒ−２、ｂ_ｒ−２、ａ_ｒ−３、ｂ_ｒ−３）は、各々、特定の誤差信号ベクトル（ａ_ｒ−１、ｂ_ｒ−１）の先行バージョンである方法。
20. 請求項１４、１５、又は１６に記載の方法であって、更に、
    　誤差補正済み第１信号ベクトル（ａ_１ ^＊、ｂ_１ ^＊）を離散値第１信号ベクトル（ａ_１“、ｂ_１“）にマッピングする段階と、
    　第２誤差信号ベクトル（△ａ_１、△ｂ_１）を形成するために、第１信号ベクトル（ａ_１‘、ｂ_１‘）と離散値第１信号ベクトル（ａ_１“、ｂ_１“）を互いに減算する段階であって、前記第２誤差信号ベクトル（△ａ_１、△ｂ_１）は、第１信号ベクトル（ａ_１‘、ｂ_１‘）のキャリア周波数の直近にあるキャリア周波数の第２信号ベクトル（ａ_２‘、ｂ_２‘）の誤差補正済み第２信号ベクトル（ａ_２ ^＊、ｂ_２ ^＊）を生成するために用いられる前記段階と、を含む方法。
21. 請求項２０に記載の方法であって、更に、
    　第２誤差信号ベクトル（△ａ_１、△ｂ_１）に調整可能な係数（Ｃ_ａａ ^（２）、Ｃ_ｂａ ^（２）、Ｃ_ｂｂ ^（２）、Ｃ_ａｂ ^（２））を乗算する段階と、
    　誤差補正済み第２信号ベクトル（ａ_２ ^＊、ｂ_２ ^＊）を生成するために、調整可能な係数（Ｃ_ａａ ^（２）、Ｃ_ｂａ ^（２）、Ｃ_ｂｂ ^（２）、Ｃ_ａｂ ^（２））が乗算された第２誤差信号ベクトル（△ａ_１、△ｂ_１）を第２信号ベクトル（ａ_２‘、ｂ_２‘）に加算する段階と
    、を含むことを特徴とする方法。
22. 請求項２１に記載の方法であって、更に、
    　誤差補正済み第２信号ベクトル（ａ_２ ^＊、ｂ_２ ^＊）を離散値第２信号ベクトル（ａ_２“、ｂ_２“）にマッピングする段階と、
    　第３誤差信号ベクトル（△ａ_２、△ｂ_２）を形成するために、第２信号ベクトル（ａ_２‘、ｂ_２‘）と離散値第２信号ベクトル（ａ_２“、ｂ_２“）を互いに減算する段階であって、第３誤差信号ベクトル（△ａ_２、△ｂ_２）は、第２信号ベクトル（ａ_２‘、ｂ_２‘）のキャリア周波数の直近にあるキャリア周波数の第３信号ベクトル（ａ_３‘、ｂ_３‘）の誤差補正済み第３信号ベクトル（ａ_３ ^＊、ｂ_３ ^＊）を生成するために用いられる前記段階と、を含むことを特徴とする方法。
23. 離散マルチトーン変調（ＤＭＴ）によって生成された信号の障害を補正するための方法であって、離散マルチトーン変調によって生成された信号は、伝送チャネルを介してデータを送信するために用いられる多数のキャリア周波数を周波数領域において示し、各キャリア周波数は、信号ベクトル（ａ_１‘、ｂ_１‘；ａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘）を示す前記方法において、
    　それぞれの基準信号ベクトル（ａ_１ｒ、ｂ_１ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒ）をそれぞれの離散値基準信号ベクトルにマッピングする段階と、
    　それぞれの誤差信号ベクトルを形成するために、それぞれの基準信号ベクトル（ａ_１ｒ、ｂ_１ｒ乃至ａ_ｍｒ、ｂ_ｍｒ）とそれぞれの離散値基準信号ベクトルを互いに減算する段階と、
    　それぞれの誤差信号ベクトルに調整可能な係数（Ｃ_ａａ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（１，ｎ）}乃至Ｃ_ａａ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（ｍ，ｎ）}）を乗算する段階と、
    　逐次誤差補正される信号ベクトル（ａ_ｎ ^＊−１、ｂ_ｎ ^＊−１乃至ａ_ｎ ^＊−ｍ、ｂ_ｎ ^＊−ｍ）を生成するために、調整可能な係数（Ｃ_ａａ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（１，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（１，ｎ）}乃至Ｃ_ａａ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ｂａ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ｂｂ ^{（ｍ，ｎ）}、Ｃ_ａｂ ^{（ｍ，ｎ）}）が乗算されたそれぞれの誤差信号ベクトルを少なくとも１つの信号ベクトル（ａ_ｎ‘、ｂ_ｎ‘；ａ_１‘、ｂ_１‘）に加算する段階と、を含む方法。
24. 請求項１４乃至２３のいずれかに記載の方法であって、
    　前記調整可能な係数は、補正変数によって調整可能である方法。
25. 請求項２４に記載の方法であって、
    　２の累乗が、調整可能な係数として選択される方法。

Images