JP3933971B2 - デジタル信号の変調方法及び離散的なマルチトーン被変調信号を送信するトランシーバ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル通信分野に関し、特に、デジタル加入者回線（ＤＳＬ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）通信に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＳＬ通信のために重要かつ現在普及している変調標準は、離散的なマルチトーン（ＤＭＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ）である。ＤＭＴ技術によれば、利用可能なスペクトラムは、多数のサブチャネル（例えば、４．３１２５ＫＨｚの２５６サブチャネル）に副分割される。各サブチャネルは、典型的には、直交振幅変調（ＱＡＭ）により、位相及び振幅変調された搬送周波数を中心とし、各シンボル値が複素平面における一点により表される。利用可能なシンボル値の数は、勿論、各シンボルにおけるビット数に依存する。ＤＭＴ通信セッションの初期化中に、各サブチャネルについてシンボル当たりのビット数（即ち、「ビット・ローディング」（ｂｉｔ ｌｏａｄｉｎｇ））は、各サブチャネル周波数における送信チャネルに現存する雑音、及びその周波数における送信信号減衰に従って、判断される。例えば、比較的に雑音の少ないサブチャネルでは、データを（配置構成においてポイント間の距離が短い）比較的密なＱＡＭ構成に対応する１０ビット〜１５ビットのシンボルにより通信可能であり、一方、雑音の多いチャネルでは、（ＱＡＭ構成において隣接するポイント間で更に大きな距離を許容するように）シンボル当たりたった２又は３ビットに限定され得る。実際、これらのチャネルにおける雑音及び減衰のために、いくつかのサブチャネルは、いかなるビットもロードすることができないかもしれない。このように、ＤＭＴは、与えられた雑音条件に対して、各サブチャネルにおけるデータ速度を最大化することにより、比較的雑音の多いツイスト・ペア線を介しても高速のアクセスを実現可能にする。
【０００３】
ＤＭＴ変調は、また、データ処理の多くをデジタル領域において実行可能にしている。着信するビット・ストリームは、典型的には、直列受信され、次いで（ビット・ローディングに従って）各サブチャネルについて１シンボルにより、複数シンボルに配列される。更に典型的には、誤り検出及び訂正にリード・ソロモン符号化及び他の符号化技術が適用される。サブチャネルの搬送波の変調は、符号化シンボルに対して逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を適用することにより得られ、時間領域変調の出力信号を発生する。次に、この被変調信号は、直列に送信される。ＤＭＴ変調におけるこれら全ての動作は、デジタル領域において実行可能とされ、多くのＤＳＬモデムの実施を可能にし、特に（ディジタル信号プロセッサ即ちＤＳＰような）単一チップにおいて多くの処理集約的な動作を可能にする。
【０００４】
次に、変調からの離散的な出力時間領域信号は、通常のデジタル・アナログ変換器により時間領域アナログ信号に変換される。このアナログ信号は、送信チャネルを介して受信モデムに送信され、これが逆処理をして送信データを再生する。勿論、送信チャネルの非理想インパルス応答は、送信信号を歪ませる。従って、受信モデムにより受信された信号は、送信チャネルのインパルス応答によりアナログ出力波形の畳み込みとなる。時間領域における畳み込みは、周波数領域における乗算に対応するという仮定に基づき、受信チャネルにおけるＤＭＴサブチャネルは、理想的には、直交しているので、離散的なフーリエ変換（ＤＦＴ:Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）復調により、送信信号から変調データを取り出すことができる。
【０００５】
ＤＭＴは、ツイスト・ペア線のような控えめな通信設備を介して優れた送信データ速度が得られると同時に、ＩＤＦＴ変調は信号振幅が高いピーク対平均比（ＰＡＲ：ｐｅａｋ ｔｏ ａｖｅｒａｇｅ ｒａｔｉｏ）に帰結し得る。ＰＡＲは、サンプルに対するピーク電力レベルと、一連のサンプルにわたる平均電力レベルとの比として定義される。通常のＤＭＴ変調の場合に、ＩＤＦＴからの時間領域信号の振幅は、ほぼガウス形状を有した確率分布関数を有する。信号振幅のガウス分布は、いくつかの時間領域サンプルが、平均サンプル振幅と比較したときに、非常に高い振幅を有し得る可能性を示す。従って、付加的なＤＭＴピークは、互いに重なり合って極端に大きな振幅時間−領域サンプルに帰結するという確率のために、その結果のＰＡＲは、単一チャネル信号よりＤＭＴ信号に対してはるかに高くなる。
【０００６】
通常のＤＭＴ信号に対して高いＰＡＲは、送信回路に大きな制約が存在し、高い忠実度の送信に必要とされるアナログ回路を大きく複雑化させる恐れがある。例えば、高いＰＡＲは、デジタル・アナログ変換器及びアナログ・デジタル変換器の入力において大きなダイナミック・レンジに変換をし、大きなビット数の分解能、及び関連する極端なコストと複雑さを必要とする。更に、フィルタ及び増幅器は、高いピーク振幅と、低い振幅を有する膨大なサンプルに必要とされる分解能との両方を取り扱うために、更に複雑かつコストの掛かるものとなるに相違ない。加えて、高いＰＡＲは、通信回路がはるかに高い電力を消費する結果となり、更にＤＭＴ送信及び受信に使用する回路及びシステム、特にしばしばアナログ・フロント・エンド（ＡＦＥ）と呼ばれる回路のコストを増加させる。
【０００７】
ＤＭＴ送信においてＰＡＲを制御する際に共通する解決方法は、選択したしきい値を超える振幅をクリップすることである。このクリッピングは、明らかに信号の損失に帰結する。クリッピングは、実質的に、時間領域信号においてクリップされたサンプルに、クリップされた振幅の逆極性を有するインパルスを導入する。当該技術分野において知られているように、時間領域インパルスは、周波数領域において全てのサブチャネルに及ぶ付加的な雑音に対応し、従ってクリッピングは、被変調信号における全サブチャネルにとって信号対雑音比を実質的に低下させる。加えて、クリッピングを使用すると、難しいトレードオフが必要となる。比較的低振幅のしきい値に対するクリッピングは、回路の複雑さ及び電力消費を減少させるが、しかしクリッピングの確率を大きく増加させる。他方、高い振幅のしきい値でのクリッピングは、クリッピングの確率を低下させるが、しかし回路の複雑性及びコストを増加させる。信号の平均電力を小さく保持してピーク振幅がアナログ回路のダイナミック・レンジ内にとどめれば、信号増幅器は、非効率的な動作状態で動作する。逆に、クリッピングの確率を増加させて平均電力のみを高めると、増幅器の効率を改善することができる。
【０００８】
従って、ＤＭＴ信号のＰＡＲを減少させてクリッピングを必要とするサンプル数を最小化させる種々の解決方法が開発された。第１のクラスの技術によれば、所望のＰＡＲ振幅しきい値以下で存在するＤＭＴシンボル・セットに、その結果の符号ワードが存在するように、ＤＭＴシンボルを符号化する。これらの技術は、発生する符号化オーバーヘッドのために、データ速度の損失が避けられない。
【０００９】
他の解決方法は、ある種のサブチャネルに対する位相回転のように、送信信号について可逆的な変換を実行してＰＡＲ振幅しきい値を超える確率を低下させることである。元の信号がＰＡＲ振幅しきい値を超える確率が低いと仮定すると、元の信号及び変換した信号が共にしきい値を超える確率は、元の信号について低い確率をほぼ２乗することになり、これがクリッピングの限度を大きく低下させる。この解決方法では、変換について認識するように制御信号がレシーバに通信されるので、レシーバは、必要に応じて逆変換を適用して、元の信号を復元することができる。
【００１０】
他の解決方法は、レシーバにおいてクリッピングの作用を推定して訂正することである。この引用により組み込まれる１９９９年１１月１７日に公開の欧州特許出願ＥＰ ０９５７ ６１５ Ａ２に説明されているように、レシーバにおいてクリッピング誤りの推定を発生し、これを使用して周波数領域補償信号を再構築し、これを受信信号に適用して何らかのクリッピングの作用を除去する。
【００１１】
データ速度を損なうことなくＤＭＴ送信におけるＰＡＲを低下させる方法は、ガサラー（Ｇａｔｈｅｒｅｒ）及びポレー（Ｐｏｌｌｅｙ）による「ＤＭＴ送信におけるクリッピング確率の制御（Ｃｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇ ｃｌｉｐｐｉｎｇｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ ｉｎ ＤＭＴ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）」、信号、システム及びコンピュータに関するアシロマー会議報（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇs ｏｆ ｔｈｅ Ａｓｉｌｏｍａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌｓ，Ｓｙｓｔｅｍｓ，ａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ）（１９９７）、５７８頁〜５８４頁に説明されており、ここではこの引用により組み込まれる。以上で述べたように、ＤＳＬセッションの開始時のトレーニング・シーケンスにより実行される１機能が各サブチャネルに割り付けたシンボル当たりのビット数（即ち、ビット・ローディング）を判断する。ビット・ローディング後、多くのサブチャネル（典型的には、高域の周波数）にとって、未ロードのままで、データ・シンボルを全く搬送していないことは、一般的なことである。ガサラー及びポレーの記載において、これら未ロードのサブチャネルを使用してペイロードを含まない「信号」を搬送することにより、ＰＡＲが低下するが、しかし多くの場合、時間領域信号の振幅をＰＡＲ振幅しきい値以下に低下させてしまう作用がある。
【００１２】
要するに、ガサラー及びポレーの方法は、未ロードのサブチャネルについてシンボルを導き出すために反復処理を実行する。要約すると、時間領域において、ＩＤＦＴ後の時間領域信号に未ロードのサブチャネル信号の初期試行値（多分ゼロ）を付加する。クリッピング増幅器に対応する非線形機能が、付加された信号に適用される。即ち、クリッピングが発生しなかったとき（即ち、信号要素に変化なしのとき）は、未ロードのサブチャネル信号の現在試行値を信号の一部として保持する。他方、非線形クリッピング増幅器機能がクリッピングを表しているときは、このクリッピングを使用して未ロードのサブチャネルに対する新しい試行信号を判断し、これらの処理をクリッピングが発生しなくなるまで反復させる。
【００１３】
ここで、図１ａを参照して、ガサラー及びポレーの記載によるＤＳＬ通信システムを介してＤＭＴ信号を送信する一例を説明する。送信モデム１０は、送信チャネルを介して受信モデムに送信すべき入力ビットストリームを受信する。この入力ビットストリームは、データ・ソースにより発生される適当なフォーマットによる２進デジットの直列ストリームであり、送信モデム１０内のビット・ツー・シンボル・エンコーダ１１により受信される。エンコーダ１１は、入力ビットストリームにおける複数ビットをＤＭＴサブチャネルを変調するために使用する多重ビット・シンボルにグループ分けする。各サブチャネルにおけるビット数は、当該技術分野において知られているように、通信セッションの初期化において各サブチャネルに割り付けられたビット・ローディングに従って異なる。加えて、エンコーダ１１は、誤り検出及び訂正目的のために、リード・ソロモン符号のような誤り訂正符号を使用することもできる。更に、付加的な信号対雑音比改善のために、トレリス（ｔｒｅｌｌｉｓ）、ターボ（ｔｕｒｂｏ）又はＬＤＰＣ符号のような他の形式の符号を適用することもできる。エンコーダ１１により発生したシンボルは、振幅情報及び位相情報を共に含む典型的な複合シンボルであり、適当な変調構成（例えば、直交振幅変調即ちＱＡＭ）における複数点に対応する。
【００１４】
次いで、符号化シンボルは、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）（更に、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）とも呼ばれる）機能１２に適用される。ＩＤＦＴ機能１２は、各入力シンボルを送信周波数帯域における１サブチャネルと関連し、かつフーリエ変換に従って対応数の時間領域サンプルを発生する。次いで、これらの時間領域シンボルは、並直列変換器１３により直列ストリームのサンプルに変換される。従って、機能１１〜１３は、入力デジタル・ビットストリームを多数の被変調サブチャネル搬送周波数の和、即ち種々のデータ値を表す変調を表す一連の直列シンボル値に変換する。典型的には、周波数領域にあるＮ／２固有複素シンボル（及びそのＮ／２共役対称シンボル）がＩＤＦＴ機能１２により１ブロックのＮ実数値時間領域サンプルに変換される。
【００１５】
当該技術分野において知られているように、機能１４は、エンド・オブ・ブロックから選択数のサンプル値をコピーして、並直列変換器１３から出力される各ブロックの直列サンプルにサイクリック・プリフィックスを付加し、かつこのブロックの先頭にコピーを付加する。このサイクリック・プリフィックスは、チャネル応答のために前のシンボルからのエネルギが次のシンボルへ拡散することによる符号間干渉（ＩＳＩ）を制限する効果がある。このサイクリック・プリフィックスは、Ｎ＋ＰのうちのＮサンプル（ただし、Ｐはプレフィックスの長さである）のブロックにデータストリームを周期的に出現させ、従って周波数領域の乗算と時間領域畳み込みとの間の等価性が有効である。
【００１６】
次いで、アップサンプリング機能１５及びデジタル・フィルタ１６は、通常の方法によりデジタル・データストリームを処理する。当該技術分野において知られているように、アップサンプリング機能１５は、実際の各信号サンプル間に０値サンプルを挿入することにより、データストリームを２倍又は４倍にして（又は任意の乗数を適用して）サンプリング速度を増加させる。デジタル・フィルタ１６は、イメージ成分を除去するようにデジタル・ローパス・フィルタ、及びＰＯＳＴＳ帯域又はＩＳＤＮ干渉を除去するようにデジタル・ハイパス・フィルタのような処理を含むことができる。次に、デジタル的にろ波されたデータストリーム信号は、デジタル・アナログ変換器１７によりアナログ領域信号に変換される。アナログ・フィルタリング（図示なし）は、フィルタリングを出力アナログ信号上で実行することができ、このようなフィルタリングは、典型的には、少なくとも１ローパス・フィルタを含む。このアナログ信号は、本発明によるこの実施例によれば、クリッピング機能、例えば振幅を（正極性及び負極性の両方で）最大値に制限するハード制限のクリッピング機能を含む。米国特許第６，２２６，３２２号に説明されているように、デジタル・アナログ変換器１７、増幅器１８及び任意のフィルタリングは、送信モデム１０（図２）内のコーダ／デコーダ（コーデック）集積回路により実施されてもよい。
【００１７】
次に、増幅されたアナログ出力は、送信チャネルに送出されて受信モデムに転送される。通常のＡＤＳＬ技術によれば、送信チャネルは、ある長さの通常的なツイスト・ペア線からなる。一般的に、受信モデム（図示なし）は、送信モデム１０により逆処理を実行して送信された内容の通信入力ビットストリームを再生する。
【００１８】
この送信システムにおける増幅器１８により適用されるハード制限のクリッピング機能の例を図１ｂに示す。増幅器１８に対する入力をサンプリングされたアナログ信号ｘs(n)として考える。増幅器１８は、図１ｂに示すように、関数f(xs(n))に対応する出力信号を発生する。この関数f(xs(n))を実質的に次式のように表すことができる。
【００１９】
【数１】
【００２０】
ただし、Ｂは、増幅器１８のゲインであり、またＭは、図１ｂに示すように、増幅器１８の最大出力値である。以上で説明したように、信号xs(n)のサンプルの振幅がクリッピングしきい値｜Ｂxs(n)｜を超える度に、ペイロード信号からデータを損失する恐れがある。代わりに、クリッピングを効果的に避けるために平均電力を十分低く保持すると、増幅器１８が効率的に動作せず、更に送信信号における分解能も妥協したものとになる。
【００２１】
ガサラー及びポレーの方法によれば、未ロードのサブチャネル符号化機能１９は、送信信号のピーク対平均比（ＰＡＲ）を低下させて、クリッピングの可能性を減少させるために、未ロードのサブチャネルに割り付けたシンボルを発生する。サブチャネルに対してクリップ阻止信号Ｘcを割り付けることにより、周波数領域ペイロード信号Ｘsに対して直交するクリップ阻止信号Ｘcを導き出すことができる。従って、インジケータ・マトリックスＧは、信号Ｘc及びＸsが互いに直交していることを表す次式の特性を有する。
【００２２】
【数２】
【００２３】
ＩＤＦＴ及びＤ／Ａ変換後にペイロード信号Ｘsのピーク振幅を低下させるために、時間領域において、クリップ阻止信号Ｘcを選択して次式のクリッピングしきい値以下にペイロード信号Ｘsを保持する。
【００２４】
【数３】
【００２５】
ただし、ｘs＝ＦHＸsは、逆ＤＦＴ演算子である（また、ＦはＤＦＴ演算子である。）。周波数領域において、この関係を次式のように書き改めることができる。
【００２６】
【数４】
【００２７】
次式により、周波数領域におけるクリップ阻止信号Ｘcを容易に解くことができる。
【００２８】
【数５】
【００２９】
ペイロード信号Ｘsとクリップ阻止信号Ｘcとの間の直交条件は、インジケータ・マトリックスＧを使用して実現される。
【００３０】
【数６】
【００３１】
ガサラー及びポレーの記述によれば、凸面セットへの投影（ＰＯＣＳ：Ｐｒｏｊｅｃｔｉｏｎ Ｏｎｔｏ Ｃｏｎｖｅｘ Ｓｅｔ）方法を使用するクリップ阻止信号Ｘcが解決される。例えば、クリップ阻止信号Ｘcについて解くために反復方法を使用することができる。
１．クリップ阻止信号Ｘc（例えばＸc＝０）に対する初期試行値により開始する。
２．時間領域信号Ｘs＋Ｘc＝ＦHＸs＋ＦHＸcを形成する。
３．時間領域信号Ｘs＋Ｘcに非線形クリッピング機能を適用し、要素が変化したか否かを判断する。ノーのときは、クリップ阻止信号Ｘcの現在の試行値は、適切である。
４．クリッピングが発生したときは、時間領域信号Ｘs＋ＸcのＤＦＴを実行し、かつインジケータ機能を含む以上の式を使用してクリップ阻止信号Ｘcに対する新しい試行値を形成し、処理を反復する。
【００３２】
ガサラー及びポレーの方法による代替方法は、予め計算した値のベクトルを使用し、かつ付加な変換なしに、時間領域におけるクリップ阻止信号Ｘcに対して新しい試行値を形成するステップを実行することである。これは、クリップ阻止信号Ｘcに対する式のＩＤＦＴを実行し、次に形成マトリックスＳ＝ＦHＧＦを予め計算し、これを時間領域信号Ｘs＋Ｘcのクリッピングに適用し、クリップ阻止信号Ｘcの前の試行値に付加して、次の試行値を得ることにより、達成される。整形マトリックスは、与えられたインジケータ・マトリックスＧに対して１回計算することのみが必要であり、かつ時間領域変換Ｘs＝ＦHＸSは、この時間領域更新解決方法に従って１回実行することのみが必要である。この解決方法において、図１ａに示すように、ＩＤＦＴ機能１２後に、結果の時間領域クリップ阻止信号Ｘcを付加する。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
ガサラー及びポレー方法の特定的な効果は、レシーバが信号を変換する必要がなく、データ速度を低下させることがないことである。変更信号は、送信機により適用され、未ロードのサブチャネルにのみ影響し、従って送信信号を復調する際にレシーバにより考慮されない。実際に、ロードされたサブチャネルにおけるペイロード部は、いずれにしろ変更されない。
【００３４】
【発明を解決するための手段】
本発明の目的は、改善した方法により離散的なマルチトーン（ＤＭＴ）被変調信号のピーク対平均比（ＰＡＲ）を減少させる方法及びシステムを提供することである。
【００３５】
本発明の更なる目的は、ＰＡＲを減少させる際にアップサンプリング及びフィルタリングの作用を考慮する方法及びシステムを提供することである。
【００３６】
本発明の更なる目的は、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のように、プログラムラマブル・ロジックによるソフトウェア・ルーチンの実行によりＰＡＲ減少を効率的に達成できる方法を提供することにある。
【００３７】
本発明の他の目的及び効果は、下記の明細書をその図面と共に参照することにより当該技術分野において通常に習熟する者に明らかとなる。
【００３８】
本発明は、ＤＳＬモデムのようなＤＭＴ通信システムの送信ループにおいて実行される反復的な解決方法により、実施可能とされ、この解決方法では、ペイロード・シンボルの逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）変調後、アップサンプリング及びフィルタリングを適用する。トレーニング処理において、複数のサブチャネルには何のシンボルもロードされなかったことを認識する。直交クリップ阻止信号の初期試行値を選択する。この初期試行値は、０であってもよく、また前記クリップ阻止信号は、未ロードのサブチャネルに適用される意味で直交である。クリップ・フラグをリセットし、前記ペイロード信号のＩＤＦＴと、アップサンプリング及びフィルタに対応する多相フィルタの第１相についての前記クリップ阻止信号の試行値とを実行し、かつこれらの結果の和を取ることにより、時間領域和信号を発生する。クリッピングしきい値に対応する非線形性は、前記和を取った信号に適用され、その結果を調べてクリッピングが発生したか否かを判断する。その通りであれば、前記クリップ・フラグをセットする。次いで、前記クリップ阻止信号の新しい推定を発生し、かつ多相フィルタの次の相に対して非線形性クリッピング機能を適用する。前記多相フィルタの各相に対する処理を完了すると、クリップ・フラグを調べる。セットされているときは、処理を反復させる。ノーのときは、クリップ阻止信号の最新試行値がその最新試行値として保持されて、ＤＭＴ被変調ペイロード信号に沿う前記未ロードのサブチャネルに送信される。
【００３９】
【発明の実施の形態】
本発明をデジタル加入者回線（ＤＳＬ）モデムのような通信トランシーバにおける実施例に関連して説明する。当該技術分野において通常に習熟する者において、本発明は、このようなアプリケーションにおいて使用するのに特に良く適しているこの明細書を参照することにより、明らかとなる。しかしながら、本発明は、マルチキャリヤ変調を含む多くの他のアプリケーションにおいて同様の利益があることもまた理解される。従って、以下で説明する実施例に対するこれらとその他の代替は、請求する本発明の特許請求の範囲にあると解釈されることを理解すべきである。
【００４０】
ここで、図２を参照して、トランシーバ（即ち、送信及び受信の両方）の形式により、及び本発明の好ましい実施例により構築されたＤＳＬモデム１００の構成を説明する。図２に示す特定のアーキテクチャは、一例として示されており、当該技術分野において習熟する者は、この明細書を参照することにより、本発明が他のアーキテクチャのＤＳＬモデム、更にＤＭＴ被変調信号を送信するために他の通信装置に実施されてもよいことが容易に理解される。特に、ＤＳＬモデム１００のこの説明において一定の集積回路により実施されるので、特定の機能を説明するが、例えば、更に多くの機能を更に少数の集積回路内に集積することにより、本発明との関連において、ＤＳＬモデム１００内の特定の集積回路の代替構成を使用できることは、当該技術分野において習熟する者により理解されるべきである。加えて、ＤＳＬモデム１００は、中央局のモデムの１ポートに対応させることができ、勿論、多数の加入者モデムにより同時送信を実行することができ、又は代替として、ＤＳＬモデム１００は、ＤＳＬアクセスのために単一の中央局と通信する加入者モデムに対応させてもよい。
【００４１】
図２に示すように、ＤＳＬモデム１００は、ツイスト・ペア送信チャネルＨに接続されているハイブリッド回路３０を含む。ハイブリッド回路３０は、ＤＳＬモデム１００がＤＭＴ被変調通信の受信及び送信の両方を実行するために適していることを考慮して、ツイスト・ペア設備Ｈの２ワイヤ構成を、ライン・ドライバ及びレシーバ３２に接続された専用送受信ライン回線へ変換する通常の回路である。ライン・ドライバ及びレシーバ３２は、ツイスト・ペア設備Ｈを介してＡＤＳＬ信号を駆動し、また受信する高速ライン・ドライバ及びレシーバである。適当なライン・ドライバ及び受信回路例は、テキサス・インスツルメンツ社から入手可能なＴＨＳ７１０２ライン・ドライバ／レシーバである。ライン・ドライバ及びレシーバ３２は、コーダ／デコーダ（コーデック）回路３４に双方向接続されており、このコーデック回路３４は、アナログ及びデジタル・フィルタリングと、アナログ・デジタル変換とを実行する。適当なコーデック装置の例は、テキサス・インスツルメンツ社から入手可能なＴＬＶ３２０ＡＤ１ｘデバイス・ファミリから選択されてもよい。ハイブリッド回路３０、ライン・ドライバ及びレシーバ３２、及びコーデック回路３４は、しばしば、まとめて「アナログ・フロント・エンド」と呼ばれる。
【００４２】
ＤＳＬモデム１００は、更に、これはＤＳＰ通信をするデジタル・トランシーバとして利用されるＤＳＰ３５を含む。以上で述べたように、ＤＳＰ３５は、以下で説明するように本発明のデジタル動作を実行するハイ・パフォーマンスのデジタル信号プロセッサである。ＤＳＰ３５として使用するのに適した例のデバイスは、テキサス・インスツルメンツ社から入手可能なＤＳＰのＴＭＳ３２０Ｃ６ｘファミリを含む。ＤＳＬモデム１００が加入者モデムである例の場合に、通常のインターフェース３６は、通常の方法により、ＤＳＰ３５をデータ・ソース（この例ではクライアントワークステーションＷである）に接続している。代替として、ＤＳＬモデム１００が中央局に実施される場合、データ・ソースは、適当な通信ネットワーク又は中央局におけるスイッチとなる。
【００４３】
図３は、本発明の好ましい実施例を実施するＤＳＬ通信システムの例を示す。図３において、図１に関して以上で説明した通常の送信モデム１０により実行された同一の機能に対して、同一の参照番号を使用する。図３のシステムにおいて、（ＤＳＬモデム１００から受信モデム２００へ）送信の１方向のみを示す。勿論、（受信モデム２００からＤＳＬモデム１００へ）逆方向にデータを通信することもまた当該技術分野において習熟する者により理解される。本発明のこの実施例により、図３のシステムにおいて実行されるＤＳＬ通信は、非対称ＤＳＬ（ＡＤＳＬ）形式である。この構成において、いわゆる「下流」通信は、電話会社の中央局から加入者のモデムへの通信であり、一方、「上流」通信は、加入者から中央局への通信である。
【００４４】
図３に示すように、ＤＳＬモデム１００は、受信モデム２００に送信する入力ビットストリームを受信する。この入力ビットストリームは、ＤＳＬモデム１００として同一位置でコンピュータにより発生されてもよく、又はその代わりに、中央局のモデムの場合により可能性のあるものとして、送信モデム（ＤＳＬモデム）１００に接続された（インターネットの意味において）コンピュータ・ネットワークを介して通信される。入力ビットストリームは、データ・ソースが発生する適当なフォーマットによって２進デジットの連続ストリームである。
【００４５】
入力ビットストリームは、送信モデム１００内のビット・ツー・シンボル・エンコーダ１１により受信される。エンコーダ１１は、この実施例において多重機能を実行する。その１機能は、入力ビットストリームにおけるビットを例えば１５ビット程度までの多重ビット・シンボルにグループ分けすることである。これらのシンボルは、以下で説明するように、種々のサブチャネルを変調するために使用する値となる。これらのシンボルは、典型的には、送信データそれ自体を表す必要性はないが、その代わり、単にブロードバンド送信用の直列ビットストリームのグループ分けに対応する。エンコーダ１１により発生した各シンボルのビット数は、このＤＳＬアプリケーションでは、当該技術分野で知られているように、通信セッションの初期化において各サブチャネルに割り付けられたビット・ローディングにより、変化する。加えて、エンコーダ１１も誤り検出及び訂正を目的として、リード・ソロモン符号のように誤り訂正符号を使用することができる。他の形式の符号、例えばトレリス、ターボ又はＬＤＰＣ符号も付加的な信号対雑音比改善に適用されてもよい。加えて、エンコーダ１１により発生したこれらのシンボルは、振幅情報及び位相情報の両方を含む典型的な複合シンボルであり、適当な変調構成（例えば、直交振幅変調即ちＱＡＭ）における複数の点に対応する。
【００４６】
次いで、符号化シンボルは、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）（逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）機能１２とも呼ばれる）機能１２に適用される。ＩＤＦＴ機能１２は、各入力シンボルを送信周波数帯域における１サブチャネルと関連させ、かつフーリエ変換に従って対応する数の時間領域サンプルを発生する。次いで、これらの時間領域シンボルは、並直列変換器１３により直列ストリームのサンプルに変換される。従って、機能１１〜１３は、入力デジタル・ビットストリームを多数の被変調サブチャネル搬送周波数（種々のデータ値を表す変調）の和を表す一連の直列シンボル値に変換する。典型的には、ＩＤＦＴ機能１２により、周波数領域にあるＮ／２固有複素シンボル（及びそのＮ／２共役対称シンボル）が１ブロックのＮ実数値時間領域サンプルに変換される。
【００４７】
機能１４では、ＩＤＦＴ機能１２から並直列変換器１３を介して出力されるサンプルの各ブロックに対して１サイクリック・プリフィックスを付加する。このサイクリック・プリフィックスは、エンド・オブ・ブロックにおける選択数のサンプル値により構成されており、これらの値は、機能１４によりそのブロックに前付加（ｐｒｅｐｅｎｄ）される。例えば、各ブロックが５１２サンプルを含む場合に、典型的なサイクリック・プリフィックスは、３２サンプル程度である。このサイクリック・プリフィックスは、前のシンボルがチャネル応答による次のシンボルへ拡散するエネルギを原因とした符号間干渉（ＩＳＩ）を限定する効果がある。換言すれば、サイクリック・プリフィックスは、周期的にデータストリームが出現するようにさせ、従って周波数領域の乗算と時間領域の畳み込みとの間での等価性がＮ＋ＰのうちのＮサンプル（Ｐはプリフィックスにおけるサンプル数である。）にわたり有効である。当該技術分野において習熟する者は、この明細書を参照することにより、各機能１１〜１４を実施できること、好ましくは、デジタル的な操作として実施することを容易に認識するものとなる。従って、高いパフォーマンスのデジタル集積回路、例えばテキサス・インスツルメンツ社から入手可能なＴＭＳ３２０Ｃ５ｘ、及びＴＭ３２０Ｃ６ｘ ＤＳＰと同等、又はより大きな計算能力を有するディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）としてこれらの機能に適していることを意図している。
【００４８】
次に、アップサンプリング機能１５及びデジタル・フィルタ１６は、通常の方法によりデジタル・データストリームを処理する。当該技術分野において知られているように、アップサンプリング機能は、各信号サンプル間に０値のサンプルを挿入することにより、データストリームを２倍又は４倍にする（即ち任意倍を適用する）。デジタル・フィルタ１６は、イメージ成分を除去するデジタル・ローパス・フィルタ、及びＰＯＴＳ帯域又はＩＳＤＮインターフェースを削除するデジタル・ハイパス・フィルタのような操作を含めることができる。次に、デジタル的にろ波したデータストリーム信号は、デジタル・アナログ変換器１７によりアナログ領域に変換される。アナログ・フィルタリング（図示なし）は、出力アナログ信号上で実行されてもよく、このようなフィルタリングは、典型的には、少なくとも１ローパス・フィルタを含む。次に、本発明によるこの実施例によれば、このアナログ信号は、クリッピング機能、例えば振幅を（正極性及び負極性の両方で）最大に制限するハード制限のクリッピング機能を含む。米国特許第６，２２６，３２２号に説明されているように、デジタル・アナログ変換器１７、増幅器１８及び任意のフィルタリングは、送信モデム１００（図２）内にコーダ／デコーダ（コーデック）集積回路により実施されてもよい。
【００４９】
次に、増幅されたアナログ出力は、適当なライン・ドライバ及び他の回路（図２に示されていない）を介して送信チャネルＨに送出されて受信モデム２００に転送される。通常のＡＤＳＬ技術によれば、送信チャネルは、ある長さの通常的なツイスト・ペア線からなる。送信チャネルＨは、受信モデム２００に送信アナログ信号を通信し、受信モデム２００は、概要的に、送信モデム１００により実行された逆処理を実行し、出力ビットストリームとして入力ビットストリームを再生する。
【００５０】
ここで、図３に示すように、本発明の好ましい実施例により受信したダウンストリーム通信を処理する際の受信モデム２００の機能を時間領域等化に基づく例により説明する。勿論、代替として他の技術により、レシーバにおけるペイロード信号の再生を実行可能することも理解される。本発明はレシーバにおいて何らの変更を必要としないので、このような代替的なレシーバの解決方法は、更に本発明に関連して使用されてもよい。図３の例では、これと共通に譲受され、かつこの引用により組み込まれる米国特許第６，２２６，３２２号に説明されているように、コーデック回路３４により、アナログ・フィルタリング機能２１と共に、ハイブリッド回路３０及びライン・ドライバ及びレシーバ３２を介して信号の下記の物理的な受信を実行し、主として着信信号から高い周波数の雑音及びエイリアシングを除去し、更に、送信チャネルＨのライン減衰特性に対して補償をするようにアナログ信号の等化を実行することもできる。次に、アナログ・デジタル変換器２２は、ろ波したアナログ信号をデジタル領域に変換し、その後に通常のデジタル・フィルタリング機能２３を適用してアナログ・フィルタの機能を高める。機能２１、２２及び２３は、好ましくは、図２のコーデック回路３４により実行されて、ＤＳＰ３５にろ波したデジタル・データ・ストリームを供給し、以下で説明するように、デジタル処理をする。
【００５１】
デジタル・フィルタリング機能２３は、ろ波したデジタル・データストリームを時間領域等化器（ＴＥＱ）２４に転送する。ＴＥＱ２４は、好ましくは、（図２の）ＤＳＰ３５により実行されるソフトウェア・ルーチンとして実施される有限インパルス応答（ＦＩＲ）デジタル・フィルタである。これは、ＴＥＱ２４が受け取る前に実行されるフィルタリングを含め、送信チャネルＨのインパルス応答の長さを効果的に短縮するように設計されている。このＴＥＱフィルタの設計は、通信セッションを確立して、ＦＩＲの特定の係数を選択し、ＤＳＬモデム１００と組合わせて受信モデム２００の初期化、即ち「トレーニング」期間中に、ＴＥＱ２４を実行することにより、実現されている。
【００５２】
ＴＥＱ２４に続いて、機能２５において各受信ブロックからサイクリック・プリフィックスを除去する。次に、直並列変換器２６は、データストリームを多数（２Ｎ）のサンプルに変換して離散フーリエ変換（ＤＦＴ）機能２７に適用される。ＤＦＴ機能２７に適用される受信データストリームは、複数の被変調サブチャネルの時間領域重ね合わせなので、このデータストリームのＤＦＴは、各サブチャネル周波数における変調シンボルを再生する、即ち送信モデム１００による送信処理においてＩＤＦＴ機能１２により実行されたＩＤＦＴの逆処理をする。サイクリック・プリフィックスが少なくとも（多分、短縮された）チャネル応答ｈ（ｔ）であるという仮定により、ＤＦＴ機能２７の出力は、実効送信チャネルの周波数領域応答により乗算された送信シンボルの周波数領域表示である。次いで、周波数領域等化（ＦＥＱ）機能２８は、実効チャネルの周波数領域応答を分割して、変調シンボルを再生する。シンボル・ツー・ビット・デコーダ機能２９は、シンボルを直列ビットストリームに再配列し、信号の送信において適用した符号化を復号して、送信の基礎であった入力ビットストリームに対応する出力ビットストリームを発生する。次に、この出力ビットストリームは、受信モデム２００の位置により、ユーザのワークステーション又はユーザのオフィス・ネットワークに転送される。
【００５３】
本発明のこの実施例によれば、送信モデム１００は、更に、未ロードのサブチャネルの符号化機能１１９を含む。本発明の好ましい実施例によれば、符号化機能１１９は、ＩＤＦＴ１２の前に、トレーニング・ルーチンにおいて判断された０のビット・ローディングを有する１以上のサブチャネルに対応した１以上のサブチャネルへ、複数のシンボルを効果的に挿入する。従って、機能１１９の操作は、複数のサブチャネルに情報を付加することであり、そうでなければ、入力ビットストリームからのペイロード・データがロードされない。しかしながら、本発明の好ましい実施例によれば、この情報は、以下で詳細に説明するように、アップサンプリング機能１５及びデジタル・フィルタ１６の作用に関連するように、発生される。
【００５４】
当該技術分野において知られているように、アップサンプリング及びフィルタリングは、サンプリング速度を増加し、かつイメージ成分及びＰＯＳＴ帯域又はＩＳＤＮ干渉を除去するするために、アップサンプリング機能１５及びデジタル・フィルタ１６により、実行される。ガサラー及びポレーの記述に説明されている未ロードのチャネルの符号化は、一般的には有用だが、このアップサンプリング及びフィルタリングを考慮していない。その結果、アップサンプリング及びフィルタリングの前に、クリッピングしきい値を超えない、従ってクリップ阻止信号Ｘcの補償が発生しない時間領域サンプルは、符号化未ロードのサブチャネルを有することなく、アップサンプリング及びフィルタリング後にクリッピングしきい値を超えることがある。アップサンプリング及びフィルタリングの作用のために、ガサラー及びポレーの記述に説明されているように、未ロードのサブチャネルを符号化する作用がいくつかのアプリケーションにおいて限定される。
【００５５】
以下、まずアップサンプリングが存在しないフィルタリングに関連して、次にデジタル・アナログ変換の前にアップサンプリング及びフィルタリングの両方に関連して、本発明の動作原理を説明する。本発明による方法の目的は、デジタル・フィルタ１６の機能を適用した後にペイロード信号Ｘsによる和がクリップしないように、時間領域クリップ阻止信号Ｘc（周波数領域におけるＸc、時間領域におけるＸc）を導き出すことである。
【００５６】
ｈ（及び１の係数によりアップサンプリングするアップサンプリング機能１５、換言すれば何もサンプリングに付加しない）として、デジタル・フィルタ１６のインパルス応答を考慮する。時間領域において、符号化機能１１９の目的は、次式に対する時間領域変換を有するクリップ阻止信号Ｘcを適用することである。
【００５７】
【数７】
【００５８】
ただし、＊は、時間領域の畳み込み演算子である。周波数領域では、次式のようになる。
【００５９】
【数８】
【００６０】
ただし、Ｈは、インパルス応答ｈのＤＦＴに対応する０でないエントリを有する対角線マトリックスである。デジタル・フィルタ１６からのブロック間作用が重要となる限り、フィルタの前の状態をセーブすることにより、又は通常の重なりにより、及び付加又はセーブ方法により、これらの作用を処理することができる。クリップ阻止信号Ｘcを定義するために、この周波数領域式を次式のように書き改めることができる。
【００６１】
【数９】
【００６２】
更に、ＤＦＴ演算子Ｆを適用すると次式のようになる。
【００６３】
【数１０】
【００６４】
クリップ阻止信号Ｘcを切り離すために、フィルタ応答Ｈの逆数Ｈ-1により乗算することができる。
【００６５】
【数１１】
【００６６】
未ロードのサブチャネルを有するエントリにおいて、１を有する対角行列であるインジケータ・マトリックスＧを使用した直交制約を再び考えると、次式のようになる。
【００６７】
【数１２】
【００６８】
更に、直交性によりＧＸs＝０なので、次式のようになる。
【００６９】
【数１３】
【００７０】
ここで、凸セットへの投影（ＰＯＣＳ：Ｐｒｏｊｅｃｔｉｏｎ Ｏｎｔｏ Ｃｏｎｖｅｘ Ｓｅｔｓ）により、クリップ阻止信号Ｘcに対するこの固定小数点の式を解くことができる。クリップ阻止信号Ｘcは、フィルタ応答Ｈにより乗算されるので、未ロードのサブチャネル上でこのフィルタ応答Ｈが小さいときは、その結果のクリップ阻止信号Ｘcは、恐らく無効となることに注意すべきである。
【００７１】
図３を参照し、アップサンプリング機能１５に対する時間領域入力を信号ｘ（ｎ）とし、かつＬのアップサンプリングによるデジタル・フィルタ１６の出力をｙ（ｎ）として考慮したときに、等価的な多相表示が図４に示される。図４に示すように、入力の信号ｘ（ｎ）は、対応するフィルタ応答ｈ0〜ｈL-1により、Ｌフィルタ機能１６0〜１６L-1に実質的に適用され、かつ各フィルタ機能１６jの出力がｙj（ｎ）として表されている。０〜Ｌ−１のｌに対して、個々の多相フィルタｈlは、次式により元のフィルタ応答ｈに関連される。
【００７２】
【数１４】
【００７３】
次いで、ろ波された信号ｙ0（ｎ）〜ｙL-1（ｎ）は、係数Ｌによるアップサンプリング機能１５によって、それぞれアップサンプリングされる。アップサンプリングされた出力は、加算器４０によって、１〜Ｌ−１遅延段４２により遅延された高次アップサンプリング信号ｙ1（ｎ）〜ｙL-1（ｎ）と組合せられて出力信号ｙ（ｎ）となる。個々のフィルタ出力信号ｙl（ｎ）がクリップされていなければ、組合せられた出力信号は、クリップされない。これは、アップサンプリング機能１５が個々の出力信号ｙl（ｎ）の各サンプリング間に０値のサンプリングをそれぞれ挿入するためであり、遅延段４２は、ろ波した出力信号ｙl（ｎ）が互いに加算することがないように、多数のパスを遅延する。
【００７４】
次式のクリップ阻止信号Ｘcの固定小数点関係を想起する。
【００７５】
【数１５】
【００７６】
多相解析は、アップサンプリング係数Ｌがｌ＝０、１、．．．、Ｌ−１に対して次式により関連付けられることを表している。
【００７７】
【数１６】
【００７８】
ただし、Ｈlは、ｌ番目の多相フィルタ１６lのフィルタ応答である。従って、クリップ阻止信号Ｘcに対するこの解決法は、Ｌ多相式を満足する。
【００７９】
この動作原理に基づき、以下図５を参照して、本発明の好ましい実施例によるクリップ阻止信号Ｘcを判断することにより、符号化機能１１９を実行する方法を詳細に説明する。以上で述べたように、符号化機能１１９は、ＤＳＰ３５（図２）により実施することを意図しており、図５に示す方法のステップは、ＤＳＰ３５がソフトウェア・ルーチンを実行することにより実行される。勿論、機能１１９の他の実現もまた、本発明の範囲内であることを意図しており、このような実現は、例えばモデム１００内に存在するコプロセッサの形式よるカスタム・ロジックを含む。
【００８０】
図５に示すように、この方法は、処理５０から開始し、ＤＭＴサブチャネルのビット・ローディングを判断し、これらのサブチャネルがビット・ローディングを受信しているのではないことを認識する。これは、通常のモデムの「トレーニング・ルーチン」により、ＤＳＬセッションの初期化において処理５０を実行することを意図している。これは、更に、ＤＳＬセッション中に周期的にビット・ローディングを更新して送信環境における変化を考慮できることを意図している。いずれにしろ、処理５０において、送信帯域内の一定のサブチャネルがアンロードされていると認識し、インジケータ・マトリックスＧを定義する。以上で述べたように、インジケータ・マトリックスＧは、未ロードのサブチャネルに対応する位置に１を有する対角行列である。
【００８１】
処理５２において、ＤＳＰ３５は、送信モデム１００と同一位置にあるコンピュータにより発生し、又はコンピュータ・ネットワークを介して受信できる入力ビットストリームから１ブロックのシンボルを符号化する。図３のエンコーダ機能１１に関連して以上で説明したように、入力ビットストリームは、処理５２において、多重ビット・シンボルにグループ分けされた２進デジットの直列ストリームであり、各シンボルにおけるビット数は、処理５０において判断されたビット・ローディングによっている。処理５２に関連して任意選択的に実行可能とされる他の処理は、誤り検出及び符号訂正、又はトレリス、ターボ若しくはＬＤＰＣ符号化を含む。処理５２の出力は、振幅情報及び位相情報の両方を含む一連の複素シンボルであり、特定の通信クラスに対する変調構成（例えば、直角振幅変調即ちＱＡＭ）における複数の点に対応していることを意図している。処理５４において、これらのシンボルは、送信帯域においてサブチャネル（即ち、０でないビット・ローディングを有するサブチャネル）に関連され、共にペイロード信号Ｘs（ｎ）を有する。
【００８２】
以上で述べたように、図５の方法の目的は、ペイロード信号Ｘsに付加され、かつ時間領域に変換されたときに、クリッピングしきい値内の振幅ピークを有するクリップ阻止信号Ｘcを導き出すことであり、この振幅ピークは、アップサンプリング及びフィルタリングの効果を含む。この方法の反復特性のために、処理５６は、クリップ阻止信号Ｘcに対する試行値を初期化することにより、開始する。これは、全てのサブチャネル（ロードされたサブチャネルを含む）において初期試行値が多分０と思われることを意図している。処理５８において、フラグＣＬＩＰがリセットされ、またループ・カウンタｌが０に初期化される。ループ・カウンタｌは図６の方法の残りを通過する回数をカウントし、図４におけるＬ相を多相表示の現在位相に対応する。
【００８３】
処理６２において、ＤＳＰ３５は、周波数領域の信号ブロックＸｓ及びクリップ阻止信号Ｘcの現在試行値により、時間領域信号を形成する。以上で説明したように、この時間領域信号は、信号Ｘs、ＸcのＩＤＦＴ（場合によっては、ＩＦＦＴ）に基づいており、フィルタの現在位相の効果を意図している。従って、この時間領域信号は、次式のように、ＩＤＦＴの結果を付加することにより発生される。
【００８４】
【数１７】
【００８５】
勿論、初期クリップ阻止信号Ｘc＝０の初期の場合に、この和の第２項は０である。以上のように、Ｈl項は、調査中の現在位相ｌについてのフィルタ機能１６lのフィルタ応答である。その結果の時間領域信号は、勿論、一連のサンプリング振幅により表される。
【００８６】
処理６４において、ＤＳＰ３５により、増幅器機能ｆがこの時間領域信号に適用される。この機能ｆは、図１ｂに示すように、典型的にハード制限クリッピング増幅器であると同時に、処理６４において適用される特定機能ｆは、任意の線形又は非線機能（典型的には、非線形性を含む）に対応してもよい。次いで、判断６５は、処理６４における機能ｆの適用により、現在時間領域和信号におけるサンプルがクリップされたか否かの判断を実行する。ノー（判断６５がノー）のときは、判断６９を実行してループ・カウンタｌが最終位相を評価したことを表示しているか否かを判断する。ノー（判断６９がノー）のときは、処理７０においてループ・カウンタｌを増加させ、処理６２において新しい時間領域和信号を発生させて、次の位相について処理を反復させる。
【００８７】
クリッピングを検出すると（判断６５がイエス）、処理６６においてフラグＣＬＩＰをセットしてクリップされたサンプルを検出したことを表示する。処理６８において、クリップされた時間領域信号（処理６４により出力される）に演算子ＧＨl -1を適用することにより、クリップ阻止信号Ｘcの新しい試行値を発生する。この演算子は、インジケータ・マトリックスＧにより乗算された現在位相に対するフィルタ応答の逆数に対応しており、クリップ阻止信号Ｘcに対して新しい試行値を発生し、次の反復において処理により使用される。次いで、判断６９を反復して、解析すべき付加的位相が残っているか否かを判断する。その通りであれば（処理６９がイエスであれば）、処理７０においてループ・カウンタｌを増加させ、新しいクリップ阻止信号Ｘcを使用して処理６２から開始し、次の位相について処理を反復させる。
【００８８】
ループ・カウンタｌがその最終値のＬ−１（値Ｌは、アップサンプリング比である。）に到達したことを判断６９が（イエスの結果により）示すと、判断７１がフラグＣＬＩＰを調べる。フラグＣＬＩＰがセットされている（判断７１がイエスとなる）ときは、複数位相のうちの１位相に対する、複数時間領域信号のうちの１時間領域信号がクリップされており、また処理６２以下を通る最近のループ内で少なくとも１位相に対して、クリップ阻止信号Ｘc用の新しい試行値を発生することになる。この場合に、制御は、フラグＣＬＩＰをリセットする処理５８、及びループ・カウンタｌを０に初期化する処理６０に進み、処理は、０次位相から開始する新しいクリップ阻止信号Ｘcを除き、同一の入力信号Ｘsについて反復される。
【００８９】
Ｌ位相の全てにわたり処理を反復し（判断６９がイエスとなる）、かつ処理６４において機能ｆの適用によりいずれの位相もクリップされていなかった（判断７１がノーとなる）ならば、クリップ阻止信号Ｘcの現在試行値は、ペイロード信号Ｘsからクリッピングを除去する際に、有効であるとみなされる。以上で説明したように、アップサンプリング機能１５及びフィルタ１６を考慮に入れる方法により、クリップ阻止信号Ｘcのこのような発生を実行する。次いで、処理７２を実行し、ＤＳＰ３５は、現在のクリップ阻止信号Ｘcにより現在の未ロードのサブチャネルをロードする。この新しい信号をＩＤＦＴ機能１２に渡し、対応する被変調信号の変調及び送信を実行する。
【００９０】
従って、本発明のこの実施例によれば、クリップ阻止信号の発生により、及びこのクリップ阻止信号を有するその他の未ロードのサブチャネルの符号化により、ピーク対平均比（ＰＡＲ）が減少する。クリップ阻止信号がペイロード信号に対して直交しているので、このＰＡＲ減少においてデータの損失は、発生しない。加えて、クリップ阻止信号は、排他的に未ロードのサブチャネルに存在するので、クリップ阻止信号は、受信モデム（例えば、図３においてモデム２００）に対して完全に透明であり、レシーバ・エンドで処理を必要とすることなく、クリッピングが発生したか否か、又はクリッピングに対しては補償するのか否かを判断する。むしろ、クリップ阻止信号を搬送するサブチャネルは、レシーバが関係する限り、未ロードのサブチャネルであるので、単に無視されるだけである。この方法は、更に、時間領域信号を発生する際に使用されるＩＤＦＴにいくらか複雑なステップのみが係わることを考慮すると、極めて計算効果がよい。
【００９１】
クリップ阻止信号を駆動する代替的な解決方法を説明する。以下の説明から明らかとなるように、この解決方法は、時間領域更新として動作し、付加的な変換なしに、予め計算した値のベクトルを使用することにより、更に高いパフォーマンスの方法となることを意図している。
【００９２】
クリップ阻止信号Ｘcについての次式を想起する。
【００９３】
【数１８】
【００９４】
この式の両辺を現在位相についてのフィルタ応答Ｈlにより乗算することができる。
【００９５】
【数１９】
【００９６】
この式の両辺のＩＤＦＴを時間領域に変換すると、次式を得る。
【００９７】
【数２０】
又は整形機能Ｓ＝ＦHＧＦを定義すると次式のようになる。
【００９８】
これは、クリッピング更新に整形機能を適用することにより、クリップ阻止信号の更新を適用するために、以下のように書き改められる。
【００９９】
【数２１】
【０１００】
しかしながら、ｌ次における摂動（ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ）は、他の位相に変換される必要がある。下記の周波数領域式を再び参照する。
【０１０１】
【数２２】
【０１０２】
これも同様に次式のように書き改めることができる。
【０１０３】
【数２３】
【０１０４】
この式の両辺をＨmＨl -1により乗算する。
【０１０５】
【数２４】
【０１０６】
この式のＩＤＦＴは、次式のようになる。
【０１０７】
【数２５】
又は整形機能Ｓlm＝ＦHＨmＨl -1ＧＦを定義すると次式のようになる。
【０１０８】
従って、整形機能Ｓlmは、ｌ番目位相からｍ番目位相に対する更新へクリップのアプリケーションを整形する。
【０１０９】
ここで図６〜図８を参照し、本発明の第２の好ましい実施例によるＰＡＲを減少させるために未ロードのサブチャネルの符号化を実行し、かつこの時間領域更新解決方法に続く方法を以下詳細に説明する。この方法は、以下の説明から明らかなように、アップサンプリング機能１５及びデジタル・フィルタ１６を考慮した方法により実行される。
【０１１０】
図６は、本発明の第２の実施例によりデータを送受信する通信処理を示しており、図３に対する以上の説明と同一機能については、同一の参照番号を使用している。しかしながら、本発明の第２の実施例によれば、符号化機能２１９は、時間領域のクリップ阻止信号Ｘcを発生し、これをＩＤＦＴ機能１２においてペイロード信号ＸsのＩＤＦＴを実行した後のある時点で信号ストリームに適用する。ペイロード信号Ｘsに対してクリップ阻止信号Ｘcの直交性を条件とするために、クリップ阻止信号Ｘcに対応するサブチャネル周波数は、ペイロード信号Ｘsの周波数と異なることになり、また未ロード・チャネルのサブチャネル周波数に対応することになる。図６に示すように、例えば、クリップ阻止信号Ｘcを並直列変換器１３に適用し、これによって時間領域のクリップ阻止信号Ｘcを時間領域のペイロード信号Ｘsと組合わせる。
【０１１１】
本発明の第２の実施例による方法は、前述のように、処理８０において、ＤＭＴサブチャネルのビット・ローディングについての判断、及びこれらサブチャネルがビット・ローディングを受信していないことの認識により開始する。処理８０は、前述したように、好ましくは、ＤＳＬセッションの初期化中に実行される。次いで、処理８２は、対応するシンボル構成（例えば、ＱＡＭ）に従って入力ペイロード・ビットストリームからの１ブロックのシンボルを多数ビット・シンボルに符号化し、これらのシンボルを処理８０のビット・ローディングに従って送信帯域内のサブチャネルと関連させてペイロード信号Ｘs（ｎ）を発生する。
【０１１２】
処理８５において、ＩＤＦＴルーチンを実行して周波数領域ペイロード信号Ｘsを時間領域ペイロード信号Ｘsに変換する。この変換は、勿論、未ロードのサブチャネルが０値成分を有することを除き、ＩＤＦＴ機能１２に対応する。処理８６において、クリップ阻止信号Ｘcを第１の試行値、好ましくは、０（即ち、全てのｎに対してＸc（ｎ）＝０）に初期化する。処理８８において、フラグＣＬＩＰをリセットし、処理９０において、ループ・カウンタｌを０に初期化する。
【０１１３】
処理９２において、時間領域ペイロード信号Ｘsと、図４に示すように、アップサンプリング機能１５及びデジタル・フィルタ１６を多相表示の位相に対する現在の試行クリップ阻止信号Ｘcから、時間領域和を形成する。この時間領域信号は、その位相に対するこれらの時間領域フィルタに関連するペイロード信号Ｘsとクリップ阻止信号Ｘcとの単純な和である。即ち、
【０１１４】
【数２６】
【０１１５】
処理９４において、この時間領域和信号を機能ｆにより処理する。機能ｆは、例えば、以上で述べたように、ハード制限増幅器特性でもよい。
【０１１６】
次いで、判断９５を実行し、時間領域和信号のサンプルがクリッピング処理９４により変更された振幅を有するか否かを判断する。ノーのときは、制御が判断９９に行き、ループ・カウンタｌを最終値のＬ−１と比較して、Ｌ位相表示の全てを考慮したか否かを判断する。ノーの（判断９９がノーである）ときは、処理１００においてループ・カウンタｌを増加し、処理９２から次の位相について処理を反復させる。
【０１１７】
１以上のサンプル振幅が変化した（判断９５がイエスである）ときは、ペイロード信号Ｘsと現在の試行クリップ阻止信号Ｘcとの和のいくつかのサンプル振幅が処理９４において適用した非線形機能のクリッピングしきい値を超えたときは、クリップ阻止信号Ｘcにおいて調整を必要とする。処理９６において、フラグＣＬＩＰをセットし、クリッピングが発生したことを表示する。次いで、処理９８において、クリップ阻止信号Ｘcの試行値を調整する。本発明のこの第２の好ましい実施例の動作原理に関連して以上で述べたように、この時間領域更新解決方法において、多相表示の１位相のためにペイロード信号Ｘsに対する調整は、更に他の位相にも影響する。調整処理９８を実行してこれらの効果は、図８に関連して以下で説明するように、他の位相に適用される。
【０１１８】
処理１１０において、現在の位相に対してベクトルＲを判断する。多相表示における各相に対してベクトルＲを反復して使用し、従って本発明のこの実施例では、処理１１０において実行されるように、１回のみ計算することが好都合である。本発明のこの実施例によれば、次式のようにベクトルＲを導き出す。
【０１１９】
【数２７】
【０１２０】
次に処理１１２において、位相カウントｍを０に初期化する。
【０１２１】
処理１１４において、処理９４及び判断９５において検出されたｌ番目位相からのクリッピング作用により、クリップ阻止信号Ｘcのm番目位相が変更される。次式の整形機能Ｓlmを再び想起する。
【０１２２】
【数２８】
【０１２３】
処理８０において判断されたインジケータ・マトリックスＧを使用し、ｌ番目位相におけるクリッピングに基づき、m番目位相に対するクリップ阻止信号Ｘｃの調整を次式により、更新し、処理１１４において実行される。
【０１２４】
【数２９】
【０１２５】
判断１１５は、カウントｍがＬ−１の最終値に到達したか否かを調べることにより、その他の位相でクリップ阻止信号Ｘcを調整すべきか否かを判断する。ノーのとき（判断１１５がノーであるとき）は、処理１１６においてカウントｍを増加させ、クリップ阻止信号Ｘcを次の位相に対して調整する。その通りのとき（判断１１５がイエスであるとき）は、各位相において現在位相（ｌ）におけるクリッピング効果ついてクリップ阻止信号Ｘcを調整し、制御は判断９９に行く。
【０１２６】
判断９９は、ループ・カウンタｌがＬ−１の最終値に到達したか否かを判断する。従って、クリップ阻止信号Ｘcの現在の試行値が全ての位相について評価されたか否かを判断する。その通りのとき（判断９９がイエスであるとき）は、判断１０１によりフラグＣＬＩＰを調べて、クリップ阻止信号Ｘcの試行値がクリッピングを発生させたか否かを判断する。その通りのとき（判断１０１がイエスであるとき）は、以下、クリップ阻止信号Ｘcの現在値を評価する必要があり、フラグＣＬＩＰのリセットから開始し、ループ・カウンタｌを初期化し、かつ処理９２により開始する一連のオペレーションを反復させる。
【０１２７】
クリッピングに帰結しなかった（判断１０１がノーとなる）クリップ阻止信号Ｘcの試行値を評価することにより、このルーチンを完了する。従って、未ロードのサブチャネルを使用してＰＡＲの減少によりクリッピングを避けるために、現在のクリップ阻止信号Ｘcが適当となり、この場合は、現在の時間領域和信号Ｘs＋Ｘcを並直列変換器１３（図３）に転送することができ、これに送信処理が続く。
【０１２８】
本発明の第２の実施例は、第１の実施例のように、ダウンストリーム増幅器が効果的に動作できるようにデータの損失なしに、合理的な平均電力を保持する間に、ＰＡＲを減少し、かつ送信信号のクリッピングを減少させる重要な効果がある。これは、更に、本発明の第２の実施例である時間領域更新解決方法は、反復するＩＤＦＴ処理を実行することなく、ペイロード信号のＩＤＦＴ後に、時間領域においてクリップ阻止信号の導き出し及び更新を実行するので、与えられたブロックのデータに対して単一のＩＤＦＴ動作を実行することのみを必要とすることを考慮して、多くのアプリケーションにおいて付加的な効率及びパフォーマンスを提供する。
【０１２９】
加えて、本発明の開示されたこれらの実施例によれば共に、未ロードのサブチャネルのみがクリップ阻止信号により影響を受けるので、受信モデムの部分で何らの操作を必要とすることなく、かつこれらのサブチャネルが受信モデムにより必然的に無視される。従って、受信しているモデム回路に対して透明に、送信機において、本発明より達成されるＰＡＲ減少を実現できる。
【０１３０】
以上で説明したように、本発明の好ましい実施例は、逆処理可能な直交変換であるフーリエ変換（即ち、ＩＤＦＴ／ＤＦＴ、又はＩＦＦＴ／ＦＦＴ,変換ペア）による信号の変調に向けられている。本発明は、任意の直交変換、当該技術分野において周知の多くの形式による接続に適用可能とされ、また有利であることを意図している。
【０１３１】
本発明をその好ましい実施例により説明したが、勿論、これらの実施例の変更、及び代替を意図するものであり、本発明の効果及び恩恵を得る変更及び代替は、この明細書及びその図面を参照することにより、当該技術分野において通常に習熟する者に明らかである。このような変更及び代替は、以下で請求する本発明の範囲内であることを意図している。
【０１３２】
以上の説明に関して更に以下の項を開示する。
（１）送信設備を介して送信する複数のデジタル信号の変調方法において、
複数のサブチャネルのビット・ローディングをするステップと、
ロードされていない前記複数のサブチャネルの少なくとも１つのサブチャネルを識別するステップと、
ペイロード・ビットストリームを受信するステップと、
受信したペイロード・ビットストリームを複数のシンボルに符号化するステップであって、前記複数のシンボルは、各々が前記複数サブチャネルのうちの１つのサブチャネルに関連し、前記複数シンボルがデジタル・ペイロード信号として配列されるステップと、
１つのアップサンプリング機能に対応する複数の位相の各々について、前記ペイロード信号及び試行クリップ阻止信号の時間領域和信号を形成するステップであって、前記試行クリップ阻止信号が前記ペイロード信号と直交し、かつ少なくとも１つの未ロードサブチャネルに関連し、かつ前記試行クリップ阻止信号及びペイロード信号が現在の位相に関連したフィルタによりろ波されているステップと、
１つの機能を前記時間領域和信号に適用してクリップされた和信号を導き出すステップと、
前記時間領域和信号と相違する前記クリップされた和信号に応答し、前記現在位相について前記試行クリップ阻止信号を変更するステップと、
前記複数の位相の各々について前記形成するステップ、前記適用するステップ及び前記変更するステップを反復するステップと、
前記複数の位相の各々について前記時間領域和信号と相違した前記クリップされた和信号に応答し、前記複数の位相について、前記形成するステップ、前記適用するステップ、及び前記変更するステップを反復するステップと、
前記複数の位相の全てにわたり前記時間領域和信号と相違していない前記クリップされた和信号に応答し、前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を処理するステップと
を備えている変調方法。
【０１３３】
（２）前記形成するステップは、
前記ペイロード信号及び現在の試行クリップ阻止信号のそれぞれについて逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行するステップであって、各信号が前記現在の位相に対するフィルタ応答により変更されるステップと、
前記実行するステップからのＩＤＦＴを付加して前記時間領域和信号を発生するステップと
を備えている第１項記載の変調方法。
【０１３４】
（３）更に、
未ロードのサブチャネル及びその他のゼロ値エントリに対応する位置で対角線に沿いゼロでないエントリを有するインジケータ・マトリックスを導き出すステップを備え、かつ
前記変更するステップは、
前記インジケータ・マトリックス及び前記現在の位相に対する前記フィルタの逆処理に対応する演算子を前記クリップされた和信号に適用して前記変更した試行クリップ阻止信号を導き出すステップを備えている
第２項記載の変調方法。
【０１３５】
（４）前記処理するステップは、
逆離散フーリエ変換を実行することにより前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を変調するステップ
を備えている第３項記載の変調方法。
【０１３６】
（５）前記処理するステップは、
前記変調するステップ後に、前記被変調信号を時間領域デジタル・シーケンスにフォーマット化するステップと、
前記複数の位相に対応する係数により前記時間領域デジタル・シーケンスをアップサンプリングするステップと、
前記アップサンプリングしたデジタル・シーケンスをろ波するステップと、
前記ろ波したアップサンプリングしたデジタル・シーケンスをアナログ信号に変換するステップと、
前記アナログ信号を増幅するステップと
を備えた第４項記載の変調方法。
【０１３７】
（６）前記フォーマットするステップは、
前記ペイロード信号についてＩＤＦＴを実行するステップと、
前記現在の位相に対するフィルタ応答を前記ペイロード信号のＩＤＦＴに適用するステップと、
時間領域形式にあり、かつ前記現在の位相に対する前記フィルタ応答を適用した後の前記試行クリップ阻止信号を、前記適応するステップ後に前記試行クリップ阻止信号を付加するステップと
を備えた第１項記載の変調方法。
【０１３８】
（７）前記変更するステップは、
前記現在の位相に対応するベクトルを計算するステップと、
前記複数の位相のそれぞれについて、前記現在の位相に対する前記クリップされた和信号により前記試行クリップ阻止信号を変更するステップと
を備えた第６項記載の変調方法。
【０１３９】
（８）前記現在の位相に対する前記クリップされた和信号により前記試行クリップ阻止信号を変更する前記ステップは、
前記ベクトルに１つの形成機能を適用し、その結果を前記位相に対するフィルタ応答によりろ波した前記試行クリップ阻止信号に付加するステップ
を備えた第７項記載の変調方法。
【０１４０】
（９）前記処理するステップは、
前記複数の位相に対応する係数により前記ペイロード信号及び前記試行クリップ阻止信号の和をアンサンプリングするステップと、
前記アップサンプリングした和信号をろ波するステップと、
前記ろ波し、アップサンプリングした和信号をアナログ信号に変換し、このアナログ信号を増幅するステップと
を備えた第８項記載の変調方法。
【０１４１】
（１０）離散的なマルチトーン（ＤＭＴ）被変調信号を送信するトランシーバにおいて、
一端を通信施設に接続したアナログ・フロント・エンド機能と、
前記トランシーバをデータ・ソースにインターフェース接続するインターフェースと、
前記インターフェース及び前記アナログ・フロント・エンド機能に接続され、命令ルーチンを実施して一連の動作を実行することにより、前記データ・ソースからのデジタル・ペイロード・ビットストリームを変調し、その被変調信号を前記アナログ・フロント・エンド機能に適用するプログラムラマブル・ロジック回路と、
を備え、前記一連の動作は、
複数のサブチャネルをビット・ローディングするステップと、
未ロードの前記サブチャネルのうちの少なくとも１つのサブチャネルを識別するステップと、
前記ペイロード・ビットストリームを受信するステップと、
受信した前記ペイロード・ビットストリームを複数のシンボルに符号化するステップであって、前記複数のシンボルの各々が前記複数のサブチャネルのうちの１つのサブチャネルに関連し、前記複数のシンボルがデジタル・ペイロード信号として配列されるステップと、
アップサンプリング機能に対応する複数の位相の各々について、前記ペイロード信号及び試行クリップ阻止信号の時間領域和信号を形成するステップであって、前記試行クリップ阻止信号が前記ペイロード信号に直交すると共に、少なくとも１つの未ロードのサブチャネルと関連され、かつ前記試行クリップ阻止信号及びペイロード信号が前記現在の位相に関連したフィルタによりろ波されるステップと、
前記時間領域和信号に１つの機能を適用してクリップされた和信号を導き出すステップと、
前記時間領域和信号と相違する前記クリップされた和信号に応答し、前記現在の位相に対する前記試行クリップ阻止信号を変更するステップと、
前記複数の位相の各々について前記形成するステップ、前記適用するステップ及び前記変更するステップを反復するステップと、
前記複数の位相の各々について前記時間領域和信号と相違した前記クリップされた和信号に応答し、前記複数の位相の各々について、前記形成するステップ、前記適用するステップ、及び前記変更するステップを反復するステップと、
前記複数の位相の全てにわたり前記時間領域和信号と相違していない前記クリップされた和信号に応答し、前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を処理し、この処理した信号を前記アナログ・フロント・エンド機能に転送するステップと
を備えているトランシーバ。
【０１４２】
（１１）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、前記形成するステップを実行するようにプログラムされ、前記形成するステップは、
前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の各々についてＩＤＦＴを実行するステップであって、各信号が前記現在の位相に対するフィルタ応答により変更されるステップと、
前記実行するステップからのＩＤＦＴを付加して前記時間領域和信号を発生するステップと
による第１０項記載のトランシーバ。
【０１４３】
（１２）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、
未ロードのサブチャネルに対応する位置で対角線に沿った非ゼロのエントリ及びその他のゼロ値エントリを有するインジケータ・マトリックスを導き出すステップを実行するようにプログラムされ、かつ
前記プログラムラマブル・ロジック回路は、
前記インジケータ・マトリックス、及び前記現在の位相に対する前記フィルタの逆処理に対応する演算子を前記クリップされた和信号に適用して、前記変更した試行クリップ阻止信号を導き出すステップ
により、前記変更するステップを実行するようにプログラムされている第１１項記載のトランシーバ。
【０１４４】
（１３）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、一連の動作により前記処理するステップを実行し、前記一連の動作は、
逆離散フーリエ変換を実行することにより、前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を変調するステップと、
前記変調するステップ後に、前記被変調信号を時間領域デジタル・シーケンスにフォーマット化するステップと、
前記複数の位相に対応する係数により前記時間領域デジタル・シーケンスをアップサンプリングするステップと、
前記アップサンプリングしたデジタル・シーケンスをろ波するステップと、
前記ろ波したアップサンプリングしたデジタル・シーケンスをアナログ信号に変換するステップと、
前記アナログ信号を増幅するステップと、
前記増幅したアナログ信号をアナログ・フロント・エンド機能に適用するステップと
を含む第１２項記載のトランシーバ。
【０１４５】
（１４）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、前記形成するステップを実行するようにプログラムされ、前記形成するステップは、
前記ペイロード信号にＩＤＦＴを実行するステップと、
前記現在の位相に対するフィルタ応答を前記ペイロード信号のＩＤＦＴに適用するステップと、
時間領域形式にあり、かつ前記現在の位相に対する前記フィルタ応答を適用した後の前記試行クリップ阻止信号を前記適用するステップ後のペイロード信号に付加するステップと
による第１０項記載のトランシーバ。
【０１４６】
（１５）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、前記変更するステップを実行するようにプログラムされ、前記変更するステップは、
前記現在の位相に対応するベクトルを計算するステップと、
前記複数の位相の各々について、形成する機能を前記ベクトルに適用し、その結果を前記位相についての前記フィルタ応答によりろ波された前記試行クリップ阻止信号に付加するステップと
による第１４項記載のトランシーバ。
【０１４７】
（１６）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、前記処理するステップを実行するようにプログラムされ、前記処理するステップは、
前記複数の位相に対応する係数により前記ペイロード信号及び前記試行クリップ阻止信号の和をアップサンプリングするステップと、
前記アップサンプリングした和信号をろ波するステップと、
前記ろ波したアップサンプリングした和信号をアナログ信号に変換するステップと、
前記アナログ信号を増幅するステップと
による第１５項記載のトランシーバ。
【０１４８】
（１７）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、ディジタル信号プロセッサである第１０項記載のトランシーバ。
【０１４９】
（１８）クリッピングを避けるようにペイロード信号を処理する方法において、
前記ペイロード信号を複数のシンボルに符号化するステップであって、前記シンボルがそれぞれ複数のサブチャネルのうちの１つのサブチャネルに関連され、前記複数のサブチャネルが前記ペイロード信号の前記符号化されたシンボルのいずれとも関連されることなく、少なくとも１つの未ロードのサブチャネルを含むステップと、
アップサンプリング機能に対応する複数の位相の各々について、前記ペイロード信号及び前記試行クリップ阻止信号の時間領域和信号和を形成するステップであって、前記試行クリップ阻止信号が前記ペイロード信号に直交し、かつ少なくとも１つの未ロードのサブチャネルと関連され、かつ前記試行クリップ阻止信号及び前記ペイロード信号が前記現在の位相に関連したフィルタによりろ波されるステップと、
前記時間領域和信号に１つの機能を適用してクリップされた和信号を導き出すステップと、
前記時間領域和信号と相違する前記クリップされた和信号に応答し、前記現在の位相について前記試行クリップ阻止信号を変更するステップと、
前記複数の位相の各々について前記形成するステップ、前記適用するステップ、及び前記変更するステップを反復させるステップと、
前記複数の位相の各々について前記時間領域和信号と相違する前記クリップされた和信号に応答し、前記複数の位相について前記形成するステップ、前記適用するステップ、及び前記変更するステップを反復させるステップと、
前記複数の位相の全てにわたり前記時間領域和信号と相違しない前記クリップされた和信号に応答し、前記ペイロード信号、及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を処理するステップと
を備えている方法。
【０１５０】
（１９）前記形成するステップは、
前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の各々について逆直交変換を実行するステップであって、各信号が前記現在の位相用のフィルタ応答により変更されているステップと、
前記実行するステップにより変更を付加して前記時間領域和信号を発生するステップと
を備えている第１８項記載の方法。
【０１５１】
（２０）更に、
未ロードのサブチャネル、及びその他のゼロ値エントリに対応する位置で対角線に沿いゼロでないエントリを有するインジケータ・マトリックスを導き出すステップをを備え、かつ
前記変更するステップは、
前記インジケータ・マトリックス、及び前記現在の位相に対する前記フィルタの逆処理に対応する演算子を前記クリップされた和信号に適用して、前記変更した試行クリップ阻止信号を導き出すステップを備えている
第１９項記載の方法。
【０１５２】
（２１）前記直交化させる変換は、フーリエ変換であり、かつ
前記処理するステップは、逆離散フーリエ変換を実行することにより、前記ペイロード信号、及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を変調するステップを備えている
第２０項記載の方法。
【０１５３】
（２２）前記形成するステップは、
ペイロード信号について逆直交変換を実行するステップと、
前記現在の位相に対するフィルタ応答を前記ペイロード信号の変換に適用するステップと、
前記現在の位相に対するフィルタ応答を前記ペイロード信号の変換に適用するステップと、
時間領域形式により、かつ前記現在の位相に対する前記フィルタ応答を前記適用した後の前記試行クリップ阻止信号を、前記適用するステップ後に前記ペイロード信号に付加するステップと
を備えた第１８項記載の方法。
【０１５４】
（２３）前記変更するステップは、
前記現在の位相に対応するベクトルを計算するステップと、
前記複数の位相の各々について、前記試行クリップ阻止信号を前記現在の位相に対する前記クリップされた和信号により変更するステップと
を備えた第２２項記載の方法。
【０１５５】
（２４）前記試行クリップ阻止信号を前記現在の位相に対する前記クリップされた和信号により変更する前記ステップは、
前記ベクトルに形成機能を適用し、その結果を前記位相に対するフィルタ応答によりろ波した前記試行クリップ阻止信号に付加するステップ
を備えた第２３項記載の方法。
【０１５６】
（２５）ＤＳＬモデム通信のように、通信用のデジタル信号の離散的なマルチトーン（ＤＭＴ）変調において使用されるトランシーバ（１００）を説明する。前記トランシーバ（１００）は、クリップ阻止信号により未ロードのサブチャネルを符号化する機能を含む。前記クリップ阻止信号は、時間領域への変調後に、増幅器（１８）によるクリッピングを避けるように、アップサンプリング及びフィルタリングを導き出す。前記アップサンプリング及びフィルタリングの作用は、多相組合わせとして前記アップサンプリング及びフィルタリングを考慮し、かつ各位相についてフィルタ応答を使用することにより、前記クリップ阻止信号を導き出す際に考慮される。周波数領域及び時間領域の更新代替を開示する。
【０１５７】
この出願は、３５Ｕ.Ｓ．Ｃ．§１１９（ｅ）により、２００１年４月２日に出願された予備出願第６０／２８０，７９３号の優先権を主張する。
【図面の簡単な説明】
【図１】Ａは、従来技術によるＤＭＴ変調信号の送信に含まれている機能の機能ブロック図である。
Ｂは、通常のクリッピング増幅器の転送特性を示す図である。
【図２】本発明の好ましい実施例により構築されたトランシーバのブロック形式による電気図である。
【図３】本発明の第１の好ましい実施例により少なくとも送信トランシーバを構築している２ＤＭＴトランシーバ間通信の機能ブロック図である。
【図４】本発明の好ましい実施例により送信トランシーバより実行されるアップサンプリング動作及びフィルタ動作の多相動作を表す図である。
【図５】クリップ阻止信号を発生する際に本発明の第１の好ましい実施例の動作を説明するフロー・チャートである。
【図６】本発明の第２の好ましい実施例により少なくとも送信トランシーバを構築している２ＤＭＴトランシーバ間の通信機能のブロック図である。
【図７】クリップ阻止信号を発生する際に本発明の第２の好ましい実施例の動作を説明するフロー・チャートである。
【図８】図７に示す本発明の第２の好ましい実施例によるクリップ阻止信号の試行値を更新する処理を説明するフロー・チャートである。
【符号の説明】
１１ エンコーダ
１２ ＩＤＦＴ機能
１５ アップサンプリング機能
１６ デジタル・フィルタ
１７ デジタル・アナログ変換器
２１ アナログ・フィルタリング機能
２２ アナログ・デジタル変換器
２３ デジタル・フィルタリング機能
２４ ＴＥＱ
２７ ＤＦＴ機能
２８ 周波数領域等化（ＦＥＱ）機能
２９ シンボル・ツー・ビット・デコーダ機能
１００ ＤＳＬデジタル加入者回線）モデム
２００ 受信モデム
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル通信分野に関し、特に、デジタル加入者回線（ＤＳＬ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）通信に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＳＬ通信のために重要かつ現在普及している変調標準は、離散的なマルチトーン（ＤＭＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ）である。ＤＭＴ技術によれば、利用可能なスペクトラムは、多数のサブチャネル（例えば、４．３１２５ＫＨｚの２５６サブチャネル）に副分割される。各サブチャネルは、典型的には、直交振幅変調（ＱＡＭ）により、位相及び振幅変調された搬送周波数を中心とし、各シンボル値が複素平面における一点により表される。利用可能なシンボル値の数は、勿論、各シンボルにおけるビット数に依存する。ＤＭＴ通信セッションの初期化中に、各サブチャネルについてシンボル当たりのビット数（即ち、「ビット・ローディング」（ｂｉｔ ｌｏａｄｉｎｇ））は、各サブチャネル周波数における送信チャネルに現存する雑音、及びその周波数における送信信号減衰に従って、判断される。例えば、比較的に雑音の少ないサブチャネルでは、データを（配置構成においてポイント間の距離が短い）比較的密なＱＡＭ構成に対応する１０ビット〜１５ビットのシンボルにより通信可能であり、一方、雑音の多いチャネルでは、（ＱＡＭ構成において隣接するポイント間で更に大きな距離を許容するように）シンボル当たりたった２又は３ビットに限定され得る。実際、これらのチャネルにおける雑音及び減衰のために、いくつかのサブチャネルは、いかなるビットもロードすることができないかもしれない。このように、ＤＭＴは、与えられた雑音条件に対して、各サブチャネルにおけるデータ速度を最大化することにより、比較的雑音の多いツイスト・ペア線を介しても高速のアクセスを実現可能にする。
【０００３】
ＤＭＴ変調は、また、データ処理の多くをデジタル領域において実行可能にしている。着信するビット・ストリームは、典型的には、直列受信され、次いで（ビット・ローディングに従って）各サブチャネルについて１シンボルにより、複数シンボルに配列される。更に典型的には、誤り検出及び訂正にリード・ソロモン符号化及び他の符号化技術が適用される。サブチャネルの搬送波の変調は、符号化シンボルに対して逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を適用することにより得られ、時間領域変調の出力信号を発生する。次に、この被変調信号は、直列に送信される。ＤＭＴ変調におけるこれら全ての動作は、デジタル領域において実行可能とされ、多くのＤＳＬモデムの実施を可能にし、特に（ディジタル信号プロセッサ即ちＤＳＰような）単一チップにおいて多くの処理集約的な動作を可能にする。
【０００４】
次に、変調からの離散的な出力時間領域信号は、通常のデジタル・アナログ変換器により時間領域アナログ信号に変換される。このアナログ信号は、送信チャネルを介して受信モデムに送信され、これが逆処理をして送信データを再生する。勿論、送信チャネルの非理想インパルス応答は、送信信号を歪ませる。従って、受信モデムにより受信された信号は、送信チャネルのインパルス応答によりアナログ出力波形の畳み込みとなる。時間領域における畳み込みは、周波数領域における乗算に対応するという仮定に基づき、受信チャネルにおけるＤＭＴサブチャネルは、理想的には、直交しているので、離散的なフーリエ変換（ＤＦＴ:Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）復調により、送信信号から変調データを取り出すことができる。
【０００５】
ＤＭＴは、ツイスト・ペア線のような控えめな通信設備を介して優れた送信データ速度が得られると同時に、ＩＤＦＴ変調は信号振幅が高いピーク対平均比（ＰＡＲ：ｐｅａｋ ｔｏ ａｖｅｒａｇｅ ｒａｔｉｏ）に帰結し得る。ＰＡＲは、サンプルに対するピーク電力レベルと、一連のサンプルにわたる平均電力レベルとの比として定義される。通常のＤＭＴ変調の場合に、ＩＤＦＴからの時間領域信号の振幅は、ほぼガウス形状を有した確率分布関数を有する。信号振幅のガウス分布は、いくつかの時間領域サンプルが、平均サンプル振幅と比較したときに、非常に高い振幅を有し得る可能性を示す。従って、付加的なＤＭＴピークは、互いに重なり合って極端に大きな振幅時間−領域サンプルに帰結するという確率のために、その結果のＰＡＲは、単一チャネル信号よりＤＭＴ信号に対してはるかに高くなる。
【０００６】
通常のＤＭＴ信号に対して高いＰＡＲは、送信回路に大きな制約が存在し、高い忠実度の送信に必要とされるアナログ回路を大きく複雑化させる恐れがある。例えば、高いＰＡＲは、デジタル・アナログ変換器及びアナログ・デジタル変換器の入力において大きなダイナミック・レンジに変換をし、大きなビット数の分解能、及び関連する極端なコストと複雑さを必要とする。更に、フィルタ及び増幅器は、高いピーク振幅と、低い振幅を有する膨大なサンプルに必要とされる分解能との両方を取り扱うために、更に複雑かつコストの掛かるものとなるに相違ない。加えて、高いＰＡＲは、通信回路がはるかに高い電力を消費する結果となり、更にＤＭＴ送信及び受信に使用する回路及びシステム、特にしばしばアナログ・フロント・エンド（ＡＦＥ）と呼ばれる回路のコストを増加させる。
【０００７】
ＤＭＴ送信においてＰＡＲを制御する際に共通する解決方法は、選択したしきい値を超える振幅をクリップすることである。このクリッピングは、明らかに信号の損失に帰結する。クリッピングは、実質的に、時間領域信号においてクリップされたサンプルに、クリップされた振幅の逆極性を有するインパルスを導入する。当該技術分野において知られているように、時間領域インパルスは、周波数領域において全てのサブチャネルに及ぶ付加的な雑音に対応し、従ってクリッピングは、被変調信号における全サブチャネルにとって信号対雑音比を実質的に低下させる。加えて、クリッピングを使用すると、難しいトレードオフが必要となる。比較的低振幅のしきい値に対するクリッピングは、回路の複雑さ及び電力消費を減少させるが、しかしクリッピングの確率を大きく増加させる。他方、高い振幅のしきい値でのクリッピングは、クリッピングの確率を低下させるが、しかし回路の複雑性及びコストを増加させる。信号の平均電力を小さく保持してピーク振幅がアナログ回路のダイナミック・レンジ内にとどめれば、信号増幅器は、非効率的な動作状態で動作する。逆に、クリッピングの確率を増加させて平均電力のみを高めると、増幅器の効率を改善することができる。
【０００８】
従って、ＤＭＴ信号のＰＡＲを減少させてクリッピングを必要とするサンプル数を最小化させる種々の解決方法が開発された。第１のクラスの技術によれば、所望のＰＡＲ振幅しきい値以下で存在するＤＭＴシンボル・セットに、その結果の符号ワードが存在するように、ＤＭＴシンボルを符号化する。これらの技術は、発生する符号化オーバーヘッドのために、データ速度の損失が避けられない。
【０００９】
他の解決方法は、ある種のサブチャネルに対する位相回転のように、送信信号について可逆的な変換を実行してＰＡＲ振幅しきい値を超える確率を低下させることである。元の信号がＰＡＲ振幅しきい値を超える確率が低いと仮定すると、元の信号及び変換した信号が共にしきい値を超える確率は、元の信号について低い確率をほぼ２乗することになり、これがクリッピングの限度を大きく低下させる。この解決方法では、変換について認識するように制御信号がレシーバに通信されるので、レシーバは、必要に応じて逆変換を適用して、元の信号を復元することができる。
【００１０】
他の解決方法は、レシーバにおいてクリッピングの作用を推定して訂正することである。この引用により組み込まれる１９９９年１１月１７日に公開の欧州特許出願ＥＰ ０９５７ ６１５ Ａ２に説明されているように、レシーバにおいてクリッピング誤りの推定を発生し、これを使用して周波数領域補償信号を再構築し、これを受信信号に適用して何らかのクリッピングの作用を除去する。
【００１１】
データ速度を損なうことなくＤＭＴ送信におけるＰＡＲを低下させる方法は、ガサラー（Ｇａｔｈｅｒｅｒ）及びポレー（Ｐｏｌｌｅｙ）による「ＤＭＴ送信におけるクリッピング確率の制御（Ｃｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇ ｃｌｉｐｐｉｎｇｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ ｉｎ ＤＭＴ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）」、信号、システム及びコンピュータに関するアシロマー会議報（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇs ｏｆ ｔｈｅ Ａｓｉｌｏｍａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌｓ，Ｓｙｓｔｅｍｓ，ａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ）（１９９７）、５７８頁〜５８４頁に説明されており、ここではこの引用により組み込まれる。以上で述べたように、ＤＳＬセッションの開始時のトレーニング・シーケンスにより実行される１機能が各サブチャネルに割り付けたシンボル当たりのビット数（即ち、ビット・ローディング）を判断する。ビット・ローディング後、多くのサブチャネル（典型的には、高域の周波数）にとって、未ロードのままで、データ・シンボルを全く搬送していないことは、一般的なことである。ガサラー及びポレーの記載において、これら未ロードのサブチャネルを使用してペイロードを含まない「信号」を搬送することにより、ＰＡＲが低下するが、しかし多くの場合、時間領域信号の振幅をＰＡＲ振幅しきい値以下に低下させてしまう作用がある。
【００１２】
要するに、ガサラー及びポレーの方法は、未ロードのサブチャネルについてシンボルを導き出すために反復処理を実行する。要約すると、時間領域において、ＩＤＦＴ後の時間領域信号に未ロードのサブチャネル信号の初期試行値（多分ゼロ）を付加する。クリッピング増幅器に対応する非線形機能が、付加された信号に適用される。即ち、クリッピングが発生しなかったとき（即ち、信号要素に変化なしのとき）は、未ロードのサブチャネル信号の現在試行値を信号の一部として保持する。他方、非線形クリッピング増幅器機能がクリッピングを表しているときは、このクリッピングを使用して未ロードのサブチャネルに対する新しい試行信号を判断し、これらの処理をクリッピングが発生しなくなるまで反復させる。
【００１３】
ここで、図１ａを参照して、ガサラー及びポレーの記載によるＤＳＬ通信システムを介してＤＭＴ信号を送信する一例を説明する。送信モデム１０は、送信チャネルを介して受信モデムに送信すべき入力ビットストリームを受信する。この入力ビットストリームは、データ・ソースにより発生される適当なフォーマットによる２進デジットの直列ストリームであり、送信モデム１０内のビット・ツー・シンボル・エンコーダ１１により受信される。エンコーダ１１は、入力ビットストリームにおける複数ビットをＤＭＴサブチャネルを変調するために使用する多重ビット・シンボルにグループ分けする。各サブチャネルにおけるビット数は、当該技術分野において知られているように、通信セッションの初期化において各サブチャネルに割り付けられたビット・ローディングに従って異なる。加えて、エンコーダ１１は、誤り検出及び訂正目的のために、リード・ソロモン符号のような誤り訂正符号を使用することもできる。更に、付加的な信号対雑音比改善のために、トレリス（ｔｒｅｌｌｉｓ）、ターボ（ｔｕｒｂｏ）又はＬＤＰＣ符号のような他の形式の符号を適用することもできる。エンコーダ１１により発生したシンボルは、振幅情報及び位相情報を共に含む典型的な複合シンボルであり、適当な変調構成（例えば、直交振幅変調即ちＱＡＭ）における複数点に対応する。
【００１４】
次いで、符号化シンボルは、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）（更に、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）とも呼ばれる）機能１２に適用される。ＩＤＦＴ機能１２は、各入力シンボルを送信周波数帯域における１サブチャネルと関連し、かつフーリエ変換に従って対応数の時間領域サンプルを発生する。次いで、これらの時間領域シンボルは、並直列変換器１３により直列ストリームのサンプルに変換される。従って、機能１１〜１３は、入力デジタル・ビットストリームを多数の被変調サブチャネル搬送周波数の和、即ち種々のデータ値を表す変調を表す一連の直列シンボル値に変換する。典型的には、周波数領域にあるＮ／２固有複素シンボル（及びそのＮ／２共役対称シンボル）がＩＤＦＴ機能１２により１ブロックのＮ実数値時間領域サンプルに変換される。
【００１５】
当該技術分野において知られているように、機能１４は、エンド・オブ・ブロックから選択数のサンプル値をコピーして、並直列変換器１３から出力される各ブロックの直列サンプルにサイクリック・プリフィックスを付加し、かつこのブロックの先頭にコピーを付加する。このサイクリック・プリフィックスは、チャネル応答のために前のシンボルからのエネルギが次のシンボルへ拡散することによる符号間干渉（ＩＳＩ）を制限する効果がある。このサイクリック・プリフィックスは、Ｎ＋ＰのうちのＮサンプル（ただし、Ｐはプレフィックスの長さである）のブロックにデータストリームを周期的に出現させ、従って周波数領域の乗算と時間領域畳み込みとの間の等価性が有効である。
【００１６】
次いで、アップサンプリング機能１５及びデジタル・フィルタ１６は、通常の方法によりデジタル・データストリームを処理する。当該技術分野において知られているように、アップサンプリング機能１５は、実際の各信号サンプル間に０値サンプルを挿入することにより、データストリームを２倍又は４倍にして（又は任意の乗数を適用して）サンプリング速度を増加させる。デジタル・フィルタ１６は、イメージ成分を除去するようにデジタル・ローパス・フィルタ、及びＰＯＳＴＳ帯域又はＩＳＤＮ干渉を除去するようにデジタル・ハイパス・フィルタのような処理を含むことができる。次に、デジタル的にろ波されたデータストリーム信号は、デジタル・アナログ変換器１７によりアナログ領域信号に変換される。アナログ・フィルタリング（図示なし）は、フィルタリングを出力アナログ信号上で実行することができ、このようなフィルタリングは、典型的には、少なくとも１ローパス・フィルタを含む。このアナログ信号は、本発明によるこの実施例によれば、クリッピング機能、例えば振幅を（正極性及び負極性の両方で）最大値に制限するハード制限のクリッピング機能を含む。米国特許第６，２２６，３２２号に説明されているように、デジタル・アナログ変換器１７、増幅器１８及び任意のフィルタリングは、送信モデム１０（図２）内のコーダ／デコーダ（コーデック）集積回路により実施されてもよい。
【００１７】
次に、増幅されたアナログ出力は、送信チャネルに送出されて受信モデムに転送される。通常のＡＤＳＬ技術によれば、送信チャネルは、ある長さの通常的なツイスト・ペア線からなる。一般的に、受信モデム（図示なし）は、送信モデム１０により逆処理を実行して送信された内容の通信入力ビットストリームを再生する。
【００１８】
この送信システムにおける増幅器１８により適用されるハード制限のクリッピング機能の例を図１ｂに示す。増幅器１８に対する入力をサンプリングされたアナログ信号ｘs(n)として考える。増幅器１８は、図１ｂに示すように、関数f(xs(n))に対応する出力信号を発生する。この関数f(xs(n))を実質的に次式のように表すことができる。
【００１９】
【数１】
ただし、Ｂは、増幅器１８のゲインであり、またＭは、図１ｂに示すように、増幅器１８の最大出力値である。以上で説明したように、信号xs(n)のサンプルの振幅がクリッピングしきい値｜Ｂxs(n)｜を超える度に、ペイロード信号からデータを損失する恐れがある。代わりに、クリッピングを効果的に避けるために平均電力を十分低く保持すると、増幅器１８が効率的に動作せず、更に送信信号における分解能も妥協したものとになる。
【００２１】
ガサラー及びポレーの方法によれば、未ロードのサブチャネル符号化機能１９は、送信信号のピーク対平均比（ＰＡＲ）を低下させて、クリッピングの可能性を減少させるために、未ロードのサブチャネルに割り付けたシンボルを発生する。サブチャネルに対してクリップ阻止信号Ｘcを割り付けることにより、周波数領域ペイロード信号Ｘsに対して直交するクリップ阻止信号Ｘcを導き出すことができる。従って、インジケータ・マトリックスＧは、信号Ｘc及びＸsが互いに直交していることを表す次式の特性を有する。
【００２２】
【数２】
ＩＤＦＴ及びＤ／Ａ変換後にペイロード信号Ｘsのピーク振幅を低下させるために、時間領域において、クリップ阻止信号Ｘcを選択して次式のクリッピングしきい値以下にペイロード信号Ｘsを保持する。
【００２４】
【数３】
ただし、ｘs＝ＦHＸsは、逆ＤＦＴ演算子である（また、ＦはＤＦＴ演算子である。）。周波数領域において、この関係を次式のように書き改めることができる。
【００２６】
【数４】
次式により、周波数領域におけるクリップ阻止信号Ｘcを容易に解くことができる。
【００２８】
【数５】
ペイロード信号Ｘsとクリップ阻止信号Ｘcとの間の直交条件は、インジケータ・マトリックスＧを使用して実現される。
【００３０】
【数６】
ガサラー及びポレーの記述によれば、凸面セットへの投影（ＰＯＣＳ：Ｐｒｏｊｅｃｔｉｏｎ Ｏｎｔｏ Ｃｏｎｖｅｘ Ｓｅｔ）方法を使用するクリップ阻止信号Ｘcが解決される。例えば、クリップ阻止信号Ｘcについて解くために反復方法を使用することができる。
１．クリップ阻止信号Ｘc（例えばＸc＝０）に対する初期試行値により開始する。
２．時間領域信号Ｘs＋Ｘc＝ＦHＸs＋ＦHＸcを形成する。
３．時間領域信号Ｘs＋Ｘcに非線形クリッピング機能を適用し、要素が変化したか否かを判断する。ノーのときは、クリップ阻止信号Ｘcの現在の試行値は、適切である。
４．クリッピングが発生したときは、時間領域信号Ｘs＋ＸcのＤＦＴを実行し、かつインジケータ機能を含む以上の式を使用してクリップ阻止信号Ｘcに対する新しい試行値を形成し、処理を反復する。
【００３２】
ガサラー及びポレーの方法による代替方法は、予め計算した値のベクトルを使用し、かつ付加な変換なしに、時間領域におけるクリップ阻止信号Ｘcに対して新しい試行値を形成するステップを実行することである。これは、クリップ阻止信号Ｘcに対する式のＩＤＦＴを実行し、次に形成マトリックスＳ＝ＦHＧＦを予め計算し、これを時間領域信号Ｘs＋Ｘcのクリッピングに適用し、クリップ阻止信号Ｘcの前の試行値に付加して、次の試行値を得ることにより、達成される。整形マトリックスは、与えられたインジケータ・マトリックスＧに対して１回計算することのみが必要であり、かつ時間領域変換Ｘs＝ＦHＸSは、この時間領域更新解決方法に従って１回実行することのみが必要である。この解決方法において、図１ａに示すように、ＩＤＦＴ機能１２後に、結果の時間領域クリップ阻止信号Ｘcを付加する。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
ガサラー及びポレー方法の特定的な効果は、レシーバが信号を変換する必要がなく、データ速度を低下させることがないことである。変更信号は、送信機により適用され、未ロードのサブチャネルにのみ影響し、従って送信信号を復調する際にレシーバにより考慮されない。実際に、ロードされたサブチャネルにおけるペイロード部は、いずれにしろ変更されない。
【００３４】
【発明を解決するための手段】
本発明の目的は、改善した方法により離散的なマルチトーン（ＤＭＴ）被変調信号のピーク対平均比（ＰＡＲ）を減少させる方法及びシステムを提供することである。
【００３５】
本発明の更なる目的は、ＰＡＲを減少させる際にアップサンプリング及びフィルタリングの作用を考慮する方法及びシステムを提供することである。
【００３６】
本発明の更なる目的は、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のように、プログラムラマブル・ロジックによるソフトウェア・ルーチンの実行によりＰＡＲ減少を効率的に達成できる方法を提供することにある。
【００３７】
本発明の他の目的及び効果は、下記の明細書をその図面と共に参照することにより当該技術分野において通常に習熟する者に明らかとなる。
【００３８】
本発明は、ＤＳＬモデムのようなＤＭＴ通信システムの送信ループにおいて実行される反復的な解決方法により、実施可能とされ、この解決方法では、ペイロード・シンボルの逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）変調後、アップサンプリング及びフィルタリングを適用する。トレーニング処理において、複数のサブチャネルには何のシンボルもロードされなかったことを認識する。直交クリップ阻止信号の初期試行値を選択する。この初期試行値は、０であってもよく、また前記クリップ阻止信号は、未ロードのサブチャネルに適用される意味で直交である。クリップ・フラグをリセットし、前記ペイロード信号のＩＤＦＴと、アップサンプリング及びフィルタに対応する多相フィルタの第１相についての前記クリップ阻止信号の試行値とを実行し、かつこれらの結果の和を取ることにより、時間領域和信号を発生する。クリッピングしきい値に対応する非線形性は、前記和を取った信号に適用され、その結果を調べてクリッピングが発生したか否かを判断する。その通りであれば、前記クリップ・フラグをセットする。次いで、前記クリップ阻止信号の新しい推定を発生し、かつ多相フィルタの次の相に対して非線形性クリッピング機能を適用する。前記多相フィルタの各相に対する処理を完了すると、クリップ・フラグを調べる。セットされているときは、処理を反復させる。ノーのときは、クリップ阻止信号の最新試行値がその最新試行値として保持されて、ＤＭＴ被変調ペイロード信号に沿う前記未ロードのサブチャネルに送信される。
【００３９】
【発明の実施の形態】
本発明をデジタル加入者回線（ＤＳＬ）モデムのような通信トランシーバにおける実施例に関連して説明する。当該技術分野において通常に習熟する者において、本発明は、このようなアプリケーションにおいて使用するのに特に良く適しているこの明細書を参照することにより、明らかとなる。しかしながら、本発明は、マルチキャリヤ変調を含む多くの他のアプリケーションにおいて同様の利益があることもまた理解される。従って、以下で説明する実施例に対するこれらとその他の代替は、請求する本発明の特許請求の範囲にあると解釈されることを理解すべきである。
【００４０】
ここで、図２を参照して、トランシーバ（即ち、送信及び受信の両方）の形式により、及び本発明の好ましい実施例により構築されたＤＳＬモデム１００の構成を説明する。図２に示す特定のアーキテクチャは、一例として示されており、当該技術分野において習熟する者は、この明細書を参照することにより、本発明が他のアーキテクチャのＤＳＬモデム、更にＤＭＴ被変調信号を送信するために他の通信装置に実施されてもよいことが容易に理解される。特に、ＤＳＬモデム１００のこの説明において一定の集積回路により実施されるので、特定の機能を説明するが、例えば、更に多くの機能を更に少数の集積回路内に集積することにより、本発明との関連において、ＤＳＬモデム１００内の特定の集積回路の代替構成を使用できることは、当該技術分野において習熟する者により理解されるべきである。加えて、ＤＳＬモデム１００は、中央局のモデムの１ポートに対応させることができ、勿論、多数の加入者モデムにより同時送信を実行することができ、又は代替として、ＤＳＬモデム１００は、ＤＳＬアクセスのために単一の中央局と通信する加入者モデムに対応させてもよい。
【００４１】
図２に示すように、ＤＳＬモデム１００は、ツイスト・ペア送信チャネルＨに接続されているハイブリッド回路３０を含む。ハイブリッド回路３０は、ＤＳＬモデム１００がＤＭＴ被変調通信の受信及び送信の両方を実行するために適していることを考慮して、ツイスト・ペア設備Ｈの２ワイヤ構成を、ライン・ドライバ及びレシーバ３２に接続された専用送受信ライン回線へ変換する通常の回路である。ライン・ドライバ及びレシーバ３２は、ツイスト・ペア設備Ｈを介してＡＤＳＬ信号を駆動し、また受信する高速ライン・ドライバ及びレシーバである。適当なライン・ドライバ及び受信回路例は、テキサス・インスツルメンツ社から入手可能なＴＨＳ７１０２ライン・ドライバ／レシーバである。ライン・ドライバ及びレシーバ３２は、コーダ／デコーダ（コーデック）回路３４に双方向接続されており、このコーデック回路３４は、アナログ及びデジタル・フィルタリングと、アナログ・デジタル変換とを実行する。適当なコーデック装置の例は、テキサス・インスツルメンツ社から入手可能なＴＬＶ３２０ＡＤ１ｘデバイス・ファミリから選択されてもよい。ハイブリッド回路３０、ライン・ドライバ及びレシーバ３２、及びコーデック回路３４は、しばしば、まとめて「アナログ・フロント・エンド」と呼ばれる。
【００４２】
ＤＳＬモデム１００は、更に、これはＤＳＰ通信をするデジタル・トランシーバとして利用されるＤＳＰ３５を含む。以上で述べたように、ＤＳＰ３５は、以下で説明するように本発明のデジタル動作を実行するハイ・パフォーマンスのデジタル信号プロセッサである。ＤＳＰ３５として使用するのに適した例のデバイスは、テキサス・インスツルメンツ社から入手可能なＤＳＰのＴＭＳ３２０Ｃ６ｘファミリを含む。ＤＳＬモデム１００が加入者モデムである例の場合に、通常のインターフェース３６は、通常の方法により、ＤＳＰ３５をデータ・ソース（この例ではクライアントワークステーションＷである）に接続している。代替として、ＤＳＬモデム１００が中央局に実施される場合、データ・ソースは、適当な通信ネットワーク又は中央局におけるスイッチとなる。
【００４３】
図３は、本発明の好ましい実施例を実施するＤＳＬ通信システムの例を示す。図３において、図１に関して以上で説明した通常の送信モデム１０により実行された同一の機能に対して、同一の参照番号を使用する。図３のシステムにおいて、（ＤＳＬモデム１００から受信モデム２００へ）送信の１方向のみを示す。勿論、（受信モデム２００からＤＳＬモデム１００へ）逆方向にデータを通信することもまた当該技術分野において習熟する者により理解される。本発明のこの実施例により、図３のシステムにおいて実行されるＤＳＬ通信は、非対称ＤＳＬ（ＡＤＳＬ）形式である。この構成において、いわゆる「下流」通信は、電話会社の中央局から加入者のモデムへの通信であり、一方、「上流」通信は、加入者から中央局への通信である。
【００４４】
図３に示すように、ＤＳＬモデム１００は、受信モデム２００に送信する入力ビットストリームを受信する。この入力ビットストリームは、ＤＳＬモデム１００として同一位置でコンピュータにより発生されてもよく、又はその代わりに、中央局のモデムの場合により可能性のあるものとして、送信モデム（ＤＳＬモデム）１００に接続された（インターネットの意味において）コンピュータ・ネットワークを介して通信される。入力ビットストリームは、データ・ソースが発生する適当なフォーマットによって２進デジットの連続ストリームである。
【００４５】
入力ビットストリームは、送信モデム１００内のビット・ツー・シンボル・エンコーダ１１により受信される。エンコーダ１１は、この実施例において多重機能を実行する。その１機能は、入力ビットストリームにおけるビットを例えば１５ビット程度までの多重ビット・シンボルにグループ分けすることである。これらのシンボルは、以下で説明するように、種々のサブチャネルを変調するために使用する値となる。これらのシンボルは、典型的には、送信データそれ自体を表す必要性はないが、その代わり、単にブロードバンド送信用の直列ビットストリームのグループ分けに対応する。エンコーダ１１により発生した各シンボルのビット数は、このＤＳＬアプリケーションでは、当該技術分野で知られているように、通信セッションの初期化において各サブチャネルに割り付けられたビット・ローディングにより、変化する。加えて、エンコーダ１１も誤り検出及び訂正を目的として、リード・ソロモン符号のように誤り訂正符号を使用することができる。他の形式の符号、例えばトレリス、ターボ又はＬＤＰＣ符号も付加的な信号対雑音比改善に適用されてもよい。加えて、エンコーダ１１により発生したこれらのシンボルは、振幅情報及び位相情報の両方を含む典型的な複合シンボルであり、適当な変調構成（例えば、直交振幅変調即ちＱＡＭ）における複数の点に対応する。
【００４６】
次いで、符号化シンボルは、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）（逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）機能１２とも呼ばれる）機能１２に適用される。ＩＤＦＴ機能１２は、各入力シンボルを送信周波数帯域における１サブチャネルと関連させ、かつフーリエ変換に従って対応する数の時間領域サンプルを発生する。次いで、これらの時間領域シンボルは、並直列変換器１３により直列ストリームのサンプルに変換される。従って、機能１１〜１３は、入力デジタル・ビットストリームを多数の被変調サブチャネル搬送周波数（種々のデータ値を表す変調）の和を表す一連の直列シンボル値に変換する。典型的には、ＩＤＦＴ機能１２により、周波数領域にあるＮ／２固有複素シンボル（及びそのＮ／２共役対称シンボル）が１ブロックのＮ実数値時間領域サンプルに変換される。
【００４７】
機能１４では、ＩＤＦＴ機能１２から並直列変換器１３を介して出力されるサンプルの各ブロックに対して１サイクリック・プリフィックスを付加する。このサイクリック・プリフィックスは、エンド・オブ・ブロックにおける選択数のサンプル値により構成されており、これらの値は、機能１４によりそのブロックに前付加（ｐｒｅｐｅｎｄ）される。例えば、各ブロックが５１２サンプルを含む場合に、典型的なサイクリック・プリフィックスは、３２サンプル程度である。このサイクリック・プリフィックスは、前のシンボルがチャネル応答による次のシンボルへ拡散するエネルギを原因とした符号間干渉（ＩＳＩ）を限定する効果がある。換言すれば、サイクリック・プリフィックスは、周期的にデータストリームが出現するようにさせ、従って周波数領域の乗算と時間領域の畳み込みとの間での等価性がＮ＋ＰのうちのＮサンプル（Ｐはプリフィックスにおけるサンプル数である。）にわたり有効である。当該技術分野において習熟する者は、この明細書を参照することにより、各機能１１〜１４を実施できること、好ましくは、デジタル的な操作として実施することを容易に認識するものとなる。従って、高いパフォーマンスのデジタル集積回路、例えばテキサス・インスツルメンツ社から入手可能なＴＭＳ３２０Ｃ５ｘ、及びＴＭ３２０Ｃ６ｘ ＤＳＰと同等、又はより大きな計算能力を有するディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）としてこれらの機能に適していることを意図している。
【００４８】
次に、アップサンプリング機能１５及びデジタル・フィルタ１６は、通常の方法によりデジタル・データストリームを処理する。当該技術分野において知られているように、アップサンプリング機能は、各信号サンプル間に０値のサンプルを挿入することにより、データストリームを２倍又は４倍にする（即ち任意倍を適用する）。デジタル・フィルタ１６は、イメージ成分を除去するデジタル・ローパス・フィルタ、及びＰＯＴＳ帯域又はＩＳＤＮインターフェースを削除するデジタル・ハイパス・フィルタのような操作を含めることができる。次に、デジタル的にろ波したデータストリーム信号は、デジタル・アナログ変換器１７によりアナログ領域に変換される。アナログ・フィルタリング（図示なし）は、出力アナログ信号上で実行されてもよく、このようなフィルタリングは、典型的には、少なくとも１ローパス・フィルタを含む。次に、本発明によるこの実施例によれば、このアナログ信号は、クリッピング機能、例えば振幅を（正極性及び負極性の両方で）最大に制限するハード制限のクリッピング機能を含む。米国特許第６，２２６，３２２号に説明されているように、デジタル・アナログ変換器１７、増幅器１８及び任意のフィルタリングは、送信モデム１００（図２）内にコーダ／デコーダ（コーデック）集積回路により実施されてもよい。
【００４９】
次に、増幅されたアナログ出力は、適当なライン・ドライバ及び他の回路（図２に示されていない）を介して送信チャネルＨに送出されて受信モデム２００に転送される。通常のＡＤＳＬ技術によれば、送信チャネルは、ある長さの通常的なツイスト・ペア線からなる。送信チャネルＨは、受信モデム２００に送信アナログ信号を通信し、受信モデム２００は、概要的に、送信モデム１００により実行された逆処理を実行し、出力ビットストリームとして入力ビットストリームを再生する。
【００５０】
ここで、図３に示すように、本発明の好ましい実施例により受信したダウンストリーム通信を処理する際の受信モデム２００の機能を時間領域等化に基づく例により説明する。勿論、代替として他の技術により、レシーバにおけるペイロード信号の再生を実行可能することも理解される。本発明はレシーバにおいて何らの変更を必要としないので、このような代替的なレシーバの解決方法は、更に本発明に関連して使用されてもよい。図３の例では、これと共通に譲受され、かつこの引用により組み込まれる米国特許第６，２２６，３２２号に説明されているように、コーデック回路３４により、アナログ・フィルタリング機能２１と共に、ハイブリッド回路３０及びライン・ドライバ及びレシーバ３２を介して信号の下記の物理的な受信を実行し、主として着信信号から高い周波数の雑音及びエイリアシングを除去し、更に、送信チャネルＨのライン減衰特性に対して補償をするようにアナログ信号の等化を実行することもできる。次に、アナログ・デジタル変換器２２は、ろ波したアナログ信号をデジタル領域に変換し、その後に通常のデジタル・フィルタリング機能２３を適用してアナログ・フィルタの機能を高める。機能２１、２２及び２３は、好ましくは、図２のコーデック回路３４により実行されて、ＤＳＰ３５にろ波したデジタル・データ・ストリームを供給し、以下で説明するように、デジタル処理をする。
【００５１】
デジタル・フィルタリング機能２３は、ろ波したデジタル・データストリームを時間領域等化器（ＴＥＱ）２４に転送する。ＴＥＱ２４は、好ましくは、（図２の）ＤＳＰ３５により実行されるソフトウェア・ルーチンとして実施される有限インパルス応答（ＦＩＲ）デジタル・フィルタである。これは、ＴＥＱ２４が受け取る前に実行されるフィルタリングを含め、送信チャネルＨのインパルス応答の長さを効果的に短縮するように設計されている。このＴＥＱフィルタの設計は、通信セッションを確立して、ＦＩＲの特定の係数を選択し、ＤＳＬモデム１００と組合わせて受信モデム２００の初期化、即ち「トレーニング」期間中に、ＴＥＱ２４を実行することにより、実現されている。
【００５２】
ＴＥＱ２４に続いて、機能２５において各受信ブロックからサイクリック・プリフィックスを除去する。次に、直並列変換器２６は、データストリームを多数（２Ｎ）のサンプルに変換して離散フーリエ変換（ＤＦＴ）機能２７に適用される。ＤＦＴ機能２７に適用される受信データストリームは、複数の被変調サブチャネルの時間領域重ね合わせなので、このデータストリームのＤＦＴは、各サブチャネル周波数における変調シンボルを再生する、即ち送信モデム１００による送信処理においてＩＤＦＴ機能１２により実行されたＩＤＦＴの逆処理をする。サイクリック・プリフィックスが少なくとも（多分、短縮された）チャネル応答ｈ（ｔ）であるという仮定により、ＤＦＴ機能２７の出力は、実効送信チャネルの周波数領域応答により乗算された送信シンボルの周波数領域表示である。次いで、周波数領域等化（ＦＥＱ）機能２８は、実効チャネルの周波数領域応答を分割して、変調シンボルを再生する。シンボル・ツー・ビット・デコーダ機能２９は、シンボルを直列ビットストリームに再配列し、信号の送信において適用した符号化を復号して、送信の基礎であった入力ビットストリームに対応する出力ビットストリームを発生する。次に、この出力ビットストリームは、受信モデム２００の位置により、ユーザのワークステーション又はユーザのオフィス・ネットワークに転送される。
【００５３】
本発明のこの実施例によれば、送信モデム１００は、更に、未ロードのサブチャネルの符号化機能１１９を含む。本発明の好ましい実施例によれば、符号化機能１１９は、ＩＤＦＴ１２の前に、トレーニング・ルーチンにおいて判断された０のビット・ローディングを有する１以上のサブチャネルに対応した１以上のサブチャネルへ、複数のシンボルを効果的に挿入する。従って、機能１１９の操作は、複数のサブチャネルに情報を付加することであり、そうでなければ、入力ビットストリームからのペイロード・データがロードされない。しかしながら、本発明の好ましい実施例によれば、この情報は、以下で詳細に説明するように、アップサンプリング機能１５及びデジタル・フィルタ１６の作用に関連するように、発生される。
【００５４】
当該技術分野において知られているように、アップサンプリング及びフィルタリングは、サンプリング速度を増加し、かつイメージ成分及びＰＯＳＴ帯域又はＩＳＤＮ干渉を除去するするために、アップサンプリング機能１５及びデジタル・フィルタ１６により、実行される。ガサラー及びポレーの記述に説明されている未ロードのチャネルの符号化は、一般的には有用だが、このアップサンプリング及びフィルタリングを考慮していない。その結果、アップサンプリング及びフィルタリングの前に、クリッピングしきい値を超えない、従ってクリップ阻止信号Ｘcの補償が発生しない時間領域サンプルは、符号化未ロードのサブチャネルを有することなく、アップサンプリング及びフィルタリング後にクリッピングしきい値を超えることがある。アップサンプリング及びフィルタリングの作用のために、ガサラー及びポレーの記述に説明されているように、未ロードのサブチャネルを符号化する作用がいくつかのアプリケーションにおいて限定される。
【００５５】
以下、まずアップサンプリングが存在しないフィルタリングに関連して、次にデジタル・アナログ変換の前にアップサンプリング及びフィルタリングの両方に関連して、本発明の動作原理を説明する。本発明による方法の目的は、デジタル・フィルタ１６の機能を適用した後にペイロード信号Ｘsによる和がクリップしないように、時間領域クリップ阻止信号Ｘc（周波数領域におけるＸc、時間領域におけるＸc）を導き出すことである。
【００５６】
ｈ（及び１の係数によりアップサンプリングするアップサンプリング機能１５、換言すれば何もサンプリングに付加しない）として、デジタル・フィルタ１６のインパルス応答を考慮する。時間領域において、符号化機能１１９の目的は、次式に対する時間領域変換を有するクリップ阻止信号Ｘcを適用することである。
【００５７】
【数７】
ただし、＊は、時間領域の畳み込み演算子である。周波数領域では、次式のようになる。
【００５９】
【数８】
ただし、Ｈは、インパルス応答ｈのＤＦＴに対応する０でないエントリを有する対角線マトリックスである。デジタル・フィルタ１６からのブロック間作用が重要となる限り、フィルタの前の状態をセーブすることにより、又は通常の重なりにより、及び付加又はセーブ方法により、これらの作用を処理することができる。クリップ阻止信号Ｘcを定義するために、この周波数領域式を次式のように書き改めることができる。
【００６１】
【数９】
更に、ＤＦＴ演算子Ｆを適用すると次式のようになる。
【００６３】
【数１０】
クリップ阻止信号Ｘcを切り離すために、フィルタ応答Ｈの逆数Ｈ-1により乗算することができる。
【００６５】
【数１１】
未ロードのサブチャネルを有するエントリにおいて、１を有する対角行列であるインジケータ・マトリックスＧを使用した直交制約を再び考えると、次式のようになる。
【００６７】
【数１２】
更に、直交性によりＧＸs＝０なので、次式のようになる。
【００６９】
【数１３】
ここで、凸セットへの投影（ＰＯＣＳ：Ｐｒｏｊｅｃｔｉｏｎ Ｏｎｔｏ Ｃｏｎｖｅｘ Ｓｅｔｓ）により、クリップ阻止信号Ｘcに対するこの固定小数点の式を解くことができる。クリップ阻止信号Ｘcは、フィルタ応答Ｈにより乗算されるので、未ロードのサブチャネル上でこのフィルタ応答Ｈが小さいときは、その結果のクリップ阻止信号Ｘcは、恐らく無効となることに注意すべきである。
【００７１】
図３を参照し、アップサンプリング機能１５に対する時間領域入力を信号ｘ（ｎ）とし、かつＬのアップサンプリングによるデジタル・フィルタ１６の出力をｙ（ｎ）として考慮したときに、等価的な多相表示が図４に示される。図４に示すように、入力の信号ｘ（ｎ）は、対応するフィルタ応答ｈ0〜ｈL-1により、Ｌフィルタ機能１６0〜１６L-1に実質的に適用され、かつ各フィルタ機能１６jの出力がｙj（ｎ）として表されている。０〜Ｌ−１のｌに対して、個々の多相フィルタｈlは、次式により元のフィルタ応答ｈに関連される。
【００７２】
【数１４】
次いで、ろ波された信号ｙ0（ｎ）〜ｙL-1（ｎ）は、係数Ｌによるアップサンプリング機能１５によって、それぞれアップサンプリングされる。アップサンプリングされた出力は、加算器４０によって、１〜Ｌ−１遅延段４２により遅延された高次アップサンプリング信号ｙ1（ｎ）〜ｙL-1（ｎ）と組合せられて出力信号ｙ（ｎ）となる。個々のフィルタ出力信号ｙl（ｎ）がクリップされていなければ、組合せられた出力信号は、クリップされない。これは、アップサンプリング機能１５が個々の出力信号ｙl（ｎ）の各サンプリング間に０値のサンプリングをそれぞれ挿入するためであり、遅延段４２は、ろ波した出力信号ｙl（ｎ）が互いに加算することがないように、多数のパスを遅延する。
【００７４】
次式のクリップ阻止信号Ｘcの固定小数点関係を想起する。
【００７５】
【数１５】
多相解析は、アップサンプリング係数Ｌがｌ＝０、１、．．．、Ｌ−１に対して次式により関連付けられることを表している。
【００７７】
【数１６】
ただし、Ｈlは、ｌ番目の多相フィルタ１６lのフィルタ応答である。従って、クリップ阻止信号Ｘcに対するこの解決法は、Ｌ多相式を満足する。
【００７９】
この動作原理に基づき、以下図５を参照して、本発明の好ましい実施例によるクリップ阻止信号Ｘcを判断することにより、符号化機能１１９を実行する方法を詳細に説明する。以上で述べたように、符号化機能１１９は、ＤＳＰ３５（図２）により実施することを意図しており、図５に示す方法のステップは、ＤＳＰ３５がソフトウェア・ルーチンを実行することにより実行される。勿論、機能１１９の他の実現もまた、本発明の範囲内であることを意図しており、このような実現は、例えばモデム１００内に存在するコプロセッサの形式よるカスタム・ロジックを含む。
【００８０】
図５に示すように、この方法は、処理５０から開始し、ＤＭＴサブチャネルのビット・ローディングを判断し、これらのサブチャネルがビット・ローディングを受信しているのではないことを認識する。これは、通常のモデムの「トレーニング・ルーチン」により、ＤＳＬセッションの初期化において処理５０を実行することを意図している。これは、更に、ＤＳＬセッション中に周期的にビット・ローディングを更新して送信環境における変化を考慮できることを意図している。いずれにしろ、処理５０において、送信帯域内の一定のサブチャネルがアンロードされていると認識し、インジケータ・マトリックスＧを定義する。以上で述べたように、インジケータ・マトリックスＧは、未ロードのサブチャネルに対応する位置に１を有する対角行列である。
【００８１】
処理５２において、ＤＳＰ３５は、送信モデム１００と同一位置にあるコンピュータにより発生し、又はコンピュータ・ネットワークを介して受信できる入力ビットストリームから１ブロックのシンボルを符号化する。図３のエンコーダ機能１１に関連して以上で説明したように、入力ビットストリームは、処理５２において、多重ビット・シンボルにグループ分けされた２進デジットの直列ストリームであり、各シンボルにおけるビット数は、処理５０において判断されたビット・ローディングによっている。処理５２に関連して任意選択的に実行可能とされる他の処理は、誤り検出及び符号訂正、又はトレリス、ターボ若しくはＬＤＰＣ符号化を含む。処理５２の出力は、振幅情報及び位相情報の両方を含む一連の複素シンボルであり、特定の通信クラスに対する変調構成（例えば、直角振幅変調即ちＱＡＭ）における複数の点に対応していることを意図している。処理５４において、これらのシンボルは、送信帯域においてサブチャネル（即ち、０でないビット・ローディングを有するサブチャネル）に関連され、共にペイロード信号Ｘs（ｎ）を有する。
【００８２】
以上で述べたように、図５の方法の目的は、ペイロード信号Ｘsに付加され、かつ時間領域に変換されたときに、クリッピングしきい値内の振幅ピークを有するクリップ阻止信号Ｘcを導き出すことであり、この振幅ピークは、アップサンプリング及びフィルタリングの効果を含む。この方法の反復特性のために、処理５６は、クリップ阻止信号Ｘcに対する試行値を初期化することにより、開始する。これは、全てのサブチャネル（ロードされたサブチャネルを含む）において初期試行値が多分０と思われることを意図している。処理５８において、フラグＣＬＩＰがリセットされ、またループ・カウンタｌが０に初期化される。ループ・カウンタｌは図６の方法の残りを通過する回数をカウントし、図４におけるＬ相を多相表示の現在位相に対応する。
【００８３】
処理６２において、ＤＳＰ３５は、周波数領域の信号ブロックＸｓ及びクリップ阻止信号Ｘcの現在試行値により、時間領域信号を形成する。以上で説明したように、この時間領域信号は、信号Ｘs、ＸcのＩＤＦＴ（場合によっては、ＩＦＦＴ）に基づいており、フィルタの現在位相の効果を意図している。従って、この時間領域信号は、次式のように、ＩＤＦＴの結果を付加することにより発生される。
【００８４】
【数１７】
勿論、初期クリップ阻止信号Ｘc＝０の初期の場合に、この和の第２項は０である。以上のように、Ｈl項は、調査中の現在位相ｌについてのフィルタ機能１６lのフィルタ応答である。その結果の時間領域信号は、勿論、一連のサンプリング振幅により表される。
【００８６】
処理６４において、ＤＳＰ３５により、増幅器機能ｆがこの時間領域信号に適用される。この機能ｆは、図１ｂに示すように、典型的にハード制限クリッピング増幅器であると同時に、処理６４において適用される特定機能ｆは、任意の線形又は非線機能（典型的には、非線形性を含む）に対応してもよい。次いで、判断６５は、処理６４における機能ｆの適用により、現在時間領域和信号におけるサンプルがクリップされたか否かの判断を実行する。ノー（判断６５がノー）のときは、判断６９を実行してループ・カウンタｌが最終位相を評価したことを表示しているか否かを判断する。ノー（判断６９がノー）のときは、処理７０においてループ・カウンタｌを増加させ、処理６２において新しい時間領域和信号を発生させて、次の位相について処理を反復させる。
【００８７】
クリッピングを検出すると（判断６５がイエス）、処理６６においてフラグＣＬＩＰをセットしてクリップされたサンプルを検出したことを表示する。処理６８において、クリップされた時間領域信号（処理６４により出力される）に演算子ＧＨl -1を適用することにより、クリップ阻止信号Ｘcの新しい試行値を発生する。この演算子は、インジケータ・マトリックスＧにより乗算された現在位相に対するフィルタ応答の逆数に対応しており、クリップ阻止信号Ｘcに対して新しい試行値を発生し、次の反復において処理により使用される。次いで、判断６９を反復して、解析すべき付加的位相が残っているか否かを判断する。その通りであれば（処理６９がイエスであれば）、処理７０においてループ・カウンタｌを増加させ、新しいクリップ阻止信号Ｘcを使用して処理６２から開始し、次の位相について処理を反復させる。
【００８８】
ループ・カウンタｌがその最終値のＬ−１（値Ｌは、アップサンプリング比である。）に到達したことを判断６９が（イエスの結果により）示すと、判断７１がフラグＣＬＩＰを調べる。フラグＣＬＩＰがセットされている（判断７１がイエスとなる）ときは、複数位相のうちの１位相に対する、複数時間領域信号のうちの１時間領域信号がクリップされており、また処理６２以下を通る最近のループ内で少なくとも１位相に対して、クリップ阻止信号Ｘc用の新しい試行値を発生することになる。この場合に、制御は、フラグＣＬＩＰをリセットする処理５８、及びループ・カウンタｌを０に初期化する処理６０に進み、処理は、０次位相から開始する新しいクリップ阻止信号Ｘcを除き、同一の入力信号Ｘsについて反復される。
【００８９】
Ｌ位相の全てにわたり処理を反復し（判断６９がイエスとなる）、かつ処理６４において機能ｆの適用によりいずれの位相もクリップされていなかった（判断７１がノーとなる）ならば、クリップ阻止信号Ｘcの現在試行値は、ペイロード信号Ｘsからクリッピングを除去する際に、有効であるとみなされる。以上で説明したように、アップサンプリング機能１５及びフィルタ１６を考慮に入れる方法により、クリップ阻止信号Ｘcのこのような発生を実行する。次いで、処理７２を実行し、ＤＳＰ３５は、現在のクリップ阻止信号Ｘcにより現在の未ロードのサブチャネルをロードする。この新しい信号をＩＤＦＴ機能１２に渡し、対応する被変調信号の変調及び送信を実行する。
【００９０】
従って、本発明のこの実施例によれば、クリップ阻止信号の発生により、及びこのクリップ阻止信号を有するその他の未ロードのサブチャネルの符号化により、ピーク対平均比（ＰＡＲ）が減少する。クリップ阻止信号がペイロード信号に対して直交しているので、このＰＡＲ減少においてデータの損失は、発生しない。加えて、クリップ阻止信号は、排他的に未ロードのサブチャネルに存在するので、クリップ阻止信号は、受信モデム（例えば、図３においてモデム２００）に対して完全に透明であり、レシーバ・エンドで処理を必要とすることなく、クリッピングが発生したか否か、又はクリッピングに対しては補償するのか否かを判断する。むしろ、クリップ阻止信号を搬送するサブチャネルは、レシーバが関係する限り、未ロードのサブチャネルであるので、単に無視されるだけである。この方法は、更に、時間領域信号を発生する際に使用されるＩＤＦＴにいくらか複雑なステップのみが係わることを考慮すると、極めて計算効果がよい。
【００９１】
クリップ阻止信号を駆動する代替的な解決方法を説明する。以下の説明から明らかとなるように、この解決方法は、時間領域更新として動作し、付加的な変換なしに、予め計算した値のベクトルを使用することにより、更に高いパフォーマンスの方法となることを意図している。
【００９２】
クリップ阻止信号Ｘcについての次式を想起する。
【００９３】
【数１８】
この式の両辺を現在位相についてのフィルタ応答Ｈlにより乗算することができる。
【００９５】
【数１９】
この式の両辺のＩＤＦＴを時間領域に変換すると、次式を得る。
【００９７】
【数２０】
これは、クリッピング更新に整形機能を適用することにより、クリップ阻止信号の更新を適用するために、以下のように書き改められる。
【００９９】
【数２１】
しかしながら、ｌ次における摂動（ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ）は、他の位相に変換される必要がある。下記の周波数領域式を再び参照する。
【０１０１】
【数２２】
これも同様に次式のように書き改めることができる。
【０１０３】
【数２３】
この式の両辺をＨmＨl -1により乗算する。
【０１０５】
【数２４】
この式のＩＤＦＴは、次式のようになる。
【０１０７】
【数２５】
従って、整形機能Ｓlmは、ｌ番目位相からｍ番目位相に対する更新へクリップのアプリケーションを整形する。
【０１０９】
ここで図６〜図８を参照し、本発明の第２の好ましい実施例によるＰＡＲを減少させるために未ロードのサブチャネルの符号化を実行し、かつこの時間領域更新解決方法に続く方法を以下詳細に説明する。この方法は、以下の説明から明らかなように、アップサンプリング機能１５及びデジタル・フィルタ１６を考慮した方法により実行される。
【０１１０】
図６は、本発明の第２の実施例によりデータを送受信する通信処理を示しており、図３に対する以上の説明と同一機能については、同一の参照番号を使用している。しかしながら、本発明の第２の実施例によれば、符号化機能２１９は、時間領域のクリップ阻止信号Ｘcを発生し、これをＩＤＦＴ機能１２においてペイロード信号ＸsのＩＤＦＴを実行した後のある時点で信号ストリームに適用する。ペイロード信号Ｘsに対してクリップ阻止信号Ｘcの直交性を条件とするために、クリップ阻止信号Ｘcに対応するサブチャネル周波数は、ペイロード信号Ｘsの周波数と異なることになり、また未ロード・チャネルのサブチャネル周波数に対応することになる。図６に示すように、例えば、クリップ阻止信号Ｘcを並直列変換器１３に適用し、これによって時間領域のクリップ阻止信号Ｘcを時間領域のペイロード信号Ｘsと組合わせる。
【０１１１】
本発明の第２の実施例による方法は、前述のように、処理８０において、ＤＭＴサブチャネルのビット・ローディングについての判断、及びこれらサブチャネルがビット・ローディングを受信していないことの認識により開始する。処理８０は、前述したように、好ましくは、ＤＳＬセッションの初期化中に実行される。次いで、処理８２は、対応するシンボル構成（例えば、ＱＡＭ）に従って入力ペイロード・ビットストリームからの１ブロックのシンボルを多数ビット・シンボルに符号化し、これらのシンボルを処理８０のビット・ローディングに従って送信帯域内のサブチャネルと関連させてペイロード信号Ｘs（ｎ）を発生する。
【０１１２】
処理８５において、ＩＤＦＴルーチンを実行して周波数領域ペイロード信号Ｘsを時間領域ペイロード信号Ｘsに変換する。この変換は、勿論、未ロードのサブチャネルが０値成分を有することを除き、ＩＤＦＴ機能１２に対応する。処理８６において、クリップ阻止信号Ｘcを第１の試行値、好ましくは、０（即ち、全てのｎに対してＸc（ｎ）＝０）に初期化する。処理８８において、フラグＣＬＩＰをリセットし、処理９０において、ループ・カウンタｌを０に初期化する。
【０１１３】
処理９２において、時間領域ペイロード信号Ｘsと、図４に示すように、アップサンプリング機能１５及びデジタル・フィルタ１６を多相表示の位相に対する現在の試行クリップ阻止信号Ｘcから、時間領域和を形成する。この時間領域信号は、その位相に対するこれらの時間領域フィルタに関連するペイロード信号Ｘsとクリップ阻止信号Ｘcとの単純な和である。即ち、
【０１１４】
【数２６】
処理９４において、この時間領域和信号を機能ｆにより処理する。機能ｆは、例えば、以上で述べたように、ハード制限増幅器特性でもよい。
【０１１６】
次いで、判断９５を実行し、時間領域和信号のサンプルがクリッピング処理９４により変更された振幅を有するか否かを判断する。ノーのときは、制御が判断９９に行き、ループ・カウンタｌを最終値のＬ−１と比較して、Ｌ位相表示の全てを考慮したか否かを判断する。ノーの（判断９９がノーである）ときは、処理１００においてループ・カウンタｌを増加し、処理９２から次の位相について処理を反復させる。
【０１１７】
１以上のサンプル振幅が変化した（判断９５がイエスである）ときは、ペイロード信号Ｘsと現在の試行クリップ阻止信号Ｘcとの和のいくつかのサンプル振幅が処理９４において適用した非線形機能のクリッピングしきい値を超えたときは、クリップ阻止信号Ｘcにおいて調整を必要とする。処理９６において、フラグＣＬＩＰをセットし、クリッピングが発生したことを表示する。次いで、処理９８において、クリップ阻止信号Ｘcの試行値を調整する。本発明のこの第２の好ましい実施例の動作原理に関連して以上で述べたように、この時間領域更新解決方法において、多相表示の１位相のためにペイロード信号Ｘsに対する調整は、更に他の位相にも影響する。調整処理９８を実行してこれらの効果は、図８に関連して以下で説明するように、他の位相に適用される。
【０１１８】
処理１１０において、現在の位相に対してベクトルＲを判断する。多相表示における各相に対してベクトルＲを反復して使用し、従って本発明のこの実施例では、処理１１０において実行されるように、１回のみ計算することが好都合である。本発明のこの実施例によれば、次式のようにベクトルＲを導き出す。
【０１１９】
【数２７】
次に処理１１２において、位相カウントｍを０に初期化する。
【０１２１】
処理１１４において、処理９４及び判断９５において検出されたｌ番目位相からのクリッピング作用により、クリップ阻止信号Ｘcのm番目位相が変更される。次式の整形機能Ｓlmを再び想起する。
【０１２２】
【数２８】
処理８０において判断されたインジケータ・マトリックスＧを使用し、ｌ番目位相におけるクリッピングに基づき、m番目位相に対するクリップ阻止信号Ｘｃの調整を次式により、更新し、処理１１４において実行される。
【０１２４】
【数２９】
判断１１５は、カウントｍがＬ−１の最終値に到達したか否かを調べることにより、その他の位相でクリップ阻止信号Ｘcを調整すべきか否かを判断する。ノーのとき（判断１１５がノーであるとき）は、処理１１６においてカウントｍを増加させ、クリップ阻止信号Ｘcを次の位相に対して調整する。その通りのとき（判断１１５がイエスであるとき）は、各位相において現在位相（ｌ）におけるクリッピング効果ついてクリップ阻止信号Ｘcを調整し、制御は判断９９に行く。
【０１２６】
判断９９は、ループ・カウンタｌがＬ−１の最終値に到達したか否かを判断する。従って、クリップ阻止信号Ｘcの現在の試行値が全ての位相について評価されたか否かを判断する。その通りのとき（判断９９がイエスであるとき）は、判断１０１によりフラグＣＬＩＰを調べて、クリップ阻止信号Ｘcの試行値がクリッピングを発生させたか否かを判断する。その通りのとき（判断１０１がイエスであるとき）は、以下、クリップ阻止信号Ｘcの現在値を評価する必要があり、フラグＣＬＩＰのリセットから開始し、ループ・カウンタｌを初期化し、かつ処理９２により開始する一連のオペレーションを反復させる。
【０１２７】
クリッピングに帰結しなかった（判断１０１がノーとなる）クリップ阻止信号Ｘcの試行値を評価することにより、このルーチンを完了する。従って、未ロードのサブチャネルを使用してＰＡＲの減少によりクリッピングを避けるために、現在のクリップ阻止信号Ｘcが適当となり、この場合は、現在の時間領域和信号Ｘs＋Ｘcを並直列変換器１３（図３）に転送することができ、これに送信処理が続く。
【０１２８】
本発明の第２の実施例は、第１の実施例のように、ダウンストリーム増幅器が効果的に動作できるようにデータの損失なしに、合理的な平均電力を保持する間に、ＰＡＲを減少し、かつ送信信号のクリッピングを減少させる重要な効果がある。これは、更に、本発明の第２の実施例である時間領域更新解決方法は、反復するＩＤＦＴ処理を実行することなく、ペイロード信号のＩＤＦＴ後に、時間領域においてクリップ阻止信号の導き出し及び更新を実行するので、与えられたブロックのデータに対して単一のＩＤＦＴ動作を実行することのみを必要とすることを考慮して、多くのアプリケーションにおいて付加的な効率及びパフォーマンスを提供する。
【０１２９】
加えて、本発明の開示されたこれらの実施例によれば共に、未ロードのサブチャネルのみがクリップ阻止信号により影響を受けるので、受信モデムの部分で何らの操作を必要とすることなく、かつこれらのサブチャネルが受信モデムにより必然的に無視される。従って、受信しているモデム回路に対して透明に、送信機において、本発明より達成されるＰＡＲ減少を実現できる。
【０１３０】
以上で説明したように、本発明の好ましい実施例は、逆処理可能な直交変換であるフーリエ変換（即ち、ＩＤＦＴ／ＤＦＴ、又はＩＦＦＴ／ＦＦＴ,変換ペア）による信号の変調に向けられている。本発明は、任意の直交変換、当該技術分野において周知の多くの形式による接続に適用可能とされ、また有利であることを意図している。
【０１３１】
本発明をその好ましい実施例により説明したが、勿論、これらの実施例の変更、及び代替を意図するものであり、本発明の効果及び恩恵を得る変更及び代替は、この明細書及びその図面を参照することにより、当該技術分野において通常に習熟する者に明らかである。このような変更及び代替は、以下で請求する本発明の範囲内であることを意図している。
【０１３２】
以上の説明に関して更に以下の項を開示する。
（１）送信設備を介して送信する複数のデジタル信号の変調方法において、
複数のサブチャネルのビット・ローディングをするステップと、
ロードされていない前記複数のサブチャネルの少なくとも１つのサブチャネルを識別するステップと、
ペイロード・ビットストリームを受信するステップと、
受信したペイロード・ビットストリームを複数のシンボルに符号化するステップであって、前記複数のシンボルは、各々が前記複数サブチャネルのうちの１つのサブチャネルに関連し、前記複数シンボルがデジタル・ペイロード信号として配列されるステップと、
１つのアップサンプリング機能に対応する複数の位相の各々について、前記ペイロード信号及び試行クリップ阻止信号の時間領域和信号を形成するステップであって、前記試行クリップ阻止信号が前記ペイロード信号と直交し、かつ少なくとも１つの未ロードサブチャネルに関連し、かつ前記試行クリップ阻止信号及びペイロード信号が現在の位相に関連したフィルタによりろ波されているステップと、
１つの機能を前記時間領域和信号に適用してクリップされた和信号を導き出すステップと、
前記時間領域和信号と相違する前記クリップされた和信号に応答し、前記現在位相について前記試行クリップ阻止信号を変更するステップと、
前記複数の位相の各々について前記形成するステップ、前記適用するステップ及び前記変更するステップを反復するステップと、
前記複数の位相の各々について前記時間領域和信号と相違した前記クリップされた和信号に応答し、前記複数の位相について、前記形成するステップ、前記適用するステップ、及び前記変更するステップを反復するステップと、
前記複数の位相の全てにわたり前記時間領域和信号と相違していない前記クリップされた和信号に応答し、前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を処理するステップと
を備えている変調方法。
【０１３３】
（２）前記形成するステップは、
前記ペイロード信号及び現在の試行クリップ阻止信号のそれぞれについて逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行するステップであって、各信号が前記現在の位相に対するフィルタ応答により変更されるステップと、
前記実行するステップからのＩＤＦＴを付加して前記時間領域和信号を発生するステップと
を備えている第１項記載の変調方法。
【０１３４】
（３）更に、
未ロードのサブチャネル及びその他のゼロ値エントリに対応する位置で対角線に沿いゼロでないエントリを有するインジケータ・マトリックスを導き出すステップを備え、かつ
前記変更するステップは、
前記インジケータ・マトリックス及び前記現在の位相に対する前記フィルタの逆処理に対応する演算子を前記クリップされた和信号に適用して前記変更した試行クリップ阻止信号を導き出すステップを備えている
第２項記載の変調方法。
【０１３５】
（４）前記処理するステップは、
逆離散フーリエ変換を実行することにより前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を変調するステップ
を備えている第３項記載の変調方法。
【０１３６】
（５）前記処理するステップは、
前記変調するステップ後に、前記被変調信号を時間領域デジタル・シーケンスにフォーマット化するステップと、
前記複数の位相に対応する係数により前記時間領域デジタル・シーケンスをアップサンプリングするステップと、
前記アップサンプリングしたデジタル・シーケンスをろ波するステップと、
前記ろ波したアップサンプリングしたデジタル・シーケンスをアナログ信号に変換するステップと、
前記アナログ信号を増幅するステップと
を備えた第４項記載の変調方法。
【０１３７】
（６）前記フォーマットするステップは、
前記ペイロード信号についてＩＤＦＴを実行するステップと、
前記現在の位相に対するフィルタ応答を前記ペイロード信号のＩＤＦＴに適用するステップと、
時間領域形式にあり、かつ前記現在の位相に対する前記フィルタ応答を適用した後の前記試行クリップ阻止信号を、前記適応するステップ後に前記試行クリップ阻止信号を付加するステップと
を備えた第１項記載の変調方法。
【０１３８】
（７）前記変更するステップは、
前記現在の位相に対応するベクトルを計算するステップと、
前記複数の位相のそれぞれについて、前記現在の位相に対する前記クリップされた和信号により前記試行クリップ阻止信号を変更するステップと
を備えた第６項記載の変調方法。
【０１３９】
（８）前記現在の位相に対する前記クリップされた和信号により前記試行クリップ阻止信号を変更する前記ステップは、
前記ベクトルに１つの形成機能を適用し、その結果を前記位相に対するフィルタ応答によりろ波した前記試行クリップ阻止信号に付加するステップ
を備えた第７項記載の変調方法。
【０１４０】
（９）前記処理するステップは、
前記複数の位相に対応する係数により前記ペイロード信号及び前記試行クリップ阻止信号の和をアンサンプリングするステップと、
前記アップサンプリングした和信号をろ波するステップと、
前記ろ波し、アップサンプリングした和信号をアナログ信号に変換し、このアナログ信号を増幅するステップと
を備えた第８項記載の変調方法。
【０１４１】
（１０）離散的なマルチトーン（ＤＭＴ）被変調信号を送信するトランシーバにおいて、
一端を通信施設に接続したアナログ・フロント・エンド機能と、
前記トランシーバをデータ・ソースにインターフェース接続するインターフェースと、
前記インターフェース及び前記アナログ・フロント・エンド機能に接続され、命令ルーチンを実施して一連の動作を実行することにより、前記データ・ソースからのデジタル・ペイロード・ビットストリームを変調し、その被変調信号を前記アナログ・フロント・エンド機能に適用するプログラムラマブル・ロジック回路と、
を備え、前記一連の動作は、
複数のサブチャネルをビット・ローディングするステップと、
未ロードの前記サブチャネルのうちの少なくとも１つのサブチャネルを識別するステップと、
前記ペイロード・ビットストリームを受信するステップと、
受信した前記ペイロード・ビットストリームを複数のシンボルに符号化するステップであって、前記複数のシンボルの各々が前記複数のサブチャネルのうちの１つのサブチャネルに関連し、前記複数のシンボルがデジタル・ペイロード信号として配列されるステップと、
アップサンプリング機能に対応する複数の位相の各々について、前記ペイロード信号及び試行クリップ阻止信号の時間領域和信号を形成するステップであって、前記試行クリップ阻止信号が前記ペイロード信号に直交すると共に、少なくとも１つの未ロードのサブチャネルと関連され、かつ前記試行クリップ阻止信号及びペイロード信号が前記現在の位相に関連したフィルタによりろ波されるステップと、
前記時間領域和信号に１つの機能を適用してクリップされた和信号を導き出すステップと、
前記時間領域和信号と相違する前記クリップされた和信号に応答し、前記現在の位相に対する前記試行クリップ阻止信号を変更するステップと、
前記複数の位相の各々について前記形成するステップ、前記適用するステップ及び前記変更するステップを反復するステップと、
前記複数の位相の各々について前記時間領域和信号と相違した前記クリップされた和信号に応答し、前記複数の位相の各々について、前記形成するステップ、前記適用するステップ、及び前記変更するステップを反復するステップと、
前記複数の位相の全てにわたり前記時間領域和信号と相違していない前記クリップされた和信号に応答し、前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を処理し、この処理した信号を前記アナログ・フロント・エンド機能に転送するステップと
を備えているトランシーバ。
【０１４２】
（１１）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、前記形成するステップを実行するようにプログラムされ、前記形成するステップは、
前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の各々についてＩＤＦＴを実行するステップであって、各信号が前記現在の位相に対するフィルタ応答により変更されるステップと、
前記実行するステップからのＩＤＦＴを付加して前記時間領域和信号を発生するステップと
による第１０項記載のトランシーバ。
【０１４３】
（１２）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、
未ロードのサブチャネルに対応する位置で対角線に沿った非ゼロのエントリ及びその他のゼロ値エントリを有するインジケータ・マトリックスを導き出すステップを実行するようにプログラムされ、かつ
前記プログラムラマブル・ロジック回路は、
前記インジケータ・マトリックス、及び前記現在の位相に対する前記フィルタの逆処理に対応する演算子を前記クリップされた和信号に適用して、前記変更した試行クリップ阻止信号を導き出すステップ
により、前記変更するステップを実行するようにプログラムされている第１１項記載のトランシーバ。
【０１４４】
（１３）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、一連の動作により前記処理するステップを実行し、前記一連の動作は、
逆離散フーリエ変換を実行することにより、前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を変調するステップと、
前記変調するステップ後に、前記被変調信号を時間領域デジタル・シーケンスにフォーマット化するステップと、
前記複数の位相に対応する係数により前記時間領域デジタル・シーケンスをアップサンプリングするステップと、
前記アップサンプリングしたデジタル・シーケンスをろ波するステップと、
前記ろ波したアップサンプリングしたデジタル・シーケンスをアナログ信号に変換するステップと、
前記アナログ信号を増幅するステップと、
前記増幅したアナログ信号をアナログ・フロント・エンド機能に適用するステップと
を含む第１２項記載のトランシーバ。
【０１４５】
（１４）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、前記形成するステップを実行するようにプログラムされ、前記形成するステップは、
前記ペイロード信号にＩＤＦＴを実行するステップと、
前記現在の位相に対するフィルタ応答を前記ペイロード信号のＩＤＦＴに適用するステップと、
時間領域形式にあり、かつ前記現在の位相に対する前記フィルタ応答を適用した後の前記試行クリップ阻止信号を前記適用するステップ後のペイロード信号に付加するステップと
による第１０項記載のトランシーバ。
【０１４６】
（１５）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、前記変更するステップを実行するようにプログラムされ、前記変更するステップは、
前記現在の位相に対応するベクトルを計算するステップと、
前記複数の位相の各々について、形成する機能を前記ベクトルに適用し、その結果を前記位相についての前記フィルタ応答によりろ波された前記試行クリップ阻止信号に付加するステップと
による第１４項記載のトランシーバ。
【０１４７】
（１６）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、前記処理するステップを実行するようにプログラムされ、前記処理するステップは、
前記複数の位相に対応する係数により前記ペイロード信号及び前記試行クリップ阻止信号の和をアップサンプリングするステップと、
前記アップサンプリングした和信号をろ波するステップと、
前記ろ波したアップサンプリングした和信号をアナログ信号に変換するステップと、
前記アナログ信号を増幅するステップと
による第１５項記載のトランシーバ。
【０１４８】
（１７）前記プログラムラマブル・ロジック回路は、ディジタル信号プロセッサである第１０項記載のトランシーバ。
【０１４９】
（１８）クリッピングを避けるようにペイロード信号を処理する方法において、
前記ペイロード信号を複数のシンボルに符号化するステップであって、前記シンボルがそれぞれ複数のサブチャネルのうちの１つのサブチャネルに関連され、前記複数のサブチャネルが前記ペイロード信号の前記符号化されたシンボルのいずれとも関連されることなく、少なくとも１つの未ロードのサブチャネルを含むステップと、
アップサンプリング機能に対応する複数の位相の各々について、前記ペイロード信号及び前記試行クリップ阻止信号の時間領域和信号和を形成するステップであって、前記試行クリップ阻止信号が前記ペイロード信号に直交し、かつ少なくとも１つの未ロードのサブチャネルと関連され、かつ前記試行クリップ阻止信号及び前記ペイロード信号が前記現在の位相に関連したフィルタによりろ波されるステップと、
前記時間領域和信号に１つの機能を適用してクリップされた和信号を導き出すステップと、
前記時間領域和信号と相違する前記クリップされた和信号に応答し、前記現在の位相について前記試行クリップ阻止信号を変更するステップと、
前記複数の位相の各々について前記形成するステップ、前記適用するステップ、及び前記変更するステップを反復させるステップと、
前記複数の位相の各々について前記時間領域和信号と相違する前記クリップされた和信号に応答し、前記複数の位相について前記形成するステップ、前記適用するステップ、及び前記変更するステップを反復させるステップと、
前記複数の位相の全てにわたり前記時間領域和信号と相違しない前記クリップされた和信号に応答し、前記ペイロード信号、及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を処理するステップと
を備えている方法。
【０１５０】
（１９）前記形成するステップは、
前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の各々について逆直交変換を実行するステップであって、各信号が前記現在の位相用のフィルタ応答により変更されているステップと、
前記実行するステップにより変更を付加して前記時間領域和信号を発生するステップと
を備えている第１８項記載の方法。
【０１５１】
（２０）更に、
未ロードのサブチャネル、及びその他のゼロ値エントリに対応する位置で対角線に沿いゼロでないエントリを有するインジケータ・マトリックスを導き出すステップをを備え、かつ
前記変更するステップは、
前記インジケータ・マトリックス、及び前記現在の位相に対する前記フィルタの逆処理に対応する演算子を前記クリップされた和信号に適用して、前記変更した試行クリップ阻止信号を導き出すステップを備えている
第１９項記載の方法。
【０１５２】
（２１）前記直交化させる変換は、フーリエ変換であり、かつ
前記処理するステップは、逆離散フーリエ変換を実行することにより、前記ペイロード信号、及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を変調するステップを備えている
第２０項記載の方法。
【０１５３】
（２２）前記形成するステップは、
ペイロード信号について逆直交変換を実行するステップと、
前記現在の位相に対するフィルタ応答を前記ペイロード信号の変換に適用するステップと、
前記現在の位相に対するフィルタ応答を前記ペイロード信号の変換に適用するステップと、
時間領域形式により、かつ前記現在の位相に対する前記フィルタ応答を前記適用した後の前記試行クリップ阻止信号を、前記適用するステップ後に前記ペイロード信号に付加するステップと
を備えた第１８項記載の方法。
【０１５４】
（２３）前記変更するステップは、
前記現在の位相に対応するベクトルを計算するステップと、
前記複数の位相の各々について、前記試行クリップ阻止信号を前記現在の位相に対する前記クリップされた和信号により変更するステップと
を備えた第２２項記載の方法。
【０１５５】
（２４）前記試行クリップ阻止信号を前記現在の位相に対する前記クリップされた和信号により変更する前記ステップは、
前記ベクトルに形成機能を適用し、その結果を前記位相に対するフィルタ応答によりろ波した前記試行クリップ阻止信号に付加するステップ
を備えた第２３項記載の方法。
【０１５６】
（２５）ＤＳＬモデム通信のように、通信用のデジタル信号の離散的なマルチトーン（ＤＭＴ）変調において使用されるトランシーバ（１００）を説明する。前記トランシーバ（１００）は、クリップ阻止信号により未ロードのサブチャネルを符号化する機能を含む。前記クリップ阻止信号は、時間領域への変調後に、増幅器（１８）によるクリッピングを避けるように、アップサンプリング及びフィルタリングを導き出す。前記アップサンプリング及びフィルタリングの作用は、多相組合わせとして前記アップサンプリング及びフィルタリングを考慮し、かつ各位相についてフィルタ応答を使用することにより、前記クリップ阻止信号を導き出す際に考慮される。周波数領域及び時間領域の更新代替を開示する。
【０１５７】
この出願は、３５Ｕ.Ｓ．Ｃ．§１１９（ｅ）により、２００１年４月２日に出願された予備出願第６０／２８０，７９３号の優先権を主張する。
【図面の簡単な説明】
【図１】Ａは、従来技術によるＤＭＴ変調信号の送信に含まれている機能の機能ブロック図である。
Ｂは、通常のクリッピング増幅器の転送特性を示す図である。
【図２】本発明の好ましい実施例により構築されたトランシーバのブロック形式による電気図である。
【図３】本発明の第１の好ましい実施例により少なくとも送信トランシーバを構築している２ＤＭＴトランシーバ間通信の機能ブロック図である。
【図４】本発明の好ましい実施例により送信トランシーバより実行されるアップサンプリング動作及びフィルタ動作の多相動作を表す図である。
【図５】クリップ阻止信号を発生する際に本発明の第１の好ましい実施例の動作を説明するフロー・チャートである。
【図６】本発明の第２の好ましい実施例により少なくとも送信トランシーバを構築している２ＤＭＴトランシーバ間の通信機能のブロック図である。
【図７】クリップ阻止信号を発生する際に本発明の第２の好ましい実施例の動作を説明するフロー・チャートである。
【図８】図７に示す本発明の第２の好ましい実施例によるクリップ阻止信号の試行値を更新する処理を説明するフロー・チャートである。
【符号の説明】
１１ エンコーダ
１２ ＩＤＦＴ機能
１５ アップサンプリング機能
１６ デジタル・フィルタ
１７ デジタル・アナログ変換器
２１ アナログ・フィルタリング機能
２２ アナログ・デジタル変換器
２３ デジタル・フィルタリング機能
２４ ＴＥＱ
２７ ＤＦＴ機能
２８ 周波数領域等化（ＦＥＱ）機能
２９ シンボル・ツー・ビット・デコーダ機能
１００ ＤＳＬデジタル加入者回線）モデム
２００ 受信モデム
Claims (2)
- 送信設備を介して送信するデジタル信号の変調方法において、
複数のサブチャネルのビット・ローディングをするステップと、
ロードされていない前記複数のサブチャネルの少なくとも１サブチャネルを識別するステップと、
ペイロード・ビットストリームを受信するステップと、
受信したペイロード・ビットストリームを複数のシンボルに符号化するステップであって、前記複数のシンボルは、各々が前記複数サブチャネルのうちの１つのサブチャネルに関連し、前記複数シンボルがデジタル・ペイロード信号として配列されるステップと、
１つのアップサンプリング機能に対応する複数の位相の各々について、前記ペイロード信号及び試行クリップ阻止信号の時間領域和信号を形成するステップであって、前記試行クリップ阻止信号が前記ペイロード信号と直交し、かつ少なくとも１つの未ロードサブチャネルに関連し、かつ前記試行クリップ阻止信号及びペイロード信号が現在の位相に関連したフィルタによりろ波されているステップと、
１つの機能を前記時間領域和信号に適用してクリップされた和信号を導き出すステップと、
前記時間領域和信号と相違する前記クリップされた和信号に応答し、前記現在の位相について前記試行クリップ阻止信号を変更するステップと、
前記複数の位相の各々について前記形成するステップ、前記適用するステップ及び前記変更するステップを反復するステップと、
前記複数の位相の各々について前記時間領域和信号と相違した前記クリップされた和信号に応答し、前記複数の位相について、前記形成するステップ、前記適用するステップ、及び前記変更するステップを反復するステップと、
前記複数の位相の全てにわたり前記時間領域和信号と相違していない前記クリップされた和信号に応答し、前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を処理するステップと
を備えている変調方法。 - 離散的なマルチトーン（ＤＭＴ）被変調信号を送信するトランシーバにおいて、
一端を通信施設に接続したアナログ・フロント・エンド機能と、
前記トランシーバをデータ・ソースにインターフェース接続するインターフェースと、
前記インターフェース及び前記アナログ・フロント・エンド機能に接続され、命令ルーチンを実施して一連の動作を実行することにより、前記データ・ソースからのデジタル・ペイロード・ビットストリームを変調し、その被変調信号を前記アナログ・フロント・エンド機能に適用するプログラムラマブル・ロジック回路と、
を備え、前記一連の動作は、
複数のサブチャネルをビット・ローディングするステップと、
未ロードの前記サブチャネルのうちの少なくとも１つのサブチャネルを識別するステップと、
前記ペイロード・ビットストリームを受信するステップと、
受信した前記ペイロード・ビットストリームを複数のシンボルに符号化するステップであって、前記複数のシンボルの各々が前記複数のサブチャネルのうちの１サブチャネルに関連し、前記複数のシンボルがデジタル・ペイロード信号として配列されるステップと、
アップサンプリング機能に対応する複数の位相の各々について、前記ペイロード信号及び試行クリップ阻止信号の時間領域和信号を形成するステップであって、前記試行クリップ阻止信号が前記ペイロード信号に直交すると共に、少なくとも１つの未ロードのサブチャネルと関連され、かつ前記試行クリップ阻止信号及びペイロード信号が前記現在の位相に関連したフィルタによりろ波されるステップと、
前記時間領域和信号に１つの機能を適用してクリップされた和信号を導き出すステップと、
前記時間領域和信号と相違する前記クリップされた和信号に応答し、前記現在の位相に対する前記試行クリップ阻止信号を変更するステップと、
前記複数の位相の各々について前記形成するステップ、前記適用するステップ及び前記変更するステップを反復するステップと、
前記複数の位相の各々について前記時間領域和信号と相違した前記クリップされた和信号に応答し、前記複数の位相について、前記形成するステップ、前記適用するステップ、及び前記変更するステップを反復するステップと、
前記複数の位相の全てにわたり前記時間領域和信号と相違していない前記クリップされた和信号に応答し、前記ペイロード信号及び前記現在の試行クリップ阻止信号の和を処理し、この処理した信号を前記アナログ・フロント・エンド機能に転送するステップと
を備えているトランシーバ。
Applications Claiming Priority (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US27983001P | 2001-03-29 | 2001-03-29 | |
| US28079301P | 2001-04-02 | 2001-04-02 | |
| US280793 | 2001-12-27 | ||
| US10/034,951 US6954505B2 (en) | 2001-03-29 | 2001-12-27 | Discrete multitone modulation with reduced peak-to-average ratio using unloaded subchannels |
| US279830 | 2001-12-27 | ||
| US034951 | 2001-12-27 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002314502A JP2002314502A (ja) | 2002-10-25 |
| JP2002314502A5 JP2002314502A5 (ja) | 2005-09-02 |
| JP3933971B2 true JP3933971B2 (ja) | 2007-06-20 |
Family
ID=27364768
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002091651A Expired - Lifetime JP3933971B2 (ja) | 2001-03-29 | 2002-03-28 | デジタル信号の変調方法及び離散的なマルチトーン被変調信号を送信するトランシーバ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6954505B2 (ja) |
| JP (1) | JP3933971B2 (ja) |
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-
2001
- 2001-12-27 US US10/034,951 patent/US6954505B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-03-28 JP JP2002091651A patent/JP3933971B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6954505B2 (en) | 2005-10-11 |
| US20020176509A1 (en) | 2002-11-28 |
| JP2002314502A (ja) | 2002-10-25 |
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