JP2000216749A

JP2000216749A - 直交周波数分割多重変調信号伝送装置

Info

Publication number: JP2000216749A
Application number: JP11014629A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Miyashita; 敦宮下; Toshiyuki Akiyama; 俊之秋山
Original assignee: Hitachi Denshi KK
Current assignee: Hitachi Denshi KK
Priority date: 1999-01-22
Filing date: 1999-01-22
Publication date: 2000-08-04

Abstract

(57)【要約】【課題】マルチキャリア変調により作成された信号波
形中でのピーク値が抑えられ、信号処理レベルに余裕を
もたせることなく、充分に信頼性の高い伝送が得られる
ようにしたＯＦＤＭ伝送装置を提供すること。【解決手段】周波数を異にする複数本のキャリアを用
いてディジタル信号を伝送する方式の直交周波数分割多
重変調信号伝送装置において、送信側ＴＸで前記キャリ
アの間に所定のパターンで配列した複数本の無データキ
ャリヤを挿入するようにし、このため、それぞれがパタ
ーンを異にする無データキャリアを付加する複数個(４
個)のＩＦＦＴ部３３−１〜３３−４を設け、これらの
出力の中でピーク値が最小のものを制御回路３５で検出
し、その結果を選択回路３６に与えることにより、最小
のピーク値の信号が選択回路３６から出力されて受信側
ＲＸに伝送されるようにしたもの。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル信号伝
送装置に係り、特に、直交周波数分割多重変調方式によ
るディジタル信号の伝送装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、日本も含め、ヨーロッパやアメリ
カなど、世界中でテレビジョン放送のディジタル化が検
討されており、そして、その変調方式としては、ＯＦＤ
Ｍ変調方式の採用が有力視されている。ここで、ＯＦＤ
Ｍ変調方式とは、直交周波数分割多重(Orthogonal Freq
uencyDivision Multiplex)変調方式の略称であり、これ
はマルチキャリア変調方式の一種で、多数のディジタル
変調波を加え合わせたものとなる。

【０００３】そして、この方式での各キャリアの変調方
式としてはＱＰＳＫ方式などが用いられ、この場合、図
２３に示すような合成波信号(ＯＦＤＭ信号)が得られる
が、このＯＦＤＭ信号を数式で表現すると、以下のよう
になる。まず、各キャリアのＱＰＳＫ信号をαk(t)とす
ると、これは、次の(1)式で表わせる。

【０００４】

【数１】

【０００５】ここで、ｋはキャリアの番号を示し、ａk
(t)、ｂk(t)はｋ番目のキャリアのデータで、［−１］
又は［１］の値をとる。次に、キャリアの本数をＮとす
ると、ＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であり、こ
れをβk(t)とすると、これは、次の(2)式で表わすこと
ができる。

【０００６】

【数２】

【０００７】そして、ＯＦＤＭ信号は、上記の信号から
以下のようにして構成される。まず、例えば１０２４サ
ンプルの有効サンプルデータに、３２サンプルのガード
インターバルデータを付加して１０５６サンプルとした
ものを１組の信号単位シンボルとする。

【０００８】次に、この信号単位シンボル３９６組につ
いて４組の同期シンボルを付加して４００組とし、これ
をフレームと呼ぶストリーム単位の繰り返しとして、Ｏ
ＦＤＭ信号を構成するのである。図１２は、このような
ＯＦＤＭ信号を用いた伝送装置、すなわち直交周波数分
割多重変調信号伝送装置(以下、ＯＦＤＭ伝送装置とい
う)の基本な構成を示すブロック図で、図示のように、
処理部ＡとＩＦＦＴ部３、それに処理部Ｃの各ブロック
からなる送信側ＴＸと、処理部ＤとＦＦＴ部１１、それ
に処理部Ｆの各ブロックからなる受信側ＲＸで構成さ
れ、これら送信側ＴＸと受信側ＲＸは、例えば電波を用
いた無線の伝送路Ｌにより結ばれている。

【０００９】まず、送信側ＴＸについて説明する。レー
ト変換器１には、図１３(a)に示すような、ＯＦＤＭ信
号からなる連続シリアル状態の送信側データＤin が入
力され、ここで、例えば４００シンボルからなるフレー
ム毎に処理され、このフレーム期間内で、同期シンボル
の４シンボル期間を除く３９６個の情報シンボル毎に、
１番から４００番と、６２５番から１０２４番までの計
８００サンプル期間にデータが出力され、図１３(b)に
示すように、間欠状態のレート変換済データＤii とし
て、符号化部２Ｔに供給される。

【００１０】また、このとき、レート変換部１は、フレ
ーム周期である４００シンボル毎に送信側フレーム制御
パルスＦＳＴを発生し、同期シンボル期間の開始を表わ
すフレームパルス信号として、他のブロックに供給す
る。符号化部２は、入力されたデータＤii を符号化
し、Ｉ軸とＱ軸の２軸にマッピングしたデータＲｆとデ
ータＩf を出力する。

【００１１】ＩＦＦＴ部３は、これらのデータＲf 、Ｉ
f を周波数成分と見なし、これにより、図１３(c)に示
すように、１０２４サンプルからなる時間波形信号Ｒ
(実数成分)、Ｉ(虚数成分)に変換する。ここで、ＩＦＦ
Ｔとは、逆フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transf
orm)のことである。

【００１２】ガード付加部４は、１０２４サンプルから
なる時間波形信号Ｒ、Ｉの開始期間における波形の中
で、例えば最初の３２サンプルの波形を１０２４サンプ
ル後に付加し、合計１０５６サンプルの時間波形からな
る情報シンボルＲg、Ｉg として出力する。従って、情
報シンボルＲg は、ガードインターバルデータ付加済時
間波形の実数成分となり、情報シンボルＩg は、ガード
インターバルデータ付加済時間波形の虚数成分となる。

【００１３】同期シンボル挿入器５は、これら情報シン
ボルＲg 、Ｉg に対して、それの３９６サンプル毎に、
予めメモリなどに記憶してある４シンボルからなる同期
波形を挿入し、図１３(d)に示すフレーム構成のデータ
Ｒsg、Ｉsg を作成する。従って、データＲsg は、同期
シンボル及びガードインターバルデータ付加済時間波形
の実数成分となり、データＩsg は、同期シンボル及び
ガードインターバルデータ付加済時間波形の虚数成分と
なる。

【００１４】これらのデータＲsg、Ｉsg は直交変調処
理部６に供給され、ここでＤＡ変換器６Ａと直交変調器
６Ｂ、それにローカル発振器６Ｃにより、周波数Ｆc の
搬送波によるＯＦＤＭ変調波信号ＲＦとして生成され、
高周波増幅されて伝送路Ｌに送出されることになる。こ
のときの送信側ＴＸでの処理に必要なクロックＣＫは、
図示のように、クロック発振器１１で発生され、各ブロ
ックに送信側クロックＣＫｄとして供給されるようにな
っている。

【００１５】次に、受信側ＲＸについて説明する。伝送
路Ｌを介して受信側ＲＸで受信された周波数Ｆc のＯＦ
ＤＭ変調波信号ＲＦは直交復調処理部１０に入力され、
ここで、まず直交復調器１０Ａにより、電圧制御発振器
１０Ｃから供給されている周波数Ｆc' の局部発信信号
と乗算され、ベースバンドの信号に直交復調された上
で、ＡＤ変換器１０Ｂによりディジタル化されてデータ
Ｒ'sg、Ｉ'sg に変換される。

【００１６】従って、データＲ'sg は、受信側ベースバ
ンド変換後同期シンボル及びガードインターバルデータ
付加済時間波形の実数成分となり、データＩ'sg は、受
信側ベースバンド変換後同期シンボル及びガードインタ
ーバルデータ付加済時間波形の虚数成分となる。

【００１７】この直交復調処理部１０から出力されたデ
ータＲ'sg、Ｉ'sg はＦＦＴ部１１に供給され、ここで
まず時間波形信号から周波数成分信号Ｒ'f、Ｉ'f に変
換される。ここで、ＦＦＴとは、高速フーリエ変換(Fas
t Fourier Transform)のことである。

【００１８】次いで、これら周波数成分信号Ｒ'f、Ｉ'f
は復号化部１２に入力され、識別されてデータＤ'o に
なり、レート逆変換部１３に供給される。そして、この
レート逆変換部１３でレート逆変換処理されることによ
り、連続した信号Ｄout として出力される。

【００１９】一方、直交復調処理部１０から出力された
データＲ'sg、Ｉ'sg は同期検出器１４にも供給され、
ここで同期シンボル群が検出され、これによりフレーム
パルスとなるパルスＦＳＴr が取り出される。このパル
スＦＳＴr は、受信側フレーム制御パルスとなり、この
フレームパルスＦＳＴr が受信側ＲＸの各ブロックに供
給され、上記した処理が得られることになる。

【００２０】また、この同期検出器１４は、電圧制御ク
ロック発振器１５から発生されるクロックＣＫr と、デ
ータＲ'sg、Ｉ'sg の同期成分を比較し、比較結果に応
じて制御電圧ＶＣを生成し、これにより電圧制御クロッ
ク発振器１５を制御し、正しい周期のクロックＣＫr が
発生され、受信側ＲＸの各ブロックに供給されるように
する。

【００２１】次に、図１２に示した各ブロックの詳細に
ついて説明する。まず、図１４は、レート変換部１の一
例で、入力されてくるシリアルのデータＤin は、シリ
アルパラレル変換器１Ａによりパラレル信号に変換され
た上で、Ｄin 端子からＦＩＦＯ(ファーストイン・ファ
ーストアウト)メモリ１Ｂに書き込まれ、Ｄout 端子か
ら読み出される。

【００２２】このとき、ＦＩＦＯメモリ１Ｂのデータの
書き込みは、ＷＣＫ端子に供給されているクロックＣＫ
m により行われ、読み出しは、ＲＥ端子のレベルに応じ
て、ＲＣＫ端子に供給されているクロックＣＫに同期し
て行われる。このため、クロックＣＫをＰＬＬ＆ＶＣＯ
１Ｄに供給し、これにより、ＰＬＬ＆ＶＣＯ１Ｄからク
ロックＣＫの周波数のＭ／Ｇ倍の周波数のクロックＣＫ
m を生成させ、ＦＩＦＯメモリ１ＢのＷＣＫ端子に供給
する。

【００２３】ここで、ＰＬＬとは位相引込ループ回路の
ことで、ＶＣＯとは電圧制御発振器のことであり、さら
に、このＦＩＦＯメモリ１Ｂの書き込み用のクロックと
なるクロックＣＫm と、読み出し用のクロックとなるク
ロックＣＫとの関係を表わすＭ／Ｇについては、次に説
明するようになる。なお、このクロックＣＫは、ＩＦＦ
Ｔの処理クロックと同じなる。

【００２４】ＣＫm ＝ＣＫ×(情報シンボル数)／(全シ
ンボル数)×(キャリア本数)／(シンボル全サンプル数)
×変調多値数Ｍ／Ｇ＝ＣＫm ／ＣＫ従って、上記の数値の場合は、Ｍ／Ｇ＝３９６／４００×８００／１０５６×２＝０．
７５となる。

【００２５】また、クロックＣＫはＦＳＴカウンタ１Ｅ
にも供給され、これにより、送信側ＴＸでの処理におけ
るフレーム基準となるＦＳＴパルスがＦＳＴカウンタ１
Ｅから発生されるようにする。

【００２６】そして、このパルスＦＳＴをＦＩＦＯメモ
リ１ＢのＷＲＳＴ端子とＲＲＳＴ端子に入力し、リセッ
トの基準とする。一方、ＦＩＦＯメモリ１ＢのＲＥ端子
には、デコーダ１Ｃから出力されるパルスを供給する。

【００２７】次に、図１５は、符号化部２の一例で、信
号Ｄii はマッピングＲＯＭ２Ａ、２Ｂに入力され、こ
こで、ＩＱ軸の所定点に変換される。このとき、不要キ
ャリアに相当する期間の信号はＳＥＬ(選択器)２Ｃ、２
Ｄにより０に置換し、これによりデータＲｆ、Ｉｆが作
成される。このため、これらのＳＥＬ２Ｃ、２Ｄは、コ
ントローラ２Ｅにより、クロックＣＫとパルスＦＳＴに
よりタイミングが決められた状態で発生されてくるパル
スＰsel で制御される。

【００２８】図１６は、ＩＦＦＴ変換部３の一例で、ク
ロックＣＫとコントローラ３Ｂから出力される信号ＳＳ
Ｔにより動作するＩＦＦＴ変換回路３Ａで構成され、コ
ントローラ３Ｂは、クロックＣＫとパルスＦＳＴにより
タイミングをとって信号ＳＳＴを発生するようになって
いて、これにより、ガード期間を含めたシンボル周期の
信号を基準にして、入力信号Ｒｆ、Ｉｆを時間軸信号
Ｒ、Ｉに変換することができる。具体的には、このＩＦ
ＦＴ変換回路３Ａとして、例えばプレッシー社のＰＤＳ
Ｐ１６５１０と呼ばれているＩＣなどを用いることによ
り、容易に実現できる。

【００２９】図１７は、ガード付加部４の一例で、ここ
に入力された時間軸信号Ｒ、Ｉは、１０２４サンプルの
遅延時間をもつ遅延器４Ａ、４Ｂと、１０２５サンプル
目から１０５６サンプル目のときだけ切替わるＳＥＬ４
Ｃ、４Ｄに入力される。

【００３０】ここで、ＳＥＬ４Ｃ、４Ｄは、ＣＫとＦＳ
Ｔによってタイミングが決められたコントローラ４Ｅに
よって制御される。この結果、出力されるべき全１０５
６サンプルからなるシンボルは、１０２５サンプル目か
ら１０５６サンプル目に、１サンプルから３２サンプル
の間の時間波形がガードとして付加され、情報シンボル
Ｒg、Ｉg となる。

【００３１】図１８は、同期挿入部５の一例で、まず、
ＲＯＭ５Ａ、５Ｂは、クロックＣＫとパルスＦＳＴでタ
イミングが決められたコントローラ５Ｅにより制御さ
れ、これにより、パルスＦＳＴに応じたタイミングで同
期シンボル信号を発生する。

【００３２】同様に、ＳＥＬ５Ｃ、５Ｄは、クロックＣ
ＫとパルスＦＳＴでタイミングが決められたコントロー
ラ５Ｆにより制御され、ガード付の時間情報シンボルＲ
g 、Ｉg の、現段階では無信号期間である１シンボルか
ら４シンボルまでの期間だけをＲＯＭ５Ａ、５Ｂから読
み出した同期シンボル信号に切り替えて出力する。

【００３３】ここで詳しい説明は省略するが、この同期
シンボル信号は、ＮＵＬＬと呼ばれる部分と、ＳＷＥＥ
Ｐと呼ばれる部分が挿入されている。そして、まずＮＵ
ＬＬとは無信号部分のことで、これを挿入した目的は、
同期シンボル群の存在を大まかに見い出すためであり、
このＮＵＬＬシンボル期間では、信号を一切出力しない
ようになっている。

【００３４】次に、ＳＷＥＥＰとは１シンボル器間に伝
送帯域の下限周波数から上限周波数に変化する信号のこ
とで、このＳＷＥＥＰを挿入した目的は、シンボル切り
替わり点が正確に求められるようにするることである。

【００３５】ここで、図１２に戻り、直交変調処理部６
について、説明を補足すると、ＤＡ変換器６Ａにより実
数部の信号Ｒsg と虚数部の信号Ｉsg に対してＤＡ変換
を行い、直交変調部６Ｂでは、まず実数部信号に対して
は発振器６Ｃからの周波数ｆc のキャリア信号のままで
変調し、他方、虚数部信号に対しては、発振器６Ｃの周
波数ｆc のキャリア信号を９０°移送した信号で変調す
ることにより直交変調を施し、これらの信号を合成して
ＯＦＤＭ変調波信号を得るのである。

【００３６】次に、受信側ＲＸの構成動作について説明
する。受信側ＲＸでは、伝送されたフレーム構成の信号
は、まず直交復調処理部１０に入力される。

【００３７】ここでの処理は、送信側ＴＸとは反対で、
直交復調器１０Ａにより、電圧制御発振器１０Ｃから出
力される周波数Ｆc' のキャリア信号により復調した出
力を実数部信号として取り出し、キャリア信号を９０°
移相して復調した出力を虚数部信号として取り出す。そ
して、これら実数部と虚数部の各復調アナログ信号をＡ
Ｄ変換器１０Ｃによりディジタル信号に変換するのであ
る。

【００３８】図１９はタイミング再生部の一例で、図１
２の同期検出部１４から制御電圧ＶＣを発生する部分を
除いたものに相当する。直交復調したディジタル信号で
ある時間波形信号Ｒ'sg、Ｉ'sg は、ＮＵＬＬ終了検出
器１４ＡとＳＷＥＥＰ演算部１４Ｂに入力される。ＮＵ
ＬＬ終了検出器１４Ａは、フレーム構成のシンボル群か
ら同期シンボル中で無信号状態にあるＮＵＬＬを検出
し、同期シンボルの大まかな位置(タイミング)を検出
し、ＮＵＬＬ終了時点からタイマ回路によりＳＷＥＥＰ
シンボル開始時点を推定して、ＳＷＥＥＰ期間指示パル
スＳＴを出力する。

【００３９】ＳＷＥＥＰ演算部１４Ｂは、ＳＷＥＥＰ期
間指示パルスＳＴを参照し、ＮＵＬＬシンボルの後に存
在するＳＷＥＥＰシンボルを検出し、各シンボルの正確
な切替わりタイミングを捜索する。具体的には、予めＳ
ＷＥＥＰシンボルのパターンが格納してあるメモリ１４
Ｄを用い、入力されたＯＦＤＭ信号と、このメモリ１４
Ｄから読出したパターンを例えば相関演算し、両者が一
致した時点で一致パルスＨを出力するように構成してあ
り、発生した一致パルスＨはフレームカウンタ１４Ｃの
リセット端子Ｒe に入力される。

【００４０】このフレームカウンタ１４Ｃは、リセット
端子Ｒe に一致パルスＨが入力されてリセットした後、
クロックＣＫのカウントを開始し、カウント数がフレー
ム周期に相当する値、例えば１０５６×４００という値
になる毎にパルスＦＳＴr を出力すると共に、カウント
値を０に戻してから再びクロックＣＫのカウントを開始
する。

【００４１】従って、以後、このフレームカウンタ１４
Ｃからは、一定カウント毎に、つまりフレーム開始点毎
に、パルスＦＳＴr が出力されることになり、これによ
り、受信側では、このパルスＦＳＴr を用い、上記した
高速フーリエ変換、復号、逆レート変換の開始タイミン
グとするのである。

【００４２】そして、まず、ＦＦＴ変換部１１は、この
パルスＦＳＴr に基づいてシンボルを区切り、上記した
ように、フーリエ変換をすることによりＯＦＤＭ復調を
行ない、データＲ'f、Ｉ'f を出力する。

【００４３】次に、復号化部１２は、ＲＯＭテーブルに
よりデータＲ'f、Ｉ'f を判別することによりデータＤ'
o を算出するもので、図２０に示すように、ＲＯＭ１２
Ａを備え、データＲ'f、Ｉ'f によりＲＯＭ１２Ａを検
索し、データＤ'o を算出する。

【００４４】そして、このとき、差分検出器１２Ｂと積
和回路１２Ｃ、それにカウンタ１２Ｄを用い、クロック
ＣＫr とパルスＦＳＴr により動作タイミングをとり、
直交復調処理部１０の電圧制御発振器１０Ｃを制御する
ための制御電圧ＶＣ２を生成するように構成してある。

【００４５】次に、図２１は、逆レート変換部１３の一
例で、この図から明らかなように、図１４に示した送信
側ＴＸでのレート変換部１を反転した構成になってい
る。すなわち、ＦＩＦＯメモリ１３Ａとパラレルシリア
ル変換器１３Ｂ、デコーダ１３Ｃ、ＰＬＬ＆ＶＣＯ１３
Ｄ、それにＦＳＴカウンタ１３Ｅを備えている。

【００４６】そして、クロックＣＫr とパルスＦＳＴr
により動作タイミングをとり、まずデータＤ'o をＦＩ
ＦＯメモリ１３Ａに書き込み、その後、読み出してパラ
レルシリアル変換器１３Ｂにより、パラレル信号からシ
リアル信号に変換するのである。

【００４７】ところで、ここでＯＦＤＭ変調波信号ＲＦ
に必要な周波数帯域幅は、ベースバンドにおける時間波
形信号Ｒsg、Ｉsg の帯域の２倍となる。そして、ベー
スバンドの信号Ｒsg、Ｉsg の帯域は、送信側ＴＸのＩ
ＦＦＴ部３に入力されるデータに依存して決定される。

【００４８】そこで、このＩＦＦＴ部３の動作につい
て、図２２により、更に詳しく説明すると、このＩＦＦ
Ｔ部３は、周期１／ＳのクロックＣＫに同期して順次入
力されてくるＮ個(Ｎ＝１０２４)の周波数成分を、ＩＦ
ＦＴ変換により、図２２(a)に示すように、Ｎ個の周波
数成分を持つ時間波形に変換するものである。ここで、
ＳはＩＦＦＴ部３の読出クロックの周波数であり、従っ
て、このＩＦＦＴ部３の書き込みクロックＣＫm の周波
数は、Ｓ×Ｍ／Ｇとなる。

【００４９】そして、このとき、図２２(b)に示すよう
に、１番目のデータｆ０は、直流成分であるキャリア０
の振幅レベルを決定し、２番目のデータｆ１は、周期１
０２４／Ｓのキャリア１の振幅レベルを決定する。そし
て３番目のデータｆ２は、周期５１２／Ｓのキャリア２
の振幅レベルを決定する。

【００５０】このように、入力されるＮ個目の周波数成
分は、周期１０２４／(Ｎ×Ｓ)のキャリアＮの振幅を決
定することになり、従って入力したデータ成分の個数が
最高周波数、すなわち帯域幅を決定することになる。

【００５１】なお、こうして個別に振幅が決定され、変
換作成された計Ｎ本のキャリアは、キャリア毎に独立し
て出力されるのではなく、総加算され、図２２(c)に示
すように、１種類の時間波形Ｒとなる。但し、この時間
波形Ｒは、総計で１０２４サンプルのデータから構成さ
れ、各サンプルデータは周期の１０２４倍の周波数とな
る。

【００５２】また、このときのキャリア間隔は、ＩＦＦ
Ｔサンプル数とＩＦＦＴクロックによって決まる。すな
わち、以下の通りになる。キャリア間隔＝(ＩＦＦＴサンプル数)／(ＩＦＦＴクロ
ック周波数) 次に、同じく帯域幅は、キャリア間隔とキャリア本数に
よって決定される。すなわち、以下の通りになる。帯域幅＝(キャリア間隔)×(キャリア本数)

【００５３】このように、伝送データは、Ｎ個目の周波
数成分として与えられる。前述したように、こうして作
成される時間波形Ｒは、振幅が決定されたＮ本のキャリ
アの時間波形値をサンプル時間毎に加算し作成したもの
である。そして、この時間波形の瞬時振幅値は、最大の
場合、平均振幅値に対して、√Ｎ倍にまで達することが
ある。

【００５４】具体的には、例えば、キャリア数を８００
本とした場合、ピーク値の最大振幅値は、平均電力の約
３０倍にもなる。なお、このときの最大振幅値は、与え
たデータ成分の組み合わせによって決まり、シンボル周
期毎に新たなデータが割り当てられるため、各キャリア
に与える振幅は更新され、シンボル毎に最大振幅値は異
なってゆく。

【００５５】ところで、このようにして作成されたＯＦ
ＤＭ変調方式の信号は、最終的にはＵＨＦ帯やマイクロ
帯の高周波信号に電力増幅され、アンテナから放射され
るものであり、従って、このようなデータの伝送では、
平均電力に対して、最大振幅値が例えば３０倍にも達す
る信号を扱う必要があるが、仮に、このとき、最大振幅
値の信号で高周波電力増幅系が飽和してしまったとする
と、伝送信号成分が劣化し、伝送の信頼性が低下してし
まう。

【００５６】例えば、単一正弦波信号ｓｉｎ(Ｈ)を、飽
和レベルの１０倍の大振幅で高周波電力増幅系に入力し
た場合には、飽和レベル以上の出力は潰れ、正弦波が崩
れて矩形波状になってしまうが、このような矩形波状の
信号には、基本波ｓｉｎ(Ｈ)成分の他に、ｓｉｎ(３
Ｈ)、ｓｉｎ(５Ｈ)……などの奇数次高調波成分が現れ
てしまう。

【００５７】そして、マルチキャリア変調によるＯＦＤ
Ｍ変換方式の場合、各キャリアには、それぞれ搬送する
データが個別に与えられており、従って、伝送系の特性
に飽和が生じると、搬送すべきデータ成分ｆ₁から作成
されたキャリアｓｉｎ(Ｈ)に上記した高調波成分が生じ
てしまう。

【００５８】そうすると、この場合には、キャリアｓｉ
ｎ(５Ｈ)により搬送されるべき本来のデータ成分ｆ₅ だ
けではなく、データ成分ｆ₁ がキャリアｓｉｎ(５Ｈ)と
して生成されてしまい、これが伝送信号に重畳されてし
まうことになる。

【００５９】この結果、受信側でキャリアｓｉｎ(５Ｈ)
を復調したとき、本来のデータ成分ｆ₅ に、キャリアｓ
ｉｎ(Ｈ)で伝送されるべきデータ成分ｆ₁ が所定の割合
ａだけ混入したデータ成分(ｆ₅＋ａ・ｆ₁)が現れ、この
ため、データ成分ｆ₅ が正しく復号できなくなってしま
うことになり、従って、伝送の信頼性が低下してしまう
のである。

【００６０】このように、ＯＦＤＭ変調方式の信号につ
いては、アナログ段階の信号処理には十分な配慮が必要
であり、たとえ低い頻度とはいえ、必ず発生するであろ
う大きな瞬時値の信号入力にも備えておく必要があり、
このため、従来技術では、特に高周波信号の電力増幅系
の最大定格出力に大きな余裕をもたせ、平均的には、例
えば最大定格出力の１０％以下の出力で動作させるよう
に、入力レベルを抑えて使用するようにするのが一般的
であった。

【００６１】

【発明が解決しようとする課題】従来技術は、ＯＦＤＭ
変調方式の伝送では、高周波電力増幅部での信号処理レ
ベルに大きな余裕が必要な点について配慮がされておら
ず、装置の大型化や消費電力の増加、更には増幅素子の
価格上昇の問題があった。

【００６２】例えば、従来技術では、装置に必要な平均
的な出力に対して、時々生じるであろう大きなピーク値
にも充分に対応可能な電力増幅器が必要になり、この結
果、所望の高周波出力が、例えば０．５Ｗの場合でも、
実出力は５Ｗ〜１０Ｗにも達する高周波増幅器を用いる
必要があり、従って、装置の大きさ、消費電力、増幅素
子のコストなど、種々のデメリットが惹起されてしまう
のである。

【００６３】本発明の目的は、マルチキャリア変調によ
り作成された信号波形中でのピーク値が抑えられ、信号
処理レベルに余裕をもたせることなく、充分に信頼性の
高い伝送が得られるようにしたＯＦＤＭ伝送装置を提供
することにある。

【００６４】

【課題を解決するための手段】上記目的は、周波数を異
にする複数本のキャリアを用いてディジタル信号を伝送
する方式の直交周波数分割多重変調信号伝送装置におい
て、前記複数本のキャリアの中に所定のパターンで配列
した複数本の無データキャリヤを設定する手段を設け、
前記所定のパターンを変えることにより、直交変調処理
すべき時間波形に現われるピーク値を抑えるようにして
達成される。

【００６５】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるＯＦＤＭ伝送
装置について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態の全体ブロック構成で、送
信側ＴＸでは、図１２の従来技術におけるＩＦＦＴ部３
に代えて処理部Ｂを設け、受信側ＲＸでは、同じく従来
技術におけるＦＦＴ部１１に代えて処理部Ｅを設けたも
ので、その他、処理部Ａと処理部Ｃ、処理部Ｄ、それに
処理部Ｆを備えている点は、図１２に示した従来技術に
よるＯＦＤＭ伝送装置と同じであり、それらの構成につ
いても同じである。

【００６６】始めに、本発明の原理について説明する。
本発明では、まず、マルチキャリア変調により作成され
た信号波形の中で、どのようなときに大きなピーク値が
現われるのか考察した結果、Ｎ本のキャリアに割り当て
たＮ種のデータが、何種類かの特定の組み合わせになっ
た場合に大きなピーク値が生じることを見い出した。

【００６７】そこで、次に、Ｎ本のデータ用キャリア
に、予め複数本の無データキャリアを付加しておき、こ
れら無データキャリアのパターンを変えてみた結果、デ
ータにより上記した特定の組み合わせになって、そのま
まではピーク値が大きくなってしまう状態になったとき
でも、無データキャリアのパターンによりピーク値が低
減できる場合があることを見い出した。

【００６８】これを図により説明すると、まず図２は、
例えば１番から９００番までのキャリアに、計１００本
の無データキャリア(図では、３番と９００番のキャリ
アしか示してない)を付加した場合を示したものである
が、このとき、伝送すべきデータの内容により、特定の
組み合わせになって、図示のように、時間波形に大きな
ピークが現われてしまった場合を示している。

【００６９】次に、図３は、図２と同じデータ内容で、
複数本の無データキャリアのパターンを変えた場合、つ
まり、図２では、無データキャリア３と無データキャリ
ア９００が＋(最初の波形が正)になっていたのを、図３
では、それらを、夫々−(最初の波形が負)にした場合を
示したもので、この場合には、時間波形のピークが小さ
くなっていることが判る。

【００７０】そこで、本発明では、例えば１００本など
の複数本の無データキャリアを付加した上で、それら無
データキャリアの夫々の位相状態やレベル状態を変え、
無データキャリア全体のパターンを変えることにより、
同じデータ内容による時間波形の中で、ピーク値が小さ
くなる無データキャリアパターンを選び、このパターン
のもとで時間波形を作成して伝送するようにしたもので
ある。

【００７１】このとき、無データキャリヤには、伝送す
べきデータが割り当ててないので、受信側での復号時に
は不要であり、従って、この無データキャリアに関する
パターンなどの情報を伝送する必要はなく、受信側では
無視することができる。

【００７２】ところで、このようなピーク値を低下させ
るのに必要な無データキャリアのパターンについて、そ
れをデータ毎に実時間で、例えば１シンボル期間で算出
しようとすると、極めて高速での計算処理が必要にな
る。そこで、以下の実施形態では、無データキャリアの
パターンとして、予め数パターンから数１０パターンを
用意しておき、それらを付加して得た結果の中で最も低
いピーク値が得られたパターンを採用するようにしてあ
る。

【００７３】図１に戻り、この実施形態について説明す
る。まず、送信側ＴＸについて説明すると、処理部Ａか
らの出力は処理部Ｂに入力され、幾つかの所定のパター
ンによる無データキャリアの付加により作成された時間
波形の中からピークの少ない時間波形が選択され、この
時間波形Ｒ、Ｉが処理部Ｃに入力され、大きなピーク値
の無い時間波形Ｒ、Ｉによる信号ＲＦが伝送路Ｌに送出
されることになる。

【００７４】次に、送信側ＴＸについて、特に処理部Ｂ
の詳細について説明すると、この実施形態での処理部Ｂ
は、図示のように、４個の無データキャリア付加ＩＦＦ
Ｔ部３３−１〜３３−４と、同じく４個の遅延回路３４
−１〜３４−４、それに制御回路３５と選択回路３６と
で構成されている。

【００７５】そして、処理部ＡでＩ軸とＱ軸の２軸にマ
ッピングされ、処理部Ｂに入力されたデータＲｆ、Ｉf
は、４個の無データキャリア付加ＩＦＦＴ部３３−１〜
３３−４にそれぞれ並列に供給され、それぞれ別の異な
ったパターンからなる複数本の無データキャリアが付加
された上で時間波形に変換され、それぞれの時間波形信
号〜として、同じく並列に出力される。

【００７６】このときの無データキャリアのパターンの
種別としては、例えば、無データキャリアの全ての位相
を揃って反転させたもの、レベルを０にしたもの、偶数
番を反転させたもの、或いは奇数番だけ位相を反転させ
たものなどがある。次いで、このようにして各無データ
キャリア付加ＩＦＦＴ部３３−１〜３３−４で作成され
た各時間波形信号〜は、それぞれ遅延回路３４−１
〜３４−４に入力され、ここで１シンボル期間、遅延さ
れる。

【００７７】一方、無データキャリア付加ＩＦＦＴ部３
３−１〜３３−４の出力は、制御回路３５にも入力され
ていて、ここで、１シンボル期間毎に、入力された各時
間波形信号〜のそれぞれの最大ピーク値が比較さ
れ、これらの中でピーク値が最も低い値を示した時間波
形信号が検出される。そして、制御回路３５は、この検
出結果を選択回路３６に出力する。

【００７８】そこで、選択回路３６は、次のシンボル期
間中、この検出結果に応じて、遅延回路３４−１〜３４
−４の中の１個の信号、すなわち、ピーク値の最も低い
時間波形を選択し、時間波形Ｒ、Ｉとして出力するので
ある。ここで、遅延回路３４−１〜３４−４は、制御回
路３５での選択処理時間を稼ぐ働きをする。

【００７９】従って、この実施形態によれば、送信側Ｔ
Ｘの処理部Ｃには、そのときの送信側データＤin によ
る時間波形の中で、ピーク値の最も低い時間波形Ｒ、Ｉ
が入力されることになり、ＵＨＦ帯やマイクロ帯の高周
波信号に電力増幅する際の信号のレベルに、平均値に比
して１０倍にもなるピーク値が現われるのが充分に抑え
られることになる。

【００８０】次に、無データキャリア付加ＩＦＦＴ部３
３−１〜３３−４の一例について、図４により説明す
る。なお、これらは、付加すべき無データキャリアのパ
ターンが異なるだけで、ブロックで表わした構成は何れ
も同じなので、代表として無データキャリア付加ＩＦＦ
Ｔ部３３−１について説明する。

【００８１】図４(a)において、マッピングされた信号
Ｒｆ、Ｉｆは、書込パルスＷＰにより、夫々ＦＩＦＯメ
モリ３３−１−２、３３−１−３に取り込まれ、次い
で、読出パルスＲＰにより、出力データＲfs、Ｉfs と
して読み出され、制御パルスｃｉが供給されることによ
り能動化されている付加器３３−１−４に入力される。

【００８２】そして、この付加器３３−１−４で所定の
パターンの無データキャリアが付加された出力Ｒfa、Ｉ
fa はＩＦＦＴ３Ａに供給され、この結果、ＩＦＦＴ３
Ａから時間信号Ｒａ、Ｉａが出力されることになる。こ
こで、この時間信号Ｒａ、Ｉａは、時間波形Ｒ、Ｉと同
じであるが、ここでは、無データキャリアが付加されて
いるので、これを時間信号Ｒａ、Ｉａとしている。

【００８３】このとき、処理部Ａからは、送信側フレー
ム制御パルスＦＳＴと送信側クロックＣＫｄも取り込ま
れ、ＩＦＦＴ３Ａと制御部３３−１−５に入力される。
そして、制御部３３−１−５から、ＦＩＦＯメモリに対
する書込パルスＷＰと読出パルスＲＰと、付加器に対す
る制御パルスｃｉとが出力される。

【００８４】次に、図４(b)により、付加器３３−１−
４について説明する。ＳＷ(切換器)３３−１−４−１、
３３−１−４−２は、制御パルスｃｉがレベルＨのとき
は入力信号Ｒｆ、Ｉｆを選択し、レベルＬのときはパタ
ーン発生器３３−１−４−３、３３−１−４−４の出力
を選択して、夫々出力Ｒfa、Ｉfa を発生するのであ
る。

【００８５】ここで、各パターン発生器３３−１−４−
３、３３−１−４−４の出力は、無データとなるので、
簡単な例としては全て正又は負の信号としてやればよい
が、やや複雑にした例としては、正と負が交互に現れる
パターンが考えられる。但し、この場合には、タイミン
グパルスＣＫdn を供給してやる必要がある。

【００８６】次に、図５のタイムチャートにより、この
無データキャリア付加ＩＦＦＴ部３３−１の１シンボル
期間での動作について説明する。いま、ここで、１シン
ボル期間にＩＦＦＴ変換すべきデータが８００個で、こ
れに付加すべき無データキャリヤが１００本であるとす
る。

【００８７】時刻ｔ０から時刻ｔ３までの期間は、８ク
ロック期間、レベルＬになり、１クロック期間、レベル
ＨになるＲＰパルスをＦＩＦＯメモリ３３−１−２、３
３−１−３に入力する。この結果、１個目から８個目の
データが出力Ｒfa として取り出され、１クロック期間
休止する。そして、この休止期間には、制御パルスｃｉ
がレベルＬになるので、１個目の無データＮＤＣ１が、
図示のように、代りに出力される。

【００８８】次に、９個目から１６個目のデータが出力
Ｒfa として取り出され、１クロック期間の休止期間に
２個目の無データＮＤＣ２が、代りに出力される。以
後、同じ動作が繰り返され、これにより、図示のよう
に、４００個のデータに５０個の無データＮＤＣ１〜Ｎ
ＤＣ５０が挿入されたデータ列が作成されることにな
る。

【００８９】このとき、各データ８個毎に１クロック分
の休止期間が入るので、４００個のデータが取り出され
るまでは、図示のように、時刻ｔ４までの時間を要する
ことになる。そして、時刻ｔ５から時刻ｔ９までの期間
は、ＲＰパルスがレベルＬで、制御パルスｃｉはレベル
Ｈを保つので、データも無データも出力されない。

【００９０】ここで、このタイムチャートでは省略して
あるが、時刻ｔ５から時刻ｔ９までの期間は、まず制御
パルスｃｉが１クロック期間、レベルＬになり、その
後、ＲＰパルスが８クロック期間、レベルＬになる。こ
の結果、無データＮＤＣ５１を出力させた後、４０１個
目から４０８個目のデータが出力される。

【００９１】そこで、以後、制御パルスｃｉの１クロッ
ク期間でのレベルＬとＲＰパルスの８クロック期間での
レベルＬになる変化を繰り返し、残りの無データＮＤＣ
５２から無データＮＤＣ１００を挿入してゆくのであ
る。

【００９２】ここで、上記とは異なった無データの挿入
例も考えられ、例えば図６は、無データＮＤＣを２５個
のグループとして挿入する場合の例である。いま、ここ
で、１シンボル期間にＩＦＦＴ変換すべきデータが８０
０個で、これに付加すべき無データキャリヤが１００本
であるとし、且つ、これら８００個のデータが時刻ｔ０
から時刻ｔ３までの期間と、時刻ｔ６から時刻ｔ９まで
の期間に４００個ずつ供給されるようになっているとす
る。

【００９３】そこで、ＦＩＦＯメモリ３３−１−２、３
３−１−３は、時刻ｔ０から時刻ｔ３までの期間と、時
刻ｔ６から時刻ｔ９までの期間、レベルＬとなる書込パ
ルスＷにより、データを取り込む。この結果、これらの
ＦＩＦＯメモリ内には８００個のデータが並んで記憶さ
れ書き込みと読み出しの競合が起こらない時期に、読出
パルスＲにより間欠的に読み出される。

【００９４】具体的には、時刻ｔ０〜ｔ１、ｔ１〜ｔ
２、ｔ２〜ｔ３で入力された計４００個のデータを１３
３個、１３３個、１３４個ずつ、無データキャリア挿入
時間ｔｉを空けて、時刻ｔ０から時刻ｔ４までの時間を
かけて読み出し、同様に、時刻ｔ６〜ｔ７、ｔ７〜ｔ
８、ｔ８〜ｔ９で入力された計４００個のデータも、夫
々１３３個、１３３個、１３４個ずつ、無データキャリ
ア挿入時間ｔｉを設けて読み出すのである。なお、ＩＦ
ＦＴ部３Ａの動作上の都合のため、第１個目のデータと
最終の８００個目のデータが生じる周期は同一となるよ
うに処理する。

【００９５】ここで、実際上は、４０１個目のデータに
ついては、それをＦＩＦＯメモリに取り込む以前に読み
出すことは不可能であるから、４０１個目のデータを書
き込んだ後、ＦＩＦＯメモリの動作に支障のない時間が
経過した後に、この４０１個目のデータを取り出すタイ
ミングを設定にする。

【００９６】付加器３３−１−４は、制御部３３−１−
５から供給される制御パルスｃｉがレベルＬのとき、予
め設定されている所定のパターンに従って、１３３個目
のデータと１３４個目のデータの間に、２５本のキャリ
アからなる第１の無データキャリアを挿入し、２６６個
目のデータと２６７個目のデータの間にも２５本のキャ
リアからなる第２の無データキャリアを挿入する。

【００９７】そして、以下、同様に、７５８個目のデー
タと７５９個目のデータの間にも２５本のキャリアから
なる第３の、そして８９１個目のデータと８９２個目の
間にも２５本のキャリアからなる第４の無データキャリ
アという具合に、順次、無データキャリアを挿入してゆ
き、時間波形Ｒａを作成するのである。なお、時間波形
Ｉａについては図示を省略してあるが、同様にして作成
する。

【００９８】他の無データキャリア付加ＩＦＦＴ部３３
−２〜３３−４についても同様にして、時間波形Ｒａ、
Ｉａを作成するのであるが、このとき、付加器３３−１
−４で付加すべき無データキャリヤのパターンがそれぞ
れ変えてあり、この結果、同じデータによって、種々異
なった時間波形Ｒａ、Ｉａとなっている信号〜が各
無データキャリア付加ＩＦＦＴ部３３−２〜３３−４の
出力から得られることになる。

【００９９】次に、受信側ＲＸについて説明すると、送
信側ＴＸから送信され、伝送路Ｌを伝播して受信側ＲＸ
で受信された周波数Ｆc のＯＦＤＭ変調波信号ＲＦは、
図１に示すように、まず処理部ＤによりデータＲ'sg、
Ｉ'sg に変換された上で無データキャリア除去ＦＦＴ変
換部として機能する処理部Ｅに供給され、ここで、時間
波形信号から周波数成分信号Ｒ'f、Ｉ'f に変換され
る。そして、このときは送信側で付加されている無デー
タキャリアを含んだままＦＦＴ変換を行い、信号Ｒ'f、
Ｉ'f に変換するようになっている。

【０１００】既に説明したように、この無データキャリ
ヤは、その名の通り、データを含んでおらず、従って復
号処理には不要であるから、受信側ＲＸの処理部Ｅでは
単に無視し、それが占有していた時間についてだけ処理
するようになっている。次いで、処理部Ｅから出力され
た周波数成分信号Ｒ'f、Ｉ'f は処理部Ｆに入力され、
図１２の従来技術と同じようにして、連続した信号Ｄou
t として出力されるのである。

【０１０１】次に、受信側ＲＸについて、特に処理部Ｅ
の詳細について、図７により説明する。まず、この処理
部Ｅには、図示のように、ＦＦＴ変換部３Ｃが設けてあ
る。そして、これは、図１２のＦＦＴ変換部１１と同じ
である。次に、この処理部Ｅには、ＦＩＦＯメモリ３３
Ｒ−１−２、３３Ｒ１−３が設けてあり、この点では、
図１２のＦＦＴ変換部１１とは異なっている。

【０１０２】そして、ＦＴ変換部３Ｃの出力をＦＩＦＯ
メモリ３３Ｒ−１−２、３３Ｒ１−３に入力して一旦記
憶した後、これらＦＩＦＯメモリ３３Ｒ−１−２、３３
Ｒ１−３からデータを読出し、それぞれ周波数成分信号
Ｒ'f、Ｉ'f として出力されるようにしてあり、これに
より上記した時間処理が得られるようにしてある。

【０１０３】制御部３３Ｒ−１−５は、処理部Ｄから入
力されるフレームパルスＦＳＴr とクロックＣＫr に基
づいてＦＩＦＯメモリの書込制御パルスＷＰと読出制御
パルスＲＰを発生し、ＦＩＦＯメモリ３３Ｒ−１−２、
３３Ｒ−１−３に印加する働きをする。

【０１０４】次に、この図６に示した制御部Ｅの動作に
ついて、図８のタイムチャートを用いて説明する。な
お、ここでも、図５のときと同じデータ個数の場合につ
いて説明し、同じく、２種のデータＲ'sg、Ｉ'sg の
内、データＩ'sg についての説明は省略し、データＲ's
g の処理についてだけ説明する。

【０１０５】処理部Ｄから供給されるデータＲ'sg はＦ
ＦＴ変換部３Ｃに入力され、ここから、送信側で付加さ
れている無データキャリアを含む周波数成分データＲ'f
a が取り出される。

【０１０６】ＦＩＦＯメモリ３３Ｒ−１−２には、図示
のように、１個目から１３３個目のデータが入力されて
くる時刻ｔ０〜ｔ１の間と、１３４個目から２６６個目
のデータが入力されてくる時刻ｔ２〜ｔ３の間、それに
２６７個目から４００個目のデータが入力されてくる時
刻ｔ４〜ｔ５の間、レベルＬになる書込制御パルスＷＰ
が供給され、これにより、無データキャリアを除いた必
要なデータだけが取り込まれる。

【０１０７】また、これと並行して、ＦＩＦＯメモリ３
３Ｒ−１−２には、図示のように、１個目から４００個
目までのデータを連続して読み出すのに必要な読出制御
パルスＲＰが供給され、この結果、図示のように、不要
なデータ部が除かれて連続した形にされたデータＲ'f
が作成されることになる。

【０１０８】従って、この実施形態によれば、各シンボ
ル期間毎に伝送すべきデータに応じて、得られる時間波
形のピーク値が最も低くなる無データキャリアパターン
が選択されるので、時間波形のピーク値が所定値以上に
なるのが確実に抑えられ、この結果、高周波電力増幅系
の定格電力に余裕をもたせなくても伝送に歪が発生する
虞れがなく、常に充分に信頼性の高い伝送を得ることが
できる。

【０１０９】ところで、上記実施形態では、データを割
当ないキャリアが付加されるので、その分、帯域利用率
が低下するのはやむを得ない。次に、上記実施形態にお
いて、全キャリアの本数を２０とし、この中の３本の無
データキャリヤＳin(5X)、Ｓin(11X)、Ｓin(17X)の夫々
について、シミュレーションを行った結果について図
９、図１０、図１１に示す。

【０１１０】ここで、上記３本を除く１７本のキャリア
に割り当てる係数は、データＤinがレベルＨの場合は
“１”、レベル０には“−１”とする。

【０１１１】従って、この場合のデータＤin と係数の
対応は、下記のようになる。ＨＬＨＬＬＨＬＨＬＬＨＬＨＬＬＨＬ１ -1 １ -1 -1 １ -1 １ -1 -1 １ -1 １ -1 -1 １ -1

【０１１２】そして、まず、図９は、３本の無データキ
ャリアの係数を、全て０にした場合のシミュレーション
結果で、この場合、図示のように、最大レベルは±１２
〜１３になる。次に、図１０は、３本の無データキャリ
アの係数を、夫々１、−３、−２にした場合のシミュレ
ーション結果で、この場合は、図示のように、最大レベ
ルは±８に収まっている。また、図１１は、３本の無デ
ータキャリアの係数を、何れも１にした場合のシミュレ
ーション結果で、この場合、図示のように、最大レベル
は±１４〜１５にも達してしまう。

【０１１３】以上の結果、本発明の実施形態によれば、
無データキャリアに割り当てる係数の選択により、確実
に信号波形中でのピーク値が抑えられ、信号処理レベル
に余裕をもたせることなく、充分に信頼性の高い伝送が
得られることが判る。

【０１１４】ここで、無データキャリアの挿入本数や挿
入間隔などは、上記実施形態での数値に限定されること
はないが、帯域の利用率と電力増幅系での能力増加に要
するコストなどを考慮すれば、本来のキャリアの本数に
対する無データキャリアの本数の割合としては、おおよ
そ２０％以下の比率にするのが妥当であると考えられ
る。

【０１１５】なお、上記実施形態では、無データキャリ
ア付加ＩＦＦＴ部が４個設けられているが、この個数は
２以上ならよく、４個にしたことに特に意味があるわけ
ではない。勿論、個数を更に多くしてやれば、その分、
ピーク値が低くできる確率が増すが、一方、構成が複雑
になるので、価格抑制や小型化の面では不利になる点を
勘案して決めてやればよい。

【０１１６】

【発明の効果】本発明によれば、送信側で無データキャ
リアを付加することにより、ＯＦＤＭ変調波形のピーク
値が低減できるようにしたので、高周波電力増幅段など
の信号処理系ての処理レベルに余裕を持たせなくても、
歪の発生を確実に防止でき、信頼性の高いＯＦＤＭ伝送
を容易に得ることができる。

【０１１７】また、この結果、高周波電力増幅器に余裕
を持たせる必要がないので、電力増幅系での効率的な動
作が可能になり、伝送システムの低コスト化と小型化を
大きく進めることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による直交周波数分割多重変調信号伝送
装置の一実施形態を示すブロック構成図である。

【図２】本発明による直交周波数分割多重変調信号伝送
装置の原理を説明するための波形図である。

【図３】本発明による直交周波数分割多重変調信号伝送
装置の原理を説明するための波形図である。

【図４】本発明の一実施形態における無データキャリア
付加ＩＦＦＴ部の詳細ブロック図である。

【図５】本発明の一実施形態における無データキャリア
付加ＩＦＦＴ部の動作を説明するためのタイミング図で
ある。

【図６】本発明の一実施形態における無データキャリア
付加ＩＦＦＴ部の他の例による動作を説明するためのタ
イミング図である。

【図７】本発明の一実施形態における処理部Ｅの詳細ブ
ロック図である。

【図８】本発明の一実施形態における処理部Ｅの動作を
説明するためのタイミング図である。

【図９】本発明の一実施形態の動作をシミュレーション
した結果の第１の例を示す特性図である。

【図１０】本発明の一実施形態の動作をシミュレーショ
ンした結果の第２の例を示す特性図である。

【図１１】本発明の一実施形態の動作をシミュレーショ
ンした結果の第３の例を示す特性図である。

【図１２】従来技術による直交周波数分割多重変調信号
伝送装置の一例を示すブロック図である。

【図１３】直交周波数分割多重変調信号伝送装置の動作
を説明するためのタイミング図である。

【図１４】直交周波数分割多重変調信号伝送装置におけ
るレート変換部の一例を示す詳細ブロック図である。

【図１５】直交周波数分割多重変調信号伝送装置におけ
る符号化部の一例を示す詳細ブロック図である。

【図１６】直交周波数分割多重変調信号伝送装置におけ
るＩＦＦＴ変換部の一例を示す詳細ブロック図である。

【図１７】直交周波数分割多重変調信号伝送装置におけ
るガード付加部の一例を示す詳細ブロック図である。

【図１８】直交周波数分割多重変調信号伝送装置におけ
る同期挿入部の一例を示す詳細ブロック図である。

【図１９】直交周波数分割多重変調信号伝送装置の同期
検出部におけるタイミング再生部の一例を示す詳細ブロ
ック図である。

【図２０】直交周波数分割多重変調信号伝送装置におけ
る復号化部の一例を示す詳細ブロック図である。

【図２１】直交周波数分割多重変調信号伝送装置におけ
るレート逆変換部の一例を示す詳細ブロック図である。

【図２２】直交周波数分割多重変調信号伝送装置におけ
るＩＦＦＴ部の動作を説明するための波形図である。

【図２３】直交周波数分割多重変調信号の一例を示す波
形図である。

【符号の説明】

１レート変換部２号化部３ＩＦＦＴ部４ガード付加部５同期挿入部６直交変調処理部７クロック発振器１０直交変調処理部１１ＦＦＴ部１２復号化部１３レート逆変換部１４同期検出部１５電圧制御発振部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】周波数を異にする複数本のキャリアを用
いてディジタル信号を伝送する方式の直交周波数分割多
重変調信号伝送装置において、前記複数本のキャリアの中に所定のパターンで配列した
複数本の無データキャリヤを設定する手段を設け、前記所定のパターンを変えることにより、直交変調処理
すべき時間波形に現われるピーク値を抑えるように構成
したことを特徴とする直交周波数分割多重変調信号伝送
装置。
【請求項２】請求項１に記載の発明において、前記所定のパターンの変更が、予め用意してある少なく
とも２種のパターンの何れかの選択により与えらえるよ
うに構成されていることを特徴とする直交周波数分割多
重変調信号伝送装置。