JP4490541B2 - 高速ワイヤレスｏｆｄｍトランシーバ・モデム - Google Patents
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Description
【０００１】
（技術分野）
本発明は、直交周波数分割多重化による変調技術に基づく、柔軟性があるか又はプログラマブルで、有線又は無線による高効率的な高速通信システムおよび方法に関する。
【０００２】
（背景技術）
変調技術として多重搬送波を用いる着想は従来公知である（チャン(Chang, R.W.)、「多重チャネルデータ送信用の帯域制限直交信号によるシステム設計」、Bell syst. Tech. J., vol.45, pp.1775-1796, Dec. 1996、ザルツベルグ（Saltzberg, B.R.)、「有効な並行データ送信システムの性能」、IEEE Trans. Comm. Technol., vol.COM-15, Dec. 1967）。多重搬送波方法による考えられる幾つかの利点が多くの論文（ミュラー他（Moeuller, T., Brueninghaus, K., Rohling H.、「広域帯域モバイル通信用の可干渉性ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡの性能」、Wireless Personal Communications 2, Kluwer Academis Publeshers, 1996, pp.295-305、カイザー(Kaiser, S.)、「ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ対ＤＳ−ＣＤＭＡ：弱まるチャネル用の評価性能」、ICC '95, pp.1722-1726）で言及されている。多重搬送波方法の基本的な着想は、送信すべきデータ信号のビットを複数の搬送波に割り当てるものである。この興味ある変調技術について、理論的な文献（カレット（Kalet)、「多重トーンチャネル(The multitone Chanel)」、IEEE Trans. Commun., vol.37, no.2, Feb. 1989、ファゼル他(Fazel and G. Fettweis、「多重搬送波展開スペクトル」、Kluwer Academis Publ., 1997）も発表されている。これらの論文では、一揃いの通信システムの一つの態様についてのみ考察しているにすぎないか、又は、完全な同期又はガウシアンチャネルを仮定しているものであり、技術的に最も困難な問題のいくつかを避けている。まず、簡単な完全多重搬送波法（ＭＣ）に基づく通信システムのみが実現されている。膨大な数の搬送波については、並列システムで必要とされる正弦波発生器と可干渉性復調器の列は、非合理的に高価かつ複雑になる。次に、並列データ送信システムを実現するために離散型フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いる着想が用いられた（ワインシュタイン他(Weinstein, S.B., Ebert, P.M.、「離散型フーリエ変換を用いた周波数分割多重化法によるデータ送信」、IEEE Trans. Comm. Technol., vol.COM-19, No.15, Oct. 1971)。デジタル信号処理とＶＬＳＩ技術の発展のおかげで高速（逆）フーリエ変換処理に基づくＭＣモデム（これらはしばしば離散型多重トーン（ＤＭＴ）モデムと呼ばれる）の実用化が行われている（ビデ他(BIdet, E., Joanblanq, C., Senn, P.、「巨大ＯＦＤＭ単一周波数ネットワーク用高速８Ｋ ＦＦＴ ＶＬＳＩチップ」、Proc. Intl. Conf. On HDTV 94, Torino, Italy, Oct. 1994）。現在、ＤＭＴモデムが有線通信媒体用に実現されている。例えば、銅線通信用のｘＤＳＬ社製のものが現在利用できる（ショウ他（Chow, J.S., Tu, J.C., Cioffi, J.M.、「ＨＤＳＬ用途のための離散型多重トーントランシーバ・システム」、IEEE J. on Selected Areas in Commun., vol.SAC-9, Aug. 1991）。トランシーバ・モデムにおける動作条件と必要条件は著しく異なるにもかかわらず、無線チャネルと無線端末とに強いて用いている。例えば、チャネル変化は、無線用途ではより高く、それによってこれを見積もる特別の測定がなされる（例えば、適合する等化器が必要とされる）。また、無線チャネルでの反響特性は著しく異なり、モデムへの傾注したアプローチを求めるものである。無線チャネルにおいて、ＯＦＤＭに基づく放送システムは、非常に興味あるもので（デジタル・オーディオ放送用の未来のＣＯＦＤＭシステムは、時間、周波数、それに空間多様性の点で有利である。French Contribution to CCIR WP10 and 10-11s, Oct. 1991）、デジタル・オーディオ放送（ＤＡＢ）システムはすでに稼動している。これらの放送システムは、一方向の送信を必然とし、そのためこれに関連して分離した送信機と受信機モデムが開発され、作製されている（ヴァン・デ・ラール他(Van de Laar, F., Philips, N., Huicken, J.、「次世代ＤＡＢ受信機に向けて」、EBU Technical Review, No.272, Summer 1997, pp.46-59）。放送用途では送信機のパワーは二地点間通信と比べて大きいため、これを最小限にする必要はない。さらに、取得戦略において、いつも信号が存在するものと仮定することができる。信号にはおよその同期を得るためにヌルが用いられる。これらは二点間通信には有効ではない条件であり、そのため、困難な取得問題は別の方法で扱われるべきものである。
【０００３】
（発明の目的）
本発明の目的は、直交周波数分割多重化法を用いる信号の受信及び／又は送信用の装置および方法を提供することであるが、無線用及び二点間通信用に限定されるものではない。さらに、前記装置と前記方法により、全ての重大な障害についての解決を提供し、ＯＦＤＭベースであるトランシーバの実現のために必要とされる問題を解消している。前記装置と方法は大きな柔軟性を持ち、特定の通信状況について最適化できる。その結果、装置及び方法は電力消費や速度についても効率のよいものであり、高データレートが得られる。
【０００４】
（発明の開示）
本発明の第１の態様では、無線通信用に用いられるのが望ましいが、これに限られず、また、変調技術としてＯＦＤＭを利用している信号の送信及び／又は受信装置を開示している。前記信号の送信及び／又は受信装置は直交周波数分割多重化法を用いており、第１周波数領域回路（１０５）、変換回路（１０３）、時間同期化回路（１７）、それに第２周波数領域回路（１３）からなる。前記回路は内部接続されている。
【０００５】
前記装置に用いられる信号は、周波数領域表現（１０４，１０７）又は時間領域表現（１０１、１０２、１００、１０６、１０８）のいずれか一方により特徴付けられる。
【０００６】
前記装置に用いられる信号は、非直交周波数分割多重化信号又は直交周波数分割多重化信号のいずれか一方に特徴付けられる。非直交周波数分割多重化信号であることは、信号に少なくともある非ＯＦＤＭ符号標本を含んでいることを意味している。それとは択一的に直交周波数分割多重化信号は、完全にＯＦＤＭ符号標本からなる。ＯＦＤＭ符号とは、前記第２周波数領域回路（１３）からのシーケンスを変換することによって符号が生成されており、前記変換回路（１０３）によって変換されていることを意味する。この特徴は、ただ時間領域表現にある信号についてのみ行われることである。信号は部分からなっていてもよい。そのような部分はＯＦＤＭ信号又は非ＯＦＤＭ信号のいずれか一方である。信号（１０２，１０８）はＯＦＤＭ信号である。信号（１０１）は、少なくとも非ＯＦＤＭ信号である第1部分とＯＦＤＭ信号である第２部分とからなる。信号（１００，１０６）は非ＯＦＤＭ信号である。
【０００７】
本発明のこの第１態様の第１実施形態では、回路の受信部分（回路（１７）、（１０３）、（１０５））において、時間同期化回路（１７）によって、非直交周波数分割多重化している入力（１０１）、例えば部分的に擬ノイズシーケンスからなる信号の一部に制御情報を決めることを示している。前記制御情報は、信号レベル情報、キャリア・オフセット情報又はタイミング情報であってもよい。時間同期化回路における信号の変換は、少なくともキャリア・オフセット補償と保護間隔除去からなる。
【０００８】
本発明のこの第１態様における第２実施形態において、回路の受信部分（回路（１７）、（１０３）、（１０５））と送信部分（回路（１３）、（１０３））の両方が示されている。変換回路（１０３）は、回路の送信部分と受信部分の双方の部分からなる。
【０００９】
本発明のこの第１態様における別の実施形態において、前記変換回路（１０３）は、高速フーリエ変換回路（１５）とシンボル再配列回路（１６）を直列した保護間隔を導入できるものからなる。
【００１０】
本発明のこの第１態様における別の実施形態において、前記第１周波数領域回路（１０５）は、等化回路（１８）と逆マッピング回路（１９）を直列したものからなる。
【００１１】
本発明のこの第１態様における別の実施形態において、前記時間同期化回路は、タイミング同期化回路（４０）、ゲイン又は信号レベル制御回路（３９）、キャリア・オフセット算定回路（４１）、それにキャリア・オフセット補償回路（４２）からなる。時間同期化回路により保護間隔を除去してもよい。
【００１２】
本発明のこの第１態様における別の実施形態において、前記再配列回路は、デスプレッド回路の第１ステップとして、（例えば）デスプレッドを容易にするために関連付けられた搬送波を合わせて組織することにより利用することが重要である。
【００１３】
本発明のこの第１態様における別の実施形態において、回路には柔軟性がある。前記回路において、整数であるＮ点の高速フーリエ変換、搬送波の数、保護間隔の長さ、ゼロ・キャリアの数はプログラム制御可能である。
【００１４】
本発明の第２態様において、信号の受信及び／又は送信装置の操作方法が開示されている。前記送信及び／又は受信装置は、前記操作方法には限定されないが、本発明の第１態様の前記装置であってもよい。
【００１５】
本発明のこの第２態様における第１実施形態において、前記装置における２つのデータストリームが規定され、同時には前記データストリームの一方のみが有効である。送信の間は一のデータストリーム（１３）、（１０３）が有効となり、受信の間は他方のデータストリーム（１７）、（１０３）が有効になる。そこで半２重モードの操作が示されている。受信の間は、時間同期化回路によって変換回路（１０３）と第１周波数領域回路（１０５）の通電するか否かを制御する。
【００１６】
本発明のこの第２態様における第２実施形態において、前記シンボル再配列回路（１６）の操作が開示されている。
【００１７】
本発明の第３態様において、送信装置と受信装置間のデータ通信方法が開示されている。直交周波数分割多重化法を用いている送信回路と受信回路間のデータ通信方法は、
前記送信回路によってトレーニング信号を送るステップと、
前記送信回路によってデータ信号を送るステップであって、前記データ信号は少なくとも直交周波数分割多重化法を用いる前記送信回路により変調された前記信号からなるステップと、
前記受信回路において、前記トレーニング信号を受信している間ずっと第１時間領域操作を用いることによって前記トレーニング信号から制御情報を決定するステップと、
前記受信回路において、前記データ信号を受信している間ずっと前記変調されたデータを復調するステップとからなる。
前記トレーニング信号は、少なくとも部分的に非直交周波数分割多重化信号であり、例えば、前記トレーニング信号の一部は擬ノイズシーケンスであってもよい。
【００１８】
前記送信装置及び前記受信装置は、これに制限されるものではないが、本発明の第１態様の前記装置であってもよい。
【００１９】
（発明を実施するための最良の形態）
本発明の信号送信及び／又は受信装置の第１形態においては、直交周波数分割多重化法を利用している。
【００２０】
前記装置は、変調技術として複搬送波法(multi-carrier approach)、特に直交周波数分割多重化法（ＯＦＤＭ）を実行する。複搬送波法（１０）による変調の基本概念は、速度をｒとする単一データ（６）を速度がｒ／ＮであるＮ並列データストリーム(１１)にデマルチプレクス（デマルチプレクサ（７））し、前記データストリームを異なる搬送波に変調し（変調器（８）と変調信号（１２））、変調データ信号を同一チャネルを通じて同時に送信する（送信信号（９））ことである。ＯＦＤＭにおいて前記搬送波で送信するために用いられるパルスは矩形波である。搬送波は別の周波数バンドに配置されるのではなく、それらのスペクトルが直交するように選択される。ＯＦＤＭ変調は、逆フーリエ変換を利用して実行することができる。
【００２１】
本発明に係る信号送信及び／又は受信装置に関する操作の方法である第２形態においては、直交周波数分割多重化法を利用している。
【００２２】
前記信号送信及び／又は受信装置は、通信ネットワークに適合し（図２）、少なくとも２つの前記装置（８３）、（８４）からなる。例えば、前記通信ネットワークは星形ネットワーク(図１)であってもよく、その場合、ベースステーションをなす前記装置のうちの一方が例えばバックボーン(２)と送受信し、他方の装置が端末(５)となっている。前記ベースステーション装置は、有線通信（有線ネットワークとの通信）を可能にするバックボーン（２）に物理的に接続されている。前記ベースステーションは、種々の端末（５）と無線通信を行なう。前記無線通信は、アップリンク（４）とダウンリンク（３）とからなる。ダウンリンク通信は、ベースステーションから端末へのデータ転送である。アップリンク通信は端末からベースステーションへのデータ転送である。前記ベースステーションと前記端末とは実質的に同一の（変調を含む）送信及び（復調を含む）受信機能を有しているから、前記星形ネットワークは図２の下方に示した一般的な通信手段に適合すると共に、(８７)は例えばバックボーンとの有線通信を表わし、(８８)は端末との接続であり、（８５）と（８６）はそれぞれ無線通信用の受信及び送信手段である。
【００２３】
本発明に係るデータ通信方法の第３形態は、直交周波数分割多重化法（ＯＦＤＭ）を基にしている。前記装置のうちの一つは送信回路として、もう一つの装置は、受信回路としてある。前記送信回路は、本発明に係る第１形態に記載された受信及び／又は送信装置の一つであってもよく、送信モードにある。前記受信回路は、本発明に係る第１形態に記載された受信及び／又は送信装置の一つであってもよく、受信モードにある。
【００２４】
本発明の後の説明で用いる信号（信号表現）と前記信号上の操作については、まもなく説明する。
【００２５】
送信回路から受信回路へのデータ及びデジタル信号の（無線）送信には、送信回路にデジタル−アナログ変換が必要であり、受信回路にアナログ−デジタル変換が必要である。以後の説明では、通信構成における２つの装置がフロントエンドと称する送信及び受信手段を有し、、その装置には増幅又は信号レベル利得制御を含むこれらのアナログ−デジタル及びデジタル−アナログ変換手段が備わっており、また、ＲＦ信号を必要なベース帯域信号への変換又はその逆変換を実現しているものと仮定する。フロントエンドは、増幅器とミキサー（低域変換器）とで構成されていてもよい。従ってテキストでは、全信号は標本のシーケンス（デジタル表現）として表現されており、上述の変換が起こるであろうことが知られている。前記仮定は本発明の範囲を制限するものではない。
【００２６】
また、データ又はデジタル信号の送信は、（離散型）標本のシーケンスに関して送信及び受信の際に符号化される。本発明において、前記シーケンスはさらに第１シーケンスの標本（取得シーケンスともいう）と第２シーケンスの標本（トラッキング及びデータシーケンスともいう）に細分される。さらに、前記第２シーケンスは、第１サブ・シーケンスの基準標本（基準シーケンス又は搬送波復帰(carrier recovery)プリアンブルともいう）と、第２サブ・シーケンスの等化標本（等化シーケンスともいう）と、シーケンスのデータ標本（データ・シーケンスともいう）とからなる（図４、上部）。
【００２７】
前記第１シーケンス（取得シーケンス）と前記基準シーケンスとは合わせてトレーニング・シーケンス又はトレーニング・信号を形成し、一方、前記等化シーケンスと前記データ・シーケンスとは合わせてデータ・信号を形成する。前記第１シーケンスは同期化のために必要なものである。
【００２８】
本発明の一形態において、前記第１シーケンスは、第１サブ・シーケンスと第２サブ・シーケンスからなる。第１サブ・シーケンスから前記第２サブ・シーケンスへの遷移が絶対的なタイミング情報の決定に利用されるのと同時に、前記第１サブシーケンスが相対的なタイミング情報の決定に用いられる。
【００２９】
本発明のもう一つの形態において、前記第１シーケンスは複数のサブ・シーケンスからなる。前記第１シーケンス内の前記サブ・シーケンスの順序をコードに表わしている。前記コードの検出がタイミング情報を得るために用いられる。一方、コードの検出が絶対的なタイミング情報を得る結果となるのと同時に、シーケンスそれ自体は相対的なタイミング情報を得るために用いられる。前記シーケンスは擬ノイズ・シーケンスともなりうることに注意すべきである。
【００３０】
前記第２シーケンスの基準標本はキャリア・オフセットの算定に利用される。データ・シーケンスが送信回路から受信回路への通信のために必要とするデジタル信号を含むのと同時に、前記第２シーケンスの等化標本はチャネル情報の算定に用いられている。復調に関するテキストにおいて、データ・シーケンスの実際の復調とチャネル情報算定とは共に意味を持つ。前記シーケンスのデータ・標本は、チャネル状態の変化に適応するために前記等化シーケンスにより中断されることがある（図４、下部）。
【００３１】
上述のシーケンスの標本（信号を表わしている）は時間標本である。一定数の時間標本のシーケンスは、時間領域符号を明らかにする。信号のもう一つの表現方法としては、一定の周波数標本についてのシーケンスとして表わすものである。どの周波数標本も同じ周波数の搬送波に関する振幅及び位相情報を含んでいる。デジタル標本を搬送波に割り当てる方法としては、変調手段（例えば、ＱＡＭ又はＱＰＳＫ）によっている。
【００３２】
信号送信及び／又は受信装置において、周波数と時間表現は共に現れている。マッピング回路（１３）又は逆マッピング(demapping)回路（１９）等の（逆）フーリエ変換回路により信号変換が実行される場合に、周波数から時間符号表現への変換又はその逆変換は、本明細書中で利用されている。さらに、それは、装置内に用いられている回路間の接続の表現である、装置が送信又は受信のいずれの状態にあるかに左右される。シーケンスの特性にシーケンスの長さがある。シーケンスの長さは、標本の付加又は削除により変化する。これらの標本がどこに付加されたかを示すことが重要となりうるので、順序付けがされている。時間領域符号において、シーケンスの先頭部分は、時間についてより早いところに位置しており、最後の標本では時間についてより遅いところに位置している。周波数領域符号において、シーケンスの先頭部分は最低周波数に位置し、一方、シーケンスの最後部分の標本は最高周波数に位置している。付加は、保護の導入、符号間の干渉を最小限にするための技術として用いられる。
【００３３】
上記した周波数領域符号は、一組の搬送波に直接関係する。本発明の一つの形態においては、３組の搬送波が導入される。第１組のＮＳ搬送波は定義されうる。周波数領域符号の前記組は定義できる。もう一つの可能性として、信号表現のために第２組のＬ*ＮS搬送波を用いることであり、それによって全搬送波の振幅及び位相は、前記第１組の複素数Ｌを持つ搬送波の振幅及び位相の多重化により決定できる。従って、冗長度の如きものを導入してもよい。この操作がいわゆる展開（spreading）である。Ｌ個の複素数によって展開コードを定義している。さらに、使用されていない一定の搬送波（周波数）を取り除くことは有用となりうる。第３組のＮＣ（＞Ｌ＊ＮＳ）搬送波を導入した場合、それは少なくとも第２組の搬送波からなり、それによってＮＣ搬送波のいくつかは情報を含んでいないことがある（ゼロ・キャリア）。ＮＺはゼロ・キャリアの総数である。前記ゼロ・キャリアは、転写現象(roll-off phenomenon)に対処するために用いられる。例えば、用いられている周波数間隔の端部にある搬送波は信頼できないであろう。図５に概観が示されている。ゼロ・キャリアの総数ＮＺ、展開コードの長さ、展開コード、搬送波の総数ＮＳは、選択可能であるか、又は、プログラマブルである。本明細書において、搬送波に関係付けられる概念が導入されている。振幅及び位相情報が誘導できるか又は前記第２搬送波の振幅及び位相情報から求められる場合には、前記第１組からの第１搬送波（展開されていない組ともいう）は、前記第２組からの第２搬送波（展開された組ともいう）に関係付けられる。前記展開された組の２つの搬送波は、それらが同じデータを搬送している場合には関連あるものといえて、それは展開されていない組の同じ搬送波から導かれたものであることを意味している。
【００３４】
本明細書において、標本の再配列が行われている。シーケンスの順序の意味するところは、シーケンスがどのように時間につれて一定の回路を通過するかということである。注意すべきは周波数と時間の符号に同じ定義がされるということである。
【００３５】
既述の通り、変調及び復調は、（逆）フーリエ変換回路によっている。回路の実行による時間につれての出力は、変形された信号の第１成分は線形的な順序で最初に回路を通過するべきとする絶対的な仮定を行なう数学的な観点から予想されるものではない。これは、高速かつメモリ効率のよいフーリエ変換回路の利用したことによるものである。再配列は時間につれて標本の順序が変化することを意味している。
【００３６】
上記搬送波は直交スペクトルを持つ信号として導入されている。これらのスペクトルの近くに（無線）通信用の主たる搬送波が導入される。この主搬送波は、変調搬送波によって混乱することはないであろう。本明細書においてキャリアオフセット算定及び補償について言及している場合、これは主なＲＦ搬送波のみに関係しているものである。デジタル信号に関する詳細な説明において、変調されるべき信号（１０６）又は変調信号を復調後に得られる信号（１００）は意味を持つ。例えば、前記ベース・ステーションがバックボーンを経由して受信又は送信しようとする信号であるか、又は、端末で接続されているアプリケーションとやりとりしようとする信号である。装置内において、変調データストリーム（１３）、（１５）、（１６）と復調データストリーム（１７）、（１５）、（１６）、（１８）、（１９）が認められる。変調された信号は、送信回路（１０８）の変調データストリームの末端で得られる信号である。（たとえチャネルによって変形されていても）同じ信号が受信回路（１０１）の復調データストリームの開始端で得られる。受信回路の復調データストリームの末端では、実物のように復調された変調信号（１００）又は信号それ自体は、理想的なエラーのない送信の場合にのみ得られる。
【００３７】
送信回路における変調データストリームでは以下のような信号が用いられている。搬送波の信号（１０７）は、周波数表現であって、マッピング器(mapper)によって定義される。前記信号はＮＣ搬送波を有し、ゼロ・キャリアを含む可能性がある。最初に前記信号は、展開されることがある長さＮＳの信号から構成されることを強調しておかなければならない。前記のような場合には、長さＮＣ＝Ｌ＊ＮＳの信号に関する多数の搬送波は、長さＮＳの信号に関するいくつかの搬送波に関連付けられる。Ｌは展開コード長である。長さと展開コードとはプログラム制御可能である。周波数領域表現から時間領域表現への信号は、一組の搬送波の変形によって構成されており、符号で示されている。
【００３８】
第１時間領域符号は、信号の逆フーリエ変換により定義されている（１０７）。また、その長さはＮＣである。
【００３９】
第２時間領域符号（１０８）は、第１時間領域符号の再配列された別形の一つである。また、再配列された別形のＮｇ最終成分は、この再配列された符号の先頭部分にある(prepended)。その長さはＮＣ＋ＮＧである。
【００４０】
受信回路における復調データストリームでは以下のような信号が用いられている。信号（１０１）はいくつかの部分から構成してもよい前記信号の少なくとも一つの部分は、ＯＦＤＭ符号である。前記信号の少なくとももう一つの部分は、非ＯＦＤＭ信号である。
【００４１】
第３時間領域符号は、信号のもう一つの部分であり、ＯＦＤＭ符号であって、前記符号は受信手段又は受信回路のフロント・エンドで受信される。前記符号は、変調信号（長さＮＣ＋Ｎｇ）を含む。
【００４２】
第４時間領域符号（１０２）は、送信及び受信回路と保護間隔（長さＮＣ）の省略との間のキャリア・ミスマッチについて、第３時間領域符号において補償することにより得られる。
【００４３】
周波数領域表現におけるもう一つの信号は、前記第４時間領域符号（１０２）（長さＮＣ）のフーリエ変換として定義され、不使用（ゼロ）搬送波（キャリア）を含んでいることがある。
【００４４】
周波数領域表現にある信号（１０４）（長さＮＣ）は、フーリエ変換回路の出力信号の再配列された別形であり、ゼロ・キャリアは隣接周波数において群をなす可能性がある。展開により、どの搬送波の信号も一の搬送波における長さＮＳの信号に「関係づけられる」ことがあり、関係付けられた標本を隣接する周波数に位置づけるように信号標本を再配列することができる。再配列は、デスプレッディング（despreading)の第１ステップとみなすことができる。関連付けられた標本の群化は、可能なプロセスの間を中断することなくして間隔を置くことができないし、その結果、有効なデスプレッディングができる。
【００４５】
本発明の態様の一つにおいて、直交周波数分割多重化法に用いる信号送信及び／又は受信装置は、第１周波数領域回路（１０５）、変換回路（１０３）、時間同期化回路（１７）及び第２周波数領域回路からなることが開示されている。
【００４６】
本発明の実施形態の一つにおいて、前記モデムを実現するモデム・アーキテクチャ（２２）（回路と内部接続パターン）がある（図６）。前記アーキテクチャは、実質的には以下の回路から構成されている。それは、マッピング回路（１３）（第２周波数領域回路ともいう。）、高速逆フーリエ変換（高速フーリエ変換）回路（１５）（（逆）フーリエ変換回路ともいう。）、符号再配列回路（１６）、時間同期化回路（１７）、等化回路（１８）、逆マッピング回路（１９）、それに送信手段と受信手段である。前記高速逆フーリエ変換（高速フーリエ変換）回路と前記符号再配列回路とは、合わせて変換回路（１０３）を構成している。前記ブロックの一部は変調しているデータストリーム（２０）において用いられる。前記ブロックの一部は復調しているデータストリーム（２１）において用いられる。
【００４７】
前記モデムは２つの出力（１０８）、（１００）を持つことができることがわかる。それは、送信手段（１０８）によって送られた変調信号と、前記モデム（１００）による変換（復調）後に受信手段によって受信された信号である。モデムは２つの入力（１０６）、（１０１）を持つ。それは、前記モデムにより変換（変調）された信号（１０６）と、受信手段により受信された変調信号（１０１）である。マッピング回路（１６）の入力信号（１０６）は、変調されるべき信号であり、時間標本のシーケンスとして表現することができる。
【００４８】
送信データストリームにおいて、マッピング回路（１６）と逆フーリエ変換（１５）との間の信号（１０７）は、周波数領域信号として解釈できる。フーリエ変換回路（１５）と再配列回路（１６）との間の信号は、第１時間領域符号という。再配列回路（１６）と送信手段通過後の信号（１０８）（デジタル−アナログ変換と付加的な高周波変調を含む）は、第２時間領域符号という（再配列され、保護間隔導入後のもの）。
【００４９】
受信データストリームにおいて、同期化回路（１７）の入力信号（１０１）の一部は、ＯＦＤＭ信号であり、第３時間領域符号を明確にする。前記同期化回路の後に第４時間領域符号（１０２）が定義される。主搬送波（高周波搬送波）のオフセット補償と保護間隔の除去は、その回路において行われる。前記第４時間領域符号は、周波数領域信号においてフーリエ変換回路（１５）により変換され、再配列及びゼロ・キャリアの群化は再配列回路（１６）において行われ、その結果はもう一つの周波数領域信号（１０４）となる。前記符号は、分離（フィルタ）（１８）され、逆マッピング（１９）され、その結果、復調された変調デジタル信号（１００）となる。
【００５０】
注意すべきは、少なくとも入力信号（１０１）は非ＯＦＤＭ信号の部分からなることである。前記部分はタイミング同期化のために用いられ、相対的及び絶対的タイミング情報が決められる。さらに、前記部分は、キャリア・オフセット補償と信号レベル決定に用いられる。
【００５１】
なお、前記モデム又は装置は、変調及び復調機器を共に提供している。本発明の実施形態において、前記機器は同時に生じさせることは意図しておらず、よって前記モデム又は装置は複式モードの一方で働く。
【００５２】
本発明の実施形態において、受信及び／又は送信用装置は、直交周波数分割多重化法に用いられ、前記装置は第１出力信号（１００）を出力するために適用され、それは、少なくとも第１信号（１０１）を第２信号（１０２）へ変換する時間同期化回路（１７）、少なくとも時間領域表現である前記第２信号を周波数領域表現である第３信号（１０４）に変換する変換回路（１０３）からなり、さらに、少なくとも前記第３信号（１０４）を前記第１出力信号（１００）に変換する第１周波数領域回路（１０５）からなり、さらに、前記装置は、第１入力信号（１０６）を入力するために適用され、それは、前記第１入力信号を第４信号に変換する第２周波数領域回路（１３）からなる。さらに前記変換回路（１０３）は前記第４信号を変換できると共に、第４信号において周波数領域表現でき、時間領域表現できる。
【００５３】
前記装置において、周波数領域表現は一組の搬送波によって特徴付けられる。前記組の搬送波に関する高速逆フーリエ変換によって直交周波数分割多重化の符号が決められる。
【００５４】
本発明の実施形態において、前記第２周波数領域回路（１３）はマッピング回路ともいい、前記第１入力信号のビットを搬送波の前記第４信号の周波数領域表現に割り当てている。
【００５５】
本発明の実施形態において、前記逆マッピング回路（１９）は、搬送波の等化された第３信号の周波数領域表現からビットを引き出している。
【００５６】
本発明の実施の形態において、前記信号送信及び／又は受信装置における符号再配列回路が開示されている。前記回路は第１及び第２記憶回路（２５、２６）、２つのアドレス生成回路（３６，３７）、デマルチプレクサ（２４）、それにマルチプレクサ（２７）からなる。
【００５７】
本発明の実施の形態において、前記符号再配列回路が示されている。前記回路により保護間隔を導入し、データストリームの変調用に符号再配列を行ない、デスプレッド(despread)用の第１ステップと、データストリームの復調用にゼロキャリアの群化を行なう。本発明に係る符号再配列回路（図７）は、２つのほぼ同じサイズの記憶回路（２５，２６）、２つのアドレス生成回路（３６，３７）、それに２つのマルチプレクサ（２４，２７）からなる。入力マルチプレクサ（２４）は、一つの入力（２９）を有する。前記入力マルチプレクサの各前記出力は、前記記憶回路の一つと接続している。出力マルチプレクサ（２７）は、２つの入力（３２，３３）を持ち、それぞれ前記記憶回路の一つに接続されている。前記出力マルチプレクサ（３４）は、前記符号再配列回路の出力である。
【００５８】
本発明の実施の形態において、前記時間同期化は、タイミング同期化ブロック、ゲイン又は信号レベル制御回路、キャリア・オフセット算定回路、それにキャリア・オフセット補償回路からなる。
【００５９】
本発明の実施の形態において、時間同期化回路が示されている。前記同期化回路によって、以下の機能を実行できる。つまり、信号レベル又はゲイン制御、タイミング同期化、キャリア・オフセット算定およびキャリア・オフセット補償である。また、前記同期化ブロックは、取得ブロックともいう（図８）。前記同期化回路において、いくつかの機能的回路が認められる。つまり、ゲイン又は信号レベル制御回路（３９）、タイミング同期化回路（４０）キャリア・オフセット算定回路（４１）、それにキャリア・オフセット補償回路（４２）である。前記同期化回路の入力（４３）は、各前記回路に接続されている。ゲイン又は信号レベル制御回路は、入力信号（４３）を入力とし、時間同期化回路用のしきい値ゲイン因子（９０）を生成する。また、ゲイン又は信号レベル制御回路によって、外部の可変ゲイン増幅器を起動する。そのようなゲイン制御回路は同期化ブロックに第１出力（４４）を与える。モデムが同期化回路の前に置かれた（例えば、受信手段において）外部可変ゲイン増幅器を持つと仮定する（そして、それは復調しているデータストリームにおいてのみ関係するものと仮定する）。タイミング同期化回路は、キャリア・オフセット算定回路用に信号（９１）を出力する。キャリア・オフセット算定回路は、キャリア・オフセット補償回路に信号（９２）を出力する。キャリア・オフセット補償回路は、前記同期化回路に第２出力信号（４５）を出力する。なお、この第２出力（４５）が回路の主データストリームに置かれている。前記第１出力（４４）が制御信号となるべきものとみなされている一方、前記第２出力（４５）は、データ信号である。高周波搬送波間又は、送信及び受信回路の主搬送波間のキャリア・オフセットの算定及び補償が重要なものとして強調されるべきである。キャリア・オフセット算定は、送信回路によって送られた時間標本の第２シーケンス（トラッキング及びデータ・シーケンス）の開始点において得られるべき基準標本のシーケンス上で実行されることになる。また、前記基準標本は、トレーニング信号において考慮されることがある（図４）。キャリア・オフセット補償は、等化標本（チャネル算定に用いられる）の第２シーケンス上及びデータシーケンス上、さらに、復調を必要とする変調デジタル信号上で働く。これらのシーケンスによってデータ・シーケンスを構成する。
【００６０】
本発明の態様の一つにおいて、前記信号の送信及び／又は受信装置の操作方法が開示されている。
【００６１】
本発明の実施形態において、信号送信及び／又は受信回路の操作方法は、直交周波数分割多重化法を利用し、前記第１周波数領域回路（１０５）と前記変換回路（１０３）によって第１データストリームが規定され、前記時間同期化回路（１７）、前記変換回路（１０３）、それに第２周波数領域回路（１３）によって第２データストリームが規定され、前記第１データストリーム又は前記第２データストリームのいずれか一つが有効となる。
【００６２】
本発明の実施形態において、信号送信及び／又は受信回路の操作方法は、直交周波数分割多重化法を利用し、第１周波数領域回路、高速フーリエ変換回路、符号再配列回路、時間同期化回路、それに第２周波数領域回路、前記符号再配列回路からなり、さらに、第１及び第２記憶回路、２つのアドレス生成回路、デマルチプレクサ、それにマルチプレクサからなる。前記装置において、前記第１記憶回路への書き込みと前記第２記憶回路の読み出しから、前記第１記憶回路の読み出しと前記第２記憶回路への書き込みへの繰り返される転換、あるいはその逆に繰り返される転換が行われる。
【００６３】
本発明の実施形態において、信号送信及び／又は受信装置の操作方法は、直交周波数分割多重化法を用い、それは第１周波数領域回路、高速フーリエ変換回路、符号再配列回路、時間同期化回路、等化回路、それに逆マッピング回路からなり、さらに、前記時間同期化回路は、タイミング同期化回路、ゲイン制御回路、キャリア・オフセット算定回路及びキャリア・オフセット補償回路からなり、前記第２周波数領域回路、前記高速フーリエ変換回路、前記符号再配列回路によって第１データストリームを規定し、前記時間同期化回路、前記高速フーリエ変換回路、前記符号再配列回路、前記等化回路、それに前記逆マッピング回路によって第２データストリームを規定する。前記装置において、前記第２データストリームが有効な場合には、前記時間同期化回路によって、前記期高速フーリエ変換回路、前記符号再配列回路と前記等化回路と前記逆マッピング回路に通電するべきか否かを決める。
【００６４】
本発明の実施形態において、復調（時間周期５４）の間、前記受信回路の同期化（又は取得）回路（５８）、高速フーリエ変換回路（５６）、符号再配列回路（５７）、等化回路と逆マッピング回路（５９）が通電され、一方、同期化（又は取得）の間、前記送信回路の同期化回路のみが通電され、それと同時にその他の回路は電源オフされる（図９）。同期化ステップは、前記第１シーケンスの標本と前記第１シーケンスの基準標本（キャリア・オフセット・プリアンブルともいう。）が受信される時間周期（５３）として示される。前記回路に通電するか否かは、タイミング同期化シーケンスの検出成功に基づいて自動化される。本発明の重要な特徴としては、前記モデムの平均消費電力を削減できることである。注目すべき点としては、時間周期（５３）の間の信号のみについての前記操作によって時間同期化回路を働かせることである。前記信号は非ＯＦＤＭ信号である。
【００６５】
本発明の態様の一つにおいて、送信回路と受信回路間のデータ通信方法は、直交周波数分割多重化法を用い、それは、前記送信回路によりトレーニング信号を送るステップ、前記送信回路によりデータ信号を送るステップからなり、前記データ信号は少なくとも、直交周波数分割多重化法を用いた送信回路により変調された前記データからなり、前記受信回路の制御情報を決め、その一方、前記トレーニング信号を受信し、前記トレーニング信号から第１時間領域操作によって受信し、前記受信回路において前記データ信号受信と同時に前記変調データを復調する。
【００６６】
本発明では、送信回路と受信回路間のＯＦＤＭに基づく通信を想定している。その通信としては、無線であるが、これに限られない。
【００６７】
前記方法には実質的に２つの基本位相がある（図９）。同期化ステップは、取得ステップともいい、通信チャネルと送信ステップに関する制御情報を得る必要があり、送信回路から受信回路への実際の送信情報が生じる。また、取得ステップにおいて、前記送信回路と受信回路の差異、例えばキャリア・オフセットの如きものが得られる。
【００６８】
前記位相は前記位相の間に送られる信号によって特徴付けられる。取得位相において、トレーニング信号が送られる。送信位相においてはデータ信号が送られる。前記トレーニング信号からと前記トレーニング信号の受理の間、制御信号は時間領域操作を利用して決められる。前記時間領域操作は、相関、ピーク検出、積分、複素数乗法及び位相からコーディック(Cordic)付Ｘ-Ｙ軸座標への転換とすることができるが、これに制限されない。
【００６９】
前記周波数領域操作では、フィルタ、等化及び逆マッピングを行なうことができるが、これに限られない。
【００７０】
通信方法の主な特徴は、第１位相の間のみ、第１時間領域操作が行われ、この時間領域操作が行われる信号は非ＯＦＤＭ信号であってもよい。その信号（１０１）は少なくとも２つの部分からなるものとして特徴付けられていることから、第１部分は非ＯＦＤＭ信号であり、制御情報の決定に用いられ、第２部分はＯＦＤＭ信号であり、データ送信に用いられる。前記第１部分はトレーニング信号ともいう。前記第２部分はデータ信号とも言う。
【００７１】
本発明の実施形態において、第１シーケンスの標本が送られることを強調したい。第１シーケンス同期化の受信の間に、相対的及び絶対的タイミング情報と増幅又は信号レベル情報が決まることを明らかにしている。前記第１シーケンスの受信後、第２シーケンスの標本が受信されることが示されている。前記第２シーケンスは、シーケンスの基準標本で始まる。前記基準標本はキャリア・オフセット情報を決めるために用いられる。前記第１シーケンスの標本と前記基準標本は、合わせて前記トレーニング信号を形成する。この基準標本の後、シーケンスの等化標本が送られる。前記等化標本がチャネル算定に用いられていることが明らかにされている。次いで、シーケンスのデータ・標本が受信される。前記データ・標本は、直交周波数分割多重化による変調後に送られたデジタル情報からなる。前記変調は前記送信回路において行われる。復調は受信回路において行われる。ここで復調とは、等化標本からのチャネル特性の算定、キャリア・オフセット補償、フィルタ、データ・シーケンスの逆マッピングを意味する。前記シーケンスのデータは、チャネル変動に対応するために前記等化シーケンスによって中断されることがある。前記第１シーケンスと前記第２シーケンスの第１サブ・シーケンスの基準標本の受信と同時に同期化位相（取得位相）が行われる。相対的及び絶対的タイミング情報、増幅又は信号レベル情報とキャリア・オフセット情報によって制御情報が決められる。前記制御情報は、キャリア・オフセット補償等の復調において利用される。
【００７２】
本発明の実施形態において、前記通信方法で、さらに前記復調は以下のステップからなる。つまり、前記データ信号上の第２時間領域操作の実行ステップ、時間領域表現から周波数領域表現への前記データ信号の変換ステップ、周波数領域操作の実行ステップと前記第２時間領域操作の間における前記制御情報の利用ステップからなる。本発明の重要な特徴は、トレーニング信号ともいい、ＯＦＤＭ信号でない信号（１０１）の一部についてのデータストリームの復調において、第１ステップとしての時間領域操作の利用がある。
【００７３】
本発明の実施形態において、送信回路と受信回路間のデータ通信方法は、直交周波数分割多重化法を用いており、図１０に示されている。デジタル信号（６０）は一組の搬送波（６１）（異なる周波数の信号、前記周波数は一定の範囲内で選択される）の振幅と位相（６２）を組み合わせることにより変調され、以下の特定の構成をとる。前記搬送波の調整可能なサブ・セットは、使用されることないままであり、そのため変調されることもない。方法において、前記デジタル信号の新しい表現が得られることに着目したい。前記表現は周波数領域信号（６３）と呼ばれる。それは、周波数標本（関連づけられた搬送波の位相と振幅情報を含んでいる。）からなる。前記周波数領域符号上で逆フーリエ変換（６４）が行われ、その結果、第１時間領域符合（６５）となる。前記時間領域符号は時間標本からなる。周波数領域信号と時間領域符号は、同数の標本を持つ。前記第１時間領域符号は、前記第１時間領域符号標本の（時間についての）再配列（６９）によって第２時間領域符号（６７）に変換され、直前のＮｇ時間標本を前記再配列された時間領域符号（７０）の先頭部に付加する。なお、変調方法によって保護間隔導入の概念を導き、逆フーリエ変換回路に導入された再配列用の補償をする。
【００７４】
この実施形態は通信方法として考案することができ、それは、直交周波数分割多重化法を用いた前記送信回路により前記デジタル信号を変調するものであり、以下のステップからなる。
前記デジタル信号に基づく一組のＮＣ搬送波の位相と振幅を決めるステップであって、それによって変調されていない前記組の搬送波の調整可能なサブ・セットを除外するステップ、第１時間領域符号が得られるように前記組の搬送波上で逆フーリエ変換を行なうステップであって、前記第１時間領域符号は、ＮＣ時間標本からなるステップ、前記第１時間領域符号を第２時間領域符号に変換するステップであって、それによって第１時間領域符号のＮＣ時間標本を再配列し、再配列された第１時間領域符号の直前のＮｇ時間標本における先頭部に付加するステップからなる。
【００７５】
本発明の実施形態において、上記した通信方法が示されており、デジタル信号に基づく一組のＮＣ搬送波の振幅と位相とを決めるステップは、２つのステップからなる(図１１）。第１のステップでは、第１組のＮＳ搬送波の位相と振幅が決められる（周波数領域符号（７９））。Ｌ＊ＮＳ搬送波の位相と振幅は、複素数Ｌ（８０）の前記振幅と位相を多重化することにより決めることができ、ここで、前記Ｌ＊ＮＳ搬送波（８１）は、ＮＣ搬送波（８２）に割り当てられることがある。ＮＣがＬ＊ＮＳ以上であることに注意すべきである。実際に前記ＮＣ搬送波からいくつかの搬送波（ＮＺゼロ・キャリア）が用いられないままにされ、変調されないままとされることがある。その方法によって展開操作が行われる。展開によって冗長度が導かれる。
【００７６】
この実施形態は、通信方法として考案されるもので、一組のＮＣ搬送波の位相と振幅を前記デジタル信号に基づいて決めるステップは、以下のステップからなる。つまり、第１組のＮＳ搬送波の位相と振幅を前記デジタル信号に基づいて決めるステップ、前記第１組の各異なる複素数Ｌを持つＮＳ搬送波の前記位相と振幅を多重化することにより第２組のＬ＊ＮＳ搬送波の位相と振幅を決めるステップ、第２組のＬ＊ＮＳ位相と振幅について規定するステップとからなり、前記位相と振幅のそれぞれは、前記第１組の一の搬送波に関連し、前記第２組の位相と振幅をＮＣ搬送波に割り当てるステップからなる。
【００７７】
本発明の実施形態において、上記した通信方法であって、受信回路によって受信信号（変調されたデジタル信号）を復調するための以下の方法が示されている(図１２）まず、受信された信号は、例えば受信回路内で増幅される。そうして、取得位相からの増幅又は信号レベル情報が用いられる。増幅された変調デジタル符号は、第３時間領域符号（７１）である。そして、前記時間領域符号の位相は調整される。このステップにより前記受信装置と送信装置間の搬送波周波数ミスマッチを補償する。前記補償ステップでは取得位相から得られる情報を用いる。また、このステップで保護間隔（７７）が移動する。補償及び保護間隔移動ステップ後、もう一つの第４時間領域符号が得られる（７１’）。前記第４時間領域符号の長さはＬ*ＮS＋ＮZである。前記符号についてフーリエ変換（７２）が行われ、その結果、周波数領域信号（７３）となる。前記符号にはいくつかの使用されていない（ゼロ）搬送波（キャリア）（太字でないもの）を含んでいてもよい。前記第２周波数領域符号はＬ*ＮS＋ＮZ周波数領域標本からなる。使用されていない（変調されていない）（ゼロ）搬送波（７６）を隣接する周波数に置くために、この符号は、少なくとも残留している周波数標本を再配列（７８）することによって第３周波数領域信号に変換される。この第３周波数信号はフィルタされ、前記組のＬ＊ＮＳ搬送波の位相と振幅についての情報からのものであり、変調されたデジタル信号は再構成され、そして復調される（７５）。本発明の重要な態様の一つは、同期化が非ＯＦＤＭ信号である信号（１０１）の部分について時間領域操作によって行われるものである。
【００７８】
もう一つの態様としては、ゼロ・キャリアが群化されて有効なデスプレディング(despreading)操作を可能にするものである。保護間隔は前記同期化において除去され、高速フーリエ変換の再配列を前記再配列ブロックにおいて有効に行なえる。ゼロ・キャリアを群化する代わりに、ゼロ・キャリアの他の再配列を用いるほうがよいことがある。しかし、群化することによってより簡単な逆マッピングができる。この実施形態は通信方法として考案されるもので、前記受信回路によって前記変調信号を復調するステップは、以下のステップからなる。つまり、増幅又は信号レベル情報を用いて変調デジタル信号を増幅するステップであって、前記増幅された変調デジタル信号によって第３時間領域符号を規定するステップと、
前記第３時間領域を第４時間領域符号に変換するステップであって、それによって前記送信回路と受信回路間のキャリア・ミスマッチについて前記キャリアオフセット情報を用いて調整し、Ｎｇ時間領域標本の先頭部を除去し、周波数領域信号が得られるように前記第４時間領域符号にフーリエ変換を適用するステップと、
ＮC周波数標本を持つ周波数領域信号からＮC周波数標本を持つ周波数領域信号内に変換するステップであって、それによって周波数標本を再配列し、不使用の搬送波に関連付けられた周波数標本を周波数標本に隣接して群化するステップと、前記周波数信号を等化し、前記フィルタされた周波数信号により規定されるＮＣ搬送波の組の位相と振幅に基づき、デジタル信号を再構成するステップとからなる。
【００７９】
本発明の実施形態において、前記通信方法において用いられるべき同期化方法が示されている。送信回路によって第１シーケンスの標本とサブ・シーケンスの基準標本を受信回路に送ると同時に同期化が行われる。前記第１シーケンスの標本は２つのサブ・シーケンスから構成される。前記サブ・シーケンスのいずれもが繰り返しが制限された一組の標本から構成される。同期化は以下のように進行する。まず、信号レベルゲイン又は必要とされる増幅は、前記第１サブ・シーケンスから決められる。この結果により増幅又は信号レベル情報となる。さらに、前記第１サブ・シーケンスから相対的タイミング情報が決められる。サブ・シーケンスの反復的な構造により、新たに反復的な組の標本が生じる場合を求めることができる。前記第１サブ・シーケンスから前記第２サブ・シーケンスへの遷移と相対的タイミング情報とから、絶対的タイミング情報が得られる。前記遷移のために絶対時間基準を決めることができる。相対的タイミング情報は受信された遷移が適法か否かをチェックするために用いられ、それは、その時間にどこで新たな繰り返しの組の標本が見つかると期待できるかを意味している。前記絶対タイミング情報からキャリア・オフセット算定の開始時期が決められる。同期化は、受信機が前記第２シーケンス標本を送るときに完了する。前記キャリア・オフセット算定では、前記第２シーケンスの開始部にあるシーケンスの基準標本を用いてキャリア・オフセット情報を決める。
【００８０】
この実施形態は通信方法として考案されたものであり、
さらに前記送信回路により送られた前記第１信号の同期化用であり、第１サブ・シーケンスのサンプルと第２サブ・シーケンスとからなり、前記第１サブ・シーケンスは第１組の標本の繰り返しからなり、前記第２サブ・シーケンスは第２組の標本の繰り返しからなる。同期化は以下のステップからなり、第１サブ・シーケンスの標本のエネルギーから増幅又は信号レベル情報を求めるステップと、前記第１サブ・シーケンスから相対的タイミング情報を求めるステップと、前記第１サブ・シーケンスから前記第二サブ・シーケンスへの遷移と相対的タイミング情報とから絶対的タイミング情報を求めるステップと、前記絶対的タイミング情報からキャリア・オフセット算定の開始を決めるステップとからなり、前記キャリア・オフセット情報によって前記基準シーケンスの基準標本からキャリア・オフセット情報を決定するものである。例えば、第１組の標本中の標本と第２組の標本中の標本とは符号ビット（sign-bit)に至るまで同一となってもよい。
【００８１】
ＯＦＤＭ技術は、保護間隔が送信されるべき符号へ付加される場合に用いられる。保護間隔は、以下のＯＦＤＭ符号の繰り返し周期である。符号の末端は、ＯＦＤＭ符号の先頭部に置かれる。この付加は、送信機サイトで行われる。保護間隔は受信機サイトで除去される。さらに、高速逆フーリエ変換操作の後、標本の符号の配列が変化することがわかる。標本の符号の再配列は必要である。注目すべきことは、保護間隔の導入が符号間妨害を避けるために利用されていることである。
【００８２】
本発明の実施形態において、保護間隔を導入し、変調の間、符号再配列回路により符号の再配列をする一つの特有の方法が示されている。前記符号は、第１シーケンスの長さＮＣのメモリ・アドレスを生成する第１アドレス生成器を備えるメモリに読み込まれる。それから、符号は、第２シーケンスの長さＮＣ＋ＮＧのメモリアドレスを生成する第１アドレス生成器を備えるメモリ読み込まれる。前記第１及び第２シーケンスのメモリアドレスは、実質的に異なり、それによって前記符号を配列する時間が異なる。さらに、前記第２シーケンスのメモリアドレスの先頭部によって前記第１時間領域符号の直前のＮｇ時間標本が読み取られることが示されている。記載されている方法についての実施例のように、ビット反転されたデータを線形配列に変換することができる。第２アドレス生成器として線形アドレス生成器に替えて区分的生成アドレス生成器を利用して保護間隔導入が行われる。この実施形態は、前記第１時間符号のＮＣ時間標本を再配列し、再配列された第１時間領域符号の直前のＮｇ時間標本の先頭部に付加するものである、上記記載の通信方法として考案されたものであり、以下のステップからなり、第１アドレス生成器を備えたメモリにある前記第１時間領域符号の前記時間標本を読み込むステップであって、前記第１アドレス生成器は、第１シーケンスの長さＮＣのアドレスを生成するステップと、第２アドレス生成器を備えた前記メモリから前記第１時間領域符号の前記時間標本を読むステップであって、それによって前記第４時間領域符号を規定し、前記第２アドレス生成器は第２シーケンスの長さＮＣ＋Ｎｇのアドレスを生成するステップとからなり、前記第１及び第２シーケンスのアドレスは実質的に異なり、第１部分の第２シーケンスのアドレスは、前記第１時間領域符号の直前のＮｇ時間標本を読むために必要とされるシーケンスのアドレスである。
【００８３】
本発明の実施形態において、前記符号再配列ブロックを備えた変調の間、不使用の搬送波を群化する特有の方法が示されている。注意したいのは保護間隔の除去は、同期化又は取得ブロックにおいて行われることである。受信周波数信号は、長さＮＣのアドレスシーケンスを生成するアドレス生成器を備えたメモリに読み込まれる。前記周波数信号の周波数標本は、長さＮＣのもう一つのアドレスシーケンスを生成するもう一つのアドレス生成器を備えた前記メモリから読まれる。前記アドレス生成器のアドレスシーケンスは実質的に互いに異なり、その結果、再配列がなされる。長さＮＣのアドレスシーケンスによって、前記再配列された周波数信号の不使用の周波数標本は隣接する周波数標本に群化される。注意したいのは、再配列ブロックにおけるゼロ・キャリアの他の再配列が容易に実行できることである。この実施形態は、上記の通信方法として考案されたものであって、それは、ＮＣ周波数標本を再配列し、不使用搬送波に関連付けられる周波数標本を隣接する周波数標本に群化するものであり、以下のステップからなり、第１アドレス生成器を備えたメモリに周波数領域信号の前記周波数標本を読み込むステップであって、前記第１アドレス生成器は第１シーケンスの長さＮＣのアドレスを生成するステップと、第２アドレス生成器を備えた前記メモリから前記周波数領域信号の前記周波数標本を読むステップであって、それによってもう一つの周波数領域信号を規定し、前記第２アドレス生成器は第２シーケンスの長さＮＣのアドレスを生成するステップとからなり、前記第１及び第２シーケンスのアドレスは、実質的に異なり、第２シーケンスのアドレスがシーケンスのアドレスであり、それによって、不使用搬送波に関連付けられた前記最初の周波数領域信号の周波数標本は前記新たな周波数領域信号の隣接する周波数標本に群化される。
【００８４】
本発明の実施形態において、その通信方法によって付加的な再配列は、より有効に逆マッピング回路にデスプレッドできる前記符号再配列ブロックにおいて実行される。この付加的な再配列は、（変調ステップにおいて規定される）第１組の周波数標本における一の搬送波に関連付けられる周波数標本が隣接する周波数標本に群化されるように長さＮＣのアドレスシーケンスを選択することにより実現される。
【００８５】
この実施形態は上記通信方法として考案され、それによって前記第４シーケンスのアドレスによって、前記第１組の搬送波における一の搬送波に関連付けられる周波数信号の全周波数標本は隣接する周波数標本に群化される。本発明の実施形態において、ＮＣ搬送波からデジタル信号を構成する方法は、示されており、まず前記ＮＣ搬送波からＮＳ搬送波の振幅と位相がどのように求められるかが開示されている。それによってデスプレッド（冗長度の除去）が実行される。
【００８６】
この実施形態は、上記通信方法として考案されたもので、周波数領域信号により規定されたＮＣ搬送波の組の位相と振幅に基づくデジタル信号を構成し、それによって各周波数標本は一の搬送波に関連し、以下のステップからなり、組のＮＳ搬送波の位相と振幅を規定するステップであって、ＮＳ搬送波の各前記位相と振幅とは、前記ＮＳ搬送波に関連付けられた前記組のＮＣ搬送波の振幅と位相により決められる。
【００８７】
信号受信及び／又は送信用の前記装置において、時間領域表現における前記直交周波数分割多重化している符号の高速フーリエ変換によって、周波数領域信号となる。前記符号再配列回路において、直交周波数分割多重化している信号の再配列によってさらに有効なデスプレッドができる。
【００８８】
本発明の実施形態において、単一リンクのデータ速度は９８Ｍｂｐｓまで実現できる。多数のゼロ・キャリアが導入された場合には、トランシーバとレシーバにおいて十分な量の簡易なフィルタがあり、保護間隔、符号間妨害を容易に克服するほど長く、典型的なＷＬＡＮ環境において、例えば、５．３ＧＨｚで働き、なおデータ速度として７５Ｍｂｐｓが得られる。前記装置は、種々のパラメータがプログラマブルで順応性がある。搬送波の数は、２５６、１２８、又は６４が望ましい。保護長さは０から２８の間で変化させることが望ましい。分散因子(spreading factor)は１、２、４又は８が望ましい。ＢＰＳＫ又はＱＰＳＫは、搬送波において変調技術として用いられることが望ましい。また、分散コード(spreading code)は、プログラマブルである。コード及び種々のパラメータがプログラマブルであることから順応性が得られる。
【００８９】
本発明の実施形態において、前記装置と前記方法とは、５．３ＧＨｚ帯域で動作するＷＬＡＮである無線ＬＡＮ用途に用いることができる。
【００９０】
本発明の実施形態において、２．４ＧＨｚ帯域で動作し、ＷＬＡＮである無線ＬＡＮ用途又はホームネットワーク用途に用いることができる。それによって展開は前記第２周波数領域回路で表現されるように導入してもよい。また、展開は、搬送波のビットの代入を数学的に変化させることによって導入することができ、変換回路において跳躍操作を実行する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る信号送受信装置である星形ネットワークの第１の構成について示す構成図。前記構成の用途は、星形ネットワークに限られない。
【図２】 本発明に係る信号送受信装置であるより一般的な通信スキームの第２の構成について示す構成図。前記構成の用途は、通信スキームに限られない。
【図３】 データ信号の直交周波数分割多重化法（ＯＦＤＭ）による変調の説明図。データ信号（６）は複数の信号にデマルチプレクスされ、前記信号のいずれもが異なる搬送波に変調される。前記搬送波は直交するように選択される。
【図４】 本発明に係る通信方法に用いるシーケンスを示す図。取得ステップにおいて、第１シーケンスと基準シーケンスとからなるトレーニング信号が送出される。伝達ステップにおいては、変調データ信号と等化シーケンスからなるデータ信号が伝達される。前記トレーニング信号は、少なくとも２つの部分からなり、第１の部分は非ＯＦＤＭ信号、第２の部分はＯＦＤＭ信号である。前記第１の部分は、キャリア相殺、タイミング情報、信号レベル情報等の制御情報の決定に利用される。前記第２の部分はデータを搬送する。
【図５】 本発明に含まれるシーケンスの種々の長さを示す図。最短のシーケンスの長さはＮＳである。拡張により長さＬ＊ＮＳのシーケンスが得られる。ゼロキャリアの追加によりさらにＮＺ標本分の長さが増える。保護間隔の導入により別にＮｇ標本分の長さが増える。
【図６】 前記信号送信及び／又は受信回路による特定の形態のアーキテクチャを示す図。前記アーキテクチャにおいて２つのデータの流れがわかる。装置は、マッピング化回路（１３）、高速フーリエ変換回路（１５）、符号再配列ブロック（１６）、時間同期化回路（１７）、等化回路（１８）及び逆マッピング化回路（１９）からなる。前記高速フーリエ変換回路と前記符号再配列ブロックとは、一つの伝達回路（１０３）とみなすことができる。前記等化回路と逆マッピング化回路とは、第１周波数領域回路とみなすことができる。また、前記マッピング化回路（１３）は、第２周波数領域回路を意味するものと言える。
【図７】 前記符号再配列回路の特定形態のアーキテクチャを示す図。記憶回路（２５，２６）、アドレス生成器（３６，３７）、マルチプレクサ（２７）、デマルチプレクサ（２４）が認められる。
【図８】 前記時間同期化回路（３８）の特定形態のアーキテクチャを示す図であり、構成しているタイミング同期化回路（４０）、信号レベル回路（３９）、キャリアオフセット算定回路（４１）及びキャリアオフセット補償回路（４２）が認められる。
【図９】 前記開示された信号送信及び／又は受信装置の２段階操作を示す図。この操作により低電力消費を達成できる。第１段階（５３）では、ただ前記時間同期化回路（５５）が通電されるのみである。第２段階（５４）では、データストリームを受信する全回路（５８、５６、５７、５９）が通電される。前記第１段階の間、トレーニング信号は制御信号の決定に利用される。トレーニング信号は前記時間同期化回路（５５）の入力信号（１０１）のこの部分であり、これは非直交周波数分割多重化信号である。
【図１０】 伝達間に利用される直交周波数分割多重化法を説明する図。前記データ信号（６０）のビットは複数の搬送波に割り当てられる。前記搬送波（６２）のいずれにもＱＰＳＫ又はＱＡＭ−１６の如くの変調手段が用いられている。他の変調手段を用いることもできる。その後、Ｎ点の高速逆フーリエ変換ステップ（６４）を実行すると時間領域表現においてＯＦＤＭ符号を得る。前記符号内に標本点が再配列（６９）でき、保護間隔（６８）を置くことができる。前記フーリエ変換のパラメータＮ、保護間隔の長さ、それに変調手段は選択可能であり、又はプログラムによって制御可能である。
【図１１】 拡張操作を示す図。第１組の周波数の振幅及び位相を基にして長さＬの一つのコードを適用することにより第２組の振幅及び位相を決定する。さらに、若干のゼロキャリアを符号（８２）内に追加してもよい。長さＬと拡張コードは選択できるか、又は、プログラム制御可能である。
【図１２】 受信間の直交周波数分割多重化法を示す図。時間領域表現における受信信号（７１）から保護間隔（７７）は省略される。得られた符号は、高速逆フーリエ変換（７２）されて、その結果、周波数領域表現における信号（７３）が得られる。前記信号（７３）において、標本の再配列が可能であり、例えば、ゼロキャリアの配置である。そして、得られる信号（７６）は、等化されて、符号の異なる搬送波のビットが得られ、最終データ信号（７５）となる。
【符号の説明】
１ 送受信装置
１３ マッピング化回路
２４ デマルチプレクサ
２５、２６ メモリ回路
２７ マルチプレクサ
３６、３７ アドレス生成器
３９ 信号レベル回路
４１ キャリアオフセット算定回路
４２ キャリアオフセット補償回路
６８、７７ 保護間隔
７１ 受信信号
７２ 高速逆フーリエ変換
７３、７６ 信号
７５ 最終データ信号
１０１ 入力信号
（技術分野）
本発明は、直交周波数分割多重化による変調技術に基づく、柔軟性があるか又はプログラマブルで、有線又は無線による高効率的な高速通信システムおよび方法に関する。
【０００２】
（背景技術）
変調技術として多重搬送波を用いる着想は従来公知である（チャン(Chang, R.W.)、「多重チャネルデータ送信用の帯域制限直交信号によるシステム設計」、Bell syst. Tech. J., vol.45, pp.1775-1796, Dec. 1996、ザルツベルグ（Saltzberg, B.R.)、「有効な並行データ送信システムの性能」、IEEE Trans. Comm. Technol., vol.COM-15, Dec. 1967）。多重搬送波方法による考えられる幾つかの利点が多くの論文（ミュラー他（Moeuller, T., Brueninghaus, K., Rohling H.、「広域帯域モバイル通信用の可干渉性ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡの性能」、Wireless Personal Communications 2, Kluwer Academis Publeshers, 1996, pp.295-305、カイザー(Kaiser, S.)、「ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ対ＤＳ−ＣＤＭＡ：弱まるチャネル用の評価性能」、ICC '95, pp.1722-1726）で言及されている。多重搬送波方法の基本的な着想は、送信すべきデータ信号のビットを複数の搬送波に割り当てるものである。この興味ある変調技術について、理論的な文献（カレット（Kalet)、「多重トーンチャネル(The multitone Chanel)」、IEEE Trans. Commun., vol.37, no.2, Feb. 1989、ファゼル他(Fazel and G. Fettweis、「多重搬送波展開スペクトル」、Kluwer Academis Publ., 1997）も発表されている。これらの論文では、一揃いの通信システムの一つの態様についてのみ考察しているにすぎないか、又は、完全な同期又はガウシアンチャネルを仮定しているものであり、技術的に最も困難な問題のいくつかを避けている。まず、簡単な完全多重搬送波法（ＭＣ）に基づく通信システムのみが実現されている。膨大な数の搬送波については、並列システムで必要とされる正弦波発生器と可干渉性復調器の列は、非合理的に高価かつ複雑になる。次に、並列データ送信システムを実現するために離散型フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いる着想が用いられた（ワインシュタイン他(Weinstein, S.B., Ebert, P.M.、「離散型フーリエ変換を用いた周波数分割多重化法によるデータ送信」、IEEE Trans. Comm. Technol., vol.COM-19, No.15, Oct. 1971)。デジタル信号処理とＶＬＳＩ技術の発展のおかげで高速（逆）フーリエ変換処理に基づくＭＣモデム（これらはしばしば離散型多重トーン（ＤＭＴ）モデムと呼ばれる）の実用化が行われている（ビデ他(BIdet, E., Joanblanq, C., Senn, P.、「巨大ＯＦＤＭ単一周波数ネットワーク用高速８Ｋ ＦＦＴ ＶＬＳＩチップ」、Proc. Intl. Conf. On HDTV 94, Torino, Italy, Oct. 1994）。現在、ＤＭＴモデムが有線通信媒体用に実現されている。例えば、銅線通信用のｘＤＳＬ社製のものが現在利用できる（ショウ他（Chow, J.S., Tu, J.C., Cioffi, J.M.、「ＨＤＳＬ用途のための離散型多重トーントランシーバ・システム」、IEEE J. on Selected Areas in Commun., vol.SAC-9, Aug. 1991）。トランシーバ・モデムにおける動作条件と必要条件は著しく異なるにもかかわらず、無線チャネルと無線端末とに強いて用いている。例えば、チャネル変化は、無線用途ではより高く、それによってこれを見積もる特別の測定がなされる（例えば、適合する等化器が必要とされる）。また、無線チャネルでの反響特性は著しく異なり、モデムへの傾注したアプローチを求めるものである。無線チャネルにおいて、ＯＦＤＭに基づく放送システムは、非常に興味あるもので（デジタル・オーディオ放送用の未来のＣＯＦＤＭシステムは、時間、周波数、それに空間多様性の点で有利である。French Contribution to CCIR WP10 and 10-11s, Oct. 1991）、デジタル・オーディオ放送（ＤＡＢ）システムはすでに稼動している。これらの放送システムは、一方向の送信を必然とし、そのためこれに関連して分離した送信機と受信機モデムが開発され、作製されている（ヴァン・デ・ラール他(Van de Laar, F., Philips, N., Huicken, J.、「次世代ＤＡＢ受信機に向けて」、EBU Technical Review, No.272, Summer 1997, pp.46-59）。放送用途では送信機のパワーは二地点間通信と比べて大きいため、これを最小限にする必要はない。さらに、取得戦略において、いつも信号が存在するものと仮定することができる。信号にはおよその同期を得るためにヌルが用いられる。これらは二点間通信には有効ではない条件であり、そのため、困難な取得問題は別の方法で扱われるべきものである。
【０００３】
（発明の目的）
本発明の目的は、直交周波数分割多重化法を用いる信号の受信及び／又は送信用の装置および方法を提供することであるが、無線用及び二点間通信用に限定されるものではない。さらに、前記装置と前記方法により、全ての重大な障害についての解決を提供し、ＯＦＤＭベースであるトランシーバの実現のために必要とされる問題を解消している。前記装置と方法は大きな柔軟性を持ち、特定の通信状況について最適化できる。その結果、装置及び方法は電力消費や速度についても効率のよいものであり、高データレートが得られる。
【０００４】
（発明の開示）
本発明の第１の態様では、無線通信用に用いられるのが望ましいが、これに限られず、また、変調技術としてＯＦＤＭを利用している信号の送信及び／又は受信装置を開示している。前記信号の送信及び／又は受信装置は直交周波数分割多重化法を用いており、第１周波数領域回路（１０５）、変換回路（１０３）、時間同期化回路（１７）、それに第２周波数領域回路（１３）からなる。前記回路は内部接続されている。
【０００５】
前記装置に用いられる信号は、周波数領域表現（１０４，１０７）又は時間領域表現（１０１、１０２、１００、１０６、１０８）のいずれか一方により特徴付けられる。
【０００６】
前記装置に用いられる信号は、非直交周波数分割多重化信号又は直交周波数分割多重化信号のいずれか一方に特徴付けられる。非直交周波数分割多重化信号であることは、信号に少なくともある非ＯＦＤＭ符号標本を含んでいることを意味している。それとは択一的に直交周波数分割多重化信号は、完全にＯＦＤＭ符号標本からなる。ＯＦＤＭ符号とは、前記第２周波数領域回路（１３）からのシーケンスを変換することによって符号が生成されており、前記変換回路（１０３）によって変換されていることを意味する。この特徴は、ただ時間領域表現にある信号についてのみ行われることである。信号は部分からなっていてもよい。そのような部分はＯＦＤＭ信号又は非ＯＦＤＭ信号のいずれか一方である。信号（１０２，１０８）はＯＦＤＭ信号である。信号（１０１）は、少なくとも非ＯＦＤＭ信号である第1部分とＯＦＤＭ信号である第２部分とからなる。信号（１００，１０６）は非ＯＦＤＭ信号である。
【０００７】
本発明のこの第１態様の第１実施形態では、回路の受信部分（回路（１７）、（１０３）、（１０５））において、時間同期化回路（１７）によって、非直交周波数分割多重化している入力（１０１）、例えば部分的に擬ノイズシーケンスからなる信号の一部に制御情報を決めることを示している。前記制御情報は、信号レベル情報、キャリア・オフセット情報又はタイミング情報であってもよい。時間同期化回路における信号の変換は、少なくともキャリア・オフセット補償と保護間隔除去からなる。
【０００８】
本発明のこの第１態様における第２実施形態において、回路の受信部分（回路（１７）、（１０３）、（１０５））と送信部分（回路（１３）、（１０３））の両方が示されている。変換回路（１０３）は、回路の送信部分と受信部分の双方の部分からなる。
【０００９】
本発明のこの第１態様における別の実施形態において、前記変換回路（１０３）は、高速フーリエ変換回路（１５）とシンボル再配列回路（１６）を直列した保護間隔を導入できるものからなる。
【００１０】
本発明のこの第１態様における別の実施形態において、前記第１周波数領域回路（１０５）は、等化回路（１８）と逆マッピング回路（１９）を直列したものからなる。
【００１１】
本発明のこの第１態様における別の実施形態において、前記時間同期化回路は、タイミング同期化回路（４０）、ゲイン又は信号レベル制御回路（３９）、キャリア・オフセット算定回路（４１）、それにキャリア・オフセット補償回路（４２）からなる。時間同期化回路により保護間隔を除去してもよい。
【００１２】
本発明のこの第１態様における別の実施形態において、前記再配列回路は、デスプレッド回路の第１ステップとして、（例えば）デスプレッドを容易にするために関連付けられた搬送波を合わせて組織することにより利用することが重要である。
【００１３】
本発明のこの第１態様における別の実施形態において、回路には柔軟性がある。前記回路において、整数であるＮ点の高速フーリエ変換、搬送波の数、保護間隔の長さ、ゼロ・キャリアの数はプログラム制御可能である。
【００１４】
本発明の第２態様において、信号の受信及び／又は送信装置の操作方法が開示されている。前記送信及び／又は受信装置は、前記操作方法には限定されないが、本発明の第１態様の前記装置であってもよい。
【００１５】
本発明のこの第２態様における第１実施形態において、前記装置における２つのデータストリームが規定され、同時には前記データストリームの一方のみが有効である。送信の間は一のデータストリーム（１３）、（１０３）が有効となり、受信の間は他方のデータストリーム（１７）、（１０３）が有効になる。そこで半２重モードの操作が示されている。受信の間は、時間同期化回路によって変換回路（１０３）と第１周波数領域回路（１０５）の通電するか否かを制御する。
【００１６】
本発明のこの第２態様における第２実施形態において、前記シンボル再配列回路（１６）の操作が開示されている。
【００１７】
本発明の第３態様において、送信装置と受信装置間のデータ通信方法が開示されている。直交周波数分割多重化法を用いている送信回路と受信回路間のデータ通信方法は、
前記送信回路によってトレーニング信号を送るステップと、
前記送信回路によってデータ信号を送るステップであって、前記データ信号は少なくとも直交周波数分割多重化法を用いる前記送信回路により変調された前記信号からなるステップと、
前記受信回路において、前記トレーニング信号を受信している間ずっと第１時間領域操作を用いることによって前記トレーニング信号から制御情報を決定するステップと、
前記受信回路において、前記データ信号を受信している間ずっと前記変調されたデータを復調するステップとからなる。
前記トレーニング信号は、少なくとも部分的に非直交周波数分割多重化信号であり、例えば、前記トレーニング信号の一部は擬ノイズシーケンスであってもよい。
【００１８】
前記送信装置及び前記受信装置は、これに制限されるものではないが、本発明の第１態様の前記装置であってもよい。
【００１９】
（発明を実施するための最良の形態）
本発明の信号送信及び／又は受信装置の第１形態においては、直交周波数分割多重化法を利用している。
【００２０】
前記装置は、変調技術として複搬送波法(multi-carrier approach)、特に直交周波数分割多重化法（ＯＦＤＭ）を実行する。複搬送波法（１０）による変調の基本概念は、速度をｒとする単一データ（６）を速度がｒ／ＮであるＮ並列データストリーム(１１)にデマルチプレクス（デマルチプレクサ（７））し、前記データストリームを異なる搬送波に変調し（変調器（８）と変調信号（１２））、変調データ信号を同一チャネルを通じて同時に送信する（送信信号（９））ことである。ＯＦＤＭにおいて前記搬送波で送信するために用いられるパルスは矩形波である。搬送波は別の周波数バンドに配置されるのではなく、それらのスペクトルが直交するように選択される。ＯＦＤＭ変調は、逆フーリエ変換を利用して実行することができる。
【００２１】
本発明に係る信号送信及び／又は受信装置に関する操作の方法である第２形態においては、直交周波数分割多重化法を利用している。
【００２２】
前記信号送信及び／又は受信装置は、通信ネットワークに適合し（図２）、少なくとも２つの前記装置（８３）、（８４）からなる。例えば、前記通信ネットワークは星形ネットワーク(図１)であってもよく、その場合、ベースステーションをなす前記装置のうちの一方が例えばバックボーン(２)と送受信し、他方の装置が端末(５)となっている。前記ベースステーション装置は、有線通信（有線ネットワークとの通信）を可能にするバックボーン（２）に物理的に接続されている。前記ベースステーションは、種々の端末（５）と無線通信を行なう。前記無線通信は、アップリンク（４）とダウンリンク（３）とからなる。ダウンリンク通信は、ベースステーションから端末へのデータ転送である。アップリンク通信は端末からベースステーションへのデータ転送である。前記ベースステーションと前記端末とは実質的に同一の（変調を含む）送信及び（復調を含む）受信機能を有しているから、前記星形ネットワークは図２の下方に示した一般的な通信手段に適合すると共に、(８７)は例えばバックボーンとの有線通信を表わし、(８８)は端末との接続であり、（８５）と（８６）はそれぞれ無線通信用の受信及び送信手段である。
【００２３】
本発明に係るデータ通信方法の第３形態は、直交周波数分割多重化法（ＯＦＤＭ）を基にしている。前記装置のうちの一つは送信回路として、もう一つの装置は、受信回路としてある。前記送信回路は、本発明に係る第１形態に記載された受信及び／又は送信装置の一つであってもよく、送信モードにある。前記受信回路は、本発明に係る第１形態に記載された受信及び／又は送信装置の一つであってもよく、受信モードにある。
【００２４】
本発明の後の説明で用いる信号（信号表現）と前記信号上の操作については、まもなく説明する。
【００２５】
送信回路から受信回路へのデータ及びデジタル信号の（無線）送信には、送信回路にデジタル−アナログ変換が必要であり、受信回路にアナログ−デジタル変換が必要である。以後の説明では、通信構成における２つの装置がフロントエンドと称する送信及び受信手段を有し、、その装置には増幅又は信号レベル利得制御を含むこれらのアナログ−デジタル及びデジタル−アナログ変換手段が備わっており、また、ＲＦ信号を必要なベース帯域信号への変換又はその逆変換を実現しているものと仮定する。フロントエンドは、増幅器とミキサー（低域変換器）とで構成されていてもよい。従ってテキストでは、全信号は標本のシーケンス（デジタル表現）として表現されており、上述の変換が起こるであろうことが知られている。前記仮定は本発明の範囲を制限するものではない。
【００２６】
また、データ又はデジタル信号の送信は、（離散型）標本のシーケンスに関して送信及び受信の際に符号化される。本発明において、前記シーケンスはさらに第１シーケンスの標本（取得シーケンスともいう）と第２シーケンスの標本（トラッキング及びデータシーケンスともいう）に細分される。さらに、前記第２シーケンスは、第１サブ・シーケンスの基準標本（基準シーケンス又は搬送波復帰(carrier recovery)プリアンブルともいう）と、第２サブ・シーケンスの等化標本（等化シーケンスともいう）と、シーケンスのデータ標本（データ・シーケンスともいう）とからなる（図４、上部）。
【００２７】
前記第１シーケンス（取得シーケンス）と前記基準シーケンスとは合わせてトレーニング・シーケンス又はトレーニング・信号を形成し、一方、前記等化シーケンスと前記データ・シーケンスとは合わせてデータ・信号を形成する。前記第１シーケンスは同期化のために必要なものである。
【００２８】
本発明の一形態において、前記第１シーケンスは、第１サブ・シーケンスと第２サブ・シーケンスからなる。第１サブ・シーケンスから前記第２サブ・シーケンスへの遷移が絶対的なタイミング情報の決定に利用されるのと同時に、前記第１サブシーケンスが相対的なタイミング情報の決定に用いられる。
【００２９】
本発明のもう一つの形態において、前記第１シーケンスは複数のサブ・シーケンスからなる。前記第１シーケンス内の前記サブ・シーケンスの順序をコードに表わしている。前記コードの検出がタイミング情報を得るために用いられる。一方、コードの検出が絶対的なタイミング情報を得る結果となるのと同時に、シーケンスそれ自体は相対的なタイミング情報を得るために用いられる。前記シーケンスは擬ノイズ・シーケンスともなりうることに注意すべきである。
【００３０】
前記第２シーケンスの基準標本はキャリア・オフセットの算定に利用される。データ・シーケンスが送信回路から受信回路への通信のために必要とするデジタル信号を含むのと同時に、前記第２シーケンスの等化標本はチャネル情報の算定に用いられている。復調に関するテキストにおいて、データ・シーケンスの実際の復調とチャネル情報算定とは共に意味を持つ。前記シーケンスのデータ・標本は、チャネル状態の変化に適応するために前記等化シーケンスにより中断されることがある（図４、下部）。
【００３１】
上述のシーケンスの標本（信号を表わしている）は時間標本である。一定数の時間標本のシーケンスは、時間領域符号を明らかにする。信号のもう一つの表現方法としては、一定の周波数標本についてのシーケンスとして表わすものである。どの周波数標本も同じ周波数の搬送波に関する振幅及び位相情報を含んでいる。デジタル標本を搬送波に割り当てる方法としては、変調手段（例えば、ＱＡＭ又はＱＰＳＫ）によっている。
【００３２】
信号送信及び／又は受信装置において、周波数と時間表現は共に現れている。マッピング回路（１３）又は逆マッピング(demapping)回路（１９）等の（逆）フーリエ変換回路により信号変換が実行される場合に、周波数から時間符号表現への変換又はその逆変換は、本明細書中で利用されている。さらに、それは、装置内に用いられている回路間の接続の表現である、装置が送信又は受信のいずれの状態にあるかに左右される。シーケンスの特性にシーケンスの長さがある。シーケンスの長さは、標本の付加又は削除により変化する。これらの標本がどこに付加されたかを示すことが重要となりうるので、順序付けがされている。時間領域符号において、シーケンスの先頭部分は、時間についてより早いところに位置しており、最後の標本では時間についてより遅いところに位置している。周波数領域符号において、シーケンスの先頭部分は最低周波数に位置し、一方、シーケンスの最後部分の標本は最高周波数に位置している。付加は、保護の導入、符号間の干渉を最小限にするための技術として用いられる。
【００３３】
上記した周波数領域符号は、一組の搬送波に直接関係する。本発明の一つの形態においては、３組の搬送波が導入される。第１組のＮＳ搬送波は定義されうる。周波数領域符号の前記組は定義できる。もう一つの可能性として、信号表現のために第２組のＬ*ＮS搬送波を用いることであり、それによって全搬送波の振幅及び位相は、前記第１組の複素数Ｌを持つ搬送波の振幅及び位相の多重化により決定できる。従って、冗長度の如きものを導入してもよい。この操作がいわゆる展開（spreading）である。Ｌ個の複素数によって展開コードを定義している。さらに、使用されていない一定の搬送波（周波数）を取り除くことは有用となりうる。第３組のＮＣ（＞Ｌ＊ＮＳ）搬送波を導入した場合、それは少なくとも第２組の搬送波からなり、それによってＮＣ搬送波のいくつかは情報を含んでいないことがある（ゼロ・キャリア）。ＮＺはゼロ・キャリアの総数である。前記ゼロ・キャリアは、転写現象(roll-off phenomenon)に対処するために用いられる。例えば、用いられている周波数間隔の端部にある搬送波は信頼できないであろう。図５に概観が示されている。ゼロ・キャリアの総数ＮＺ、展開コードの長さ、展開コード、搬送波の総数ＮＳは、選択可能であるか、又は、プログラマブルである。本明細書において、搬送波に関係付けられる概念が導入されている。振幅及び位相情報が誘導できるか又は前記第２搬送波の振幅及び位相情報から求められる場合には、前記第１組からの第１搬送波（展開されていない組ともいう）は、前記第２組からの第２搬送波（展開された組ともいう）に関係付けられる。前記展開された組の２つの搬送波は、それらが同じデータを搬送している場合には関連あるものといえて、それは展開されていない組の同じ搬送波から導かれたものであることを意味している。
【００３４】
本明細書において、標本の再配列が行われている。シーケンスの順序の意味するところは、シーケンスがどのように時間につれて一定の回路を通過するかということである。注意すべきは周波数と時間の符号に同じ定義がされるということである。
【００３５】
既述の通り、変調及び復調は、（逆）フーリエ変換回路によっている。回路の実行による時間につれての出力は、変形された信号の第１成分は線形的な順序で最初に回路を通過するべきとする絶対的な仮定を行なう数学的な観点から予想されるものではない。これは、高速かつメモリ効率のよいフーリエ変換回路の利用したことによるものである。再配列は時間につれて標本の順序が変化することを意味している。
【００３６】
上記搬送波は直交スペクトルを持つ信号として導入されている。これらのスペクトルの近くに（無線）通信用の主たる搬送波が導入される。この主搬送波は、変調搬送波によって混乱することはないであろう。本明細書においてキャリアオフセット算定及び補償について言及している場合、これは主なＲＦ搬送波のみに関係しているものである。デジタル信号に関する詳細な説明において、変調されるべき信号（１０６）又は変調信号を復調後に得られる信号（１００）は意味を持つ。例えば、前記ベース・ステーションがバックボーンを経由して受信又は送信しようとする信号であるか、又は、端末で接続されているアプリケーションとやりとりしようとする信号である。装置内において、変調データストリーム（１３）、（１５）、（１６）と復調データストリーム（１７）、（１５）、（１６）、（１８）、（１９）が認められる。変調された信号は、送信回路（１０８）の変調データストリームの末端で得られる信号である。（たとえチャネルによって変形されていても）同じ信号が受信回路（１０１）の復調データストリームの開始端で得られる。受信回路の復調データストリームの末端では、実物のように復調された変調信号（１００）又は信号それ自体は、理想的なエラーのない送信の場合にのみ得られる。
【００３７】
送信回路における変調データストリームでは以下のような信号が用いられている。搬送波の信号（１０７）は、周波数表現であって、マッピング器(mapper)によって定義される。前記信号はＮＣ搬送波を有し、ゼロ・キャリアを含む可能性がある。最初に前記信号は、展開されることがある長さＮＳの信号から構成されることを強調しておかなければならない。前記のような場合には、長さＮＣ＝Ｌ＊ＮＳの信号に関する多数の搬送波は、長さＮＳの信号に関するいくつかの搬送波に関連付けられる。Ｌは展開コード長である。長さと展開コードとはプログラム制御可能である。周波数領域表現から時間領域表現への信号は、一組の搬送波の変形によって構成されており、符号で示されている。
【００３８】
第１時間領域符号は、信号の逆フーリエ変換により定義されている（１０７）。また、その長さはＮＣである。
【００３９】
第２時間領域符号（１０８）は、第１時間領域符号の再配列された別形の一つである。また、再配列された別形のＮｇ最終成分は、この再配列された符号の先頭部分にある(prepended)。その長さはＮＣ＋ＮＧである。
【００４０】
受信回路における復調データストリームでは以下のような信号が用いられている。信号（１０１）はいくつかの部分から構成してもよい前記信号の少なくとも一つの部分は、ＯＦＤＭ符号である。前記信号の少なくとももう一つの部分は、非ＯＦＤＭ信号である。
【００４１】
第３時間領域符号は、信号のもう一つの部分であり、ＯＦＤＭ符号であって、前記符号は受信手段又は受信回路のフロント・エンドで受信される。前記符号は、変調信号（長さＮＣ＋Ｎｇ）を含む。
【００４２】
第４時間領域符号（１０２）は、送信及び受信回路と保護間隔（長さＮＣ）の省略との間のキャリア・ミスマッチについて、第３時間領域符号において補償することにより得られる。
【００４３】
周波数領域表現におけるもう一つの信号は、前記第４時間領域符号（１０２）（長さＮＣ）のフーリエ変換として定義され、不使用（ゼロ）搬送波（キャリア）を含んでいることがある。
【００４４】
周波数領域表現にある信号（１０４）（長さＮＣ）は、フーリエ変換回路の出力信号の再配列された別形であり、ゼロ・キャリアは隣接周波数において群をなす可能性がある。展開により、どの搬送波の信号も一の搬送波における長さＮＳの信号に「関係づけられる」ことがあり、関係付けられた標本を隣接する周波数に位置づけるように信号標本を再配列することができる。再配列は、デスプレッディング（despreading)の第１ステップとみなすことができる。関連付けられた標本の群化は、可能なプロセスの間を中断することなくして間隔を置くことができないし、その結果、有効なデスプレッディングができる。
【００４５】
本発明の態様の一つにおいて、直交周波数分割多重化法に用いる信号送信及び／又は受信装置は、第１周波数領域回路（１０５）、変換回路（１０３）、時間同期化回路（１７）及び第２周波数領域回路からなることが開示されている。
【００４６】
本発明の実施形態の一つにおいて、前記モデムを実現するモデム・アーキテクチャ（２２）（回路と内部接続パターン）がある（図６）。前記アーキテクチャは、実質的には以下の回路から構成されている。それは、マッピング回路（１３）（第２周波数領域回路ともいう。）、高速逆フーリエ変換（高速フーリエ変換）回路（１５）（（逆）フーリエ変換回路ともいう。）、符号再配列回路（１６）、時間同期化回路（１７）、等化回路（１８）、逆マッピング回路（１９）、それに送信手段と受信手段である。前記高速逆フーリエ変換（高速フーリエ変換）回路と前記符号再配列回路とは、合わせて変換回路（１０３）を構成している。前記ブロックの一部は変調しているデータストリーム（２０）において用いられる。前記ブロックの一部は復調しているデータストリーム（２１）において用いられる。
【００４７】
前記モデムは２つの出力（１０８）、（１００）を持つことができることがわかる。それは、送信手段（１０８）によって送られた変調信号と、前記モデム（１００）による変換（復調）後に受信手段によって受信された信号である。モデムは２つの入力（１０６）、（１０１）を持つ。それは、前記モデムにより変換（変調）された信号（１０６）と、受信手段により受信された変調信号（１０１）である。マッピング回路（１６）の入力信号（１０６）は、変調されるべき信号であり、時間標本のシーケンスとして表現することができる。
【００４８】
送信データストリームにおいて、マッピング回路（１６）と逆フーリエ変換（１５）との間の信号（１０７）は、周波数領域信号として解釈できる。フーリエ変換回路（１５）と再配列回路（１６）との間の信号は、第１時間領域符号という。再配列回路（１６）と送信手段通過後の信号（１０８）（デジタル−アナログ変換と付加的な高周波変調を含む）は、第２時間領域符号という（再配列され、保護間隔導入後のもの）。
【００４９】
受信データストリームにおいて、同期化回路（１７）の入力信号（１０１）の一部は、ＯＦＤＭ信号であり、第３時間領域符号を明確にする。前記同期化回路の後に第４時間領域符号（１０２）が定義される。主搬送波（高周波搬送波）のオフセット補償と保護間隔の除去は、その回路において行われる。前記第４時間領域符号は、周波数領域信号においてフーリエ変換回路（１５）により変換され、再配列及びゼロ・キャリアの群化は再配列回路（１６）において行われ、その結果はもう一つの周波数領域信号（１０４）となる。前記符号は、分離（フィルタ）（１８）され、逆マッピング（１９）され、その結果、復調された変調デジタル信号（１００）となる。
【００５０】
注意すべきは、少なくとも入力信号（１０１）は非ＯＦＤＭ信号の部分からなることである。前記部分はタイミング同期化のために用いられ、相対的及び絶対的タイミング情報が決められる。さらに、前記部分は、キャリア・オフセット補償と信号レベル決定に用いられる。
【００５１】
なお、前記モデム又は装置は、変調及び復調機器を共に提供している。本発明の実施形態において、前記機器は同時に生じさせることは意図しておらず、よって前記モデム又は装置は複式モードの一方で働く。
【００５２】
本発明の実施形態において、受信及び／又は送信用装置は、直交周波数分割多重化法に用いられ、前記装置は第１出力信号（１００）を出力するために適用され、それは、少なくとも第１信号（１０１）を第２信号（１０２）へ変換する時間同期化回路（１７）、少なくとも時間領域表現である前記第２信号を周波数領域表現である第３信号（１０４）に変換する変換回路（１０３）からなり、さらに、少なくとも前記第３信号（１０４）を前記第１出力信号（１００）に変換する第１周波数領域回路（１０５）からなり、さらに、前記装置は、第１入力信号（１０６）を入力するために適用され、それは、前記第１入力信号を第４信号に変換する第２周波数領域回路（１３）からなる。さらに前記変換回路（１０３）は前記第４信号を変換できると共に、第４信号において周波数領域表現でき、時間領域表現できる。
【００５３】
前記装置において、周波数領域表現は一組の搬送波によって特徴付けられる。前記組の搬送波に関する高速逆フーリエ変換によって直交周波数分割多重化の符号が決められる。
【００５４】
本発明の実施形態において、前記第２周波数領域回路（１３）はマッピング回路ともいい、前記第１入力信号のビットを搬送波の前記第４信号の周波数領域表現に割り当てている。
【００５５】
本発明の実施形態において、前記逆マッピング回路（１９）は、搬送波の等化された第３信号の周波数領域表現からビットを引き出している。
【００５６】
本発明の実施の形態において、前記信号送信及び／又は受信装置における符号再配列回路が開示されている。前記回路は第１及び第２記憶回路（２５、２６）、２つのアドレス生成回路（３６，３７）、デマルチプレクサ（２４）、それにマルチプレクサ（２７）からなる。
【００５７】
本発明の実施の形態において、前記符号再配列回路が示されている。前記回路により保護間隔を導入し、データストリームの変調用に符号再配列を行ない、デスプレッド(despread)用の第１ステップと、データストリームの復調用にゼロキャリアの群化を行なう。本発明に係る符号再配列回路（図７）は、２つのほぼ同じサイズの記憶回路（２５，２６）、２つのアドレス生成回路（３６，３７）、それに２つのマルチプレクサ（２４，２７）からなる。入力マルチプレクサ（２４）は、一つの入力（２９）を有する。前記入力マルチプレクサの各前記出力は、前記記憶回路の一つと接続している。出力マルチプレクサ（２７）は、２つの入力（３２，３３）を持ち、それぞれ前記記憶回路の一つに接続されている。前記出力マルチプレクサ（３４）は、前記符号再配列回路の出力である。
【００５８】
本発明の実施の形態において、前記時間同期化は、タイミング同期化ブロック、ゲイン又は信号レベル制御回路、キャリア・オフセット算定回路、それにキャリア・オフセット補償回路からなる。
【００５９】
本発明の実施の形態において、時間同期化回路が示されている。前記同期化回路によって、以下の機能を実行できる。つまり、信号レベル又はゲイン制御、タイミング同期化、キャリア・オフセット算定およびキャリア・オフセット補償である。また、前記同期化ブロックは、取得ブロックともいう（図８）。前記同期化回路において、いくつかの機能的回路が認められる。つまり、ゲイン又は信号レベル制御回路（３９）、タイミング同期化回路（４０）キャリア・オフセット算定回路（４１）、それにキャリア・オフセット補償回路（４２）である。前記同期化回路の入力（４３）は、各前記回路に接続されている。ゲイン又は信号レベル制御回路は、入力信号（４３）を入力とし、時間同期化回路用のしきい値ゲイン因子（９０）を生成する。また、ゲイン又は信号レベル制御回路によって、外部の可変ゲイン増幅器を起動する。そのようなゲイン制御回路は同期化ブロックに第１出力（４４）を与える。モデムが同期化回路の前に置かれた（例えば、受信手段において）外部可変ゲイン増幅器を持つと仮定する（そして、それは復調しているデータストリームにおいてのみ関係するものと仮定する）。タイミング同期化回路は、キャリア・オフセット算定回路用に信号（９１）を出力する。キャリア・オフセット算定回路は、キャリア・オフセット補償回路に信号（９２）を出力する。キャリア・オフセット補償回路は、前記同期化回路に第２出力信号（４５）を出力する。なお、この第２出力（４５）が回路の主データストリームに置かれている。前記第１出力（４４）が制御信号となるべきものとみなされている一方、前記第２出力（４５）は、データ信号である。高周波搬送波間又は、送信及び受信回路の主搬送波間のキャリア・オフセットの算定及び補償が重要なものとして強調されるべきである。キャリア・オフセット算定は、送信回路によって送られた時間標本の第２シーケンス（トラッキング及びデータ・シーケンス）の開始点において得られるべき基準標本のシーケンス上で実行されることになる。また、前記基準標本は、トレーニング信号において考慮されることがある（図４）。キャリア・オフセット補償は、等化標本（チャネル算定に用いられる）の第２シーケンス上及びデータシーケンス上、さらに、復調を必要とする変調デジタル信号上で働く。これらのシーケンスによってデータ・シーケンスを構成する。
【００６０】
本発明の態様の一つにおいて、前記信号の送信及び／又は受信装置の操作方法が開示されている。
【００６１】
本発明の実施形態において、信号送信及び／又は受信回路の操作方法は、直交周波数分割多重化法を利用し、前記第１周波数領域回路（１０５）と前記変換回路（１０３）によって第１データストリームが規定され、前記時間同期化回路（１７）、前記変換回路（１０３）、それに第２周波数領域回路（１３）によって第２データストリームが規定され、前記第１データストリーム又は前記第２データストリームのいずれか一つが有効となる。
【００６２】
本発明の実施形態において、信号送信及び／又は受信回路の操作方法は、直交周波数分割多重化法を利用し、第１周波数領域回路、高速フーリエ変換回路、符号再配列回路、時間同期化回路、それに第２周波数領域回路、前記符号再配列回路からなり、さらに、第１及び第２記憶回路、２つのアドレス生成回路、デマルチプレクサ、それにマルチプレクサからなる。前記装置において、前記第１記憶回路への書き込みと前記第２記憶回路の読み出しから、前記第１記憶回路の読み出しと前記第２記憶回路への書き込みへの繰り返される転換、あるいはその逆に繰り返される転換が行われる。
【００６３】
本発明の実施形態において、信号送信及び／又は受信装置の操作方法は、直交周波数分割多重化法を用い、それは第１周波数領域回路、高速フーリエ変換回路、符号再配列回路、時間同期化回路、等化回路、それに逆マッピング回路からなり、さらに、前記時間同期化回路は、タイミング同期化回路、ゲイン制御回路、キャリア・オフセット算定回路及びキャリア・オフセット補償回路からなり、前記第２周波数領域回路、前記高速フーリエ変換回路、前記符号再配列回路によって第１データストリームを規定し、前記時間同期化回路、前記高速フーリエ変換回路、前記符号再配列回路、前記等化回路、それに前記逆マッピング回路によって第２データストリームを規定する。前記装置において、前記第２データストリームが有効な場合には、前記時間同期化回路によって、前記期高速フーリエ変換回路、前記符号再配列回路と前記等化回路と前記逆マッピング回路に通電するべきか否かを決める。
【００６４】
本発明の実施形態において、復調（時間周期５４）の間、前記受信回路の同期化（又は取得）回路（５８）、高速フーリエ変換回路（５６）、符号再配列回路（５７）、等化回路と逆マッピング回路（５９）が通電され、一方、同期化（又は取得）の間、前記送信回路の同期化回路のみが通電され、それと同時にその他の回路は電源オフされる（図９）。同期化ステップは、前記第１シーケンスの標本と前記第１シーケンスの基準標本（キャリア・オフセット・プリアンブルともいう。）が受信される時間周期（５３）として示される。前記回路に通電するか否かは、タイミング同期化シーケンスの検出成功に基づいて自動化される。本発明の重要な特徴としては、前記モデムの平均消費電力を削減できることである。注目すべき点としては、時間周期（５３）の間の信号のみについての前記操作によって時間同期化回路を働かせることである。前記信号は非ＯＦＤＭ信号である。
【００６５】
本発明の態様の一つにおいて、送信回路と受信回路間のデータ通信方法は、直交周波数分割多重化法を用い、それは、前記送信回路によりトレーニング信号を送るステップ、前記送信回路によりデータ信号を送るステップからなり、前記データ信号は少なくとも、直交周波数分割多重化法を用いた送信回路により変調された前記データからなり、前記受信回路の制御情報を決め、その一方、前記トレーニング信号を受信し、前記トレーニング信号から第１時間領域操作によって受信し、前記受信回路において前記データ信号受信と同時に前記変調データを復調する。
【００６６】
本発明では、送信回路と受信回路間のＯＦＤＭに基づく通信を想定している。その通信としては、無線であるが、これに限られない。
【００６７】
前記方法には実質的に２つの基本位相がある（図９）。同期化ステップは、取得ステップともいい、通信チャネルと送信ステップに関する制御情報を得る必要があり、送信回路から受信回路への実際の送信情報が生じる。また、取得ステップにおいて、前記送信回路と受信回路の差異、例えばキャリア・オフセットの如きものが得られる。
【００６８】
前記位相は前記位相の間に送られる信号によって特徴付けられる。取得位相において、トレーニング信号が送られる。送信位相においてはデータ信号が送られる。前記トレーニング信号からと前記トレーニング信号の受理の間、制御信号は時間領域操作を利用して決められる。前記時間領域操作は、相関、ピーク検出、積分、複素数乗法及び位相からコーディック(Cordic)付Ｘ-Ｙ軸座標への転換とすることができるが、これに制限されない。
【００６９】
前記周波数領域操作では、フィルタ、等化及び逆マッピングを行なうことができるが、これに限られない。
【００７０】
通信方法の主な特徴は、第１位相の間のみ、第１時間領域操作が行われ、この時間領域操作が行われる信号は非ＯＦＤＭ信号であってもよい。その信号（１０１）は少なくとも２つの部分からなるものとして特徴付けられていることから、第１部分は非ＯＦＤＭ信号であり、制御情報の決定に用いられ、第２部分はＯＦＤＭ信号であり、データ送信に用いられる。前記第１部分はトレーニング信号ともいう。前記第２部分はデータ信号とも言う。
【００７１】
本発明の実施形態において、第１シーケンスの標本が送られることを強調したい。第１シーケンス同期化の受信の間に、相対的及び絶対的タイミング情報と増幅又は信号レベル情報が決まることを明らかにしている。前記第１シーケンスの受信後、第２シーケンスの標本が受信されることが示されている。前記第２シーケンスは、シーケンスの基準標本で始まる。前記基準標本はキャリア・オフセット情報を決めるために用いられる。前記第１シーケンスの標本と前記基準標本は、合わせて前記トレーニング信号を形成する。この基準標本の後、シーケンスの等化標本が送られる。前記等化標本がチャネル算定に用いられていることが明らかにされている。次いで、シーケンスのデータ・標本が受信される。前記データ・標本は、直交周波数分割多重化による変調後に送られたデジタル情報からなる。前記変調は前記送信回路において行われる。復調は受信回路において行われる。ここで復調とは、等化標本からのチャネル特性の算定、キャリア・オフセット補償、フィルタ、データ・シーケンスの逆マッピングを意味する。前記シーケンスのデータは、チャネル変動に対応するために前記等化シーケンスによって中断されることがある。前記第１シーケンスと前記第２シーケンスの第１サブ・シーケンスの基準標本の受信と同時に同期化位相（取得位相）が行われる。相対的及び絶対的タイミング情報、増幅又は信号レベル情報とキャリア・オフセット情報によって制御情報が決められる。前記制御情報は、キャリア・オフセット補償等の復調において利用される。
【００７２】
本発明の実施形態において、前記通信方法で、さらに前記復調は以下のステップからなる。つまり、前記データ信号上の第２時間領域操作の実行ステップ、時間領域表現から周波数領域表現への前記データ信号の変換ステップ、周波数領域操作の実行ステップと前記第２時間領域操作の間における前記制御情報の利用ステップからなる。本発明の重要な特徴は、トレーニング信号ともいい、ＯＦＤＭ信号でない信号（１０１）の一部についてのデータストリームの復調において、第１ステップとしての時間領域操作の利用がある。
【００７３】
本発明の実施形態において、送信回路と受信回路間のデータ通信方法は、直交周波数分割多重化法を用いており、図１０に示されている。デジタル信号（６０）は一組の搬送波（６１）（異なる周波数の信号、前記周波数は一定の範囲内で選択される）の振幅と位相（６２）を組み合わせることにより変調され、以下の特定の構成をとる。前記搬送波の調整可能なサブ・セットは、使用されることないままであり、そのため変調されることもない。方法において、前記デジタル信号の新しい表現が得られることに着目したい。前記表現は周波数領域信号（６３）と呼ばれる。それは、周波数標本（関連づけられた搬送波の位相と振幅情報を含んでいる。）からなる。前記周波数領域符号上で逆フーリエ変換（６４）が行われ、その結果、第１時間領域符合（６５）となる。前記時間領域符号は時間標本からなる。周波数領域信号と時間領域符号は、同数の標本を持つ。前記第１時間領域符号は、前記第１時間領域符号標本の（時間についての）再配列（６９）によって第２時間領域符号（６７）に変換され、直前のＮｇ時間標本を前記再配列された時間領域符号（７０）の先頭部に付加する。なお、変調方法によって保護間隔導入の概念を導き、逆フーリエ変換回路に導入された再配列用の補償をする。
【００７４】
この実施形態は通信方法として考案することができ、それは、直交周波数分割多重化法を用いた前記送信回路により前記デジタル信号を変調するものであり、以下のステップからなる。
前記デジタル信号に基づく一組のＮＣ搬送波の位相と振幅を決めるステップであって、それによって変調されていない前記組の搬送波の調整可能なサブ・セットを除外するステップ、第１時間領域符号が得られるように前記組の搬送波上で逆フーリエ変換を行なうステップであって、前記第１時間領域符号は、ＮＣ時間標本からなるステップ、前記第１時間領域符号を第２時間領域符号に変換するステップであって、それによって第１時間領域符号のＮＣ時間標本を再配列し、再配列された第１時間領域符号の直前のＮｇ時間標本における先頭部に付加するステップからなる。
【００７５】
本発明の実施形態において、上記した通信方法が示されており、デジタル信号に基づく一組のＮＣ搬送波の振幅と位相とを決めるステップは、２つのステップからなる(図１１）。第１のステップでは、第１組のＮＳ搬送波の位相と振幅が決められる（周波数領域符号（７９））。Ｌ＊ＮＳ搬送波の位相と振幅は、複素数Ｌ（８０）の前記振幅と位相を多重化することにより決めることができ、ここで、前記Ｌ＊ＮＳ搬送波（８１）は、ＮＣ搬送波（８２）に割り当てられることがある。ＮＣがＬ＊ＮＳ以上であることに注意すべきである。実際に前記ＮＣ搬送波からいくつかの搬送波（ＮＺゼロ・キャリア）が用いられないままにされ、変調されないままとされることがある。その方法によって展開操作が行われる。展開によって冗長度が導かれる。
【００７６】
この実施形態は、通信方法として考案されるもので、一組のＮＣ搬送波の位相と振幅を前記デジタル信号に基づいて決めるステップは、以下のステップからなる。つまり、第１組のＮＳ搬送波の位相と振幅を前記デジタル信号に基づいて決めるステップ、前記第１組の各異なる複素数Ｌを持つＮＳ搬送波の前記位相と振幅を多重化することにより第２組のＬ＊ＮＳ搬送波の位相と振幅を決めるステップ、第２組のＬ＊ＮＳ位相と振幅について規定するステップとからなり、前記位相と振幅のそれぞれは、前記第１組の一の搬送波に関連し、前記第２組の位相と振幅をＮＣ搬送波に割り当てるステップからなる。
【００７７】
本発明の実施形態において、上記した通信方法であって、受信回路によって受信信号（変調されたデジタル信号）を復調するための以下の方法が示されている(図１２）まず、受信された信号は、例えば受信回路内で増幅される。そうして、取得位相からの増幅又は信号レベル情報が用いられる。増幅された変調デジタル符号は、第３時間領域符号（７１）である。そして、前記時間領域符号の位相は調整される。このステップにより前記受信装置と送信装置間の搬送波周波数ミスマッチを補償する。前記補償ステップでは取得位相から得られる情報を用いる。また、このステップで保護間隔（７７）が移動する。補償及び保護間隔移動ステップ後、もう一つの第４時間領域符号が得られる（７１’）。前記第４時間領域符号の長さはＬ*ＮS＋ＮZである。前記符号についてフーリエ変換（７２）が行われ、その結果、周波数領域信号（７３）となる。前記符号にはいくつかの使用されていない（ゼロ）搬送波（キャリア）（太字でないもの）を含んでいてもよい。前記第２周波数領域符号はＬ*ＮS＋ＮZ周波数領域標本からなる。使用されていない（変調されていない）（ゼロ）搬送波（７６）を隣接する周波数に置くために、この符号は、少なくとも残留している周波数標本を再配列（７８）することによって第３周波数領域信号に変換される。この第３周波数信号はフィルタされ、前記組のＬ＊ＮＳ搬送波の位相と振幅についての情報からのものであり、変調されたデジタル信号は再構成され、そして復調される（７５）。本発明の重要な態様の一つは、同期化が非ＯＦＤＭ信号である信号（１０１）の部分について時間領域操作によって行われるものである。
【００７８】
もう一つの態様としては、ゼロ・キャリアが群化されて有効なデスプレディング(despreading)操作を可能にするものである。保護間隔は前記同期化において除去され、高速フーリエ変換の再配列を前記再配列ブロックにおいて有効に行なえる。ゼロ・キャリアを群化する代わりに、ゼロ・キャリアの他の再配列を用いるほうがよいことがある。しかし、群化することによってより簡単な逆マッピングができる。この実施形態は通信方法として考案されるもので、前記受信回路によって前記変調信号を復調するステップは、以下のステップからなる。つまり、増幅又は信号レベル情報を用いて変調デジタル信号を増幅するステップであって、前記増幅された変調デジタル信号によって第３時間領域符号を規定するステップと、
前記第３時間領域を第４時間領域符号に変換するステップであって、それによって前記送信回路と受信回路間のキャリア・ミスマッチについて前記キャリアオフセット情報を用いて調整し、Ｎｇ時間領域標本の先頭部を除去し、周波数領域信号が得られるように前記第４時間領域符号にフーリエ変換を適用するステップと、
ＮC周波数標本を持つ周波数領域信号からＮC周波数標本を持つ周波数領域信号内に変換するステップであって、それによって周波数標本を再配列し、不使用の搬送波に関連付けられた周波数標本を周波数標本に隣接して群化するステップと、前記周波数信号を等化し、前記フィルタされた周波数信号により規定されるＮＣ搬送波の組の位相と振幅に基づき、デジタル信号を再構成するステップとからなる。
【００７９】
本発明の実施形態において、前記通信方法において用いられるべき同期化方法が示されている。送信回路によって第１シーケンスの標本とサブ・シーケンスの基準標本を受信回路に送ると同時に同期化が行われる。前記第１シーケンスの標本は２つのサブ・シーケンスから構成される。前記サブ・シーケンスのいずれもが繰り返しが制限された一組の標本から構成される。同期化は以下のように進行する。まず、信号レベルゲイン又は必要とされる増幅は、前記第１サブ・シーケンスから決められる。この結果により増幅又は信号レベル情報となる。さらに、前記第１サブ・シーケンスから相対的タイミング情報が決められる。サブ・シーケンスの反復的な構造により、新たに反復的な組の標本が生じる場合を求めることができる。前記第１サブ・シーケンスから前記第２サブ・シーケンスへの遷移と相対的タイミング情報とから、絶対的タイミング情報が得られる。前記遷移のために絶対時間基準を決めることができる。相対的タイミング情報は受信された遷移が適法か否かをチェックするために用いられ、それは、その時間にどこで新たな繰り返しの組の標本が見つかると期待できるかを意味している。前記絶対タイミング情報からキャリア・オフセット算定の開始時期が決められる。同期化は、受信機が前記第２シーケンス標本を送るときに完了する。前記キャリア・オフセット算定では、前記第２シーケンスの開始部にあるシーケンスの基準標本を用いてキャリア・オフセット情報を決める。
【００８０】
この実施形態は通信方法として考案されたものであり、
さらに前記送信回路により送られた前記第１信号の同期化用であり、第１サブ・シーケンスのサンプルと第２サブ・シーケンスとからなり、前記第１サブ・シーケンスは第１組の標本の繰り返しからなり、前記第２サブ・シーケンスは第２組の標本の繰り返しからなる。同期化は以下のステップからなり、第１サブ・シーケンスの標本のエネルギーから増幅又は信号レベル情報を求めるステップと、前記第１サブ・シーケンスから相対的タイミング情報を求めるステップと、前記第１サブ・シーケンスから前記第二サブ・シーケンスへの遷移と相対的タイミング情報とから絶対的タイミング情報を求めるステップと、前記絶対的タイミング情報からキャリア・オフセット算定の開始を決めるステップとからなり、前記キャリア・オフセット情報によって前記基準シーケンスの基準標本からキャリア・オフセット情報を決定するものである。例えば、第１組の標本中の標本と第２組の標本中の標本とは符号ビット（sign-bit)に至るまで同一となってもよい。
【００８１】
ＯＦＤＭ技術は、保護間隔が送信されるべき符号へ付加される場合に用いられる。保護間隔は、以下のＯＦＤＭ符号の繰り返し周期である。符号の末端は、ＯＦＤＭ符号の先頭部に置かれる。この付加は、送信機サイトで行われる。保護間隔は受信機サイトで除去される。さらに、高速逆フーリエ変換操作の後、標本の符号の配列が変化することがわかる。標本の符号の再配列は必要である。注目すべきことは、保護間隔の導入が符号間妨害を避けるために利用されていることである。
【００８２】
本発明の実施形態において、保護間隔を導入し、変調の間、符号再配列回路により符号の再配列をする一つの特有の方法が示されている。前記符号は、第１シーケンスの長さＮＣのメモリ・アドレスを生成する第１アドレス生成器を備えるメモリに読み込まれる。それから、符号は、第２シーケンスの長さＮＣ＋ＮＧのメモリアドレスを生成する第１アドレス生成器を備えるメモリ読み込まれる。前記第１及び第２シーケンスのメモリアドレスは、実質的に異なり、それによって前記符号を配列する時間が異なる。さらに、前記第２シーケンスのメモリアドレスの先頭部によって前記第１時間領域符号の直前のＮｇ時間標本が読み取られることが示されている。記載されている方法についての実施例のように、ビット反転されたデータを線形配列に変換することができる。第２アドレス生成器として線形アドレス生成器に替えて区分的生成アドレス生成器を利用して保護間隔導入が行われる。この実施形態は、前記第１時間符号のＮＣ時間標本を再配列し、再配列された第１時間領域符号の直前のＮｇ時間標本の先頭部に付加するものである、上記記載の通信方法として考案されたものであり、以下のステップからなり、第１アドレス生成器を備えたメモリにある前記第１時間領域符号の前記時間標本を読み込むステップであって、前記第１アドレス生成器は、第１シーケンスの長さＮＣのアドレスを生成するステップと、第２アドレス生成器を備えた前記メモリから前記第１時間領域符号の前記時間標本を読むステップであって、それによって前記第４時間領域符号を規定し、前記第２アドレス生成器は第２シーケンスの長さＮＣ＋Ｎｇのアドレスを生成するステップとからなり、前記第１及び第２シーケンスのアドレスは実質的に異なり、第１部分の第２シーケンスのアドレスは、前記第１時間領域符号の直前のＮｇ時間標本を読むために必要とされるシーケンスのアドレスである。
【００８３】
本発明の実施形態において、前記符号再配列ブロックを備えた変調の間、不使用の搬送波を群化する特有の方法が示されている。注意したいのは保護間隔の除去は、同期化又は取得ブロックにおいて行われることである。受信周波数信号は、長さＮＣのアドレスシーケンスを生成するアドレス生成器を備えたメモリに読み込まれる。前記周波数信号の周波数標本は、長さＮＣのもう一つのアドレスシーケンスを生成するもう一つのアドレス生成器を備えた前記メモリから読まれる。前記アドレス生成器のアドレスシーケンスは実質的に互いに異なり、その結果、再配列がなされる。長さＮＣのアドレスシーケンスによって、前記再配列された周波数信号の不使用の周波数標本は隣接する周波数標本に群化される。注意したいのは、再配列ブロックにおけるゼロ・キャリアの他の再配列が容易に実行できることである。この実施形態は、上記の通信方法として考案されたものであって、それは、ＮＣ周波数標本を再配列し、不使用搬送波に関連付けられる周波数標本を隣接する周波数標本に群化するものであり、以下のステップからなり、第１アドレス生成器を備えたメモリに周波数領域信号の前記周波数標本を読み込むステップであって、前記第１アドレス生成器は第１シーケンスの長さＮＣのアドレスを生成するステップと、第２アドレス生成器を備えた前記メモリから前記周波数領域信号の前記周波数標本を読むステップであって、それによってもう一つの周波数領域信号を規定し、前記第２アドレス生成器は第２シーケンスの長さＮＣのアドレスを生成するステップとからなり、前記第１及び第２シーケンスのアドレスは、実質的に異なり、第２シーケンスのアドレスがシーケンスのアドレスであり、それによって、不使用搬送波に関連付けられた前記最初の周波数領域信号の周波数標本は前記新たな周波数領域信号の隣接する周波数標本に群化される。
【００８４】
本発明の実施形態において、その通信方法によって付加的な再配列は、より有効に逆マッピング回路にデスプレッドできる前記符号再配列ブロックにおいて実行される。この付加的な再配列は、（変調ステップにおいて規定される）第１組の周波数標本における一の搬送波に関連付けられる周波数標本が隣接する周波数標本に群化されるように長さＮＣのアドレスシーケンスを選択することにより実現される。
【００８５】
この実施形態は上記通信方法として考案され、それによって前記第４シーケンスのアドレスによって、前記第１組の搬送波における一の搬送波に関連付けられる周波数信号の全周波数標本は隣接する周波数標本に群化される。本発明の実施形態において、ＮＣ搬送波からデジタル信号を構成する方法は、示されており、まず前記ＮＣ搬送波からＮＳ搬送波の振幅と位相がどのように求められるかが開示されている。それによってデスプレッド（冗長度の除去）が実行される。
【００８６】
この実施形態は、上記通信方法として考案されたもので、周波数領域信号により規定されたＮＣ搬送波の組の位相と振幅に基づくデジタル信号を構成し、それによって各周波数標本は一の搬送波に関連し、以下のステップからなり、組のＮＳ搬送波の位相と振幅を規定するステップであって、ＮＳ搬送波の各前記位相と振幅とは、前記ＮＳ搬送波に関連付けられた前記組のＮＣ搬送波の振幅と位相により決められる。
【００８７】
信号受信及び／又は送信用の前記装置において、時間領域表現における前記直交周波数分割多重化している符号の高速フーリエ変換によって、周波数領域信号となる。前記符号再配列回路において、直交周波数分割多重化している信号の再配列によってさらに有効なデスプレッドができる。
【００８８】
本発明の実施形態において、単一リンクのデータ速度は９８Ｍｂｐｓまで実現できる。多数のゼロ・キャリアが導入された場合には、トランシーバとレシーバにおいて十分な量の簡易なフィルタがあり、保護間隔、符号間妨害を容易に克服するほど長く、典型的なＷＬＡＮ環境において、例えば、５．３ＧＨｚで働き、なおデータ速度として７５Ｍｂｐｓが得られる。前記装置は、種々のパラメータがプログラマブルで順応性がある。搬送波の数は、２５６、１２８、又は６４が望ましい。保護長さは０から２８の間で変化させることが望ましい。分散因子(spreading factor)は１、２、４又は８が望ましい。ＢＰＳＫ又はＱＰＳＫは、搬送波において変調技術として用いられることが望ましい。また、分散コード(spreading code)は、プログラマブルである。コード及び種々のパラメータがプログラマブルであることから順応性が得られる。
【００８９】
本発明の実施形態において、前記装置と前記方法とは、５．３ＧＨｚ帯域で動作するＷＬＡＮである無線ＬＡＮ用途に用いることができる。
【００９０】
本発明の実施形態において、２．４ＧＨｚ帯域で動作し、ＷＬＡＮである無線ＬＡＮ用途又はホームネットワーク用途に用いることができる。それによって展開は前記第２周波数領域回路で表現されるように導入してもよい。また、展開は、搬送波のビットの代入を数学的に変化させることによって導入することができ、変換回路において跳躍操作を実行する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る信号送受信装置である星形ネットワークの第１の構成について示す構成図。前記構成の用途は、星形ネットワークに限られない。
【図２】 本発明に係る信号送受信装置であるより一般的な通信スキームの第２の構成について示す構成図。前記構成の用途は、通信スキームに限られない。
【図３】 データ信号の直交周波数分割多重化法（ＯＦＤＭ）による変調の説明図。データ信号（６）は複数の信号にデマルチプレクスされ、前記信号のいずれもが異なる搬送波に変調される。前記搬送波は直交するように選択される。
【図４】 本発明に係る通信方法に用いるシーケンスを示す図。取得ステップにおいて、第１シーケンスと基準シーケンスとからなるトレーニング信号が送出される。伝達ステップにおいては、変調データ信号と等化シーケンスからなるデータ信号が伝達される。前記トレーニング信号は、少なくとも２つの部分からなり、第１の部分は非ＯＦＤＭ信号、第２の部分はＯＦＤＭ信号である。前記第１の部分は、キャリア相殺、タイミング情報、信号レベル情報等の制御情報の決定に利用される。前記第２の部分はデータを搬送する。
【図５】 本発明に含まれるシーケンスの種々の長さを示す図。最短のシーケンスの長さはＮＳである。拡張により長さＬ＊ＮＳのシーケンスが得られる。ゼロキャリアの追加によりさらにＮＺ標本分の長さが増える。保護間隔の導入により別にＮｇ標本分の長さが増える。
【図６】 前記信号送信及び／又は受信回路による特定の形態のアーキテクチャを示す図。前記アーキテクチャにおいて２つのデータの流れがわかる。装置は、マッピング化回路（１３）、高速フーリエ変換回路（１５）、符号再配列ブロック（１６）、時間同期化回路（１７）、等化回路（１８）及び逆マッピング化回路（１９）からなる。前記高速フーリエ変換回路と前記符号再配列ブロックとは、一つの伝達回路（１０３）とみなすことができる。前記等化回路と逆マッピング化回路とは、第１周波数領域回路とみなすことができる。また、前記マッピング化回路（１３）は、第２周波数領域回路を意味するものと言える。
【図７】 前記符号再配列回路の特定形態のアーキテクチャを示す図。記憶回路（２５，２６）、アドレス生成器（３６，３７）、マルチプレクサ（２７）、デマルチプレクサ（２４）が認められる。
【図８】 前記時間同期化回路（３８）の特定形態のアーキテクチャを示す図であり、構成しているタイミング同期化回路（４０）、信号レベル回路（３９）、キャリアオフセット算定回路（４１）及びキャリアオフセット補償回路（４２）が認められる。
【図９】 前記開示された信号送信及び／又は受信装置の２段階操作を示す図。この操作により低電力消費を達成できる。第１段階（５３）では、ただ前記時間同期化回路（５５）が通電されるのみである。第２段階（５４）では、データストリームを受信する全回路（５８、５６、５７、５９）が通電される。前記第１段階の間、トレーニング信号は制御信号の決定に利用される。トレーニング信号は前記時間同期化回路（５５）の入力信号（１０１）のこの部分であり、これは非直交周波数分割多重化信号である。
【図１０】 伝達間に利用される直交周波数分割多重化法を説明する図。前記データ信号（６０）のビットは複数の搬送波に割り当てられる。前記搬送波（６２）のいずれにもＱＰＳＫ又はＱＡＭ−１６の如くの変調手段が用いられている。他の変調手段を用いることもできる。その後、Ｎ点の高速逆フーリエ変換ステップ（６４）を実行すると時間領域表現においてＯＦＤＭ符号を得る。前記符号内に標本点が再配列（６９）でき、保護間隔（６８）を置くことができる。前記フーリエ変換のパラメータＮ、保護間隔の長さ、それに変調手段は選択可能であり、又はプログラムによって制御可能である。
【図１１】 拡張操作を示す図。第１組の周波数の振幅及び位相を基にして長さＬの一つのコードを適用することにより第２組の振幅及び位相を決定する。さらに、若干のゼロキャリアを符号（８２）内に追加してもよい。長さＬと拡張コードは選択できるか、又は、プログラム制御可能である。
【図１２】 受信間の直交周波数分割多重化法を示す図。時間領域表現における受信信号（７１）から保護間隔（７７）は省略される。得られた符号は、高速逆フーリエ変換（７２）されて、その結果、周波数領域表現における信号（７３）が得られる。前記信号（７３）において、標本の再配列が可能であり、例えば、ゼロキャリアの配置である。そして、得られる信号（７６）は、等化されて、符号の異なる搬送波のビットが得られ、最終データ信号（７５）となる。
【符号の説明】
１ 送受信装置
１３ マッピング化回路
２４ デマルチプレクサ
２５、２６ メモリ回路
２７ マルチプレクサ
３６、３７ アドレス生成器
３９ 信号レベル回路
４１ キャリアオフセット算定回路
４２ キャリアオフセット補償回路
６８、７７ 保護間隔
７１ 受信信号
７２ 高速逆フーリエ変換
７３、７６ 信号
７５ 最終データ信号
１０１ 入力信号
Claims (22)
- 直交周波数分割多重化法を用いる信号の受信装置及び／又は送信装置であって、前記装置は第１出力信号の出力用に適合するものであって、
時間同期化回路であって、第１信号から制御情報を決定するために適合し、前記第１信号が少なくともいくつかの非ＯＦＤＭ符号標本を含む信号である第１部分と直交周波数分割多重化信号である第２部分からなり、前記制御情報の決定に前記第１信号の前記第１部分を利用しており、前記時間同期化回路は、さらに前記第１信号の前記第２部分を時間領域表現である第２信号に変換するために適用されるものである時間同期化回路と、
少なくとも前記第２信号を周波数領域表現である第３信号に変換する変換回路と、
少なくとも前記第３信号を前記第１出力信号へ変換する第１周波数領域回路とからなり、
前記第２信号と前記第２部分の前記第１信号は、直交周波数分割多重化信号であって、
前記時間同期化回路は、入力を第４入力信号として出力を第４出力信号とするものであって、前記時間同期化回路は、
タイミング同期化回路と、
信号レベル制御回路と、
キャリア・オフセット算定回路と、
キャリア・オフセット補償回路と、
からなり、
前記第４入力信号は、前記時間同期化回路の前記複数の回路の第１入力信号であり、
前記信号レベル制御回路の出力信号は、前記タイミング同期化回路の第２入力信号であり、
前記タイミング同期化回路の出力信号は、前記キャリア・オフセット算定回路の第２入力信号であり、
前記キャリア・オフセット算定回路の出力信号は、前記キャリア・オフセット補償回路の第２入力信号であり、
前記キャリア・オフセット補償回路の出力信号は、前記第４出力信号である、
装置。 - 前記制御情報の決定が信号レベル情報の決定からなる請求項１に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。
- 前記制御情報の決定がキャリア・オフセット算定からなり、前記時間同期化回路における前記変換がキャリア・オフセット補償からなる請求項１に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。
- 前記制御情報の決定がタイミング情報の抽出からなる請求項１に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。
- 前記時間同期化回路における前記変換が保護間隔の除去からなる請求項１に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。
- 直交周波数分割多重化法を用いる信号の受信装置及び／又は送信装置であって、前記装置は信号の送信用に適合すると共に、第１出力信号の出力用及び第１入力信号の入力用に適合するものであって、
少なくとも第１信号を時間領域表現にある第２信号に変換する時間同期化回路と、
少なくとも前記第２信号を周波数表現である第３信号に変換する変換回路と、
少なくとも前記第３信号を前記第１出力信号に変換する第１周波数領域回路と、
前記第１入力信号を第４信号に変換する第２周波数領域回路と、
からなり、
さらに、前記変換回路は、前記第４信号を時間領域表現である第５信号に変換するのに適合しており、
前記第２信号、前記第５信号と前記第１信号の部分とは、直交周波数分割多重化信号であって、
前記時間同期化回路は、入力を第４入力信号として出力を第４出力信号とするものであって、前記時間同期化回路は、
タイミング同期化回路と、
信号レベル制御回路と、
キャリア・オフセット算定回路と、
キャリア・オフセット補償回路と、
からなり、
前記第４入力信号は、前記時間同期化回路の前記複数の回路の第１入力信号であり、
前記信号レベル制御回路の出力信号は、前記タイミング同期化回路の第２入力信号であり、
前記タイミング同期化回路の出力信号は、前記キャリア・オフセット算定回路の第２入力信号であり、
前記キャリア・オフセット算定回路の出力信号は、前記キャリア・オフセット補償回路の第２入力信号であり、
前記キャリア・オフセット補償回路の出力信号は、前記第４出力信号である、
装置。 - 請求項６に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置であって、さらに第２出力信号の出力用及び第２入力信号の入力用に適合しており、
前記第５信号を前記第２出力信号として送信する送信手段と
前記第２入力信号を前記第１信号として受信する受信手段とからなり、
前記第２出力信号は、直交周波数分割多重化信号である、
装置。 - 前記周波数領域表現は、搬送波の組によって特徴付けられ、
前記第２周波数領域回路は、前記第１入力信号のビットを搬送波の周波数領域表現である前記第４信号に割り当てている請求項６に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。 - 前記変換回路は、高速フーリエ変換回路と符号再配列回路を直列にしたものからなり、
前記高速フーリエ変換回路は、高速フーリエ変換又は高速逆フーリエ変換のいずれか一方を行なうものである請求項８に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。 - 前記第１周波数領域回路は、等化回路と逆マッピング回路を直列にしたものからなり、
前記逆マッピング回路は、搬送波の周波数領域表現である等化された第３信号からビットを抽出している請求項８に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。 - 前記周波数領域表現である前記搬送波は、高速逆フーリエ変換によって直交周波数分割多重化信号となり、
前記符号再配列回路は、高速逆フーリエ変換された第４信号に保護間隔を導入することができると共に、前記高速逆フーリエ変換された第４信号の時間領域表現である直交周波数分割多重化している信号に再配列させることができる請求項９に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。 - 前記再配列がデスプレッドの第１ステップである請求項１１に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。
- 第３入力信号と第３出力信号に関する前記信号再配列回路は、
第１及び第２メモリ回路と、
入力信号として前記第３入力信号と２つのデマルチプレクサ出力信号とに関するデマルチプレクサであって、各前記デマルチプレクサ出力信号は前記メモリ回路の一つと接続されているデマルチプレクサと、
２つのマルチプレクサ入力信号とマルチプレクサ出力信号として前記第３出力信号とに関するマルチプレクサであって、各前記マルチプレクサ入力信号は、前記メモリ回路の一つに接続されているマルチプレクサと
からなる請求項１１に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。 - 前記変換回路は、整数Ｎ点に関する高速フーリエ変換回路と符号再配列回路を直列にしたものであり、前記Ｎ点に関する高速フーリエ変換は高速フーリエ変換又は高速逆フーリエ変換のいずれかを行なうものである請求項１に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。
- 前記変換回路は、整数Ｎ点に関する高速フーリエ変換回路と符号再配列回路を直列にしたものであり、前記Ｎ点に関する高速フーリエ変換は高速フーリエ変換又は高速逆フーリエ変換のいずれかを行なうものである請求項６に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。
- 前記整数Ｎがプログラム制御可能なものである請求項１４に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。
- 前記整数Ｎがプログラム制御可能なものである請求項１５に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。
- 前記組の搬送波における複数の搬送波がプログラム制御可能なものである請求項８に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。
- 前記保護間隔の長さがプログラム制御可能なものである請求項１１に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。
- 前記搬送波の一部は、ゼロ・キャリアであると共に、ゼロ・キャリアの数がプログラム制御可能なものである請求項８に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。
- 前記第２周波数領域回路は展開を行ない、展開の数と展開のコードは、プログラム制御可能なものである請求項８に記載の信号の受信装置及び／又は送信装置。
- 請求項６に記載の直交周波数分割多重化法を用いる信号の受信装置及び／又は送信装置の操作方法であって、
半二重モードが使用され、
二つのデータストリームが規定され、第１のデータストリームは受信の間、有効であり、第２のデータストリームは送信の間、有効であって、
ある時間においては、前記二つのデータストリームのうちの一方のみが有効である、
方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US12038699P | 1999-02-17 | 1999-02-17 | |
| US60/120386 | 1999-02-17 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000286816A JP2000286816A (ja) | 2000-10-13 |
| JP4490541B2 true JP4490541B2 (ja) | 2010-06-30 |
Family
ID=22389946
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000039284A Expired - Fee Related JP4490541B2 (ja) | 1999-02-17 | 2000-02-17 | 高速ワイヤレスｏｆｄｍトランシーバ・モデム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4490541B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006071050A1 (en) | 2004-12-27 | 2006-07-06 | Lg Electronics Inc. | Communicating non-coherent detectable signal in broadband wireless access system |
-
2000
- 2000-02-17 JP JP2000039284A patent/JP4490541B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000286816A (ja) | 2000-10-13 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060907 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A601 | Written request for extension of time |
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|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20090612 |
|
| A521 | Written amendment |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100217 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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