JP4696012B2

JP4696012B2 - 無線通信システムおよび受信装置

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Publication number: JP4696012B2
Application number: JP2006085696A
Authority: JP
Inventors: 滋郎寺部; 裕浅沼
Original assignee: Fujitsu Toshiba Mobile Communication Ltd
Current assignee: Fujitsu Mobile Communications Ltd
Priority date: 2006-03-27
Filing date: 2006-03-27
Publication date: 2011-06-08
Anticipated expiration: 2026-03-27
Also published as: JP2007266711A

Description

この発明は、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式などのように、周波数の異なるキャリアに信号割り当てを行う通信方式を採用する移動通信システムなどの無線通信システムに関する。

現在、３ＧＰＰ（3^rd Generation Partnership Project）では、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式に続く、新しい無線アクセスおよび無線アクセスネットワークに関するＬＴＥ（Long Term Evolution）の検討が開始されている（例えば、非特許文献１参照）。この文献に示されるシステムでは、Scalable Bandwidth、すなわち様々な周波数帯域の基地局が、さまざまな受信可能帯域幅を持った端末（例えば、携帯電話機）を収容する機能を必須機能と位置づけている。

このようなシステムでは、全端末向けの情報が乗った共通チャネルを、さまざまな受信可能帯域の端末が受信する必要がある。このため、上記文献で提案されている方法では、最小の受信可能帯域幅に共通チャネルを配置し、受信可能帯域の狭い端末は共通チャネルをそのまま受信し、帯域の広い端末は、合わせてその外側の周波数帯域に配置された冗長信号を受信することによって受信性能を向上させられるとしている。また、受信可能帯域の狭い端末が広帯域信号を受信するためには、周波数シンセサイザによって中心周波数をずらしながら、すべての帯域を何回かに分けて受信するとしている。

また上記文献に記載されるシステムでは、狭帯域に所望信号が割り当てられており、その外側の帯域に冗長信号が配置されているときに、受信可能帯域の広い端末は、冗長信号の帯域を含めた全帯域をサンプリングした信号を受信する。しかしながら、このような方法では、受信性能は向上するものの、狭帯域だけをデコードする受信可能帯域の狭い端末と比べてサンプリングレートが高く、ディジタル処理部の消費電力が大きいという問題があった。
TSG-RAN WG1 #42bis R1-051147 Basic Structure of Control Channel and Synchronization Channel for Scalable Bandwidth in Evolved UTRA Downlink, NTT DoCoMo。

従来より提案される無線通信システムでは、受信可能帯域の広い端末は、狭帯域だけをデコードする受信可能帯域の狭い端末と比べてサンプリングレートが高く、ディジタル処理部の消費電力が大きいという問題があった。
この発明は上記の問題を解決すべくなされたもので、受信可能帯域の広い端末におけるディジタル処理部の消費電力を低減することが可能な無線通信システムを提供することを目的とする。

上記の目的を達成するために、この発明は、送信装置が異なる周波数のキャリアに信号割り当てを行って無線送信を行い、この無線送信を受信装置が受信する無線通信システムにおいて、送信装置は、パイロット信号に基づいて、互いに直交する第１のパイロット信号と第２のパイロット信号とを生成する直交手段と、第１のパイロット信号を第１の周波数帯域のキャリアに割り当てるとともに、第２のパイロット信号を第２の周波数帯域のキャリアに割り当てる割当手段と、第１のパイロット信号および第２のパイロット信号を用いて、それぞれ割当手段によって割り当てられたキャリアを変調する変調手段と、この変調手段によって変調された信号を無線周波数にアップコンバートして送信する送信手段とを備え、受信装置は、送信装置から送信される無線信号を受信しベースバンド信号にダウンコンバートする周波数変換手段と、ベースバンド信号をフィルタリングして、第１の周波数帯域の成分と第２の周波数帯域の成分を出力するフィルタリング手段と、このフィルタリング手段のフィルタリング帯域幅よりも狭い帯域幅のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換することで、第１の周波数帯域の成分と第２の周波数帯域の成分とが多重された多重信号を出力するＡ／Ｄ変換手段と、多重信号を復調する復調手段と、この復調手段の出力から第１のパイロット信号と第２のパイロット信号とをそれぞれ分離する分離手段と、この分離手段により分離された第１のパイロット信号と第２のパイロット信号に基づいてチャネル推定を行う推定手段とを具備して構成するようにした。

以上述べたように、この発明では、送信装置において、互いに直交する第１のパイロット信号および第２のパイロット信号をそれぞれ第１の周波数帯域と第２の周波数帯域に割り当てて送信し、一方、受信装置においては、フィルタリング手段のフィルタリング帯域幅よりも狭い帯域幅のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換を行うことで、第１の周波数帯域の成分と第２の周波数帯域の成分を多重して受信し、この多重された信号に含まれる第１のパイロット信号および第２のパイロット信号を分離してチャネル推定に用いるようにしている。

したがって、この発明によれば、受信装置におけるＡ／Ｄ変換をフィルタリング帯域幅よりも狭い帯域幅のサンプリングレートで行うので、受信可能帯域の広い端末におけるディジタル処理部の消費電力を低減することが可能な無線通信システムおよび受信装置を提供できる。

以下、図面を参照して、この発明の一実施形態について説明する。
この発明の一実施形態に係わるＯＦＤＭ無線通信システムは、複数の送信装置と、複数の受信装置とを備える。

図１は、この発明の一実施形態に係わる送信装置の構成を示すものである。この送信装置は、パイロット信号生成部１１０と、データ信号生成部１２０と、サブキャリア割当部１３０と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１４０と、ＧＩ付加部１５０と、無線送信部１６０と、アンテナ１７０とを備える。

パイロット信号生成部１１０は、パイロット信号の元となるビット列で搬送波を変調して、これにより複素数値で表されるパイロット信号を複数生成する。またパイロット信号生成部１１０は、生成した複数のパイロット信号に対して、互いに直交するコード系列をかける直交処理を施すことで、各パイロット信号を直交させ、サブキャリア割当部１３０に出力する。なお、上記直交処理で用いる直交コードは、完全直交コードが好ましく、例えばＯＶＳＦ（Orthogonal Variable Spreading Factor）コードのように、異なるコード間の相関が０となるものが望ましい。

データ信号生成部１２０は、データ信号の元となるビット列で搬送波を変調して、これにより複素数値で表されるデータ信号を複数生成する。またデータ信号生成部１２０は、生成した複数のデータ信号に対して、時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ：Space-Time Block Coding）を行い、サブキャリア割当部１３０に出力する。

サブキャリア割当部１３０は、パイロット信号生成部１１０から出力されるパイロット信号、およびデータ信号生成部１２０から出力されるデータ信号を、それぞれコヒーレント帯域内の複数のサブキャリアに割り当てる処理を行い、この処理による割り当てを示すインデックス情報と、上記データ信号およびパイロット信号をＩＦＦＴ部１４０に出力する。

ここで、パイロット信号のサブキャリア割り当て処理について、より詳細に説明する。図２に示すように、２Ｌ［Ｈｚ］の周波数帯域にサブキャリアが分布する場合を例に挙げて説明する。サブキャリア割当部１３０は、周波数Ｌ［Ｈｚ］を境とする高帯域と低帯域の両帯域において、パイロット信号生成部１１０で実施した直交処理に基づき、周波数Ｌ［Ｈｚ］を中心として対称となる２つのサブキャリアに、互いに直交するパイロット信号を割り当てる。

すなわち、図２に示す例では、４つの隣接するパイロットサブキャリア（周波数Ｌ＋Ｎ１、Ｌ＋Ｎ２、Ｌ＋Ｎ３、Ｌ＋Ｎ４）と、４つの隣接するパイロットサブキャリア（周波数Ｌ−Ｎ１、Ｌ−Ｎ２、Ｌ−Ｎ３、Ｌ−Ｎ４）とに、互いに直交するパイロット信号を設定している。同様に、４つの隣接するパイロットサブキャリア（周波数Ｌ＋Ｍ１、Ｌ＋Ｍ２、Ｌ＋Ｍ３、Ｌ＋Ｍ４［Ｈｚ］）と、４つの隣接するパイロットサブキャリア（周波数Ｌ−Ｍ１、Ｌ−Ｍ２、Ｌ−Ｍ３、Ｌ−Ｍ４［Ｈｚ］）とに、互いに直交するパイロット信号を設定している。

次に、データ信号のサブキャリア割り当て処理について、より詳細に説明する。図３に示す例では、２Ｌ［Ｈｚ］の周波数帯域にサブキャリアが分布する場合を示している。この例では、サブキャリア割当部１３０は、周波数Ｌ［Ｈｚ］を中心として対称となる２つのコヒーレント帯域内（パイロットサブキャリア間）の２つのサブキャリア（周波数Ｌ＋Ｎａ、Ｌ＋Ｎｂ［Ｈｚ］および周波数Ｌ−Ｎａ、Ｌ−Ｎｂ［Ｈｚ］）に、データ信号生成部１２０で実施した時空間ブロック符号化により符号化された２つのデータ信号をそれぞれ割り当てる。

時空間ブロック符号化を適用することができるのは、２つの周波数帯域は互いにチャネル特性が独立であり、おのおのの周波数帯域内のコヒーレント帯域内にある２つのサブキャリア同士は同じ伝送路特性を受けていると仮定することができるためである。このように、送信したい時系列データに対して、互いにチャネル特性が独立な領域と、互いにチャネル特性が等しいとみなせる領域で信号を組み替えなおして伝送することによって、ダイバーシチ効果を得ることが、時空間ブロック符号化伝送の特徴でなる。

ＩＦＦＴ部１４０は、サブキャリ割当部１３０から入力されたインデックス情報に基づいて、データ信号およびパイロット信号を用いてそれぞれに割り当てられたキャリアをＯＦＤＭ変調を施し、これにより、複数のＯＦＤＭシンボルの系列であるＯＦＤＭ信号を生成する。すなわち、ＩＦＦＴ部１４０は、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換することによってＯＦＤＭ信号を生成する。

ＧＩ付加部１５０は、ＩＦＦＴ部１４０にて生成されたＯＦＤＭ信号に、ガードインターバル（ＧＩ）を付加する。
無線送信部１６０は、ディジタル−アナログ変換器、アップコンバータおよび電力増幅器などを備え、これらによりガードインターバルが付加されたＯＦＤＭ信号を無線（ＲＦ）信号に変換し、アンテナ１７０から送信する。

図４は、この発明の一実施形態に係わる受信装置の構成を示すものである。この受信装置は、アンテナ２１０と、無線受信部２２０と、帯域通過フィルタ２３０と、Ａ／Ｄ変換器２４０と、ＧＩ除去部２５０と、ＦＦＴ部２６０と、信号分離部２７０と、チャネル推定部２８０と、データ復号部２９０とを備える。

アンテナ２１０は、上述した送信装置から送信された無線信号を受信する。無線受信部２２０は、低雑音増幅器およびダウンコンバータを備え、これらによって上記無線信号を増幅した後、ベースバンド信号にダウンコンバートする。帯域通過フィルタ２３０は、上記ベースバンド信号のうち、ＯＦＤＭ信号が配置されている所望の周波数帯域Ｗの信号を通過させ、それ以外の信号を除去する。

Ａ／Ｄ変換器２４０は、帯域通過フィルタ２３０を通過した通過信号を、上記周波数帯域Ｗよりも狭い帯域幅のサンプリングレートＲでＡ／Ｄ変換する。これにより上記通過信号の高周波成分はアンダサンプルされて、より低い周波数に遷移して現れる。なお、以下の説明では、この周波数偏移した成分をエイリアシング成分と称する。これに対して、周波数偏移しない上記通過信号の低周波成分を、サンプリング成分と称する。

またＡ／Ｄ変換器２４０で用いられるサンプリングレートＲは、例えば前述の図２を例に挙げると、図５に示すように、周波数Ｌ［Ｈｚ］で折り返すように、サンプリング成分とエイリアシング成分が重なる値に予め設定する。これにより、パイロット信号生成部１１０およびサブキャリア割当部１３０によって直交するように、周波数Ｌ［Ｈｚ］を中心に対称なサブキャリアに割り当てられた２つのパイロット信号が、同じ周波数で多重されて出力される。なお、図５において、ａは、サンプリング成分の伝送路特性を示し、ｂは、エイリアス成分の伝送路特性を示す。

ＧＩ除去部２５０は、Ａ／Ｄ変換器２４０によって得られたベースバンドディジタル信号からガードインターバルを除去する。ＦＦＴ部２６０は、ガードインターバルが除去されたベースバンドディジタル信号を、高速フーリエ変換によって、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換され、これにより、サブキャリア毎の信号に分割される。

信号分離部２７０は、別途、送信装置から受信した信号位置情報などに基づいて、受信すべきサブキャリアの周波数帯域を検出するとともに、これに基づいて、受信すべきサブキャリアがどのようなフォーマットであるかを判定する。そして、信号分離部２７０は、上記判定の結果にしたがって、受信すべきサブキャリアからパイロット信号が多重された信号と、データ信号が多重された信号を分離する。このようにして分離された信号のうち、パイロット信号が多重された信号は、チャネル推定部２８０に出力され、一方、データ信号が多重された信号は、データ復号部２９０に出力される。

チャネル推定部２８０は、上記パイロット信号が多重された信号に、送信装置のパイロット信号生成部１１０で用いた直交コードを適用して相関を求めることで、図６に示すように、所望のサンプリング成分とエイリアシング成分のパイロット信号のみを分離する。そして、チャネル推定部２８０は、これらのパイロット信号の平均化または補間を行うことにより各サブキャリア周波数のチャネル推定を行い、チャネル応答を示すチャネル推定値を出力する。なお、ここで用いられるパイロット信号は、直交コードをかけるようにしているため、チャネル推定部２８０において、必ずしもパイロット信号の平均化や補間を行う必要はない。

データ復号部２９０は、送信装置のデータ信号生成部１２０で実施した時空間ブロック符号化に対応する復号を行って、サンプリング成分とエイリアシング成分にそれぞれ対応するデータ信号の元となるビット列を再生する。

以上のように、上記構成のＯＦＤＭ無線通信システムでは、受信装置において、通過周波数帯域幅Ｗの帯域通過フィルタ２３０を通過した受信信号を、それより狭い帯域幅のサンプリングレートＲでＡ／Ｄ変換することにより、サンプリング成分とエイリアシング成分とを多重させるようにしている。そして、送信装置においては、このようなエイリアシングによる多重を考慮して、互いに直交性を有するパイロット信号が多重されるようにサブキャリア割り当てを行うとともに、データ信号についても時空間ブロック符号化したデータ信号が多重化されるようにサブキャリアを割り当てを行うようにしている。

そして、受信装置においては、多重化された直交性を有するパイロット信号を分離して、これに基づいてサンプリング成分とエイリアシング成分のチャネル推定を行う。そしてこのチャネル推定値に基づいて、送信装置で実施した時空間ブロック符号化に対応する復号を行って、サンプリング成分とエイリアシング成分にそれぞれ対応するデータ信号を再生するようにしている。

したがって、上記構成のＯＦＤＭ無線通信システムによれば、受信装置において、帯域通過フィルタ２３０の通過周波数帯域幅Ｗより狭い帯域幅のサンプリングレートＲのＡ／Ｄ変換により受信を行うことができるため、消費電力を低減することができる。

また換言すれば、もともと狭い帯域幅のサンプリングレートＲでＡ／Ｄ変換を行う狭帯域受信の受信装置であっても、上述したように、広帯域Ｗを通過させる帯域通過フィルタ２３０を備え、多重化された直交性を有するパイロット信号の分離や、時空間ブロック符号化されたデータ信号の復号を行うので、広帯域Ｗを受信することができるとも言える。

なお、この発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また上記実施形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。また例えば、実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除した構成も考えられる。さらに、異なる実施形態に記載した構成要素を適宜組み合わせてもよい。

その一例として例えば、上記実施の形態では、エイリアシングによってサンプリング成分とエイリアシング成分とが多重されることを考慮して、多重されるパイロット信号が直交するように直交処理を施すようにした。これに代わって例えば、図７に示すように、エイリアシングによってサンプリング成分とエイリアシング成分とが多重されても、パイロット信号が多重されないような周波数のサブキャリアにパイロット信号を割り当てるようにしてもよい。これはサブキャリア割当部１３０によって実施する。

図７に示す例では、２Ｌ［Ｈｚ］の周波数帯域に７つのパイロット信号を割り当てる場合を示しているが、サブキャリア割当部１３０は、周波数Ｌ［Ｈｚ］を中心とした高帯域と低帯域の両帯域において、対称となる周波数に同時にパイロット信号が存在しないようにサブキャリア割り当てを行う。

すなわち、図１に示す例においてサブキャリア割当部１３０は、中心周波数Ｌ［Ｈｚ］よりＮ［Ｈｚ］高い周波数に、パイロット信号Ｐｉｌｏｔ５を割り当てるが、中心周波数Ｌ［Ｈｚ］よりＮ［Ｈｚ］低い周波数には、パイロット信号を割り当てない。同様にして、中心周波数Ｌ［Ｈｚ］よりＭ［Ｈｚ］低い周波数に、パイロット信号Ｐｉｌｏｔ３を割り当てるが、中心周波数Ｌ［Ｈｚ］よりＭ［Ｈｚ］高い周波数には、パイロット信号を割り当てない。

このようなサブキャリア割り当てにより受信装置においては、サンプリングレート２Ｌ［Ｈｚ］でＡ／Ｄ変換すると、図８に示すように、サンプリング成分とエイリアス成分とが多重されるものの、パイロット信号は多重されない。このため、パイロット信号に直交処理を施すことなくパイロット信号を分離でき、各帯域の伝送路推定値を独立に抽出することができる。

図８ではサンプリング成分には伝送路特性ａ、エイリアス成分には伝送路特性ｂがかかっている場合を示している。これらの伝送路特性値は、十分な信号対雑音比（ＳＮ）を持っていないため、図９に示すように、それぞれコヒーレント帯域内の伝送路特性値との間で、平均化や補間を行うことによって、ＳＮを確保することができる。

また上記実施の形態では、受信装置の受信周波数帯域が１つの場合について説明したが、スケーラブルな帯域幅を持つモバイルシステムなどに適用することも可能である。このようなシステムでは、受信装置として、受信周波数の帯域幅が異なる複数の端末が存在し、それぞれ同じ基地局（送信装置）から信号を受信する。

このようなシステムに本発明を適用する場合には、図１０に示すように、各受信装置Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３が共通して用いる共通チャネルの帯域を、最小の受信帯域幅Ｗ３の受信装置Ｒ３に合わせるようにサブキャリアを割り当て、かつその帯域をシステム全通信帯域の中心に配置する。このように受信周波数の帯域を配置することで、すべての受信装置Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３がこの共通チャネルをデコードすることができるようになる。

また上述した実施形態のように、受信装置Ｒ１，Ｒ２は、それぞれ帯域通過フィルタ２３０の通過帯域幅Ｗ１，Ｗ２よりも狭い帯域幅のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換を行うことで、エイリアシングにより共通チャネルの帯域外を共通チャネルに多重して受信することができる。

また受信装置Ｒ２に着目すると、図１１に示すように、基地局が、受信装置Ｒ２の帯域通過フィルタ２３０の通過帯域幅Ｗ２の範囲内の共通チャネル帯域に隣接する帯域に、共通チャネルの冗長信号を割り当てて送信を行う。これによれば、受信装置Ｒ２は、上述した実施形態のように、帯域通過フィルタ２３０の通過帯域幅Ｗ２よりも狭い帯域幅Ｗ３のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換を行うことで、エイリアシングにより冗長信号を共通チャネルに多重して受信することができる。

すなわち、受信装置Ｒ２は、狭帯域Ｗ３のサンプリングレートで受信することができるので、低消費電力が実現でき、同時に共通チャネルおよびその冗長信号が広い周波数に配置されていることによる周波数ダイバーシチ効果によって受信性能が向上する。

さらに、受信装置Ｒ２にあっては、帯域通過フィルタ２３０の通過帯域幅Ｗ２のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換を行う高精度モードと、帯域幅Ｗ２よりも狭い帯域幅Ｗ３のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換を行う低消費電力モードを備え、通信環境や受信装置の状態（バッテリ残量）などに応じて、モード切り換えを行うようにしてもよい。

この場合、図１２に示すように、低消費電力モードによれば、エイリアシングを利用して冗長信号成分を共通チャネルに多重して受信し、一方、高精度モードによれば、エイリアシングを利用せずに冗長信号成分も含めた帯域Ｗ２で信号を受信する。高精度モードでは、帯域幅Ｗ２の冗長信号成分とオリジナルの信号成分を最大比合成できるので、低消費電力モードに比べて受信性能を高めることができる。

ところで、上記実施形態では、パイロット信号生成部１１０による直交処理と、サブキャリア割当部１３０によるサブキャリア割り当てによって、サンプリング成分とエイリアシング成分が直交するようにしたが、これを複数のセクタや基地局からの信号をマクロダイバーシチ合成する場合に適用することができる。

このとき、受信対象外のセクタや基地局からの信号は干渉波となるため、これを防ぐためには、上記受信対象外のセクタや基地局とは異なる直交コードを使用する必要がある。その一方で、図１３に示すように、マクロダイバーシチ合成の対象となるセクタ（もしくは基地局）Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３の間では、サンプリング成分とエイリアシング成分とで、それぞれ同じ直交コード（Same code）を使用する。

これにより、受信対象外のセクタや基地局からの干渉の影響を抑制するとともに、異なるセクタや基地局であっても、受信対象となる同じ直交コードを用いたものから送信される信号については、マルチパスと同様に扱うことができてマクロダイバーシチ合成を行うことができる。

また上記実施の形態は、隣接周波数帯域をエイリアス成分とみなすことで、周波数シンセサイザによる中心周波数の移動を行うことなしに、隣接周波数帯域についての受信品質測定を行うことができる。例えば図１４（ａ）に示すような通信帯域のうち、受信装置が帯域通過フィルタ２３０によるフィルタリングで、図１４（ｂ）に示すようにサービス帯域Ａ，Ｂ，Ｃを受信する。

そして受信装置は、Ａ／Ｄ変換器２４０が、帯域通過フィルタ２３０の周波数帯域よりも狭い帯域幅のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換することで、図１４（ｃ）に示すように、サービス帯域Ｂの信号に、サービス帯域Ａ，Ｃの信号をエイリアス成分として多重して受信する。ここで、サービス帯域Ａ，Ｂ，Ｃのパイロット信号は、送信装置において完全直交コードを用いた直交処理が施されているものとする。

このため受信装置では、信号分離部２７０によって各サービス帯域Ａ，Ｂ，Ｃの成分を分離して、新たに設けた品質測定部によって各帯域のパイロット信号の受信品質を測定することで、中心周波数の移動を行うことなしに、隣接周波数帯域についての受信品質測定を行うことができる。

なお、図７および図８を用いて説明したようなサブキャリア割り当てを行うことにより、パイロット信号が多重化されることを避けるようにした場合に適用することもできる。この場合、各サービス帯域Ａ，Ｂ，Ｃのパイロット信号は、直交処理無しに分離でき、各帯域Ａ，Ｂ，Ｃのパイロット信号に基づいて品質測定を行うことができる。
その他、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形を施しても同様に実施可能であることはいうまでもない。

この発明に係わる無線通信システムの一実施形態で用いられる送信装置の構成を示す回路ブロック図。図１に示した送信装置におけるパイロット信号割り当ておよびパイロット信号の直交処理を説明するための図。図１に示した送信装置におけるデータ信号割り当ておよびデータ信号の時空間ブロック符号化を説明するための図。この発明に係わる無線通信システムの一実施形態で用いられる受信装置の構成を示す回路ブロック図。図４に示した受信装置におけるＡ／Ｄ変換を説明するための図。図４に示した受信装置における信号分離を説明するための図。図１に示した送信装置における、別のパイロット信号割り当てを説明するための図。図７に示したパイロット信号割り当てにより多重された２つの周波数帯域成分を説明するための図。図７に示したパイロット信号割り当てにより多重された２つの周波数帯域成分の信号分離を説明するための図。スケーラブルな帯域幅を持つ無線通信システムに本発明を適用する場合の帯域割り当てを説明するための図。図１０に示した帯域割り当てを行う無線通信システムで共通チャネルの冗長信号を割り当てる場合を説明するための図。図１１に示した帯域割り当てを行う無線通信システムで、Ａ／Ｄ変換のサンプリングレートを可変する場合の動作を説明するための図。異なるセクタで同じ直交コードを用いることでマクロダイバーシチ合成を行う場合のコード割り当てを説明するための図。隣接周波数帯域をエイリアス成分とみなしてサンプリング成分と多重して受信し、隣接周波数帯域の受信品質を測定する場合の動作を説明するための図。

符号の説明

１１０…パイロット信号生成部、１２０…データ信号生成部、１３０…サブキャリア割当部、１４０…ＩＦＦＴ部、１５０…ＧＩ付加部、１６０…無線送信部、１７０…アンテナ、２１０…アンテナ、２２０…無線受信部、２３０…帯域通過フィルタ、２４０…Ａ／Ｄ変換器、２５０…ＧＩ除去部、２６０…ＦＦＴ部、２７０…信号分離部、２８０…チャネル推定部、２９０…データ復号部。

Claims

送信装置が異なる周波数のキャリアに信号割り当てを行って無線送信を行い、この無線送信を受信装置が受信する無線通信システムにおいて、
前記送信装置は、
パイロット信号に基づいて、互いに直交する第１のパイロット信号と第２のパイロット信号とを生成する直交手段と、
前記第１のパイロット信号を第１の周波数帯域のキャリアに割り当てるとともに、前記第２のパイロット信号を第２の周波数帯域のキャリアに割り当てる割当手段と、
前記第１のパイロット信号および前記第２のパイロット信号を用いて、それぞれ割当手段によって割り当てられたキャリアを変調する変調手段と、
この変調手段によって変調された信号を無線周波数にアップコンバートして送信する送信手段とを備え、
前記受信装置は、
前記送信装置から送信される無線信号を受信しベースバンド信号にダウンコンバートする周波数変換手段と、
前記ベースバンド信号をフィルタリングして、前記第１の周波数帯域の成分と前記第２の周波数帯域の成分を出力するフィルタリング手段と、
このフィルタリング手段のフィルタリング帯域幅よりも狭い帯域幅のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換することで、前記第１の周波数帯域の成分と前記第２の周波数帯域の成分とが多重された多重信号を出力するＡ／Ｄ変換手段と、
前記多重信号を復調する復調手段と、
この復調手段の出力から前記第１のパイロット信号と前記第２のパイロット信号とをそれぞれ分離する分離手段と、
この分離手段により分離された第１のパイロット信号と第２のパイロット信号に基づいてチャネル推定を行う推定手段とを備えることを特徴とする無線通信システム。
送信装置が異なる周波数のキャリアに信号割り当てを行って無線送信を行い、この無線送信を受信装置が受信する無線通信システムにおいて、
前記受信装置は、
前記送信装置から送信される無線信号を受信しベースバンド信号にダウンコンバートする周波数変換手段と、
前記ベースバンド信号をフィルタリングして、第１の周波数帯域の成分と第２の周波数帯域の成分を出力するフィルタリング手段と、
このフィルタリング手段のフィルタリング帯域幅よりも狭い帯域幅のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換することで、前記第１の周波数帯域の成分と前記第２の周波数帯域の成分とが多重された多重信号を出力するＡ／Ｄ変換手段と、
前記多重信号を復調する復調手段と、
この復調手段の出力から前記第１のパイロット信号と前記第２のパイロット信号とをそれぞれ分離する分離手段と、
この分離手段により分離された第１のパイロット信号と第２のパイロット信号に基づいてチャネル推定を行う推定手段とを備え、
前記送信装置は、
前記Ａ／Ｄ変換手段によるＡ／Ｄ変換によって第１のパイロット信号と第２のパイロット信号が同じ周波数で多重されないように、前記第１のパイロット信号を第１の周波数帯域のキャリアに割り当てるとともに、前記第２のパイロット信号を第２の周波数帯域のキャリアに割り当てる割当手段と、
前記第１のパイロット信号および前記第２のパイロット信号を用いて、それぞれ割当手段によって割り当てられたキャリアを変調する変調手段と、
この変調手段によって変調された信号を無線周波数にアップコンバートして送信する送信手段とを備えることを特徴とする無線通信システム。
さらに前記受信装置は、前記分離手段により分離された第１のパイロット信号および第２のパイロット信号に基づいて、前記第１の周波数帯域の受信品質と前記第２の周波数帯域の受信品質とをそれぞれ求める品質測定手段を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の無線通信システム。
さらに前記送信装置は、データ信号を時空間ブロック符号化する符号化手段を備え、
前記割当手段は、前記符号化手段で符号化されたデータ信号を前記第１の周波数帯域のキャリアおよび前記第２の周波数帯域のキャリアにそれぞれ割り当て、
前記変調手段は、前記符号化手段で符号化されたデータ信号を用いて、それぞれ割当手段によって割り当てられたキャリアを変調し、
前記Ａ／Ｄ手段は、前記フィルタリング手段のフィルタリング帯域幅よりも狭い帯域幅のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換することで、前記符号化手段で符号化されたデータ信号が多重された多重信号を出力し、
さらに前記受信装置は、前記多重信号に対して、前記符号化手段による時空間ブロック符号化に応じた復号を行う復号手段を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の無線通信システム。
送信装置が異なる周波数のキャリアに信号割り当てを行って無線送信を行う無線通信システムで用いられる受信装置において、
前記送信装置から送信される無線信号を受信しベースバンド信号にダウンコンバートする周波数変換手段と、
前記ベースバンド信号をフィルタリングして、第１の周波数帯域の成分と第２の周波数帯域の成分を出力するフィルタリング手段と、
このフィルタリング手段のフィルタリング帯域幅よりも狭い帯域幅のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換することで、前記第１の周波数帯域の成分と前記第２の周波数帯域の成分とが多重された多重信号を出力するＡ／Ｄ変換手段と、
前記多重信号を復調する復調手段と、
この復調手段の出力から前記第１のパイロット信号と前記第２のパイロット信号とをそれぞれ分離する分離手段と、
この分離手段により分離された第１のパイロット信号と第２のパイロット信号に基づいてチャネル推定を行う推定手段とを具備することを特徴とする受信装置。