JP2001285249A - 伝送信号の生成方法、及び伝送信号の生成装置 - Google Patents
伝送信号の生成方法、及び伝送信号の生成装置Info
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Abstract
号の演算時間の差により生じる変調特性の劣化を補償す
ることにある。 【解決手段】 デジタル直交変調器の演算タイミング誤
差により生じる信号点配置位置誤差に応じて、それを補
正するための補償信号点を設定する信号点設定手段(1
2)と、伝送すべきデジタル情報信号をその信号点設定
手段に基づいて割り付けるデータマッピング手段(1
1)と、そのデータマッピング手段で割り付けた信号点
情報を基にデジタル変調(13)、及びデジタル直交変
調(15)を行うようにして伝送信号生成装置を構成す
る。
Description
ジタル情報信号を1つのキャリアで変調する直交デジタ
ル変調方式に係り、特に変調される2つのデジタル情報
信号間での干渉、クロストーク等の歪を生じさせる直交
変調信号における位相誤差を補償する方法、及びその位
相誤差を補償する手段を有する伝送信号の生成方法、及
び伝送信号の生成装置に関するものである。
い、高能率圧縮符号化されたデジタル映像、音声を伝送
するための高能率にデジタル情報を伝送するための高能
率デジタル変調方式の実現が望まれている。高能率なデ
ジタル変調方式は、定められた周波数帯域の中で出来る
だけ大きな情報量のデジタル信号を、小さな誤り率で伝
送できる変調、復調方式である。
種類の情報信号で変調する2相変調方式があるが、その
変調方式は現行NTSC方式のアナログテレビジョン方
式で2つの色差信号を伝送するために使用されており、
1つのサブキャリアで2種類の色信号を伝送している。
号とみなし、1つのサブキャリア信号を振幅変調方向
と、位相変調方向とでそれぞれに変調して伝送する方法
がQAM(quadrature amplitude modulation)として
知られている。
を、多数の2種類のデジタル信号でQAM変調を行い伝
送する方式は、直交周波数分割多重変調方式(OFD
M)と呼ばれ、ここでなされるデジタル変調信号の周波
数はサブキャリア数の多い分だけ低くすることができる
ため、ガードインターバル期間を設けても伝送効率の低
下を少なく保つことができ、マルチパス歪の影響を受け
ない無線伝送路を確保することができる。
波数を低く出来るため、伝送周波数スペクトラムを矩形
に出来るなど、隣接チャンネルとの干渉を小さく出来る
ため、帯域利用率のよい、高能率なデジタル変調方式を
実現することができる。
な回路規模で実現することは、これらの変調方式を用い
る移動体通信応用面で重要であり、従来から行われてい
たアナログ直交変調回路をデジタル直交変調回路により
実現できれば、デジタル化された変調回路のLSI化が
可能となり、変調回路の小型化、省電力化が可能とな
る。
割多重変調方法及び直交周波数分割多重変調装置」とし
てデジタル直交変調技術の出願を行っている(特願H1
1−238098)が、このデジタル変調器の内部で行
われる正弦波と余弦波の乗算は、1、0、−1の値を用
いて行えることから回路構成が簡単にできるという特徴
を持つものである。
して小形、省電力化のなされるLSIを用いるデジタル
直交変調器は、扱う信号の周波数が小さいほどLSIの
小型、省電力化に適しており、可能な限り動作周波数を
低くした回路の実現が試みられているが、そのような低
い周波数による直交デジタル変調回路では動作周波数を
低く設定したことによる誤差が生じ、変調回路の特性を
悪化させる。
る。OFDM伝送方式に代表されるマルチキャリア伝送
方式において、変調信号は逆フーリエ変換によってサブ
キャリアに対して同相である信号と直交している信号と
が時系列信号として生成され、これらの生成された時系
列で示される信号は、デジタル直交変調回路に供給され
る。
同時刻におけるサンプリングデータとして得られてお
り、これらの信号をデジタル直交変調器において、変調
周波数に該当する信号と90度の位相差をもった信号と
でそれぞれ乗算するため、変調周波数を表現している信
号の1サンプル分に相当するタイミング位相差が生じて
いる。
−102766、デジタル処理直交変調器にも記されて
おり、高能率なデジタル変調器を実現するためデジタル
フィルタを用い、このタイミング位相差の課題を解決し
ようとしている。
タイミング位相差を補償するデジタルフィルタは高精度
な演算を必要とし、装置の複雑化、高価格化をきたして
しまう。また例えば、直交信号側のみにデジタルフィル
タを挿入した場合、タイミング位相差は吸収できるもの
の、フィルタの振幅周波数特性を平坦にすることが難し
く、その振幅特性の乱れのためデジタル変調特性を劣化
させてしまうなど有効に活用されるには至ってなかっ
た。
決するために以下の1)〜5)の手段より成るものであ
る。すなわち、
る2次元平面を複数の領域に分割し、それらの分割され
た領域毎にその領域を指定するための中心的な位置を信
号点として定めるとともに、伝送すべきデジタル情報信
号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうちの特定
の信号点に順次割り付け、その順次割り付けられた各信
号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる信号点
情報をデジタル変調及びデジタル直交変調を行うことに
より高周波信号に変換した伝送信号を生成する伝送信号
の生成方法において、前記信号点の位置に割り付けられ
た信号点情報に対してデジタル変調及びデジタル直交変
調を行って得られた変調信号点を、前記信号点の位置に
対して点対象となる位置に補償信号点として定める第1
のステップ(12)と、前記伝送すべきデジタル情報信
号を前記第1のステップで定められた前記補償信号点に
割り付ける第2のステップ(11)と、その第2のステ
ップで割り付けた前記補償信号点における信号点情報を
デジタル変調及びデジタル直交変調して高周波信号を生
成する第3のステップ(13、15)とを少なくとも有
することを特徴とする伝送信号の生成方法。
償信号点の位置は、前記デジタル変調及びデジタル直交
変調により生成される同相信号と直交信号の位相差、振
幅差、或いは前記デジタル直交変調器の直交性差により
生じる誤差を補償した信号点の位置であることを特徴と
する請求項1に記載の伝送信号の生成方法。
償信号点の位置は、前記デジタル直交変調により信号処
理される同相信号と直交信号のタイミングの差により生
じる誤差を補償した信号点の位置であることを特徴とす
る請求項1に記載の伝送信号の生成方法。
る2次元平面を複数の領域に分割し、それらの分割され
た領域毎にその領域を指定するための中心的な位置を信
号点として定めるとともに、伝送すべき第1系統のデジ
タル情報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点の
うちの特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付け
た各信号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる
第1の信号点情報を、第1のキャリア周波数により第1
の変調信号として生成し、かつ伝送すべき第2系統のデ
ジタル情報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点
のうちの特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付
けた各信号点における実数部信号と虚数部信号とよりな
る第2の信号点情報を、前記第1のキャリア周波数と周
波数が同一で極性の異なる第2のキャリア周波数により
第2の変調信号として生成するデジタル変調手段を用
い、前記デジタル変調手段により生成された前記第1及
び第2の変調信号をデジタル直交変調して、高周波信号
に変換した伝送信号を生成する伝送信号の生成方法にお
いて、前記伝送すべき第1及び第2系統のデジタル情報
信号に係る前記各信号点の位置に割り付けられた信号点
情報に対してデジタル変調及びデジタル直交変調を行っ
て得られた第1及び第2の変調信号点を、前記各信号点
の位置に対して点対象となる位置に第1及び第2の補償
信号点として定める第1のステップ(12)と、前記伝
送すべき第1及び第2系統のデジタル情報信号を前記第
1のステップで定められた前記第1及び第2の補償信号
点に割り付ける第2のステップ(11)と、その第2の
ステップで割り付けた前記第1及び第2の補償信号点に
おける各信号点情報をデジタル変調及びデジタル直交変
調して前記高周波信号を生成する第3のステップ(1
3、15)とを少なくとも有することを特徴とする伝送
信号の生成方法。
る2次元平面を複数の領域に分割し、それらの分割され
た領域毎にその領域を指定するための中心的な位置を信
号点として定めるとともに、伝送すべきデジタル情報信
号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうちの特定
の信号点に順次割り付け、その順次割り付けられた各信
号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる信号点
情報をデジタル変調及びデジタル直交変調を行うことに
より高周波信号に変換した伝送信号を生成する伝送信号
の生成装置において、前記信号点の位置に割り付けられ
た信号点情報に対してデジタル変調及びデジタル直交変
調を行って得られた変調信号点を、前記信号点の位置に
対して点対象となる位置に補償信号点として定める補償
信号点設定手段(12)と、前記伝送すべきデジタル情
報信号を前記補償信号点設定手段で設定された前記補償
信号点に割り付けるマッピング手段(11)と、そのマ
ッピング手段で割り付けられた前記補償信号点における
信号点情報をデジタル変調及びデジタル直交変調して高
周波信号を生成する高周波信号生成手段(13、15)
とを有することを特徴とする伝送信号の生成装置。
法、及び伝送信号の生成装置の実施の形態につき、好ま
しい実施例により説明する。図1は、その実施例に関わ
る直交周波数分割多重変調装置の概略構成であり、その
構成と動作について概説する。
マッピング回路11、マッピングテーブル12、IFF
T演算回路13、デジタル直交変調回路15、中間周波
発振器16、及びDA変換器17より構成される。
調装置の動作について述べるに、変調されるべきデジタ
ルデータはデータマッピング回路11に供給され、ここ
ではそのデータは直交周波数分割多重信号を構成するそ
れぞれの搬送波のうちのどの搬送波に割り付けられて伝
送されるかを定め、各々の搬送波に対して変調するデジ
タルデータの数値に応じてQAM変調される搬送波の信
号点の位置が定められ、それらの信号点の位置に対応す
る振幅方向、及び角度方向の位置に対応する信号i、q
が生成され、IFFT演算回路13に供給される。
直交周波数分割多重を構成する各々の搬送波が与えられ
た信号点の位置で直交周波数変調され、各々の搬送波が
実数部信号Rと虚数部信号Iとして合成されたベースバ
ンド信号出力が得られ、これらのベースバンド信号出力
はデジタル直交変調器15に供給される。ここでは、そ
のベースバンド信号出力である実数部信号Rと虚数部信
号Iは、中間周波発振器16が発振する周波数を中心と
する周波数帯域の信号に変換され、新しい周波数帯域の
信号に変換されたデジタル直交変調信号はDA変換器1
7によりアナログ信号に変換されて出力される。
されるマッピングテーブル12は、後述するデジタル直
交変調器により生じる特性誤差を予め補正するためのデ
ータが格納されているテーブルであり、そのテーブルは
データマッピング回路11によりマッピングされた信号
に対して、所定の法則による補正を行うことによりデジ
タル直交変調器の特性誤差を補正し、特性のよいデジタ
ル変調装置を実現するものである。
装置に供給され、その供給された前記高周波信号を復調
して伝送された前記信号点情報を得るとともに、その得
られた信号点情報より伝送されたデジタル情報信号を復
号して得るように構成される。
らされる特性の変化について従来から用いられていたア
ナログ直交変調器との比較により説明する。まず、従来
から用いられているアナログ直交変調器の場合である
が、アナログ直交変調器にはデジタル信号の形でIFF
T演算器13より出力される信号はDA変換器17によ
りアナログ信号に変換された信号が供給され、その供給
された信号を中間周波発振器より供給される中間周波発
振周波数を中心とする周波数帯域の信号に変換を行って
いた。
同図において、例えばIFFT演算器13より供給され
たベースバンド信号はDA変換器17によりアナログ信
号に変換され、変換された実数部信号Rは中間周波発振
器16より供給される角周波数がωtである余弦信号は
90度移相器により角周波数がωtである正弦波の信号
と乗算されるとともに、アナログ信号に変換された虚数
部信号(I)は中間周波発振器16より供給される角周
波数がωtである余弦波信号と乗算され、この2つの乗
算器より得られる演算出力は加算器により加算されて直
交変調出力信号として出力される。
波出力信号に対する正弦波出力信号は90度移相器を用
いて生成されるが、その90度移相器の特性はそれらを
構成するアナログ回路の回路定数の変動により特性が変
動し易いため、またアナログ乗算器も高周波特性が変動
し易く長期間にわたって安定した直交変調出力信号を得
ることが難しく、その特性を改善するため回路素子の変
動の影響を受け難いデジタル化された直交変調回路の実
現が望まれていた。
器の構成を示す。同図においてIはIFFT13より供
給される実数部の信号であり、Qは虚数部の信号であ
り、それぞれのI、Q信号は増幅度が1として示される
増幅器と、増幅度が−1として示される反転型増幅器に
供給され、これらの増幅器よりそれぞれI、−Q、−
I、Qの4信号が得られる。
れ、データセレクタは中間周波発振器から供給される発
振周波数の周期に応じて、この4つの信号を順次切り換
えながら出力する。すなわち、最初は信号Iを、次に−
Qを、その次は−Iを、そして最後にQを出力するよう
な動作を繰り返し行う。
直交変調器のタイミングチャートを示す。同図におい
て、サンプル期間と記される時間間隔は直交周波数分割
多重信号のサンプリング周波数に相当する期間であり、
その期間はnポイントIFFT回路を動作させるための
窓区間の1/nに相当する。
13からの実数部出力信号をIとして、サンプル期間を
単位とする演算区間をn−1、n、n+1とする添え字
により示しており、信号は同様にしてIFFT演算器
13からの虚数部出力信号Qに同様のn−1、n、n+
1の添え字を付して示してある。
た信号Iと、反転増幅された信号−Iがデータセレクタ
により、サンプル期間内で複数回切り換えられていると
きの信号を示しており、その信号はIn、0、−In、0、
In、、0、−In、・・・・のように繰り返されており、
この信号はInに余弦関数の90度おきの値、1、0、
−1、0、・・・・を乗じた値となっている。
0、−Qn、0、・・・・となっている。このようにして
得られた信号と信号を加算したのが信号であり、
その信号はIn、−Qn、−In、Qn、In、−Qn、−
In、・・・・となっており、これがこの直交変調器の
出力信号となる。
ル期間の中で多数回信号が繰り返し切り換えられるとき
は、この信号の切り換え順によるIとQ信号に与えれらる
変調特性差は少ないが、サンプル期間が小さな時間の場
合で、その間に信号の切り換え繰り返し回数を多数回行
えないような場合はそのデジタル直交変調回路より得ら
れる変調信号に特性の差が生じ、その差の特性を補正す
るための信号処理が必要となる。
性のよいデジタル直交変調器を実現するものであり、そ
の特性の補正は前述の図4においてサンプル期間の開始
点で出現する信号は、最初に実数部のInの信号であ
り、次に虚数部のQnの信号が出現するように、常に実
数部の信号が虚数部の信号より先に出現することによる
時間誤差に係る信号位相のずれによる特性の差を補償し
てなるものである。
調信号出力における特性のずれを、データマッピング回
路11で規定し、IFFTに供給するi信号とq信号の
関係を補正し、その補正された信号によりIFFT変換
を行い、デジタル直交変調された変調信号が、正規の変
調信号となるように補償するものである。
で生じるI信号とQ信号の時間差により生じる特性の差
は、そのデジタル直交変調部の正弦波のタイミング誤差
であり、その結果直交変調された信号に対するI、Q信
号ベクトルの直交性に対する誤差でもある。この直交性
の誤差は、中間周波発振器の周波数に対して正及び負に
同一周波数離れて存在する被変調信号の側帯波同士で、
正の周波数の側帯波に対し、負の周波数の側帯波の信号
がクロストーク成分として漏洩し、被変調波信号の周波
数スペクトラム成分が変化することになり、この漏洩す
る信号レベルを打ち消すようにもする。
の側帯波から正の周波数の側帯波に対しても同様に存在
する。従って、これらのクロストークを予め補正するデ
ータマッピング特性は、中心キャリアに対して同一周波
数の差を有し、その周波数差の極性がお互いに異なる相
対応するサブキャリアに対しても、データマッピングの
特性補償を行う必要がある。
成するためのデータマッピングにおける信号点配置を行
う方法として、例えば信号点配置を複素平面の座標で表
現するとき、実数部信号と、虚数部信号が相等しく
(1、1)として割当てを行うべき信号に対して、(1
+x、1+y)のように実数部信号をx、虚数部信号を
y異ならしめた座標を与えるようにして行う。
周波数を有するサブキャリアに対するそれぞれの実数部
と虚数部の信号を次のように表現する。 (正の周波数の実数、正の周波数の虚数、負の周波数の
実数、負の周波数の虚数)=(d1+x、d2+y、d
3+x’、d4+y’)
信号点配置を与えるための値であり、例えばQPSK
(quadrature phase shift keying)によるデジタル変
調方式であるときはこれらのd1、d2、d3、d4は
+1か−1のいずれかの値を取る。そして、これらの
x、x’、y、y’で示される補償信号の値について、
詳述する。
調器の出力信号は、サンプル期間の開始位置に対する
I信号とQ信号が出現する位置は、デジタル直交変調器
の動作を制御するハードウエアの構成により、ないしは
デジタル変調器の動作を制御する制御プログラムソフト
の構成により一義的に定まり、一般的にはその順序が一
定になるようにされている。
法はあるが、その場合は前述のような特性の違いが変調
信号に対する雑音となって得られてしまうため更に好ま
しくない。また、I信号とQ信号の出現順序を反対にす
る方法はあるが、その場合は逆極性の誤差信号が生じる
こととなり、いずれの場合でも変調信号の補償が必要と
なる。
であるI信号とQ信号とが異なる時刻のデータとしてデ
ジタル直交変調器で処理されるため、R信号とI信号の
直交性が変調周波数の1サンプル時間分だけ異なること
になり、その時間差の補償が必要となる。
が小さく、デジタル変調回路はその期間内におけるI、
Q信号の切り換え繰り返し回数を多く取れないときはサ
ンプル期間に対するI、Q信号の出現時間差の割合が大
きくなり、変調誤差の補償信号レベルも大きくなる
において、サンプル期間は19.5nsec、すなわち
サンプル周波数は51.2MHzであり、IFFT演算
回路は19.5nsecごとに演算結果である実数部信
号と、虚数部信号である信号を出力する。
得られる、In、In+1、In+2、In +3、・・・・、及び
Qn、Qn+1、Qn+2、Qn+3、・・・・を変調信号のサン
プリングデータとみなし、すなわち、そのサンプリング
データは直流から最高16MHzまでの信号成分を含む
ベースバンド信号であるとし、この信号成分を中間周波
発振器の発振周波数である25.6MHzを中心とする
周波数帯の信号に変換する。
は、25.6±16MHzであり、変換されたデータ列
のサンプリング周波数は102.4MHzであり、この
ときに生じる直交性の誤差は、約9.8ns(1/10
2.4MHz)である。
5.6MHzよりも12.8MHz高い38.4MHz
の周波数のサブキャリアに対しては、π/4ラジアンの
位相遅れとなっており、反対に中心周波数より12.8
MHz低い周波数のサブキャリアに対しては、π/4ラ
ジアンの位相進みとなり、デジタル直交変調回路にはこ
のようにして生じた位相差を補正するための補償機能の
搭載が必要となる。
る。まず、その補償量を実数軸、虚数軸よりなる2次元
平面で表現する。図6は、αの位相角を有し、角速度+
ωnで回転しており振幅がAであるサブキャリアの状態
を、虚数、実数軸による2次元平面で示したものであ
る。すなわち、そのサブキャリア信号は、式(1)のよ
うに示される。 A×cos(+ωnt +α) + j×A×sin(+ωnt +α) (1)
adrature phase shift keying)されている場合では、
Aは1.41(2の平方根)で、αはπ/4、3π/4、5π
/4、7π/4のいずれかの値をとる。
り振幅がBで、βの位相角を有しているサブキャリア信
号は式(2)ように表される。 B×cos(−ωnt +β) + j×B×sin(−ωnt +β) (2)
振幅と位相に誤差がある場合のサブキャリアについて述
べる。すなわち、虚数部信号の振幅変化がλ倍であり、
位相角のずれがγラジアンである場合である。このとき
の角速度が+ωnであるサブキャリアを式(3)で、角
速度が−ωnであるサブキャリアを式(4)で示す。
に基づいて生じる演算誤差であり、この誤差を補償する
必要がある。
数で表し、更に述べる。まず、式(1)を指数関数で表
すと式(5)のようになる。 (a+jb)×ejωnt (5) ここで a=A×cos α、b=A×sin α である。
数関数で表すと図7に示す、式(6)のようになる。同
様に式(4)を展開し同図に示す式(7)が得られる。
これらの式はそれぞれ項61、62、63、64、及び
項71、72、73、74の4項づつで構成されてい
る。
ωtで回転するベクトルであり、そのベクトルを図8に
示す。同図において、ベクトル61は、振幅(ベクトル
長)はA/2であり、実数軸からの角度がαとして示さ
れており、同様にしてベクトル63は振幅がλ×A/2
で、実数軸からの角度はα−γとなっている。
で回転するベクトルであり、その実数軸からの角度はベ
クトル62は−αであり、ベクトル64は−(α−γ)
の角度の負のベクトルであり、第2象現のベクトルとさ
れている。
1のベクトル71で実数部信号を表し、また前述の図1
1のベクトル73と図10のベクトル74で虚数部信号
を表している。同様に、式(7)において、項71と7
3は角速度−ωtで回転するベクトルであり、そのベク
トルを図11に示す。
速度ωtで回転するベクトルであり、そのベクトルを図
10に示す。そして、前述の図8のベクトル61と図9
のベクトル62で前述の式1の実数部信号を表し、また
前述の図8のベクトル63と図9のベクトル64で虚数
部信号を表している。
数部信号と虚数部信号の間で演算時間が同一でないこと
により生じる変調信号の誤差を、式6における項63、
64で、λが1以外の数、γが0以外の数をとるとして
述べた。デジタル直交変調器の動作タイミングに基づく
変調信号の誤差を補償することは、デジタル直交変調器
で生じるこのような誤差を打ち消す手段を設けることで
あり、つぎにその方法について述べる。
λ倍で位相がγ進んでいる信号を与えれば、デジタル直
交変調器により振幅がλ倍され、位相がγ遅れるため、
項63に対してλとγが消去された信号が得られる。そ
のような、λとγを補償するための信号を与えるのが、
前述の図7に示す式(6)に対する式(8)であり、式
(7)に対しては式(9)である。
に対して、振幅λと位相角γの打ち消された特性の信号
であり、前述の式(1)、(2)によりデジタル直交変
調が与えられたような変調信号が得られることを意味
し、デジタル直交変調器で実数部と虚数部が異なる時間
で信号処理されることにより生じる誤差信号成分が等価
的に打ち消されることになるからである。
れた角周波数ωtの信号出力を得るためのマッピング点
を示す。同図において、81、83、92、94のベク
トルを合成して設定すべきベクトル101を求めている
が、ベクトル81と83は、式(8)におけるejωtを
含む項であり、ベクトル92と94は式(9)において
ejωtを含む項であるように、ベクトル101は角速度
+ωtで回転するベクトルを合成したものである。
1とベクトル92を合成したベクトルと、ベクトル83
とベクトル94を合成したベクトルとの両者を合成して
ベクトル101を求めており、この求められたベクトル
101が角速度ωtで回転するサブキャリアに対して与
えるべき信号点の補正位置である。
れた角周波数−ωtの信号出力を得るためのマッピング
点を示す。同図において、設定すべき信号点102は式
(8)、(9)におけるe-jωtを含む項に対応するベ
クトル82、84、91、93を合成して求めたもので
あり、角周波数−ωtで回転するサブキャリアに対して
変調を行うための補正された信号点を与えるものであ
る。
ブキャリア A×cos(+ωnt +α) + j×A× sin(+ωnt +α) 及び角周波数が−ωnであるサブキャリア B×cos(−ωnt +β) + j×B× sin(−ωnt +β) を得るために、角周波数がωnであるサブキャリアを A×cos(+ωnt +α) + j×(1/λ)×A× sin(+ωnt
+α+γ) また、角周波数が−ωnであるサブキャリアを B×cos(−ωnt +β) + j×(1/λ)×B× sin(−ωnt
+β−γ) のようにQ信号の振幅と位相を補正された値とすればよ
いことになる。
て、各周波数+ωnに関わるサブキャリア信号成分につ
いて選び出し、選び出したそれぞれの信号成分の合成信
号を求めると次のようになる。 (A/2)× ejα+(B/2)× e-jβ+(1/λ)× (A/2)× ej(α+γ) −(1/λ)× (B/2)× e-j(β-γ) =(A/2)×(cosα+jsinα)+(B/2)×(cosβ−jsinβ) +(1/λ)× (A/2)×(cos(α+γ)+jsin(α+γ)) −(1/λ)× (B/2)×(cos(β−γ)−jsin(β−γ) ) =(A/2)×cosα+(B/2)×cosβ+(1/λ)×(A/2)×cos(α+γ) −(1/λ)×(B/2)×cos(β−γ) ・・・・(10) +j×((A/2)×sinα−(B/2)×sinβ+(1/λ)× (A/2)×sin(α+γ) +(1/λ)×(B/2)×sin(β−γ) ) ・・・・(11)
各周波数−ωnに関わるサブキャリア信号成分について
選び出し、選び出したそれぞれの信号成分の合成信号を
求めると次のようになる。 (B/2)× ejβ+(A/2)× e-jα+(1/λ)× (B/2)× ej(β-γ) −(1/λ)× (A/2)× e-j(α+γ) =(B/2)×(cosβ+jsinβ)+(A/2)×(cosα−jsinα) +(1/λ)× (B/2)×(cos(β−γ)+jsin(β−γ)) −(1/λ)× (A/2)×(cos(α+γ)−jsin(α+γ) ) = (B/2)×cosβ+(A/2)×cosα+(1/λ)×(B/2)×cos(β−γ) −(1/λ)×(A/2)×cos(α+γ) ・・・・(12) +j×((B/2)×sinβ−(A/2)×sinα+(1/λ)×(B/2)×sin(β−γ) +(1/λ)×(A/2)×sin(α+γ) ) ・・・・(13) となる。
ア成分の実数部に割当てる数値であり、式(11)が、
+ωnサブキャリア成分の虚数部に割当てる数値であ
り、式(12)が、−ωnサブキャリア成分の実数部に
割当てる数値であり、式(13)が、−ωnサブキャリ
ア成分の虚数部に割当てる数値である。
であるサブキャリアの実数部成分と虚数部成分の信号レ
ベルが求められた。しかるに、前述の図3に示したデジ
タル直交変調器の誤差成分は、虚数部信号の演算時間に
関するものであるので、振幅に関する誤差は生じていな
いこととなる。そこで、λ=1とし、γが0以外の所定
の値を持つこととなる。
がQPSKであるときはAとBは等しい値を取るのでA
=Bとすると、式(10)〜(13)はそれぞれ式(1
4)〜(17)のようになる。
れる変調角度はπ/4、3π/4、5π/4、7π/4の4つのう
ちのいずれかであり、角度α、βはこの4×4の組合わ
せで選ばれることとなる。
のサブキャリアの周波数が、それぞれがQPSK方式で
変調されるときに、それぞれのキャリアが4つの信号点
を指定され、16種類の場合分けができるが、その16
種類のそれぞれの場合について示したものである。
の4つの数式は、上から式(14)、(15)、(1
6)、(17)に対応する値を示しており、またγはそ
れぞれのサブキャリアの周波数により異なった値がとら
れる。
るため、QPSK変調に応用した例で述べたが、変調方
式はこれに限らず、BPSK変調や、多値QAM変調等
にも応用できることは言うまでもない。
特性差の補償は、マルチキャリアを対象とした技術に限
定されるものでなく、中心キャリアに対して正である周
波数と、負である周波数を設定して、それぞれのサブキ
ャリア周波数について信号点配置を定めて情報を伝送す
る変調方式に対しても応用ができる。
例として、λ=1と限定して前述の図14に表を示した
が、振幅誤差がある場合でも同様にしてその補正を行う
ための設定すべき信号点を求め、位相の補償と同時に振
幅差の補償も行えるものである。
えばIFFTなどでデジタル直交変調して得られる実数
部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のま
ま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調され
た信号に変換するときに、そのデジタル直交変調器がI
FFT演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互
に演算してデジタル直交変調信号を生成する場合におい
ても、その実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの
差により生じる誤差信号を、予めIFFTで実数部、及
び虚数部の信号を生成するときにその演算誤差を打ち消
すための信号点配置を与えてIFFT演算を行うため、
誤差信号を含まない、デジタル直交変調信号生成処理に
よる安定した精度の高いデジタル直交分割多重信号を得
ることができる。
交変調により生成される同相信号と直交信号の位相差、
振幅差、或いは前記デジタル変調及びデジタル直交変調
による直交性差により生じる位置誤差についても補償す
ることができる。
する中心キャリアに対して、正方向と負方向に同じ周波
数間隔はなれて設定される2つのサブキャリア間の干渉
により生じる位置誤差に関しても、前述の図14に示し
た表により、相対するサブキャリアに与えられる変調信
号に応じて設定されるマッピングテーブル値を用いてデ
ジタル変調を行うことにより、両キャリアが干渉して生
じる位置誤差を補償したデジタル直交変調信号を生成す
ることができる。
調器はI信号に続いてQ信号のデータを用いてデジタル
変調を行う構成のもので説明したが、デジタル直交変調
器の信号処理シーケンスはQ信号の演算処理を最初に行
い、次にI信号のデータを用いる演算処理する構成にし
ても同様の効果を奏する。
FFTなどでデジタル直交変調して得られる実数部、及
び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のまま中間
周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調された信号
に変換するときに、そのデジタル直交変調器がIFFT
演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互に演算
してデジタル直交変調信号を生成する場合においても、
その実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの差によ
り生じる誤差信号を、予めIFFTで実数部、及び虚数
部の信号を生成するときにその演算誤差を打ち消すため
の信号点配置を与えてIFFT演算を行うことにより、
誤差信号を含まない、デジタル直交変調信号生成処理に
よる安定した精度の高いデジタル直交変調信号を得る方
法を提供できる効果がある。
に、デジタル直交変調により生成される同相信号と直交
信号の位相差、振幅差、或いは前記デジタル直交変調に
よる直交性差により生じる位置誤差により生じる信号点
配置の位置誤差を補償しているので、請求項1の効果に
加え、実際のデジタル直交変調器の有する回路の動作誤
差に伴って生じる信号点位置の誤差を補償して動作する
安定した精度の高いデジタル直交変調信号を得る方法を
提供できる効果がある。
にデジタル直交変調器が固有に有する回路動作の誤差を
補償しているので、請求項1の効果に加え、デジタル直
交変調器が有する演算処理動作に伴って生じる信号点位
置の誤差を補償して動作する安定した精度の高いデジタ
ル直交変調信号を得る方法を提供できる効果がある。
ば、特に中心搬送波周波数に対して同じ周波数だけ正の
方向、及び負の方向に配置される2つのサブキャリアに
対しても位置誤差補償を行うので、請求項1の効果に加
え、正及び負に同一周波数で配置される2つのサブキャ
リアが干渉して生じる信号点位置の誤差を補償して動作
する安定した精度の高いデジタル直交変調信号を得る方
法を提供できる効果がある。
例えばIFFTなどでデジタル直交変調して得られる実
数部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号の
まま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調さ
れた信号に変換するときに、そのデジタル直交変調器が
IFFT演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交
互に演算してデジタル直交変調信号を生成する場合にお
いても、その実数部信号と虚数部信号の演算タイミング
の差により生じる誤差信号を、予めIFFTで実数部、
及び虚数部の信号を生成するときにその演算誤差を打ち
消すための信号点配置を与えてIFFT演算を行うの
で、誤差信号を含まない、デジタル直交変調信号生成処
理による安定した精度の高いデジタル直交変調信号を生
成する伝送信号生成装置を構成できる効果がある。
装置の概略ブロック図である。
示す図である。
トで示す図である。
タイミングをチャートで示す図である。
幅がAであるサブキャリアの状態を、虚数、実数軸によ
る2次元平面で示したものである。
ものである。
数軸による2次元平面で示したものである。
数軸による2次元平面で示したものである。
実数軸による2次元平面で示したものである。
実数軸による2次元平面で示したものである。
ωtの信号出力を得るためのマッピング点を示す図であ
る。
−ωtの信号出力を得るためのマッピング点を示す図で
ある。
れぞれがQPSK方式で変調され、それぞれのキャリア
が4信号点を指定されるときの補償されたマッピング点
を得るための表である。
Claims (5)
- 【請求項1】実数部信号と虚数部信号とを軸とする2次
元平面を複数の領域に分割し、それらの分割された領域
毎にその領域を指定するための中心的な位置を信号点と
して定めるとともに、伝送すべきデジタル情報信号をそ
の内容に応じて、複数の前記信号点のうちの特定の信号
点に順次割り付け、その順次割り付けられた各信号点に
おける実数部信号と虚数部信号とよりなる信号点情報を
デジタル変調及びデジタル直交変調を行うことにより高
周波信号に変換した伝送信号を生成する伝送信号の生成
方法において、 前記信号点の位置に割り付けられた信号点情報に対して
デジタル変調及びデジタル直交変調を行って得られた変
調信号点を、前記信号点の位置に対して点対象となる位
置に補償信号点として定める第1のステップと、 前記伝送すべきデジタル情報信号を前記第1のステップ
で定められた前記補償信号点に割り付ける第2のステッ
プと、 その第2のステップで割り付けた前記補償信号点におけ
る信号点情報をデジタル変調及びデジタル直交変調して
高周波信号を生成する第3のステップとを少なくとも有
することを特徴とする伝送信号の生成方法。 - 【請求項2】前記第1のステップにおける前記補償信号
点の位置は、前記デジタル変調及びデジタル直交変調に
より生成される同相信号と直交信号の位相差、振幅差、
或いは前記デジタル直交変調器の直交性差により生じる
誤差を補償した信号点の位置であることを特徴とする請
求項1に記載の伝送信号の生成方法。 - 【請求項3】前記第1のステップにおける前記補償信号
点の位置は、前記デジタル直交変調により信号処理され
る同相信号と直交信号のタイミングの差により生じる誤
差を補償した信号点の位置であることを特徴とする請求
項1に記載の伝送信号の生成方法。 - 【請求項4】実数部信号と虚数部信号とを軸とする2次
元平面を複数の領域に分割し、それらの分割された領域
毎にその領域を指定するための中心的な位置を信号点と
して定めるとともに、伝送すべき第1系統のデジタル情
報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうちの
特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付けた各信
号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる第1の
信号点情報を、第1のキャリア周波数により第1の変調
信号として生成し、かつ伝送すべき第2系統のデジタル
情報信号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうち
の特定の信号点に順次割り付け、その順次割り付けた各
信号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる第2
の信号点情報を、前記第1のキャリア周波数と周波数が
同一で極性の異なる第2のキャリア周波数により第2の
変調信号として生成するデジタル変調手段を用い、 前記デジタル変調手段により生成された前記第1及び第
2の変調信号をデジタル直交変調して、高周波信号に変
換した伝送信号を生成する伝送信号の生成方法におい
て、 前記伝送すべき第1及び第2系統のデジタル情報信号に
係る前記各信号点の位置に割り付けられた信号点情報に
対してデジタル変調及びデジタル直交変調を行って得ら
れた第1及び第2の変調信号点を、前記各信号点の位置
に対して点対象となる位置に第1及び第2の補償信号点
として定める第1のステップと、 前記伝送すべき第1及び第2系統のデジタル情報信号を
前記第1のステップで定められた前記第1及び第2の補
償信号点に割り付ける第2のステップと、 その第2のステップで割り付けた前記第1及び第2の補
償信号点における各信号点情報をデジタル変調及びデジ
タル直交変調して前記高周波信号を生成する第3のステ
ップとを少なくとも有することを特徴とする伝送信号の
生成方法。 - 【請求項5】実数部信号と虚数部信号とを軸とする2次
元平面を複数の領域に分割し、それらの分割された領域
毎にその領域を指定するための中心的な位置を信号点と
して定めるとともに、伝送すべきデジタル情報信号をそ
の内容に応じて、複数の前記信号点のうちの特定の信号
点に順次割り付け、その順次割り付けられた各信号点に
おける実数部信号と虚数部信号とよりなる信号点情報を
デジタル変調及びデジタル直交変調を行うことにより高
周波信号に変換した伝送信号を生成する伝送信号の生成
装置において、 前記信号点の位置に割り付けられた信号点情報に対して
デジタル変調及びデジタル直交変調を行って得られた変
調信号点を、前記信号点の位置に対して点対象となる位
置に補償信号点として定める補償信号点設定手段と、 前記伝送すべきデジタル情報信号を前記補償信号点設定
手段で設定された前記補償信号点に割り付けるマッピン
グ手段と、 そのマッピング手段で割り付けられた前記補償信号点に
おける信号点情報をデジタル変調及びデジタル直交変調
して高周波信号を生成する高周波信号生成手段とを有す
ることを特徴とする伝送信号の生成装置。
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