CN1158040A - 发送正交频分复用信号的方法及其发送设备和接收设备 - Google Patents

Abstract

用每个符号的信息信号调制每个载波，把接收侧的两种参考信号交替插入一对特定的载波，其频率相对各符号的中心载波对称，同时在两个符号的间隔改变特定载波频率，把参考信号插入各指定符号的所有载波，并经空间传输路径向接收侧发送调制载波构成OFDM信号。在接收侧解调OFDM信号，获得两种再生参考信号，比较再生参考信号与参考信号测出空间传输路径的特性，计算出校正方程，再生出各个调制信息信号，具有高精度。

Description

发送正交频分复用信号的方法及其发送设备 和接收设备

本发明涉及一种发送正交频分复用信号的方法，其中发送被变换为限制带宽的正交频分复用信号(OFDM)的编码的数字图象信号，和再生该数字图象信号；一种正交频分复用信号发送设备，其中图象信号被变换为OFDM信号，并予以发送；一种正交频分复用信号的接收设备，其中OFDM该信号被解调和再生该图象信号。

作为各种发送编码的限制频带的数字图象信号的方法之一的，一种正交频分复用(OFDM)的方法，其中按照256正交幅度调制(QAM)方法处理为多值调制的数字信号作为一个正交频分复用信号利用大量的载波被发送是公知的，因为多径传输或传输干扰的有害影响比较不容易存在于OFDM信号中，并且在OFDM方法中的频率利用系数比较高。在这种OFDM方法中，制备大量的互相正交的载波，和利用这些载波分别发送大量的数字信息片。在这种情况下，一个“第一载波正交于第二载波”的命题表示在第一(或第二)载波的载波频率中第二(或第一)载波的频谱是零。

在发送OFDM信号的发送设备中，在正交调整单元中，利用对于一个发送数据片执行逆离散富利叶变换(IDFT)得到数字基带中的多对同相(I)信号和正交(Q)信号，通过数模(D/A)变换器和低通滤波器(LPF)，各个I信号和Q信号被变换和组合为一个中频信号，中频OFDM信号在变频电路中被变频到一个射频频段，在一个带通滤波器(BPF)中从射频频段的OFDM信号中去掉无用的频率分量，在发送单元中，射频频段中的OFDM信号的电功率被放大，并且射频频段的OFDM信号从发送天线被发送。

在用于接收OFDM信号的接收设备中，射频频段的OFDM信号在变频电路中被变频为一个中频频率和在一个放大器中被放大。然后，无用的频率分量在带通滤波器中被从中频中的OFDM信号中去掉，和中频的OFDM信号在一个正交解调单元中被解调为I信号和Q信号。然后，该I信号和Q信号通过低通滤波器、模数(A/D)变换器、离散富利叶变换电路和正交调幅解码电路，和该传输的数据被恢复。

在发送和接收设备中OFDM信号的上述传输中，在一组I信号和一组Q信号之间存在关于幅度特性的差别或关于相位特性的差别的情况下，或未能向正交调制单元或正交解调单元馈送具有精确90度相位差的一对调制波或一对解调波的情况下，在发送或接收设备中出现I或Q信号的码差错。即，I或Q信号的频率的幅度和相位变化，和出现从I或Q信号向对称相对频率的串音(或一个图象分量)。

为防止码差错的出现，在未经审查的日本专利申请H6-350658(1994)、H3-76623(1991)、H5-227239(1993)、H5-110369(1993)、H3-53735(1991)、H6-188932(1994)和H4-290337(1992)中提出了用于防止在一组I信号和一组Q信号之间出现诸如幅度差别或相位差别之类的特性差别。

另外，已经提出了用于设置描述特性的I信号和Q信号的频率幅度特性和频率相位特性的校正。例如，对于发送设备已经提出了在I信号和Q信号中频率幅度特性和频率相位特性的校正，正交调制波的相位校正、中频频率频段信号的处理中的频率幅度特性和频率相位特性的校正和/或射频频率频段的处理中的频率幅度特性和频率相位特性的校正，和对于接收机设备已经提出了在I信号和Q信号频率幅度特性和频率相位特性的校正，正交调制波的相位校正、中频频率频段信号的处理中的频率幅度特性和频率相位特性的校正，在射频频率频段的处理中的频率幅度特性和频率相位特性的校正和/或对于在电波传播的多径环境中的频率幅度特性和频率相位特性的校正(未审查日本专利申请H6-311134(1994)和H5-219021(1993))。

然而，在上述常规的发送和接收设备的配置中实现上述的各校正方法之一是复杂的，从而增加了每个设备的制造成本。另外，在出现多个码差错的情况下，上述常规的发送和接收设备的配置校正所有码差错也是困难的。另外，即使执行上述各校正方法之一，也不能以高精度校正码差错。再有，所有的上述校正方法不适宜OFDM信号。

此外，在已出版未审查日本专利申请H6-188932(1994)的常规的校正方法中不能补偿一组I信号和一组Q信号之间的幅度差，在该文献中，在发送和接收设备之间的正交特性的误差是被补偿的。另外，在已出版未审查日本专利申请H4-290337(1992)中公开的常规校正方法中，通过安排在发送单元中的第一级D/A变换器的数字正交调制单元，在原理上防止了在发送设备中出现差错，因为D/A变换器的操作速度和比特宽度被限制了，但是存在一个缺点是有用的发送设备被限制了。

因此，因为每个一组I信号和一组Q信号之间的幅度特性差、一组I信号和一组Q信号之间的相位特性差、一组I信号和一组Q信号之间的正交特性的差是直接由发送信号和接收信号中的码差错引起的，所以在常规发送/接收方法和设备中去掉或补偿码差错的必要的。但是，码差错的校正受到限制。此外，由于一组I信号和一组Q信号之间的频率特性差是不能用任何常规发送/接收方法和设备补偿的，所以不能提出适合于OFDM信号的任何发送/接收方法和设备。

本发明的一个目的是考虑到常规正交频分复用信号的发送/接收方法和设备的缺点，提供一种正交频分复用信号的发送方法和设备和一种正交频分复用信号的接收设备，在该设备中用于校正出现的差错，防止码差错的出现的电路配置被简化。

另外，本发明的另一个目的是提供正交频分复用信号的发送方法和设备和适合于OFDM信号的正交频分复用信号的接收设备，在该设备中频率特性被得到校正。

这些目的是通过正交频分复用信号的发送方法实现的，该方法包括以下步骤：

制备多个具有不同频率的载波；

将多个载波分类为一个中心载波、多个具有高于中心载波的频率的正载波和多个具有低于中心载波的频率的负载波；

从发送侧对于每个符号的多个信息信号的每个信号中计算一组同相信号和正交信号；

利用来自对于每个符号的多个信息信号的多组同相信号和正交信号之一调制每个多个正载波和每个多个负载波；

对于发送侧的每个符号，将一个符号数插入多个载波之一之中，同时对于每个符号周期性地改变符号数；

在接收侧将一个公知的参考信号插入一组特定的正载波和负载波，它们的频率相对于中心载波的中心频率是彼此对称的，在发送侧选择每个符号的多个正载波和负载波，同时在每个规定时间，在参考信号被插入所有正和负载波的规定符号的条件下，改变特定正和负载波组的选择，和特定正和负载波的组是由符号数决定的；产生包含中心载波和多个已调载波的正交频分复用信号，利用该信号传送对于每个符号的多个信息信号、符号数和参考信号；

从发送侧向传输通路发送每个正交频分复用信号；

在接收侧接收从发送通路发送的每个正交频分复用信号；

解调多个在接收侧接收的正交频分复用信号的已调载波，得到多个解调的信息信号和在接收侧对于每个符号的解调的符号数；

对于各个信息信号的每个，从多个解调的信息信号中，得到多个再生的信息信号的多组再生的同相和再生的正交信号；

按照解调的符号数通过规定特定包括在正交频分复用信号中的正和负载波组，在接收侧得到对于各符号的每个的一个解调的参考信号；

从解调的参考信号中，得到对于各个符号的每个的一个参考信号；

在接收侧对于各个符号将再生的参考信号与接收侧的已知的参考信号进行比较，根据由特定正载波传送的参考信号的实部，由特定正载波传送的参考信号的虚部，由特定负载波传送的参考信号的实部，由特定负载波传送的参考信号的虚部，分别为由特定正载波传送的再生参考信号的实部，由特定正载波传送的再生参考信号的虚部，由特定解调波的负载波传送的再生参考信号的实部和由特定负载波传送的再生参考信号的虚部各获得一个传输或泄漏度；

按照对于每个符号的发送和泄漏度，检测特定正和负载波的传输通路的特性；

通过对规定各符号的传输通路的特性的重复检测，得到正和负载波的所有组的多个传输通路的特性；

计算来自传输通路特性的多个正和负载波的所有组的校正方程；

按照对于各个符号的每个的多个校正方程，校正多组再生的同相和再生的正交信号为多组经校正的同相和经校正的正交信号，从各个符号的每个的多组经校正的同相和经校正的正交的信号中，得到多个经校正的信息信号；

在上述各步骤中，一个参考信号被插入到一组正和负载波中，它的频率+Wn和-Wn彼此对称于每个符号的中心载波的中心频率F0，因为存在一种作为一个图象分量或串音，由频率+Wn(或-Wn)的载波传送的信息信号泄漏到由频率-Wn(或+Wn)的载波传送的数字信息信号的概率。因此，对于其频率为+Wn和-Wn的正和负载波的传输通路的特性可以被迅速检测到。

另外，由于一组其频率是+Wn和-Wn的正和负载波的频率+Wn和-Wn是每一规定时间变化的，参考信号被插入每一规定符号的所有组正和负载波。因此，对于所有正和负载波的传输通路的特性可以被检测到。

从而，按照传输通路的特性可以正确地再生发送到接收侧的信息信号。最好是，计算一组同相和正交信号的步骤包括以下步骤：

由A表示利用正载波传送的多个信息信号的每个的实部；

由B表示利用正载波传送的多个信息信号的每个的虚部；

由C表示利用负载波传送的多个信息信号的每个的实部；

由D表示利用负载波传送的多个信息信号的每个的虚部；

插入一个参考信号的步骤包括以下步骤：

制备第一类型的参考信号和第二类型的参考信号作为参考信号；

插入第一类型的参考信号到一组特定的正和负载波中，各频率的第一频率是相对于中心载波的中心频率对称的，对于奇数符号，一个奇数符号被插入一个载波中；

插入第二类型的参考信号到一组特定的正和负载波中，各频率的第二频率是相对于中心载波的中心频率对称的，对于偶数符号，在对应于一个偶数符号序号Ns的一组特定的正和负载波的的第二频率是与对应于一个恰好在偶数符号序号N_s之前的奇数符号序号N_s-1的一组特定的正和负载波的第一频率相同的条件下，一个偶数符号被插入一个载波中；

利用A`表示多个再生信息信号的实数部分，该信号是从正载波得到的解调载波传送的；

利用B`表示多个再生信息信号的虚数部分，该信号是从正载波得到的解调载波传送的；

利用C`表示多个再生信息信号的实数部分，该信号是从负载波得到的解调载波传送的；

利用D`表示多个再生信息信号的实数部分，该信号是从正负载波得到的解调载波传送的；

得到再生的参考信号的步骤包括以下步骤：

解调插入一组特定正和负载波的第一类型的参考信号，得到每个奇数符号的第一类型的再生的参考信号；和

解调插入一组特定正和负载波的第二类型的参考信号，得到每个偶数符号的第二类型的再生的参考信号；比较再生的参考信号的步骤包括以下步骤：

按照第一类型参考信号、第二类型参考信号、第一类型再生参考信号、和第二类型再生参考信号，计算8个表示传送和泄漏程度的系数S0到S7和满足以下关系： $\left[\begin{array}{c}{A}^{\′}\\ B^{\′}\\ C^{\′}\\ D^{\′}\end{array}\right]=\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cccc}S0,& -S1,& S2,& S3\\ S1,& S0,& S3,& -S2\\ S4,& S5,& S6,& -S7\\ S5,& -S4,& S7,& S6\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}A\\ B\\ C\\ D\end{array}\right]\end{array}$ 计算多个校正方程的步骤包括以下步骤：计算一个值 $\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cccc}H0,& H1,& H2,& H3\\ -H1,& H0,& H3,& -H2\\ H4,& H5,& H6,& H7\\ H5,& -H4,& -H7,& H6,\end{array}\right]$

其中，作为每个符号的一个校正方程，满足：

H0＝+S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)，

H1＝+S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6)，

H2＝+S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)，

H3＝+S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)，

H4＝+S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)，

H5＝+S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)，

H6＝+S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)，

H7＝+S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)和

detA＝S0^*H0+S1^*H1+S4^*H2+S5^*H3，和

校正多组再生同相和再生正交信号的步骤包括以下步骤：

按照以下关系： $\left[\begin{array}{c}\⟨A\⟩\\ \⟨B\⟩\\ \⟨C\⟩\\ \⟨D\⟩\end{array}\right]=\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cccc}H0,& H1,& H2,& H3\\ -H1,& H0,& H3,& -H2\\ H4,& H5,& H6,& H7\\ H5,& -H4,& -H7,& H6\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{A}^{\′}\\ B^{\′}\\ C^{\′}\\ D^{\′}\end{array}\right]$

计算对应正载波的多个再生信息信号的每个的实数部分A`，对应正载波的多个再生信息信号的每个的虚数部分B`，对应负载波的多个再生信息信号的每个的实数部分C`和对应负载波的多个再生信息信号的每个的虚数部分D`，

对应正载波的多个经校正的信息信号的每个的实数部分由<A>表示，对应正载波的多个经校正的信息信号的每个的虚数部分由<B>表示，对应负载波的多个经校正的信息信号的每个的实数部分由<C>表示，对应负载波的多个经校正的信息信号的每个的实数部分由<D>表示。

在上述各步骤中，第一类型参考信号被插入到在由一个偶数符号序号2(i-1)的第2(i-1)符号中的频率为+Wi和-Wi(i＝1、2、…)的一组正和负载波中和第二类型参考信号被插入到在由一个偶数符号序号(2i-1)的第(2i-1)符号中的频率为+Wi和-Wi(i＝1、2、…)的一组正和负载波中。被插入每组正和负载波的第一类型参考信号和第二类型参考信号被发送到传输通路，和在接收侧作为第一类型再生参考信号和第二类型再生参考信号被接收。因此，即使在按照该传输特性的传输通路中，由频率为+Wi(或-Wi)的载波传送的信息信号泄漏到由频率为-Wi(或+Wi)的载波传送的数字信息中，由于从第一类型参考信号、第二类型参考信号、第一类型再生参考信号和第二类型再生参考信号得到的8个系数S0到S7，对于每组正和负载波的传输通路的特性被检测。

因此，在按照从系数S0到S7得到的校正方程，再生信息信号被校正的情况下，与来自发送侧的发送的信息信号一致的经校正的信息信号可以以高精度地得到。

最好是，插入一个参考信号的步骤包括以下步骤：

制备第一类型参考信号和第二类型参考信号作为参考信号；

插入第一类型参考信号到一组特定的正和负载波中，该载波的第一频率相对于中心载波的中心频率是互相对称的，对于每个奇数符号，一个奇数符号被插入到一个载波中；

插入第二类型参考信号到一组特定的正和负载波中，该载波的第二频率相对于中心载波的中心频率是互相对称的，对于每个偶数符号，在对应于一个偶数符号序号Ns的一组特定正和负载波的第二频率是与对应一个恰好在该偶数符号序号Ns之前的奇数符号序号Ns-1的一组特定的正和负载波的第一频率相同的条件下，一个偶数符号被插入到一个载波中；

利用Ps表示插入到特定正载波中的第一类型参考信号和第二类型参考信号的实部；

利用Qs表示插入到特定正载波中的第一类型参考信号和第二类型参考信号的虚部；

利用Rs表示插入到特定负载波中的第一类型参考信号和第二类型参考信号的实部；

利用Us表示插入到特定正负载波中的第一类型参考信号和第二类型参考信号的虚部；

设置第一类型参考信号的实部Ps和第一类型参考信号的虚部Qs的一个为一个不等于0的第一规定值；

设置第一类型参考信号的实部Ps和第一类型参考信号的虚部Qs，第一类型参考信号的实部Rs和第一类型参考信号的虚部Us的另一个为0；

设置第二类型参考信号的实部Ps和第二类型参考信号的虚部Qs的一个为一个不等于0的第一规定值；

设置第二类型参考信号的实部Ps和第二类型参考信号的虚部Us，第二类型参考信号的实部Rs和第二类型参考信号的虚部Qs的另一个为0。

在上述各步骤中，由于每个第一类型参考信号和第二类型参考信号的是部分中的三部分被设置为0，传输通路的特性的计算可以容易地执行。

另外，各目的是利用提供一个正交频分复用信号发送设备实现的，该设备包括：

算术计算执行装置，用于对各个符号的每个的多个数字信息信号的实数和虚数部分执行逆富利叶变换，产生多组同相数字信号和正交数字信号；

数模变换装置，用于变换由算术计算执行装置产生的各组同相数字信号和正交数字信号为多组同相模拟信号和正交数模拟信号；

正交调幅执行装置，用于对在数模变换装置中产生的多组同相模拟信号和正交数模拟信号执行正交调幅，利用多组同相模拟信号和正交数模拟信号调制具有不同频率的多个载波，和产生用于每个符号的包括多个具有不同频率的已调载波的正交频分复用信号，多个已调载波被分为一个中心载波、多个频率高于中心载波的中心频率的正载波和多个其频率低于中心载波的中心频率的负载波；

符号序号产生和插入装置，用于产生每个符号的符号序号，同时周期性改变符号序号的值，和对于每个符号插入每个符号的序号到在正交调幅执行装置中得到的多个已调载波中；

参考符号产生和插入装置，用于在接收侧产生一个公知的参考信号和插入该参考信号到一组特定的正载波和特定的负载波，它们的频率相对于中心载波的中心频率是互相对称的，从多个正和负载波中进行选择，同时在每个规定时间，在参考信号被插入每个规定符号的所有正和负载波和在每个符号中是由符号序号规定的该组特定的正和负载波条件下，改变对该组正和负载波的选择；和

发送装置，用于发送用于每个符号的，由符号序号产生和插入装置产生的符号序号被插入到多个已调载波之一，和由参考信号产生和插入装置产生的参考信号被插入到一组特定正和负载波中的正交频分复用信号到一个传输通路，和正交频分复用信号接收装置包括：

接收装置，用于从一个传输通路，接收对于每个符号的包括多个具有不同频率的已调载波正交频分复用信号，多个已调信号是由多组表示多个数字信息的同相和正交信号调制的，多个已调信号被分类为一个中心载波，多个其频率高于中心载波的中心频率的正载波和多个其频率低于中心载波的中心频率的负载波，参考信号被插入到一组特定正载波和特定负载波中，它们的频率相对于中心载波的中心频率是对称的，低于每个符号，从多个正和负载波中进行选择，同时每个规定时间改变该组特定正和负载波的选择，和在每个符号中该组特定的正和负载波是由符号序号规定的，对于每个符号该序号的值是周期性地改变的和对于每个符号被插入到多个已调载波之一；

正交解调装置，用于对通过接收装置接收的对于每个符号的正交频分复用信号执行正交解调，得到多组解调的同相和正交的信号、解调的参考信号和解调的符号序号；

再生装置，用于对多组解调的同相和正交信号、解调的参考信号和对于每个符号的符号序号执行离散富利叶变换，和得到多组再生的表示多个再生的同相和正交信号，该信号表示多个在传输通路中受到损伤的再生数字信息信号、在传输通路中受到损伤的参考信号和对于每个符号的符号序号；

检测装置，用于检测对应于从再生装置得到的对于每个符号的再生的参考信号和符号序号的一组特定的正和负载波的传输通路特性；

校正方程导出装置，用于导出一个对应于每个符号的，从通过检测装置检测出的传输通路的特性的，一组特定正和负载波的校正方程；和

校正装置，用于校正在再生装置中按照每个符号的校正方程得到的多组再生的同相和正交信号，和得到多个经校正的数字信息信号，在该信号中在传输通路接收的多个再生的数字信息信号的损伤已被校正。

在上述的配置中，在数字信息信号中的同相和正交信号的差错是由每对同相和正交信号之间的幅度特性的差异、每对同相和正交信号之间的相位特性的差异、和每对同相和正交信号之间的正交性的差异引起的。在信号发送设备中，每个数字信息信号被分离为一对同相和正交信号前，不能引起任何误差。另外，在信号接收设备中，每对同相和正交信号被组合为一个数字信息信号后，不能引起任何误差。在现有技术中，校正操作是试图缩小每对同相和正交信号之间的特性差和调整同相和正交信号的特性到达规定的值。因此，在校正操作中存在某些制约，使得特性的差不能被充分地被校正。即，防止差错出现的校正不能被充分地执行。

在本发明中，出现差错是允许的，和出现的差错被予以校正。即，在信号发送设备中，信号接收设备公知的参考信号被插入到每个正交频分复用信号，表示一对同相和正交信号之间的误差的发送通路的特性，按照由信号接收设备接收的再生的参考信号和由信号接收设备公知的参考信号来检测，校正方程是由每个传输通路特性导出的，和按照校正方程校正每对再生的同相和正交信号。

在这种情况下，假设16个系数被用来表示每对同相和正交信号的传输通路的特性，和传输通路特性是在信号发送设备中，通过每四个符号发送插入到4个正交频分复用信号中的4个类型的参考信号到信号接收设备来检测的，降低了随时间变化的传输通路特性的跟踪速度。

因此，在本发明中，两种类型的参考信号的每一种被插入到一组特定的正和负载波中，该载波是相对于执行载波互相对称的，和由于正交误差，作为串话互相泄漏。此外，由符号序号规定一个参考信号被插入的每组特定的正和负载波，和该组特定的正和负载波是每一规定时间变化的(或每两个符号)。因此，所有组正和负载波的每一个是作为一组特定的正和负载波被选择的，和可以检测所有组正和负载波的传输通路的特性。

因此，数字信息信号的同相和正交信号的频率特性可以被按照现有技术一样的方式被校正。此外，诸如每对由一个载波传送的同相和正交信号之间的幅度特性的差异、每对由一个载波传送的同相和正交信号之间的相位特性的差异、发生在正交幅度调制执行装置中的正交性误差和发生在正交调制装置中的正交性的误差之类的特性误差可以被校正。因此，不要求缩小特性误差、不要求考虑特性误差随温度的变化、不要求考虑特性误差随时间的变化、和正交频分复用信号的传输可以以高精度地进行。

各个目的也可以利用提供正交频分复用信号的发送方法来实现，包括以下步骤：

制备多个具有不同频率的载波；

分类多个载波为一个中心载波、多个具有高于中心载波的频率的正载波和多个具有低于中心载波的频率的负载波；

在发送侧对于每个符号，从多个信息信号的每一个中计算一组同相和正交信号；

在发送侧对于每个符号，利用多个信息信号中的一个调制多个正载波的每一个和多个负载波的每一个；

将在接收侧公知的参考信号插入一组特定正载波和特定负载波，它们的频率相对于中心载波的中心频率是对称的，在发送侧对于每个符号从多个正和负载波中进行选择，同时在每个规定的时间，每个规定的符号，参考信号被插入到所有正和负载波和该组特定的正载波的条件下，改变该组特定的正和负载波的选择；

产生一个包括中心载波和多个已调的正和负载波正交频分复用信号，对于多个符号的每个符号，通过这些载波，多个信息信号和参考信号被传送；

从发送侧发送每个正交频分复用信号到传输通路；

在接收侧接收从传输通路传输的每个正交频分复用信号；

解调在接收侧接收的正交频分复用信号的多个已调正和负载波，得到在接收侧的对于每个符号的多个解调的信息信号和解调的参考信号；

从对于每个符号的多个解调的信息信号和解调的参考信号得到多个再生的信息信号和再生的参考信号；

通过比较再生的参考信号与在接收侧公知的参考信号，在接收侧检测对于每个符号的，对于一组由该组特定的正和负载波传送的特定的再生信号的传输通路的传输特性；

从对于每个符号的传输特性，计算对于该组特定再生的信息信号的第一校正方程；

按照该第一校正方程，校正该组特定再生的信息信号，得到第一每个符号的一组第一已校正的信息信号；

制备一个信号安排，在该安排中允许安排多个信息信号的多个信号位置；

制备一个初始第二校正方程；

按照初始第二校正方程或以前计算的第二校正方程，校正该组第一经校正的信息信号，得到对于每个符号的第二经校正的信息信号；

按照从对于该组第二经校正的信息信号的信号安排中选择的一个特定的信号位置与该组第二经校正的信息信号一个信号位置之间的差，检测对于每个符号的该组第二经校正的信息信号的传输通路的高速变化特性；

从传输通路的高速变化特性和对于一个在下一个符号之前的当前符号的第二经校正的信息信号，计算对于下一个符号的更新的第二校正的方程，按照更新的第二校正方程，校正一组对应于下一个符号的第一经校正的信息信号为一组第二经校正的信息信号；

更新的第二校正方程，重复该组第一校正信息信号的校正，得到对应于所有信息信号的多个第二经校正的信息信号；和

输出对于每个符号的第二经校正的信息信号。

另外，各个目的还是通过提供正交频分复用信号发送方法实现的，包括以下步骤：

制备多个具有不同频率的载波；

在发送侧，对于每个符号，从多个信息信号的每个中，计算一组同相和正交信号；

将在接收侧公知的参考信号插入到从在发送侧对于每个符号的多个载波中选择的一个特定的载波中，同时在每个规定的符号的参考信号被插入到所有载波的条件下，每个规定时间改变该特定载波的选择；

利用从对于每个符号的多个信息信号中计算的多组同相和正交信号之一调制多个载波的每个，传输多个已调载波；

传输一个包括多个已调载波的正交频分复用信号，通过该信号对于每个符号的多个信息信号的多组同相和正交信号和参考信号被传送；

从发送侧向传输通路发送每个正交频分复用信号；

在接收侧接收从发送侧发送的每个正交频分复用信号；

解调多个在接收侧接收的正交频分复用信号的多个已调载波，在接收侧得到对于每个符号的多组多个解调信息信号的解调的同相和正交信号和解调的参考信号；

从对于每个符号的多个解调的信息信号中，得到多个再生的参考信号；

从对于每个符号的解调的参考信号中，得到一个再生的信息信号；

比较再生的参考信号与对于每个符号在接收侧公知的参考信号，得到从每个参考信号的实部和参考信号的虚部到每个再生参考信号的实部和再生参考信号的虚部的多个改变度；

按照对于每个符号的改变度，检测对于由特定已调载波传送的特定再生的信息信号的传输通路的特性；

从对于每个符号的传输通路的特性，计算对于特定再生信息信号的第一校正方程；

按照第一校正方程，校正特定再生信息信号，得到对于每个符号的第一经校正的信息信号；

制备一种信号安排，在该安排中，安排了允许安排多个信息信号的多个信号位置；

制备一个初始第二校正方程；

按照初始第二校正方程或以前计算的第二校正方程，校正第一经校正的信息信号，得到对于每个符号的第二经校正的信息信号；

按照从对于该组第二经校正的信息信号的信号安排中选择的一个特定的信号位置与该组第二经校正的信息信号一个信号位置之间的差，检测对于每个符号的该组第二经校正的信息信号的传输通路的高速变化特性；

按照更新的第二校正方程，从传输通路的高速变化特性和下一个符号之前的一个当前的符号的第二校正的信息信号计算一个更新的第二校正方程，将对应于下一个符号的一个第一校正的信息信号校正为一个第二校正的信息信号；

按照更新的第二校正方程重复第一信息信号的校正，得到对应所有的信息信号的多个第二校正的信息信号；和

为每个符号输出第二校正的信息信号。

在上述各个步骤中，在按照一个第一校正方程，每个再生的信息信号被校正为一个第一校正的信息信号以后，按照一个第二校正方程，每个第一校正信息信号被校正为通过第二校正的信息信号，从每个第一校正的信息信号中去掉传输通路的高速变化特性的反相干扰。

因此，可以以高可靠性地得到与多个信息信号几乎一致的多个第二校正的信息信号，甚至在诸如在传输通路中出现移动通信的多径环境之类的高速变化的特性的情况下。

本发明的各个目的、特点和优点从下面结合附图的详细描述中将变得显而易见，其中：

图1是按照本发明的第一实施例的正交频分复用信号的发送设备的方框图；

图2A表示输入到图1所示的算术单元的256数字信息信号的频谱；

图2B表示通过正交调制图2A所示的256数字信息信号得到的OFDM信号的频谱；

图2C表示沿时间轴串行安排的多个符号；

图2D是符号的同步信号和一系列符号的定时图；

图3是按照本发明的第一实施例的正交频分复用信号的接收设备的方框图；

图4是正交频分复用信号发送和接收设备的方框图，其中一组I和Q信号是按照本发明的第一实施例进行处理的；

图5是表示在图3中的FFT电路和QAM再生电路的方框图；

图6是表示在表示在图3中的FFT电路中执行快速富利叶变换的流程图；

图7是按照本发明的第二实施例的正交频分复用信号的发送设备的方框图；

图8是按照本发明的第二实施例的正交频分复用信号的接收设备的方框图；

图9是正交频分复用信号发送和接收设备的方框图，其中一组I和Q信号是按照本发明的第二实施例进行处理的；

图10是表示在图8中的FFT电路和QAM再生电路的方框图；

图11表示用于矩阵K的差错信号的安排；

图12是用于按照本发明的第三实施例改变I和Q信号为I`和Q`信号的发送系统电路的方框图；

图13是按照本发明的第三实施例的正交频分复用信号的接收设备的方框图；

图14是是表示在图13中的FFT电路和QAM再生电路的方框图；

图15表示允许多个信息信号的多个信号位置的安排。

参照各附图描述按照本发明的正交频分复用信号的发送方法和设备和正交频分复用信号的接收设备。

图1是按照本发明的第一实施例的正交频分复用信号的发送设备的方框图；

如图1所示，正交频分复用信号发送设备11包括：

输入电路12，用于接收表示各串行数字信息的多个数字信息信号；

算术单元13，用于对一组每个符号的数字信息信号执行逆离散富利叶变换和从每个数字信息信号中产生一个同相和正交信号的数字组；

符号序号计数电路14，用于在以增加序产生从最小序号到最大序号排列的符号序号和符号序号的产生是被循环的和将每个符号序号插入对应于一个符号的一组同相和正交信号的数字组表示该符号的序号的条件下，为每个符号产生一个符号序号；

参考信号插入电路15，用于产生和插入一种类型的参考信号到一个特定的同相和正交信号的数字组中，该信号是从对应于一个符号的一组同相和正交信号的数字组中选择的，和有待于利用一对特定的载波予以发送，该载波的频率相对于一个中心频率F0相互对称，同时，在每个符号的这对载波是由一个符号序号规定的条件下，变化每个符号的特定载波对；

对称缓冲器16，予以暂存在算术单元13产生的同相和正交信号的多个数字组；

数模(D/A)变换器17，用于将同相和正交信号的数字组执行D/A变化为多个模拟的正交频分复用信号组；

低通滤波器18，用于通过低频段的模拟的同相和正交信号组；

中频振荡单元19，用于振荡出中频波；

90度相移器20，用于相移中频波90度；

正交调制单元21，用于利用中频波和相移的中频波，以符号序号、参考信号和每个符号的同相和正交信号的一个模拟组调制频率F0的中心载波、多个具有高于频率F0的不同频率的正载波和多个具有低于频率F0的不同频率的负载波波，和产生包括一个解调的中心载波和多组解调的正和负载波的一个正交频分复用(OFDM)信号，通过该信号，对于每个符号的数字信息信号、符号序号和参考信号被传送；

时钟分频器22，用于通过分频中频振荡器19振荡的中频波，周期性地产生时钟信号，和发送每个时钟信号到输入电路12、算术单元13、输出缓冲器16和D/A变换器17；

变频单元23，用于将利用在OFDM信号的中频频段的已调波变换到射频频段的已调波；

发送单元24，用于放大由射频频段载波传送的OFDM信号和发送该OFDM信号到空间传输通路。

在上述的配置中，多个分别由复数表示的数字信息信号以数据流形式被输入到输入电路12。例如，按照一种编码方法，诸如，用于编码彩色动态图象的运动图象专家组(MPEG)方法编码的数字图象信号或数字话音信号作为一个数字信息片被输入。在输入电路12中，一种纠错码被附加到每个数字信息信号上，如果必要，是与从时钟分频器22发送的时钟信号同步的。在时钟分频器22中，从中频振荡单元19发送的10.7MHz的中频信号被分频，和一个时钟信号以与分频的中频相同步地被重复地产生。

此后，附加上纠错码的数字信号以并行方式被馈送到算术单元13，对每个数字信息信号执行逆离散富利叶变换，和从每个数字信息信号中产生一个同相(I)和正交(Q)信号的模拟组。另外，从符号序号计数电路14发送的符号序号被输入到用于每个数字信息信号的算术单元13的一个规定的输入端，从参考信号插入电路15发送的参考信号被输入到用于每个数字信息信号的算术单元13的另一个规定的输入端，和对于符号序号和参考信号执行逆离散富利叶变换。

例如，在期望由具有不同频率的256载波传送的254数字信息信号作为254信息信号被输入到算术单元13的情况下，对254数字信息信号和两个导频信号执行两倍取样(即，M点IDFT，M＝512)的逆离散富利叶变换，和产生256组I和Q数字信号。如图2A所示，到算术单元13的各个载波的输入分配是按照下列载波频率次序确定的。用于调制载波的信息信号被分配给从n＝0到n＝129的129个载波，从n＝129到n＝383的每个载波的电平被设置为0，不产生任何信息信号，和用于调制载波的信息信号被分配给从n＝384到n＝511的128个载波，即，512个输入端被设置为用于算术单元13的设置信息流的虚部，和其它512个输入端被设置为用于算术单元13的设置信息流的实部，对应从n＝1到n＝127的载波的127个信息信号被输入到从第1(n＝1)到第127(n＝127)的127个输入端，其它的对应从n＝385到n＝511的载波的127个信息信号被输入到从第385(n＝385)到第511(n＝511)的127个输入端，一个恒定的直流电压被输入到第0输入端(n＝0)，一个起到导频信号作用的固定电压例如被输入到第128输入端(n＝M/4，M＝512)和第384输入端(n＝3M/4)。

因此，在算术单元13中，分别包括4比特的254实数信号和分别包括4比特的254个虚数信号作为输入信息被输入到从第1到第127输入端的127个输入端和从第385到第511输入端的127个输入端，一个恒定电压作为输入信息被输入到第0、第128和第384输入端，和一个0值作为输入信息被输入到从第129到第383输入端的其它各个输入端。然后，对每个256输入信息信息片执行逆离散富利叶变换，得到多个对于每个符号的I信号和Q信号，一个保护间隔被插入到包括I信号和Q信号的每个符号中，和每个取样周期，一组I信号和Q信号被输出到输出缓冲器17。如图2C所示，每个取样周期包括存在256 I信号和Q信号的有效符号周期和一个用于保护间隔周期。

在这种情况下，输入到第0输入端的输入信息输入是由具有频率F0的执行载波发送的，输入到从第1到第128输入端的128个输入信息是由其频率高于中心载波的频率F0的高频信息发送载波(下文称为正载波)发送的，和输入到从第384到第511输入端的128个输入信息是由其频率低于中心载波的频率F0的低频信息发送载波(下文称为负载波)发送的。具体讲，在执行逆离散富利叶变换以后，输入到第128和第384输入端的导频信号通过一对其频率等效于耐奎斯特频率的1/2的载波传送的。另外，一个0值被插入到从第129到第383的255个输入端，作为地电位不产生任何载波。即，输入到从第129到第383的255个输入端的输入信息不用作信息传输。

在算术单元13中，每次逆离散富利叶变换，来自输入到用于数字信息流的实部的各输入端的256片输入信息和输入到用于数字信息流的虚部的各输入端的256片输入信息，以作为512个时间轴的脉冲串形式产生256个I信号和256个Q信号。可是，在下列单元17、21、23和24中，以恒定数据读出速率连续处理I信号和Q信号。然后，I信号和Q信号被暂存在输出缓冲器16中，用于补偿算术单元13和下列单元17、21、23和24一群之间的操作速度的差。

存储在输出缓冲器16中的I和Q信号以与时钟分频器的时钟信号相同步的方式被连续地读出和在D/A变换器17和低通滤波器18中被处理。即，I和Q信号以与作为取样时钟的时钟信号相同步的方式，被变换为多个模拟的I和Q信号，和一个要求的频段的I和Q信号通过低通滤波器18和被发送到正交调制单元21。

另外，在中频振荡单元19产生具有10.7MHz中频频率的信号，和该具有中频频率的信号的相位在90度相移器20中相移90度，产生一个相移信号。以后，具有中频10.7MHz的和相移的信号被发送到正交调制单元21。

在正交调制单元21中，具有中频10.7MHz的信号被用作第一载波，被相移的信号被用作第二载波，和对256I模拟信号和256Q模拟信号执行正交幅度调制，产生包括256已调载波和中心载波的OFDM信号。即，制备被分为具有中频10.7MHz的中心载波、128个其频率高于中心载波的10.7MHz频率的正载波和128个其频率低于中心载波的10.7MHz频率的负载波的257个载波，128个正载波和128个负载波被256I模拟信号和256Q模拟信号调制，产生256已调载波。

然后，从正交调制单元21输出的OFDM信号在变频单元23被变频到一个预定发送频段的射频，在发送单元24中OFDM信号的电功率被放大，和OFDM信号被从天线发送到空间的传输通路。

图2B表示OFDM信号频谱的例子。在图2B中，“-256”和“+256”表示用于发送输入到算术单元13的第256(n＝M/2)输入端的一个信号的一组正载波和负载波。在个实施例中该信号是没有被利用的。另外“+128”表示用于发送输入到算术单元13的第128(n＝M/4)输入端的正载波。负载波和正载波“-128”和“+128”被利用在一组中。

从正交频分复用信号发送设备11发送的OFDM信号被正交频分复用信号接收设备31接收，如图3所示。

图3是按照本发明的正交频分复用信号接收设备31的方框图。

如图3所示，正交频分复用信号接收设备31包括：

接收单元32，用于接收和放大对于每个符号的OFDM信号；

变频单元33，用于变换OFDM信号的射频频率为中频频率；

中频放大器单元34，用于放大传送OFDM信号的载波；

载波提取单元35，用于从OFDM信号中提取中心载波；

中频振荡单元36，用于产生具有10.7MHz的中频波，它的相位是与中心载波同步的；

90度相移器37，用于将中频波相移90度；

正交调制单元38，用于通过利用中频波作为第一解调载波和相移中频波作为第二解调载波，对OFDM信号执行正交调制和得到模拟解调OFDM信号(或多组表示多个解调信息信号、一个解调参考信号和一个解调符号序号的解调模拟同相和正交信号)；

同步信号产生电路39，用于从取样同步信号中产生系统时钟信号和从模拟解调信号中产生符号同步信号；

低通滤波器40，用于传送一个要求频段的多组解调的同相和正交信号；

模数(A/D)变换单元41，用于变换多组解调的同相和正交信号为多组解调的表示与系统时钟同步的，多个解调的数字信息信号、解调的参考信号和解调的符号序号的数字同相和正交信号；

保护间隔周期处理电路42，用于按照系统时钟，从每个符号周期去掉保护间隔，得到多组解调的同相和正交信号；

快速富利叶变换(FFT)电路43，用于对从保护间隔周期处理电路42输出的与系统时钟同步的多组同相和正交信号执行复数富利叶变换，得到多个再生的数字信息信号的实和虚部和计算该数字信息信号的实和虚部的电平；

正交幅度调制(QAM)再生电路44，用于从解调的符号序号和解调的参考信号中得到符号序号和参考信号，从接收设备31公知的参考信号和再生的参考信号导出校正方程，和校正再生的数字信息信号的实和虚部的电平，得到多个经校正的信息信号；和

输出电路45，用于输出多个经校正的信息信号到输出端46。

在上述的配置中，通过空间通路发送的OFDM信号波接收单元32通过天线接收和波高频放大。然后，OFDM信号的载波的射频在变频单元33被变换到中频，利用中频放大单元34OFDM信号被放大。

然后，利用载波提取单元35在相位误差被减小的条件下，以高精度提取OFDM信号的中心载波。在这种情况下，用于传送OFDM信号的信息片的载被按每387Hz的有效符号频率被分隔。即，由一对彼此不同的相邻载波的频率相互差一个387Hz的有效符号频率。然后，与中心载波相邻的两个发送信息的载波的频率的每个与中心载波差387Hz。为了避免当接收中心载波时，邻近中心载波发送信息的载波的有害影响，要求具有高选择性的电路。

在这个实施例中，在载波提取电路35中安排了锁相环(PLL)电路。在这种情况下，压控型晶体振荡器(VCXO)被用作包括在PLL电路只得压控振荡器，在VCXO中晶体振荡器振荡在约等于有效符号频率(387Hz)的1/2的±200Hz的振荡频率变化范围内，和与387Hz的有效符号频率比较截止频率足够低的低通滤波器被安排在PLL电路中。

由载波提取单元35提取的中心载波被发送到中频振荡单元36，以及相位与中心载波相同步的10.7Hz中频波振荡。该中频波作为用于已调的载波的解调的等于载波被馈送到正交调制单元38。另外，中频载波被发送到90度相移器37，中频波的相位被相移90度，和相移的中频波作为第二载波被馈送到正交调制单元38。

然后，由中心载波F0传送的OFDM信号被解调为等效于输入到正交调制单元21的模拟信号的模拟解调的OFDM信号(或多组表示多个解调的信息信号、解调的参考信号和解调的符号序号的解调的模拟同相和正交信号)，和该模拟解调信号被发送到低通滤波器40。要求频段的模拟解调OFDM信号通过低通滤波器40和被馈送到A/D变换器41，和模拟的解调OFDM信号被变换为多组表示多个解调的数字信息信号、解调的参考信号和解调的符号序号的解调的数字同相和正交信号。

在这种情况下，在A/D变换单元41中对从LPF40发送来的模拟解调的OFDM信号的取样操作是与在同步信号发生电路39中产生的取样同步信号同步地执行的。取样同步信号是从导频信号中产生的，和取样同步信号的取样时钟频率是高于奈奎斯特频率的两倍。即，由于导频频率是奈奎斯特批了的一半，所以导频频率被乘4，得到具有取样时钟频率的取样同步信号。

同步信号产生电路39包括：具有PLL电路的同步信号产生单元由于从载波提取单元35接收的中心载波和产生取样同步信号，它的相位是与作为在包括保护间隔的每个符号周期中的连续信号的导频信号相同步的，用于检查导频信号的相位条件的符号同步信号产生单元通过利用取自取样同步信号产生单元的一部分，检测符号周期和产生一个符号同步信号；和用于产生系统时钟信号的系统时钟产生单元，该信号用于从取样同步信号中去掉保护间隔周期和符号同步信号。在图2D中表示具有对于每个符号的一个脉冲的符号同步信号。

从A/D变换单元41馈送的对于每个符号的多组解调的数字同相和正交信号被发送到保护间隔周期处理电路42，在每个由于保护间隔周期的加入减小了多径失真的有效符号周期中，通过在处理电路42中长符号周期中去除保护间隔周期，得到与系统时钟信号同步的多组解调的同相和正交信号，和多组解调的同相和正交信号被馈送到FFT电路43。在FFT电路43中，对与系统时钟信号同步的多组解调的同相和正交信号执行复数富利叶变换，计算多组与系统时钟信号同步，表示多个再生的信息、一个再生的参考信号和符号序号的再生的同相和正交信号和由通过空间传输通路的已调载波传送的多个再生信息信号的实和虚部的各电平。

多个再生信息信号的实和虚部的各电平在QAM再生电路中被与一个对应于一对特定的传送一个由接收设备31已知的参考信号的正和负载波的再生信号输出相比较。即，由已调载波传送的多个再生信息信号的实和虚部的每个电平在QAM再生电路44中被校正，从再生的信息信号中得到多个经校正的信息信号。该经校正的信息信号在输出电路45中被处理。即，以并行发送到输出电路45的经校正的信息信号被变换为以串行方式的经校正的信息信号，然后，经校正的数字信息信号被输出到输出端46。

在仅考虑I和Q信号的传输的情况下，用于实现按照第一实施例的正交频分复用信号的发送方法的一套正交频分复用信号的发送设备11和正交频分复用信号的接收设备31被利用如图4所示的正交频分复用信号的发送和接收设备来简单解释。

图4是处理I和Q信号的正交频分复用信号的发送和接收设备的方框图。

如图4所示，正交频分复用信号发送和接收设备50包括：对应于一组D/A变换单元17、LPF18和复用器(未示出)的一套同相信号处理单元51和正交信号处理单元52，对应于正交调制单元21的一套第一乘法器53、第二乘法器54和加法器55，对应于一组变频单元23、发送单元24、空间传输通路的各特性、接收单元32、带通滤波器(未示出)、变频单元33和中频放大单元34的传输系统电路56，对应于一组载波提取单元35和正交解调单元38的一套第一乘法器57和第二乘法器58，和对应于一组LPF40和A/D变换单元41的一套特性信号处理单元59和正交信号处理单元60。

当分配给+Wn频率的正载波的数字信息信号由复数(P+jQ)表示时，在算术单元13中按照逆离散富利叶变换，该复数(P+jQ)被变换为一组具有时间轴波形的同相(I)信号SI(Wn)和正交(Q)信号SQ(Wn)。另外，当分配给-Wn频率的相对于频率为F0的中心载波对称于正载波的负载波的另外的数字信息信号由另外的复数(r+ju)表示时，在算术单元13中按照逆离散富利叶变换，该复数(r+ju)被变换为一组具有时间轴波形的同相(I)信号S_I(-Wn)和正交(Q)信号S_Q(-Wn)。该I和Q信号用公式表示为如下。

S_I(Wn)＝A^*COS(+Wn^*t+a)    …(1)

S_Q(Wn)＝A^*SIN(+Wn^*t+a)    …(2)

S_r(-Wn)＝B^*COS(-Wn^*t+b)   …(3)

S_Q(-Wn)＝B^*SIN(-Wn^*t+a)   …(4)

其中应当满足 a＝tan^-1(Q/P)，

和b＝tan^-1(u/r)。S_I(Wn)表示复数(P+jQ)的I信号、S_Q(Wn)表示复数(P+jQ)的Q信号、S_r(-Wn)表示复数(r+ju)的I信号、S_Q(-Wn)表示复数(r+ju)的Q信号。当I信号S_I(Wn)和S_r(-Wn)被输入到同相信号处理单元51时，每个I信号的幅度由系数X1改变和每个I信号的相位由系数C1改变。另外，当Q信号S_Q(Wn)和S_Q(-Wn)被输入到正交信号处理单元52时，每个Q信号的幅度由系数X2改变和每个Q信号的相位由系数C2改变。从处理单元51输出的I信号S_I(Wn)和S_r(-Wn)被按照方程(5)和(7)表示，和从处理单元52输出Q的信号S_Q(Wn)和S_Q(-Wn)被按照方程(6)和(8)表示。

S_I(Wn)＝X1^*A^*COS(+Wn^*t+a+c1)    …(5)

S_Q(Wn)＝X2^*A^*SIN(+Wn^*t+a+c2)    …(6)

S_r(-Wn)＝X1^*B^*COS(-Wn^*t+b+c1)   …(7)

S_Q(-Wn)＝X2^*B^*SIN(-Wn^*t+a+c2)   …(8)

然后，I信号S_I(Wn)和S_r(-Wn)在第一乘法器53中被第一调制波X3^*COS(W0^*t+C3+C4)相乘来调制I信号，使得I信号S_I(Wn)和S_r(-Wn)按照方程(9)和(10)来表示。另外，Q信号S_Q(Wn)和S_Q(-Wn)在第二乘法器54中被第二调制波X4^*SIN(W0^*t+C3)相乘来调制Q信号，使得Q信号S_Q(Wn)和S_Q(-Wn)按照方程(11)和(12)来表示。

S_I(Wn)＝X1^*A^*COS(Wn^*t+a+c1)^*X3^*COS(W0^*t+C3+C4)

＝(1/2)^*X1^*X3^*A{CON((W0+Wn)t+a+c1+C3+C4)+CON((W0-Wn)t-a-C1+C3+C4)}    …(9)

S_r(-Wn)＝X1^*B^*COS(-Wn^*t+b+c1)^*X3^*COS(W0^*t+C3+C4)

   ＝(1/2)^*X1^*X3^*A{CON((W0-Wn)t+a+c1+C3+C4)+CON((W0+Wn)t-b-C1+C3+C4)}    …(10)

S_Q(Wn)＝X2^*A^*SIN(+Wn^*t+a+c2)^*(-X4^*)SIN(W0^*t+C3)

   ＝(1/2)^*X2^*X4^*A{CON((W0+Wn)t+a+c2+C3)-

CON((W0-Wn)t-a-C2+C3)}    …(11)

S_Q(-Wn)＝X2^*B^*SIN(-Wn^*t+a+c2)^*(-X4)^*SIN(W0^*t+C3)

   ＝(1/2)^*X2^*X4^*B{CON((W0-Wn)t+b+c2+C3)-

CON((W0+Wn)t-b-C2+C3)}    …(12)

其中系数C4表示正交误差。I和Q信号S_I(Wn)、S_Q(Wn)、S_r(-Wn)和S_Q(-Wn)在加法器55中相互相加，得到组合信号Sc(Wn、-Wn)。在加法器55中出现幅度和相位变化的情况下，对于I信号幅度的变化被系数X1或X3吸收和对于Q信号被系数X2或X4吸收，和相位的变化对于I信号被系数C3+C4吸收和对于Q信号被系数C3吸收。组合信号Sc(Wn、-Wn)的(W0+Wn)分量是按照方程(13)表示的，和组合信号Sc(Wn、-Wn)的(W0-Wn)分量是按照方程(14)表示的。

(W0+Wn)分量：

(1/2)[X1^*X3{ACOS((W0+Wn)t+a+C1+C3+C4)+BCOS((W0+Wn)t-b-C1+C2+C3+C4)}+X2^*X4{ACOS((W0+Wn)t+a+C2+C3)-BCOS((W0+Wn)t-b-C2-C3)}    …(13)

(W0-Wn)分量：

(1/2)[X1^*X3{BCOS((W0-Wn)t+a+C1+C3+C4)+ACOS((W0-Wn)t-b-C1+C2+C3+C4)}+X2^*X4{BCOS((W0-Wn)t+a+C2+C3)-ACOS((W0-Wn)t-a-C2+C3)}    …(14)

组合信号Sc(Wn、-Wn)通过传输系统电路56发送。在这种情况下，包括多径环境的传输系统的干扰影响到组合信号Sc(Wn、-Wn)的I和Q信号，使得特性变化，诸如在每个I和Q信号中幅度变化和相位变化。在每个S_I(Wn)和S_Q(Wn)的幅度变化由系数Y1表示，和在每个S_I(-Wn)和S_Q(-Wn)的幅度变化由系数Y2表示，每个S_I(Wn)和S_Q(Wn)的相位变化由系数d1表示，和在每个S_I(-Wn)和S_Q(-Wn)的相位变化由系数d2表示。受到传输系统干扰的组合信号Sc(Wn、-Wn)的(W0+Wn)分量按照方程(15)表示，和受到传输系统干扰的组合信号Sc(Wn、-Wn)的(W0-Wn)分量按照方程(16)表示。

(W0+Wn)分量：

(1/2)[X1X3Y1{ACOS((W0+Wn)t+a+C1+C3+C4+d1)+BCOS((W0+Wn)t-b+C1+C3+C4+d1)}+X2X4Y1{ACOS((W0+Wn)t+a+C2+C3+d1)-BCOS((W0+Wn)t-b-C2+C3+d1)}    …(15)

(W0-Wn)分量：

(1/2)[X1X3Y2{BCOS((W0-Wn)t+b+C1+C3+C4+d2)+ACOS((W0-Wn)t-a-C1+C3+C4+d2)}+X2X4Y2{BCOS((W0-Wn)t+b+C2+C3+d2)-ACOS((W0-Wn)t-a-C2+C3+d2)}    …(16)

然后，组合信号Sc(Wn、-Wn)的I和Q信号被乘法器57和58正交调制。在这种情况下，正交误差由系数g4表示，对于I信号的解调的载波由2^*Z3^*COS(W0t+g3+g4)表示，和对于Q信号的解调的载波由-2^*Z4^*SIN(W0t+g3)表示。因此，从(W0+Wn)分量产生的具有+Wn分量的解调的I信号按照方程(17)表示，和从(W0+Wn)分量产生的具有+Wn分量的解调的Q信号按照方程(18)表示。在这种情况下，较高的谐波被忽略。

S_I(Wn)＝(1/2)[X1X3Y1{ACOS((W0+Wn)t+a+C1+C3+C4+d1)+BCOS((W0+Wn)t-b-C1+C3+C4+d1)}+X2X4Y1{ACOS((W0+Wn)t+a+C2+C3+d1)-BCOS((W0+Wn)t-b-C2+C3+d1)}]^*2^*Z3^*COS(W0^*t+g3+g4)

＝(1/2)[X1X3Y1Z4{ACOS(Wn^*t+a+C1+C3+C4+d1-g3-g4)+BCOS(Wn^*t-b-C1+C3+C4+d1-g3-g4)}+X2X4Y1Z3{ACOS(Wn^*t+a+C2+C3+d1-g3-g4)-BCOS(Wn^*t-b-C2+C3+d1-g3-g4)}]    …(17)

S_O(Wn)＝(1/2)[X1X3Y1{ACOS((W0+Wn)t+a+C1+C3+C4+d1)+BCOS((W0+Wn)t-b-C1+C3+C4+d1)}+X2X4Y1{ACOS((W0+Wn)t+a+C2+C3+d1)-BCOS((W0+Wn)t-b-C2+C3+d1)}]^*(-2)^*Z4^*SIN(W0^*t+g3)

＝(1/2)[X1X3Y1Z4{ASIN(Wn^*t+a+C1+C3+C4+d1-g3)+BSIN(Wn^*t-b-C1+C3+C4+d1-g3-g4)}+X2X4Y1Z4{ASIN(Wn^*t+a+C2+C3+d1-g3)-BSIN(Wn^*t-b-C2+C3+d1-g3)}]    …(18)

另外，从(W0-Wn)分量产生的具有-Wn分量的解调的I信号按照方程(19)表示，和从(W0-Wn)分量产生的具有-Wn分量的解调的Q信号按照方程(20)表示。在这种情况下，较高的谐波被忽略。

S_I(-Wn)＝(1/2)[X1X3Y2{BCOS((W0-Wn)t+b+C1+C3+C4+d2)+ACOS((W0-Wn)t-a-C1+C3+C4+d2)}+X2X4Y2{BCOS((W0-Wn)t+b+C2+C3+d2)-ACOS((W0-Wn)t-a-C2+C3+d2)}]^*2^*Z3^*COS(W0^*t+g3+g4)

＝(1/2)[X1X3Y1Z3{BCOS(-Wn^*t+b+C1+C3+C4+d2-g3-g4)+ACOS(-Wn^*t-a-C1+C3+C4+d2-g3-g4)}+X2X4Y2Z3{BCOS(-Wn^*t+b+C2+C3+d2-g3-g4)-ACOS(-Wn^*t-a-C2+C3+d2-g3-g4)}]    …(19)

SQ(-Wn)＝(1/2)[X1X3Y2{BCOS((W0-Wn)t+b+C1+C3+C4+d2)+ACOS((W0-Wn)t-a-C1+C3+C4+d2)}+X2X4Y2{BCOS((W0-Wn)t+b+C2+C3+d2)-ACOS((W0-Wn)t-a-C2+C3+d2)}]^*(-2)^*Z4^*SIN(W0^*t+g3)

＝(1/2)[X1X3Y2Z4{BSIN(-Wn^*t+b+C1+C3+C4+d2-g3)+ASIN(-Wn^*t-a-C1+C3+C4+d2-g3)}+X2X4Y2Z4{BSIN(-Wn^*t+b+C2+C3+d2-g3)-ASIN(-Wn^*t-a-C2+C3+d1-g3)}]    …(20)

从乘法器57输出的I信号S_I(Wn)和SI(-Wn)在同相信号处理单元59中被处理，即，每个I信号S_I(Wn)和S_I(-Wn)的幅度被由系数Z1改变，每个I信号S_I(Wn)和S_I(-Wn)的相位被由系数g1改变，和解调的I信号S_I(Wn)和S_I(-Wn)被从处理单元59输出。另外

从乘法器58输出的Q信号S_Q(Wn)和S_Q(-Wn)在正交信号处理单元60中被处理，即，每个Q信号S_Q(Wn)和S_Q(-Wn)的幅度被由系数Z2改变，每个Q信号S_Q(Wn)和S_Q(-Wn)的相位被由系数g2改变，和解调的Q信号S_Q(Wn)和S_Q(-Wn)被从处理单元60输出。由频率为+Wn的正载波传送解调I信号S_DI(Wn)按照方程(21)表示，由频率为+Wn的正载波传送解调Q信号S_DQ(Wn)按照方程(22)表示，由频率为-Wn的负载波传送解调I信号S_DI(-Wn)按照方程(23)表示，由频率为-Wn的负载波传送解调Q信号S_DQ(-Wn)按照方程(24)表示。

S_DI(Wn)＝(1/2)^*{+X1X3Y1Z1Z3ACOS(Wn^*t+a+C1+C3+C4+d1-g3-g4+g1)+X2X4Y1Z1Z3ACOS(Wn^*t+a+C2+C3+d1-g3-g4+g1)+X1X3Y1Z1Z3BCOS(Wn^*t-b-C1+C3+C4+d1-g3-g4+g1)-X2X4Y1Z1Z3BCOS(Wn^*t-b-C2+C3+d1-g3-g4+g1)}    …(21)

S_DQ(Wn)＝(1/2)^*{+X1X3Y1Z1Z4ASIN(Wn^*t+a+C1+C3+C4+d1-g3+g2)+X2X4Y1Z2Z4ASIN(Wn^*t+a+C2+C3+d1-g3+g2)+X1X3Y1Z2Z4BSIN(Wn^*t-b-C1+C3+C4+d1-g3+g2)-X2X4Y1 Z2Z4BSIN(Wn^*t-b-C2+C3+d1-g3+g2)}    …(22)

S_DI(-Wn)＝(1/2)^*{X1X3Y2Z1Z3BCOS(-Wn^*t+b+C1+C3+C4+d2-g3-g4+g1)+X2X4Y2Z1Z3BCOS(-Wn^*t+B+C2+C3+d2-g3-g4+g1)+X1X3Y2Z1Z3ACOS(-Wn^*t-a-C1+C3+C4+d2-g3-g4+g1)-X2X4Y2Z1Z3ACOS(-Wn^*t-a-C2+C3+d2-g3-g4+g1)}    …(23)

S_DQ(-Wn)＝(1/2)^*{+X1X3Y2Z2Z4ASIN(-Wn^*t+b+C1+C3+C4+d2-g3+g2)+X2X4Y2Z2Z4BSIN(-Wn^*t+b+C2+C3+d2-g3+g2)+X1X3Y2Z2Z4ASIN(-Wn^*t-a-C1+C3+C4+d2-g3+g2)-X2X4Y2Z2Z4ASIN(-Wn^*t-a-C2+C3+d2-g3+g2)}(24)

然后，对解调的I和Q信号S_DI(Wn)、S_DQ(Wn)、S_DI(-Wn)和S_DQ(-Wn)执行离散富利叶变换，和从一个复数中分别得到Wn分量和-Wn分量。即，在解调的I和Q信号S_DI(Wn)和S_DQ(Wn)由一个指数函数来表示和解调的I和Q信号S_DI(-Wn)和S_DQ(-Wn)由另一个指数函数来表示的情况下，上述操作表示每个旋转矢量exp{j(+Wn^*t)}和exp{j(-Wn^*t)}的长度和相位的组合的计算。详细地讲，在通过设置解调的I信号S_DI(Wn)为实数和设置解调的Q信号为虚数，解调的I和Q信号S_DI(Wn)、S_DQ(Wn)被表示为指数函数的情况下，得到方程(25)。

+Wn分量：

(1/4)expj(+Wn^*t+C3-g3)^*

[Aexpja{+X`Y`Z`expj(+C1+C4+d1-g4+g1)+XY`Z`expj(+C2+d1-g4+g1)

+X`YZ`expj(+C1-C4-d2+g4-g！)+XYZ`expj(+C2-d2+g4-g1)

+X`Y`Zexpj(+C1+C4+d1+g2)+XY`Zexpj(+C2+d1+g2)

-X`YZexpj(+C1-C4-d2-g2)+XYZexpj(+C2-d2-g2)}

+Bexp-jb{+X`YZ`expj(-C1-C4-d2+g4-g1)+XYZ`expj(-C2-d2+g4-g1)

+X`Y`Z`expj(-C1+C4+d1-g4+g1)-XY`Z`expj(-C2+d1-g4+g1)

-X`YZexpj(-C1-C2-d2-g2)-XYZexpj(-C2-d2-g2)

+X`Y`Zexpj(-C1+C4+d1+g2)-XY`Zexpj(-C2+d1+g2)}]    …(25)

其中应当满足X`＝X1X3，X＝X2X4，Z`＝Z1Z3，Z＝Z2Z4，Y`＝Y1和Y＝Y2。另外，在在通过设置解调的I信号S_DI(-Wn)为实数和设置解调的Q信号S_DQ(-Wn)为虚数，解调的I和Q信号S_DI(-Wn)、S_DQ(-Wn)被表示为指数函数的情况下，得到方程(26)。

-Wn分量：

(1/4)expj(-Wn^*t+C3-g3)^*

[Bexpjb{+X`YZ`expj(+C1+C4+d2-g4+g1)+XYZ`expj(+C2+d2-g4+g1)

+X`Y`Z`expj(+C1-C4-d2+g4-g！)+XY`Z`expj(+C2-d1+g4-g1)

+X`YZexpj(+C1+C4+d1+g2)+XYZexpj(+C22+g2)

-X`Y`Zexpj(+C1-C4-d1-g2)+XY`Zexpj(+C2-d1-g2)}

+Aexp-jb{+X`Y`Z`expj(-C1-C4-d1+g4-g1)+XY`Z`expj(-C2-d1+g4-g1)

+X`YZ`expj(-C1+C4+d2-g4+g1)-XYZ`expj(-C2+d2-g4+g1)

-X`Y`Zexpj(-C1-C2-d1-g2)-XY`Zexpj(-C2-d1-g2)

+X`YZexpj(-C1+C4+d2+g2)-XYZexpj(-C2+d2+g2)}]    …(26)

也就是说，通过组合16个矢量得到Wn和-Wn的每个旋转矢量的长度和相位。因为Wn分量由A`expj(+Wn<sup>*</sup>t+a`)来表示和-Wn分量由B`expj(-Wn<sup>*</sup>t+b`)来表示，Wn分量被表示为复数p`+jq`，和-Wn分量被表示为复数r`+ju`。

在利用系数S0到S7，方程(25)和(26)的Wn和-Wn分量再次被表示为复数的情况下，作为离散富利叶变换得到以下方程：

(p`+jq`)＝(p+jq)(S0+jS1)+(r-ju)(S2+jS3)…(27)

(r`+ju`)＝(r+ju)(S6+jS7)+(p-jq)(S4+jS5)…(28)

即满足下方程：

                   …(29)

因此，系数S0表示一个转移系数，用于转移正调制载波的实数部分到正解调的载波的实数部分和转移正调制载波的虚数部分到正解调的载波的虚数部分。系数S1表示正调制载波的实数部分泄漏到正解调的载波的虚数部分和正调制载波的虚数部分泄漏到正解调的载波的实数部分的泄漏系数。系数S2表示负调制载波的实数部分泄漏到正解调的载波的实数部分和负调制载波的虚数部分泄漏到正解调的载波的虚数部分的泄漏系数。系数S3表示负调制载波的实数部分泄漏到正解调的载波的虚数部分和负调制载波的虚数部分泄漏到正解调的载波的实数部分的泄漏系数。系数S4表示正调制载波的实数部分泄漏到负解调的载波的实数部分和正调制载波的虚数部分泄漏到负解调的载波的虚数部分的泄漏系数。系数S5表示正调制载波的实数部分泄漏到负解调的载波的虚数部分和正调制载波的虚数部分泄漏到正负调的载波的实数部分的泄漏系数。系数S6表示一个转移系数，用于负调制载波的实数部分到负解调载波的虚数部分和转移负调制载波的虚数部分到负解调载波的虚数部分。系数S7表示负调制载波的实数部分泄漏到负解调载波的虚数部分和负调制载波的虚数部分泄漏到负解调载波的实数部分的泄漏系数。忽略了每个系数是正的或负的的描述。

这就是说，系数S0到S7代表I和Q信号的传输路径的传输特性。因此，传输特性可通过计算系数S0至S7来检测。此外，在计算式(2a)的矩阵的逆矩阵时，可以校正接收的数据并可以估算发送的数据。

因此，在符号数以增加的顺序被产生并当符号数达到一个最大数时循环地产生符号数的条件下，对于每个符号在发射装置11的符号数计算电路14中产生符号数。即，符号数0，1，2……254，255，0，1，2，…按这一顺序对符号产生符号数。符号数被一个一个地送到计算单元13和参考信号插入电路15。在计算单元13中，每个符号数被插入相应的具体载波中(例如中心载波)。

此外，在参考信号插入电路15中，产生由都是复数的两个值代表的参考信号，即实数和虚数，并且参考信号的一个值(一个复数，一个实数或一个虚数)被插入对于每个符号的由频率为+Wn的载波传送的数字信息信号中，作为在正交分频多路信号接收装置31中的已知的参考数据片。此外，参考信号的其它的值(一个复数、一个实数或一个虚数)被插入由频率-Wn的载波传送的另一个数字信息信号中(频率-Wn和频率+Wn在相同符号中相对于中心载波的频率F0是对称的)作为一片参考数据，因为有可能由频率为+Wn的载波传送的数字信息信号泄漏到由频率-Wn的载波传送的数字信息信号中作为图象分量或交扰。在一个符号中被插入由频率+Wn和-Wn的一对载波传送的一对数字信息信号中的参考信号由插入同一符号的一个符号数规定。在其中插入参考信号的载波的频率相应于一个符号数被预先确定，并且在每一规定的时间被改变为另一频率，因为对于一个频率的传输特性常常不同于另一频率的传输特性。

例如，两类参考信号中的一个被插入由一个符号数规定的载波。即在载波由偶数符号数规定的情况下，由按照式(30)的矩阵表示的第一类参考信号作为已知值被插入偶数符号的一对载波中。此外，在载波由奇数符号数规定的情况下，按式(31)由矩阵表示的第二类参考信号作为另一个已知值被插入奇数符号的一对载波中。 $\left[\begin{array}{c}p\\ q\\ r\\ u\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{p}_s\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right]----\left(30\right)$ $\left[\begin{array}{c}p\\ q\\ r\\ u\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ r_s\\ 0\end{array}\right]----\left(31\right)$

即，在由偶数符号数规定的频率+Wn的正载波传输的数字信息信号(由复数表示)中的实数部分中设置规定的值Ps，在由奇数符号数规定的频率-Wn的负载波传输的数字信息信号的实数部分设置另一个规定的值rs。规定值Ps和rs在接收装置31中是已知的。在这一实施例中，第一类参考信号被插入由一个偶数符号数2(i-1)规定的第2(i-1)个符号中的频率+Wi和-Wi(i＝1到128)的一对正负载波中，第二类参考信号被插入由奇数符号数(2i-1)规定的第(2i-1)个符号中的频率+Wi和-Wi的一对正负载波中。

因为其中插入一类参考信号的正负载波对的频率组每两个符号被改变，所以被插入所有128组正负载波中的参考信号每256个符号被传输。即一类参考信号每256个符号周期被插入频率+Wn和-Wn的一对正负载波中。

在正交分频多路信号接收装置31中，FFT电路43和QAM再现电路44具有图5所示的结构，并且被纠正的传输信息信号(或被纠正的传输信息)Rc’和Ic’从解调的I、Q信号S_DI(Wn)，S_DQ(Wn)，S_DI(-Wn)以及S_DQ(-Wn)中获得。详细地说，如图5所示，从信号处理单元59和60输出的解调的I、Q信号S_DI(Wn)，S_DQ(Wn)，S_DI(-Wn)和S_DQ(-Wn)被送到快速付氏变换(FFT)符号数再现电路61中。在电路61中，对于解调的I、Q信号S_DI(Wn)、S_DQ(Wn)、S_DI(-Wn)和S_DQ(-Wn)进行快速付氏变换，被插入一个载波(例如中心载波)中的符号数被再现，并对于每个符号计算相应于被插入由符号数规定的一对正负载波中的一类参考信号的再现的参考信号的类型。

相应于偶数符号的一类再现的参考信号由4个元素p_1s，q_1s’，r_1s’和u_1s’表示，相应于奇数符号数的另一类再现的参考信号由4个元素p_2s’，q_2s’，r_2s’和u_2s’表示，在电路61中对于每个符号获得的符号数和再现的参考信号被送到传输特性检测电路62中。此外，在电路61中，对于通过在传输装置11中进行IDFT获得的解调的I、Q信号S_DI(Wn)，S_DQ(Wn)，S_DI(-Wn)和S_DQ(-Wn)进行快速富利叶变换(FFT)，并获得再现的数字信息信号片R’、I’。再现的数字信息信号R’、I’被送到纠正电路63。

在传输路径特性检测电路62中，每类再现的参考信号按照式(32)或(33)除以通过接收装置31已知的相应类型的参考信号，系数S0，S1，S4和S5通过用相应于偶数符号数的第一类的参考信号的元素除以相应于偶数符号数的一类再现参考信号的元素进行计算，系数S2，S3，S6和S7通过用相应于偶数符号数的第二类参考信号的元素除以相应于奇数符号数的另一类再现的参考信号的元素进行计算。 $\left[\begin{array}{c}S0\\ S1\\ S4\\ S5\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{p_{1s}}^{\&prime;}/p_s\\ {q_{1s}}^{\&prime;}/p_s\\ {r_{1s}}^{\&prime;}/p_s\\ {u_{1s}}^{\&prime;}/p_s\end{array}\right]----\left(32\right)$ $\left[\begin{array}{c}S2\\ S3\\ S6\\ S7\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{p_{2s}}^{\&prime;}/r_s\\ {q_{2s}}^{\&prime;}/r_s\\ {r_{2s}}^{\&prime;}/r_s\\ {u_{2s}}^{\&prime;}/r_s\end{array}\right]----\left(33\right)$

式(32)和(33)是通过把式(30)、(31)代入式(29)中并重新整理式(29)获得的。因为未知数的数量为8，所以系数S0到S9通过两类参考信号的发送和接收进行计算。因此，传输路径中的特性可由系数S0到S7检测。在这种情况下，因为在发送装置11和接收装置31中两类参考信号是已知的，所以不限于式(30)和(31)的两类参考信号。

此外，当计算式(29)中形成的矩阵的逆矩阵时，通过校正接收的数据(解调的I、Q信号S_DI(Wn)，S_DQ(Wn)，S_DI(-Wn)和S_DQ(-Wn)可以估算发送数据(I、Q信号S_I(Wn)，S_Q(Wn)，S_I(-Wn)和S_Q(-Wn)。在式(29)中形成的矩阵的逆矩阵接式(34)表示： $\left[\begin{array}{c}P\\ q\\ r\\ u\end{array}\right]=\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cccc}H0,& H1,& H2,& H3\\ -H1,& H0,& H3,& -H2\\ H4,& H5,& H6,& H7\\ H5,& -H4,& -H7,& H6\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{p}^{\&prime;}\\ q^{\&prime;}\\ r^{\&prime;}\\ u^{\&prime;}\end{array}\right]----\left(34\right)$

其中系数H0至H7以及detA表示如下：

H0＝+S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)

H1＝+S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6)

H2＝+S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)

H3＝+S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)

H4＝+S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)

H5＝+S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)

H6＝+S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)

H7＝+S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)-S4(S0S3-S1S2)

detA＝S0*H0+S1*H1+S4*H2+S5*H3

在校正方程导出与存储电路64中，按照式(32)和(33)由在传输路径特性检测电路62中检测的输入系数S0到S7计算系数H0到H7和分母detA，并由系数H0到H7以及分母detA计算由式(35)表示的校正方程并被存储。 $\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cccc}H0,& H1,& H2,& H3\\ -H1,& H0,& H3,& -H2\\ H4,& H5,& H6,& H7\\ H5,& -H4,& -H7,& H6\end{array}\right]----\left(35\right)$

因此，每两个符号可以制备对于相应的正负载波组的校正方程。相应的正负载波组由符号数规定。因为对每个相应的正负载波组制备校正方程，在本实施例中使用257个载波的情况下，在校正方程导出和存储电路64中一个接一个地计算和存储大约128个校正方程。此外，因为系数S0到S7随时间变化，所以校正方程随着时间的推移而更新。

在校正电路63中，从FFT符号数再生电路61中输入的再生数字信息信号R’和I’按照相应于具有频率Wn和-Wn的正负载波组的一个校正方程被校正，并把校正的发送信息Rc’和Ic’作为再生的数字信息信号输出。当再生的数字信息信号R’和I’由相应于频率+Wn的正载波的复数R1+j12表示和相应于频率-Wn的负载波的另一个复数R2+jI2表示，并且校正的发送信息Rc’和Ic’用相应于频率+Wn的正载波的复数RC1+jIC1以及相应于频率-Wn的负载波的另一个复数RC2+jIC2表示时，则按照式(36)从再生的数字信息信号R’(R1，R2)和I’(I1，I2)中获得校正的发送信息Rc’(RC1，RC2)和IC’(IC1，IC2)。 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{Rc}1\\ \mathrm{Ic}1\\ \mathrm{Rc}2\\ \mathrm{Ic}2\end{array}\right]=\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cccc}H0,& H1,& H2,& H3\\ -H1,& H0,& H3,& -H2\\ H4,& H5,& H6,& H7\\ H5,& -H4,& -H7,& H6\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}R1\\ I1\\ R2\\ I2\end{array}\right]---\left(36\right)$

在FFT电路43是数字信号处理器，并且在数字信号处理器中进行快速富氏变换的情况下，按照图6所示的流程进行再现的数字信息信号R’和I’的校正。详细地说，在步S101中从由符号数规定的正负载波中取出参考信号，在步S102按照式(32)、(33)计算相应于正负载波的系数S0到S7，在步S103按照式(35)确定或更新相应于正负载波的校正方程，在步S104按照式(36)校正再生的数字信息信号R’和I’。因此，相应于具有频率Wn和-Wn的每组正负载波的再现的数字信息信号R’和I’可以被校正。

在第一实施例中，规定的值Ps作为第一类参考信号被设定，作为由偶数符号数(式(30))规定的频率+Wn的正载波发送的复数的实数部分，并且规定的值rs作为第二类参考信号被设定，作为由奇数符号数(式(31))规定的频率为-Wn的负载波发送的复数的实数部分。不过，参考信号不限于式(30)、(31)。例如，可以使用按照式(37)和(38)的两类参考信号。 $\left[\begin{array}{c}p\\ q\\ r\\ u\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ q_s\\ 0\\ 0\end{array}\right]----\left(37\right)$ $\left[\begin{array}{c}p\\ q\\ r\\ u\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ 0\\ u_s\end{array}\right]----\left(38\right)$

在这种情况下，再生的参考信号按照式(39)、(40)在传输路径特性检测电路62中除以已知的参考信号，并计算系数S0至S7。 $\left[\begin{array}{c}S1\\ S0\\ S5\\ S4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{{-p}_{1s}}^{\&prime;}/p_s\\ {q_{1s}}^{\&prime;}/p_s\\ {r_{1s}}^{\&prime;}/p_s\\ {{-u}_{1s}}^{\&prime;}/p_s\end{array}\right]=----\left(39\right)$ $\left[\begin{array}{c}S3\\ S2\\ S7\\ S4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{p_{2s}}^{\&prime;}{/r}_s\\ {{-q}_{2s}}^{\&prime;}/r_s\\ {{-r}_{2s}}^{\&prime;}/r_s\\ {u_{2s}}^{\&prime;}/r_s\end{array}\right]----\left(40\right)$

在这种情况下，相应于偶数符号数的再现的参考信号由4个元素-p_1s’，r_1s’，r_1s’和-u_1s’表示，相应于奇数符号数的再现的参考信号由4个元素p_2s’，-q_2s’，-r_2s’和u_2s’表示。

此外，两个规定值被设定作为第一类参考信号用作由偶数符号数(式(41))规定的频率为+Wn的正载波发送的复数的实部和虚部并且另外两个规定值被设定作为第二类参考信号用作由奇数符号数(式(42))规定的频率为-Wn的负载波发送的复数的实部和虚部是适用的。 $\left[\begin{array}{c}p\\ q\\ r\\ u\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{q}_s\\ q_s\\ 0\\ 0\end{array}\right]----\left(41\right)$ $\left[\begin{array}{c}p\\ q\\ r\\ u\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ r_s\\ u_s\end{array}\right]----\left(42\right)$

在这种情况下，再生的参考信号按照式(43)、(44)在传输路径特性检测电路62中除以已知的参考信号并计算系数S0到S7。 $\left[\begin{array}{c}S0\\ S1\\ S4\\ S5\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}(p_s{p_{1s}}^{\&prime;}+q_s{q_{1s}}^{\&prime;})/({p_s}^2+{q_s}^2)\\ (p_s{q_{1s}}^{\&prime;}-q_s{p_{1s}}^{\&prime;})/({p_s}^2+{q_s}^2)\\ (p_s{r_{1s}}^{\&prime;}-q_s{u_{1s}}^{\&prime;})/({p_s}^2+{q_s}^2)\\ (q_s{r_{1s}}^{\&prime;}+p_s{u_{1s}}^{\&prime;})/({p_s}^2+{q_s}^2)\end{array}\right]----\left(43\right)$ $\left[\begin{array}{c}S2\\ S3\\ S6\\ S7\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}(r_s{p_{2s}}^{\&prime;}-u_s{q_{2s}}^{\&prime;})/({r_s}^2+{u_s}^2)\\ (u_s{p_{2s}}^{\&prime;}+r_s{q_{2s}}^{\&prime;})/({r_s}^2+{u_s}^2)\\ (r_s{{r_{2s}}^{\&prime;}}_{}+u_s{u_{2s}}^{\&prime;})/({r_s}^2+{u_s}^2)\\ (r_s{u_{2s}}^{\&prime;}-u_s{r_{2s}}^{\&prime;})/({r_s}^2+{u_s}^2)\end{array}\right]----\left(44\right)$

在这种情况下，相应于偶数符号数的再生的参考信号由4个元素p_1s’，q_1s’，r_1s’和u_1s’表示，相应于奇数符号数的再生的参考信号由4个元素p_2s’，q_2s’，r_2s’和u_2s’表示。

此外，作为参考信号的另一个例子，一组元素(X，Y，X，Y)被插入由偶数符号数规定的频率为+Wn的正载波中作为第一类参考信号，另一组元素(Y，X，Y，X)被插入由奇数符号数规定的频率为-Wn的负载波中作为第二类参考信号。在这种情况下，第一类再生的参考信号(P1’，q1’，r1’，u1’)对偶数符号数在再现电路61中获得，第二类再生参考信号(p2’，q2’，r2’，u2’)对奇数符号数在再生电路61中获得。此处，

          p1′＝S0^*X-S1^*Y+S2^*X+S3^*Y

          p2′＝S0^*Y-S1^*X+S2^*Y+S3^*X

          q1′＝S1^*X+S0^*Y+S3^*X-S2^*Y

          q2′＝S1^*Y+S0^*X+S3^*Y-S2^*X

          r1′＝S4^*X+S5^*Y+S6^*X-S7^*Y

          r2′＝S4^*Y+S5^*X+S6^*Y-S7^*X

          u1′＝S5^*X-S4^*Y+S7^*X+S6^*Y

          u2′＝S5^*Y-S4^*X+S7^*Y+S6^*X

被满足。校正系数S0至S7在检测电路62中获得如下：

S0＝ (p1′^*X-p2′^*Y-q1′^*Y+q2′^*X)/(2X2-2Y2)

S1＝ (p1′^*Y-p2′^*X+q1′^*X-q2′^*Y)/(2X2-2Y2)

S2＝ (p1′^*X-p2′^*Y+q1′^*Y-q2′^*X)/(2X2-2Y2)

S3＝-(p1′^*Y-p2′^*X-q1′^*X+q2′^*Y)/(2X2-2Y2)

S4＝ (r1′^*X-r2′^*Y+u1′^*Y-u2′^*X)/(2X2-2Y2)

S5＝-(r1′^*Y-r2′^*X-u1′^*X+u2′^*Y)/(2X2-2Y2)

S6＝ (r1′^*X-r2′^*Y-u1′^*Y+u2′^*X)/(2X2-2Y2)

S7＝ (r1′^*Y-r2′^*X+u1′^*X-u2′^*Y)/(2X2-2Y2)

在第一实施例中，一个参考信号被周期地发送，按照一个从参考信号获得的再生的参考信号导出校正方程，并按照校正方程校正再生的数字信息信号R’和I’。因此，直到收到一个新的再生的参考信号才按照新的再生的参考信号计算新的校正方程，按照根据以前收到的再生的参考信号导出的校正方程校正再生的数字信息信号R’和I’。因而，在传输特性稍微改变的情况下，按照第一实施例的发送装置11和接收装置31适用于获得高精度的校正的传输信息RC’和IC’。

不过，在移动通信或在传输特性被快速改变的多路径环境的情况下，存在再生的数字信息信号R’和I’不能被充分校正的情况。因此，这时的发送装置和接收装置按第二实施例进行说明。

图7是按照本发明第二实施例的正交频分复用信号发送装置的方块图。

如图7所示，正交频分复用信号发送装置71包括输入电路72，计算单元13，符号数计数电路72，用来在以递增的顺序产生符号数的条件下对每一数字信息信号产生符号数，并循环地产生符号数，并把符号数插入载波中，参考信号插入电路15，输出缓冲器16，中频振荡单元73，用来产生42.8MHz的中频波，数字正交调制单元74，用来调制同相信号的数字组和存储在输出缓冲器16中的正交信号成为正交频分复用(OFDM)信号，通过使用中频振荡单元73中产生的中频波进行上述调制，用来对OFDM信号进行D/A转换的数模(D/A)转换器75，用来通过所需频带的OFDM信号的带通滤波器76，时钟分频器22，用来通过分割在中频振荡单元73中产生的中频波周期地产生时钟信号，并向输入电路12，计算单元13，输出缓冲器16和D/A转换器75，频率改变单元23和发送单元24发送每个时钟信号。

在上述结构中，从输出缓冲器16中连续地读出在计算单元13中通过对数字信息信号进行IDFT获得的几组I信号和Q信号。在调制单元74中，对几组I信号和Q信号通过在中频振荡单元73中产生的42.8MHz的中频波作为载波进行数字正交幅值调制，并产生由257个信息载波构成的数字正交频分复用(OFDM)信号。此后，OFDM信号利用D/A转换单元75被转换成模拟的OFDM信号，所需频带的模拟OFDM信号通过带通滤波器76，模拟OFDM信号从天线(未示出)通过频率改变单元23和发送单元24向空间传输通路发出。在这种情况下，向空间传输通路发射的模拟OFDM信号的频谱和图2所示的相同。不过，正如后面要说明的，插入在计算单元13中产生的几组I信号和Q信号的载波中的符号数分别用9位表示。

此后，向空间传输通路发射的模拟OFDM信号被如图8所示的正交频分复用信号接收装置81接收并被解调。

图8是按照本发明的第二实施例的正交频分复用信号接收装置81的方块图。

如图8所示，正交频分复用信号接收装置81包括接收单元32变变单元33，中频放大单元34，载波提取单元35，中频振荡单元36，90度移相器37，正交解调单元38，同步信号发生电路39，低通滤波器40，A/D转换单元41，保护间隔周期处理电路42，快速富氏变换(FFT)电路82，用来对和系统时钟信号同步从防护间隔处理电路42输出的信号进行复数富氏变换，并对从保护间隔周期处理电路42输出的信号的几个载波的每个频率计算实部的信号值和虚部的信号值，正交幅值调制(QAM)再生电路82，用来比较每个载波频率实部及虚部的信号值和参考载波的解调的输出，并计算由数字信息发送载波承载的量化的数字信号的值，从而获得几个再生数字信息信号以及输出电路45。

在只考虑发送I和Q信号的情况下，一组正交频分复用信号发送装置71和正交频分复用信号接收装置81被用于实现按照第二实施例的频分复用信号传输方法，它们简便地用图9正交频分复用信号发送和接收装置表示。

图9是在其中处理I、Q信号的正交频分复用信号发送和接收装置的方块图。

如图9所示，正交频分复用信号发送和接收装置91包括数字正交调制单元74，相应于一组D/A替换单元75，带通滤波器76和乘法器(未示出)的信号处理单元92相应于一组变频单元23发送单元24，接收单元32，带通滤波器(未示出)，变变单元33和中频放大单元34的发送系统电路93，一组第一乘法器94和相应于一组载波提取单元35和正交解调单元38的第二乘法器95，以及一组同相信号处理单元96和相应于一组LPF40和A/D转换单元41的正交信号处理单元97。

在上述正交分频复用信号发送和接收装置91的结构中，对按式(1)和(3)表示的两个I信号和按式(2)、(4)表示的两个Q信号在数字正交调制单元74中进行数字正交调制，并产生OFDM信号。此后，OFDM信号被输入到信号处理单元92，OFDM信号的幅值用系数X改变，OFDM的相位用系数C改变。此外，传送OFDM信号的频率为+Wn和-Wn的载波的幅值和相位在发送系统电路93中被改变。即传送OFDM信号的频率为+Wn的载波的幅值被系数Y’改变传送OFDM信号的频率为-Wn的载波的幅值被系数Y改变，传送OFDM信号的频率为+Wn的载波的相位被系数D1改变，传送OFDM信号的频率为-Wn的载波的相位被系数d2改变。在这种情况下，在发送装置71中的误差可忽略不计。

此后，在每个放大的94、95中进行OFDM信号的解调。在这种情况下，正交性中的误差被设为g4，对于I信号的解调的载波由2^*cos(w0+g3+g4)表示，对于Q信号的另一个解调的载波由-2^*gin(wo+g3)表示。其中g3代表每个解调的载波的相位误差，值g4代表在正交解调单元38中的误差。在第一放大器94(或在正交解调单元38)中的正交解调的I信号被输入同相信号处理单元96中。在单元96中，每个I信号的幅度被系数Z’改变，每个I信号的相位被系数g1改变，并输出相应于载波频率+Wn和-Wn的解调的信号I’。此外，在第二放大器95(或正交解调单元38)中的正交解调的Q信号被输入到正交信号处理单元97。在单元97中，每个Q信号的幅值由系数Z改变，每个I信号的相位由系数g2改变，并输出相应于载波频率+Wn和-Wn的解调的信号Q’。

此后，在FFT电路82中对I’、Q’信号进行离散的富氏变换(DFT)，并作为复数分别获得载波频率+Wn和-Wn的分量。+Wn分量和-Wn分量表示如下。+Wn分量：A′expj(+Wn^*t+a′)＝(1/2)expj(+Wn^*t+c3-g3)^*[Aexpja{+XY′Z′expj(+c+d1-g4+g1)+XY′Zexpj(+c+d1+g2)}+Bexp-jb{+XYZ′expj(-c-d2+g4-g1)-XYZexpj(-c-d2-g2)}]---(45)-Wn分量：B′expj(-Wn^*t+b′)＝(1/2)expj(-Wn^*t+c3-g3)^*[Bexpjb{+XYZ′expj(+c+d2-g4+g1)+XYZexpj(+c+d2+g2)}+Aexp-ja{+XY′Z′expj(-c-d1+g4-g1)-XY′Zexpj(-c-d1-g2)}]---(46)其中，

a′＝tan^-1(q′/p′)，

     和b′＝tan^-1(u′/r′)被满足。

此外，被插入频率+Wn的正载波的参考信号用p+jq(p是实部值，q是虚部值)表示，被插入和频率+Wn的正载波关于中心载波为对称的频率-Wn的负载波的另一个参考信号用r+ju(r是实部值，u是虚部值)表示。在这种情况下，在接收装置81中收到的并相应于频率+Wn的正载波的再现的参考信号用p’+jq’(p’是实部值，q’是虚部值)表示，并且在接收装置81中收到的并相应于频率-Wn的负载波的另一个再现的参考信号用r’ju’(r’是实部，u’是虚部)表示。此外，值C3表示在发送装置71中使用的调制的载波的相位误差。

在使用系数S0至S7对式(45)、(46)重新整理的情况下，作为离散富氏变换的结果获得式(27)、(28)的关系。也就是获得了式(29)的关系。

在本实施例中，因为在发送装置71和接收装置81之间的相对运动使得以高速变化的特性(多路环境特性)的响应速度提高了。特性的改变由值Y’，Y，d1和d2的改变表示。因此，在值Y’，Y，d1和d2变到值M^*Y’，N^*Y，d1+d3和d2+d4的情况下，式(45)和(46)改变为式(47)和(48)。

+Wn分量：A′expj(+Wn^*t+a′)＝(1/2)expj(+Wn^*t+c3-g3)^*[Aexpja{+XMY′Z′expj(+c+d1+d3-g4+g1)+XMY′Zexpj(+c+d1+d3+g2)}+Bexp-jb{+XNYZ′expj(-c-d2-d4+g4-g1)-XNYZexpj(-c-d2-d4-g2)}]

                                                 ---(47)-Wn分量：B′expj(-Wn^*t+b′)＝(1/2)expj(-Wn^*t+c3-g3)^*[Bexpjb{+XNYZ′expj(+c+d2+d4-g4+g1)+XNYZexpj(+c+d2+d4+g2)}+Aexp-ja{+XMY′Z′expj(-c-d1-d3+g4-g1)-XMY′Zexpj(-c-d1-d3-g2)}]

                                                ---(48)

当Mexp(jd3)＝V1+jV2，Mexp(-jd3)＝V1-jV2，Nexp(jd4)＝

V3+jV4和Nexp(-jd4)＝V3-jV4

被设时，式(29)被重写为式(49)。 $\left[\begin{array}{c}{p}^{\&prime;}\\ q^{\&prime;}\\ r^{\&prime;}\\ u^{\&prime;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}S0,& -S1,& S2,& S3\\ S1,& S0,& S3,& -S2\\ S4,& S5,& S6,& -S7\\ S5,& -S4,& S7,& S6\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}V1,& -V2,& 0,& 0\\ V2,& V2,& 0,& 0\\ 0,& 0,& V3,& -V4\\ 0,& 0,& V4,& V3\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}P\\ q\\ r\\ u\end{array}\right]----\left(49\right)$

即，在接收装置81中收到的并相应于频率Wn和-Wn的载波的再生参考信号的矩阵被获得了，它是相应于第一实施例的静态传输特性的矩阵S和高速改变的特性矩阵V以及被插入发送装置71中频率Wn和-Wn的载波的参考信号矩阵的积。

因此，可以以和第一实施例相同的方式利用在校正方程导出与存储电路64中导出的校正方程，并在第二实施例中需要导出第二校正方程，它独立于在校正方程导出与存储电路64中导出的校正方程。

此外，在分配给正载波的输入数字信息信号由复数(a+jb)表示的情况下，分配信频率-Wn的负载波的另一个数字信息信号由另一个复数(c+jd)表示，由频率为+Wn的正载波承载的再生的数字信息信号由复数(a’+jb’)表示，由频率为-Wn的负载波承载的再生的数字信息信号由复数(c’+jd’)表示，在式(49)中的静态传输特性的矩阵S和高速改变特性的矩阵V可被用于数字信息信号。即代表输入数字信息和被发送的信号(a，b，c，d)和代表再现的数字信息信号的被接收的信号(a’，b’，c’，d’)之间的关系如式(50)所示。 $\left[\begin{array}{c}a\\ b\\ c\\ d\end{array}\right]V^{-1}{S}^{-1}\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\\ c^{\&prime;}\\ d^{\&prime;}\end{array}\right]$ $=\mathrm{KH}\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\\ c^{\&prime;}\\ d^{\&prime;}\end{array}\right]----\left(50\right)$ 其中K＝V-1，H＝S-1， $v=\left[\begin{array}{cccc}V1,& -V2,& 0,& 0\\ V2,& V1,& 0,& 0\\ 0,& 0,& V3,& -V4\\ 0,& 0,& V4,& V3\end{array}\right]$ 和 $S=\left[\begin{array}{cccc}S0,& -S1,& S2,& S3\\ S1,& S0,& S3,& -S2\\ S4,& S5,& S6,& -S7\\ S5,& -S4,& S7,& S6\end{array}\right]$ 被满足。矩阵K表示如下：

因为在矩阵K中有许多O值元素，所以矩阵K的计算比矩阵H的计算容易。因为矩阵K对每个载波及每个符号被更新，假定矩阵K的计算量太大，则按照第二校正方程的高速改变特性的计算便不能实现。不过，因为矩阵K简单，所以可以进行按照第二校正方程的高速改变特性。此外，可以理解，矩阵K不是一组正负载波，而对每个载波是独立的。

现在简单说明对于矩阵H和K的更新处理。矩阵H以和第一实施例相同的方式对于每一收到的参考信号进行更新。当矩阵H被更新时，矩阵K被作为单位矩阵处理。此后，对于每一符号检测希望的信号位置和代表按照矩阵H校正的再生数字信息信号的第一校正信息信号的位置之间的差。即对每个符号检测第一校正信息信号中的幅值和相位的高速改变，并对每个频率对每一符号更新矩阵K。被更新的矩阵K被用于下一符号。

下面沿着符号流详细说明矩阵H和K的更新处理。当被插入规定的载波中的参考信号在接收装置81中按规定的符号被接收时，矩阵H被更新，并把矩阵K设为单元矩阵。以和第一实施例相同的方式进行矩阵H的更新，并按下面获得第一校正方程。 $\mathrm{KH}=\left[\begin{array}{c}\mathrm{1,0,0,0}\\ \mathrm{0,1,0,0}\\ \mathrm{0,0,1,0}\\ \mathrm{0,0,0,1}\end{array}\right]H----\left(52\right)$ 此后，按照方程(53)把对于在接收装置81中接收的下一个符号N+1的接收信号(a’，b’，c’，d’)校正为代表第一校正信息信号的第一校正信号(a”，b”，c”，d”)  。 $\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\\ c^{\&prime;\&prime;}\\ d^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]=H\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\\ c^{\&prime;}\\ d^{\&prime;}\end{array}\right]----\left(53\right)$

此后，代表第二校正信息信号的第二校正信号(<a>，<b>，<c>，<d>)从第一校正信号(a”，b”，c”，d”)中产生。 $\left[\begin{array}{c}\&lang;a\&rang;\\ \&lang;b\&rang;\\ \&lang;c\&rang;\\ \&lang;d\&rang;\end{array}\right]=k\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\\ c^{\&prime;\&prime;}\\ d^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]\end{array}----\left(54\right)$

第二校正信息信号等于一片再生信号信息。在从发送装置71向接收装置81的数字信息信号的发送中不发生任何高速特性改变的情况下(或在发送装置71中的发送特性和接收装置81的相同的情况下)，矩阵K是单位矩阵，并满足式(55)。 $\left[\begin{array}{c}\&lang;a\&rang;\\ \&lang;b\&rang;\\ \&lang;c\&rang;\\ \&lang;d\&rang;\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\\ c^{\&prime;\&prime;}\\ d^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]=\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{c}a\\ b\\ c\\ d\end{array}\right]----\left(55\right)$

因此，获得了和被发送的信号一致的第二校正信号。不过，在移动通信的情况下，将发生特性改变。该特性改变可按式(56)表示。 $\left[\begin{array}{c}a+{\mathrm{\&delta;}}_p\\ b+{\mathrm{\&delta;}}_q\\ c+{\mathrm{\&delta;}}_r\\ d+{\mathrm{\&delta;}}_u\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\\ c^{\&prime;\&prime;}\\ d^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]----\left(56\right)$

其中δp，δq，δr和δu代表表示被加于被发送的信号(a，b，c，d)的高速分量的误差，并且高速分量保留在第一校正信号中(a”，b”，c”，d”)。此外，设： $\left[\begin{array}{c}a\\ b\\ c\\ d\end{array}\right]=k\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\\ c^{\&prime;\&prime;}\\ d^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]----\left(57\right)$ 并且矩阵K表示如下： $k=\left[\begin{array}{c}k0,k\mathrm{1,0,0}\\ -K1,K\mathrm{0,0,0}\\ \mathrm{0,0},K6,K7\\ \mathrm{0,0},-K7,K6\end{array}\right]----\left(58\right)$ 元素K0，K1，K6和K7按式(59a)到(59d)表示。K0＝(a^*a″+b^*b″)/(a″2+b″2)    ---(59a)K1＝(a^*b″-a″^*b)/(a″2+b″2)    ---(59b)K6＝(c^*c″+d^*d″)/(c″2+d″2)    ---(59c)K7＝(c^*d″-c″^*d)/(c″2+d″2)    ---(59d)矩阵K被用于下一符号N+2。在符号N+2中，按如下获得第二校正信号(<a>，<b>，<c>，<d>)，并产生再现的数字信息信号。 $\left[\begin{array}{c}\&lang;a\&rang;\\ \&lang;b\&rang;\\ \&lang;c\&rang;\\ \&lang;d\&rang;\end{array}\right]=\mathrm{KH}\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\\ c^{\&prime;}\\ d^{\&prime;}\end{array}\right]$ $=k\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\\ c^{\&prime;\&prime;}\\ d^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]----\left(60\right)$

矩阵H按照式(52)表示，矩阵K按照式(58)表示。因此，使用式(60)的第一校正信号(a”，b”，c”，d”)按照式(57)和(58)确定新的矩阵K。新的矩阵K用于下一个符号N+3。

即按照式(60)进行对于符号N+3的接收到的信号(a’，b’，c’，d’)的校正，获得第二校正信号(<a>，<b>，<c>，<d>)，并产生再生的数字信息信号。在这种情况下，使用对于符号N+2确定的矩阵K。

对于随后符号，通过使用对前一符号确定的矩阵K按照式(60)获得第二校正信号(<a>，<b>，<c>，<d>)，从第二校正信号产生再生的数字信息信号，按照式(57)，(58)计算新矩阵K以便对于下一符号使用新的矩阵K。

被发送信号的值a，b，c和d，被接收信号的值a’，b’，c’和d’，第一校正信号的值a”，b”，c”和d”和用于式(50)到(60)中的第二校正信号的值<a>，<b>，<c>和<d>彼此不同。

在以上实施例中，直到下一参考信号被发送到接收装置81之前，不同更新的矩阵H，按照从接收的信号(a’，b’，c’，d’)获得的第一校正信号(a”，b”，c”，d”)对每一符号更新矩阵K。不过，作为用于发送和接收正交频分复用信号的另一个方法，可以用矩阵K和矩阵H相结合，从而产生一个新的矩阵H，并重复矩阵K和矩阵H的结合。详细地说，矩阵K和矩阵H组合，从而按照式(61)产生新的矩阵H。

H＝KH    ……(61)此后，按照新的矩阵H获得对于符号N的第二校正信号如下。 $\left[\begin{array}{c}\&lang;a\&rang;\\ \&lang;b\&rang;\\ \&lang;c\&rang;\\ \&lang;d\&rang;\end{array}\right]=H\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\\ c^{\&prime;}\\ d^{\&prime;}\end{array}\right]\end{array}----\left(62\right)$

因此，对于符号N的被发送的信号(a，b，c，d)被再现。此后，通过使用第一校正信号(a”，b”，c”，d”)和对于符号N的被发送的信号(a，b，c，d)按照式(63)确定新的矩阵K。 $\left[\begin{array}{c}a\\ b\\ c\\ d\end{array}\right]=k\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\\ c^{\&prime;\&prime;}\\ d^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]----\left(63\right)$ 此后，新的矩阵H被认为是一个旧的矩阵H，并通过使用旧的矩阵H和按照式(63)最新确定的矩阵K按式(61)获得新的矩阵H。新矩阵H被用来按照式(62)对下一符号N+1获得第二校正信号(<a>，<b>，<c>，<d>)。

下面说明按照上述方法发送和接收正交频分复用信号的具体处理的例子。

如图7所示，符号数被插入一个特定的载波中，在接收装置81中已知的参考信号(或参考数据被插入与符号数相应的其它每对正负载波组中。详细地说，在符号数按递增的顺序产生的条件下，在符号数计数电路72中对符号以递增的顺序产生多个符号数0，1，2，…511，0，1，2，…，并循环地产生这些符号数，并把符号数逐个地送到计算单元13和参考信号插入电路15。每个符号数用9位表示。

在这种情况下，因为在接收装置81中符号数的精确的再现是重要的，所以为参考信号制备专用参考数据，并进行多值调制，在多值调制中的多值数小于用于其它载波的多值的QAM(256QAM)中的多值数。即表示一个符号数的由在9位中的第9位、第8位、第3位和第2位构成的4位以16QAM进行发送与接收。在接收装置81中，由4位表示的符号数被变为9位从而再生符号数。因为在符号数计数电路72中符号数是递增的，所以可以容易地进行符号的再生。

因此，表示一个符号的由在9位中的第9位，第8位，第3位和第2位构成的4位每当由9位表示的一个符号数从符号数计数电路72中被输出时被输入计算单元13，并在计算单元13中对4位的符号数进行IDFT，从而发送具有特定载波(例如第一载波)的4位符号数。此外，当由9位表示的一个符号数在参考信号插入电路中被接收时，一个参考信号被产生并输入计算单元13，并在计算单元13中对参考信号进行IDFT，从而在正交调制单元21中把参考信号插入插入一组特定的正负载波中，其频率相对于中心载波的频率FO(FO＝42.8MHz)互相对称，由9位当中的上7位符号数规定。在这种情况下，因为在符号数的9位当中的下2位在计算单元13中被忽略，所以其中插入有参考信号的一组特定的正负载波的选择每4个符号改变一次。

此外，按照在符号数的9位当中的最低位在参考信号插入电路15中产生第一类参考信号或第二类参考信号，并被插入一组正负载波中。第一类参考信号相应于奇数符号数，并按式(64)表示，第二类参考信号相应于偶数符号数，并按照式(65)表示。 $\left[\begin{array}{c}p\\ q\\ r\\ u\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ X\\ 0\\ X\end{array}\right]----\left(64\right)$ $\left[\begin{array}{c}p\\ q\\ r\\ u\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}X\\ 0\\ X\\ 0\end{array}\right]----\left(65\right)$

在接收装置81中值X是已知的。因此，在第二实施例中，第一类参考信号被插入由一个偶数符号数2(i-1)规定的第2(i-1)个符号中的频率为+Wi和-Wi(i＝1至128)的一对正负载波中，第二类参考信号被插入由一个奇数符号数(2i-1)规定的第2(2i-1)个符号中的频率为+Wi和-Wi的一对正负载波中，并把第一或第二类参考信号插入每512个符号(4^*128＝512)  的所有的正负载波组中，因为一组特定的正负载波的选择每4个符号改变一次。

此后，在按照单元81中的FFT电路82和QAM再生电路83中，获得等效于再生的数字信息信号的第二校正信息信号Rc和Ic。即如图10所示，从信号处理单元96、97输出的解调的I和Q信号I’和Q’被送到FFT符号数再生电路61中。在再生电路61中，一个符号数被再现，并被插入一组正负载波中的一个参考信号被再生，从而产生再生的参考信号。

在本实施例中，因为对于4位符号数进行16QAM，所以和其它发送信息相比，可以最佳的误差率再生符号数，可以容易地再现由9位表示的范围从1到511的符号数，并可以对每一符号容易地规定其中插入参考信号的一组载波。例如，在再生电路61中获得的再生的参考信号对第0个符号(偶数符号数)用一组p_os’，q_os’，r_os’和u_os’表示，对第一个符号(奇数符号数)用一组p_1s’，q_1s’，r_1s’和u_1s’表示，对第二个符号(偶数符号数)用p_2s’，q_2s’，r_2s’，和u_2s’表示，对第三个符号(奇数符号数)用p_3s’，q_3s，r_3s’和u_3s’表示。

此后，按照式(29)，(64)和(65)在发送通路特性检测电路62中通过使用对第0个符号由组p_os’，q_os’，r_os’和u_os’表示的以及对第一个符号由组p_1s’，q_1s’，r_1s’和u_1s’表示的再现的参考信号计算表示传输通路特性的几个系数S0至S7。

S0＝(p_0s′+q_1s′)/(2X)，S4＝(r_0s′+u_1s′)/(2X)

S1＝(q_0s′-p_1s′)/(2X)，S5＝(u_0s′-r_1s′)/(2X)

S2＝(p_0s′-q_1s′)/(2X)，S6＝(r_0s′-u_1s′)/(2X)

S3＝(q_0s′+p_1s′)/(2X)，S7＝(u_0s′+r_1s′)/(2X)    ---(66a)

此外，以相同的方式在发送通路特性检测电路62中通过使用对第二个符号由组p_2s’，q_2s’，r_2s’和u_2s’表示的以及对第三个符号由组p_3s’，q_3s’，r_3s和u_3s’表示的再生的参考信号计算几个系数S0至S7。

S0＝(p_2s′+q_3s′)/(2X)，S4＝(r_2s′+u_3s′)/(2X)

S1＝(q_2s′-p_3s′)/(2X)，S5＝(u_2s′-r_3s′)/(2X)

S2＝(p_2s′-q_3s′)/(2X)，S6＝(r_2s′-u_3s′)/(2X)

S3＝(q_2s′+p_3s′)/(2X)，S7＝(u_2s′+r_3s′)/(2X)    --- 66b)

此后，从式(66a)中系数S0至S7的第一值和式(66b)中系数S0至S7的第二值获得系数S0至S7的平均值，并把其从发送路径特性检测电路62输出到第一校正方程导出和存储单元64作为以每4个符号为一组的特定的正负载波的发送路径特性。此外，符号数被从电路62送到电路64中。

因为S0至S7有8个系数，所以当发送和接收两类参考信号时可以获得系数S0至S7。在这种情况下，因为在接收装置81中两类参考信号是已知的，所以在获得系数S0至S7的条件下可以使用任何类型的参考信号。

以和第一实施例相同的方式在电路64中进行第一校正方程的推导。即计算分母detA和系数H0至H7，按照分母detA和系数H0至H7计算按式(35)表示的第一校正方程，并将其存储起来。在本实施例中，因为使用257个载波，随着时间的推移，要一个接一个地计算大约128个第一校正方程并被更新。因为一个第一校正方程由平均系数S0至S7进行计算，而平均系数S0至S7由相应于在4个符号中具有相同频率的4组正负载波的系数S0至S7中每个的平均值获得，所以每512个符号(4符号^*128组＝512符号)进行相应于一组正负载波的每个第一校正方程的更新。

最好在检测传输路径特性之后按式(29)直接地计算由式(35)表示的第一校正方程而不计算任何逆矩阵。

此后，在再现电路61中获得的再生的数字信息信号R’、I’被送到第一校正电路63，按照式(67)通过使用以第一实施例中相同的方式存储在存储电路64中的第一校正方程对再生的数字信息信号R’和I’进行校正计算，并输出第一校正的发送信息R”和I”。 $\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\\ c^{\&prime;\&prime;}\\ d^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]=\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{c}H0,H1,H2,H3\\ -H1,H0,H3,-H2\\ H4,H5,H6,H7\\ H5,-H4,-H7,H6\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\\ c^{\&prime;}\\ d^{\&prime;}\end{array}\right]----\left(67\right)$

其中a’代表由正载波承载的再生的数字信息信号的实部，b’代表由正载波承载的再生的数字信息信号的虚部，c’代表由负载波承载的再生的数字信息信号的实部，d’代表其虚部，a”代表由正载波承载的第一校正发送信息的实部，b”代表其虚部，c”代表由负载波承载的第一校正发送信息的实部，d”代表其虚部。

因此，在第一校正电路63中再生的数字信息信号R’(a’，c’)和I’(b’，d’)对于第一校正的发送信息R”(a”，c”)和I”(b”，d”)被校正。此后，第一校正的发送信息R”(a”，c”)和I”(b”，d”)被送到第二校正方程导出与存储电路65和第二校正电路66中，并把符号数从第一校正方程导出与存储电路64送到第二校正方程导出与存储电路65。

在第二校正电路66中，第一校正的发送信息R”(a”，c”)和I”(b”，d”)对于第二校正的发送信息Rc(<a>，<c>，)和Ic(<b>，<d>)按式(68)进行校正。 $\left[\begin{array}{c}\&lang;a\&rang;\\ \&lang;b\&rang;\\ \&lang;c\&rang;\\ \&lang;d\&rang;\end{array}\right]=k\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\\ c^{\&prime;\&prime;}\\ d^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]----\left(68\right)$

其中矩阵K是在收到参考信号之后的对于下一符号的单位矩阵。此外，在前一符号中确定的矩阵K用于每个其它的符号。此后，从输出电路45输出第二校正的发送信号Rc(<a>，<c>)和Ic(<b>，<d>)作为再现的数字信息信号(a，b，c，d)。

此外，在第二校正方程导出与存储电路65中，按式(58)和(59a)至(59d)通过使用从存储电路64中输入的符号数、从第一校正电路63中输入的第一校正的发送信息R”(a”，c”)和I”(b”，d”)以及被作为再生数字信息信号(a，b，c，d)处理的并从第二校正电路66输入的第二校正的发送信号Rc(<a>，<c>)和Ic(<b>，<d>)重新产生矩阵K，并把其作为第二校正方程存储起来。对于每一再生的载波产生矩阵K，并被用于下一符号。

因此，再生的数字信息信号在第一校正电路63中按照第一校正方程被校正，从而消除来自再生的数字信息信号中的误差和随时间而逐渐改变的特性，并且因为使用已知的参考信号，所以能正确地进行再生数字信息信号的校正。此外，第二被校正的发送信息在第二校正电路66中按照第二校正方程被校正，从而消除来自第二被校正的发送信息的由于高速例如发生在移动通信中的多路径环境而引起的发送特性的改变。因而，可以从接收装置81中输出对于每个符号为最佳的再现的数字信息信号R(a，c)和I(c，d)。

下面通过使用特定的值说明使用第二校正方程的校正方法。关于矩阵H的说明被简化了，将详细说明关于矩阵K的运算。此外，因为相应于一组正负载波的矩阵H被校正，所以矩阵K在以上的说明中按照相应的一组正负载波进行表示。不过，因为矩阵K独立于正负载波，所以将说明关于相应于正载波或负载波的矩阵K的运算。

最初发送对于符号N规定的参考信号的一组值(实部、虚部)＝(7.5，7.5)，并在接收装置8.1中接收再现的参考信号(6.25，6.25)在这种情况下，矩阵H简单地按式(69)表示。 $H=\left[\begin{array}{cc}7.5/6.25,& 0\\ 0,& 7.5/6.25\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1.2,& 0\\ 0,& 1.2\end{array}\right]---\left(69\right)$ 即在发送系统中不包括任何误差，相位特性也不变，并且幅值特性表明6.25/7.5倍的条件。

在按照第一校正方程的第一校正步骤中，通过使用以上矩阵H校正再生的数字信息信号，并且直到另一个再生的参考信号被送到检测电路62之前矩阵H不被更新。式(69)中表示的矩阵H是存储在存储电路64中的第一校正方程。在此情况下，矩阵K被设为单位矩阵并被存储在存储电路65中作为第二校正方程。 $k=\left[\begin{array}{c}\mathrm{1,0}\\ \mathrm{0,1}\end{array}\right]----\left(70\right)$ 此后，当在再次电路61中产生对于下一个符号N+1的再现的数字信息信号R’(a’)和I’(b’)的接收信号(a’，b’)＝(6.10，5.30)时，则按式(71a)在第一校正电路63中产生第一校正信号(a”，b”)。 $\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]=H\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1.2,& 0\\ 0,& 1.2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}6.10\\ 5.30\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}7.32\\ 6.36\end{array}\right]----\left(71a\right)$ 此后，在第二校正电路66中通过使用存储在存储电路65中作为第二校正方程的矩阵K校正第一被校正的信号(a”，b”)，并按照式(71b)得到第二被校正的发送信号Rc(<a>，<b>)。 $\left[\begin{array}{c}\&lang;a\&rang;\\ \&lang;b\&rang;\end{array}\right]=k\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]=\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{c}\mathrm{1,0}\\ \mathrm{0,1}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}7.32\\ 6.36\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}7.32\\ 6.36\end{array}\right]----\left(71b\right)$

此后，在图15中所示的其中设有供几个信息信号用的几个信号位置的信号设置被搜索，得到离接收信号(<a>，<b>)＝(7.32，6.36)最近的特定信号位置(7.5，6.5)。因此，便判定从由特定信号位置指示的发送的信号(a，b)＝(7.5，6.5)中获得了接收的信号(<a>，<b>)，并从输出电路45中输出再现的数字信息信号(Rc，Ic)＝(7，6)。其中值0.5是附加于发送的信号上的偏值，以便减化在QAM中进行的QAM再生，这一附加技术是公知的。

最后，按照式(58)、(59a)和(59b)在第二校正方程导出与存储电路65中重新产生矩阵K，并将其存储在存储单元65中作为下一符号N+2的校正方程。这新产生的矩阵K利用(a，b)＝(7.5，6.5)和(a”，b”)＝(7.32，6.36)表示如下。 $K=\left[\begin{array}{cc}1.02348,& 0.00128\\ -0.00128,& 1.02348\end{array}\right]----\left(72\right)$

这矩阵K代表在传输路径中从符号N的发送时间到符号N+1的另一个发送时间发生的幅相特性的改变。

此后，当在再生电路61中对下一符号N+2产生再生数字信息信号R’(a’)和I’(b’)时，则按式(73)在第一校正电路63中产生第一被校正信号(a”，b”)。 $\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]=H\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1.2,& 0\\ 0,& 1.2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}5.80\\ 2.10\end{array}\right]=\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}6.96\\ 2.52\end{array}\right]----\left(73\right)\end{array}$

此后，在第二校正电路66中通过使用存储在存储电路65中的矩阵K作为第二校正方程校正第一被校正信号，并按照式(74)得到第二被校正的发送信号Rc(<a>，<b>)。 $\left[\begin{array}{c}\&lang;a\&rang;\\ \&lang;b\&rang;\end{array}\right]=k\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1.02348,& 0.00128\\ -0.00128,& 1.02348\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}6.96\\ 2.52\end{array}\right]=\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}7.1266\\ 2.5702\end{array}\right]----\left(74\right)\end{array}$ 此后，搜索在图15中所示的信号设置，从被接收的信号(<a>，<b>)＝(7,1266、2,5702)中得到特定的信号位置(7.5，2.5)。因此，使断定从由特定信号位置代表的发送的信号(a，b)＝(7.5，2.5)中得到了被接收的信号，并从输出电路45中输出再生的数字信息信号(Rc，Ic)＝(7，2)。假定不进行按照第二校正方程的任何第二校正步骤，便断定从发送的信号(a，b)＝(6.5，2.5)中得到了被接收的信号(a’，b’)，并从输出电路45中输出再生的数字信息信号(Rc，Ic)＝(6，2)。因而，在第二实施例中可以容易地得到再生的数字信息信号。

最后，在第二校正方程导出与存储电路65中按照式(58)和(59a)到(59d)重新产生矩阵K，并将其存储在存储单元65中作为用于下一符号N+3的第二校正方程。这新产生的矩阵K利用(a，b)＝(7.5，2.5)和(a”，b”)＝(6.96，2.52)表示如下。 $k=\left[\begin{array}{cc}1.06767,& 0.02738\\ -0.02738,& 1.06767\end{array}\right]----\left(75\right)$

这矩阵K代表从符号N的发送时间到符号N+2的另一个发送时间在传输路径中发生的幅相特性的改变。

下面说明第二实施例的改型。

(第一改型)

不要求限制其中一个参考信号被插入一个正负载波组的正负载波的组数，并可以用一个参考信号插入几个正负载波组中。在第二实施例中，一个参考信号被分配给在几个符号当中具有相同频率的几个载波，系数S0至S7的每个的值被平均以便检测其中消除高斯噪声的发送系统，并使用第一校正方程。

此外，高斯噪声可通过平均几个第二校正方程来消除。在第一改型中，说明对5个符号用于平均矩阵K的方法。该方法在第二校正方程导出与存储电路65中进行。

发送参考信号，接收再生的参考信号。在这种情况下，在5个符号当中用于第m个(m＝1，2，……5)符号的矩阵K用矩阵Km表示，并把矩阵Km表示如下。 $K_m=\left[\begin{array}{cc}{K0}_m& {K1}_m\\ {-K1}_m& {K0}_m\end{array}\right]----\left(76\right)$

初值K0₁＝1，K0₂＝1，K0₃＝1，K0₄＝1，K0₅＝1，K1₁＝0，K1₂＝0，K1₃＝0，K1₄＝0 and K1₅＝0被设置。

K0＝(K0₁+K0₂+K0₃+K0₄+K0₅)/5

K1＝(K1₁+K1₂+K1₃+K1₄+K1₅)/5    …(77)被设置。在这种情况下，对5个符号平均的矩阵K表示如下：

K＝(K₁+K₂+K₃+K₄+K₅)/5 $=\left[\begin{array}{cc}K0,& K1\\ -K1,& K0\end{array}\right]----\left(78\right)$

当在再现电路61中产生符号N-1的被接收的信号时，计算对于符号N-1的第二被校正的发送信号，并按照式(58)和(59a)到(59d)计算对于符号N的矩阵K1。在这种情况下，已经计算出对于符号N-1的矩阵K2，对于符号N-2的矩阵K3，对于符号N-3的矩阵K4和对于符号N一4的矩阵K5。此后，按照式(77)和(78)计算对于符号N的平均矩阵K作为第二校正方程。因此，可通过增加数N来反复地得到平均矩阵K。(第二改型)

在发生在传输路径中的幅相特性的高速改变的程度超过按照第二校正方程可以校正第一被校正的信号的改变的上限的情况下，或在信噪比(S/N)极其恶劣的情况下，存在对第一被校正信号进行反向校正以致变得更坏的情况。在第一被校正信号按照第一改型的用平均矩阵K校正的情况下，第一被校正信号的反向校正的程度较小。然而，在连续发生超过上限的高速变化的情况下，将不可避免地要发生第一被校正信号的反相校正。

为避免第一被校正信号的反相校正，当按照式(58)，(59a)到(59d)和(68)计算矩阵K时，发送信号的每个元素a，b，c，d和第一被校正信号的每个元素a”，b”，c”，d”之间的差作为误差信号被校正，在有一个误差信号超过上限或下限的情况下，矩阵K的元素被设为规定的值。例如，在有一个误差信号大于0.4或低于-0.4的情况下，误差信号被设为0.4或-0.4，并计算矩阵K。这一运算在第二校正方程导出和存储电路65中进行。

(第三改型)

在S/N比极其恶劣的情况下，存在第一被校正信号进行反向校正以致变得更坏的情况。在第一被校正信号按照第一实施例用平均矩阵K校正时，第一被校正信号的反向校正的程度是小的。然而，在超过上限的高速改变连续发生的情况下，必然发生第一被校正信号的反向校正。

为避免第一被校正信号的反向校正，当按照式(58)，(59a)到(59d)和(68)计算矩阵K时，发送信号的每个元素a，b，c，d和第一被校正信号的每个元素a”，b”，c”，d”之间的差作为误差信号被校正，并且每个误差信号用合适的值加权。即在相应于发送信号的一个元素和第一被校正信号的一个元素的误差信号为矩阵K的每个计算而被检测的情况下，误差信号按正态分布，这是由于高斯噪声的影响。因此，在一个误差信号位于正整分布的中心值附近的情况下，误差信号被乘以具有大的值的加权系数。相反，在一个误差信号位于远离中心值时，则使误差信号乘以具有小值的加权系数。

举个简单的例子，在按照第一改型对于2个符号计算平均奖的矩阵K的情况下，制备一个加权系数表。在表中对等于或小于0.1的误差信号的绝对值把加权系数设为5，而对于误差信号的绝对值大于0.1并等于或小于0.2的则把加权系数设为4。对于误差信号的绝对值大于0.2且等于或小于0.3的把加权系数设为3，对于误差信号的绝对值大于0.3且等于或小于0.4的则把加权系数设为2，并且对于误差信号的绝对值大于0.4且等于或小于0.5的把加权系数设为1。此后，用加权系数对2个符号的两个误差信号加权，计算两个加权的误差信号的信号和，通过用两个加权系数的和除信号和得到平均误差信号。

例如，在第一误差信号为0.15而第二误差信号是0.4的情况下，得到平均误差信号0.21(＝(0.15^*4+0.45^*1)/(4+1))。假定不进行任何加权运算，则得到0.3的平均误差信号(＝(0.15+0.45)/2)。这加权运算在第二校正方程导出和存储电路65中进行。(第四改型)

在传输路径中发生的幅相特性的高速改变的程度超过按照第二校正方程可以校正的第一被校正信号的改变的上限的情况下，或在信噪(S/N)比极端恶劣的情况下，存在第一被校正信号被反向校正以致变得更坏的情况。在第一被校正信号按照第一改型用平均矩阵K校正的情况下，第一被校正信号的反向校正的程度是小的，然而，在超过上限的高速改变连续发生的情况下，必然发生第一被校正信号的反向校正。

为避免第一被校正信号的反向校正，检测超过上限的高速改变作为在误差校正电路中(未示出)的误差，并在检测到误差的情况下，不更新第二校正议程，而使用单位矩阵作为更新的矩阵K。在这种情况下，包括单位矩阵的几个矩阵K第一改型被平均，从而减少超过上限的高速改变的不利影响。(第五改型)

当按照式(58)，(59a)到(59d)和(68)计算矩阵K时，对每一被排列在<p>至<u>(实部)的误差信号设定上限和下限。在误差信号的排列点超过上限或下限的情况下，矩阵K被设定为单位矩阵。

在一个简单的例子中，在误差信号的实部值或虚部值或其实部和虚部值的和大于上限或小于下限时，矩阵K被设为单位矩阵。例如，在一个误差信号被在实部或虚部的绝对值等于或大于8或在实部与虚部的和的绝对值等于或大于6的条件下排列时，该误差信号不被使用，而用单位矩阵作为更新的矩阵K。如图11所示，在误差信号处在一个黑点的情况下，误差信号被用于更新矩阵K。相反，在误差信号位于一个白圈的情况下，则误差信号不用于更新矩阵K。

具体地说，在发生在传输路径中的幅相特性的高速改变的程度超过第一被校正信号可以按照第二校正方程被校正的改变的上限的情况下，存在第一被校正信号进行反向校正以致变得更坏的情况。在第一被校正信号按照第一改型用平均矩阵K校正的情况下，第一被校正信号的反向校正的程度是小的。然而，在超过上限的高速改变连接发生的情况下，必然出现第一被校正信号的反相校正。因为高速的改变影响排列在远离中心点的外侧的误差信号，所以当误差信号排列在外侧时由高速改变引起的误差将以高的几率发生。因此，只用排列在内侧的误差信号更新矩阵K。(第六改型)

在以上的改型中，沿着时间轴对矩阵H、矩阵K或其组合进行平均操作。不过，在这一改型中，将说明沿着频率轴进行的平均操作。

OFDM信号的载波被设置得彼此相邻，并且一对彼此相邻的载波具有类似的特性。即在每个矩阵的系数按频率顺序排列的情况下，这些系数按几级曲线形排列。此外，曲线随另一曲线而改变，并且在系数中不存在高于规定值的任何高频分量。在曲线中存在大的改变点的情况下，大的改变点代表因S/N比恶劣而计算的校正系数不合适或没有充分进行沿时间轴的平均操作。

因此，在这一改型中，计算矩阵H和矩阵K的组合矩阵的系数，并且按频率顺序排列的一系列系数通过低通滤波器从而除去系数中的高频分量。这数字滤波处理可在第一或第二校正方程导出与存储电路64或65中容易地实现。这种滤波不限于沿频率轴进行的一维的滤波，也适用于两维滤波器中进行的滤波，以便沿着频率轴和时间轴对系数滤波。

下面对沿频率轴和时间轴进行的二维滤波作简短的说明。

一组矩阵H通过对于一组符号的发送和接收参考信号被平均。此外，一组矩阵K对于一组符号被平均。因此，矩阵H和矩阵K沿时间轴分别被平均。此外，矩阵E按照式(79)产生。

E＝KH    …(79)

在矩阵E的系数中，特定载波的系数和一组特定载波相邻的其它载波的系数(例如±10载波)被平均。所有载波的每一个被设为特定的载波，并对所有载波进行平均操作。因此，矩阵E沿频率轴被平均，并按如下进行校正计算。 $\left[\begin{array}{c}\&lang;a\&rang;\\ \&lang;b\&rang;\\ \&lang;c\&rang;\\ \&lang;d\&rang;\end{array}\right]=E\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\\ c^{\&prime;}\\ d^{\&prime;}\end{array}\right]----\left(80\right)$

在第二实施例中，分别进行使用第一矩阵H的第一校正步骤和使用矩阵K的第二校正步骤。然而，在本改型中，以相同的方式计算矩阵H和矩阵K，并使用矩阵E按照式(80)进行校正操作。(另一种改型)

借助于从所有载波中选择三个载波重复地形成和中心载波相邻的一组中心载波和两个载波，一个参考信号被插入每组的中心载波中，导出对于中心载波的校正方程，通过使用对于中心载波的校正方程校正相应于和中心载波相邻的载波的每两个被接收的信号。因此，计算量被减少了，缩短了参考信号的到来周期，发送装置71和接收装置81可以以低的成本制造，可以高速处理数字信息信号。

下面说明本发明的第三实施例。在第一第二实施例及其改型中，一个已知的参考信号被插入一组彼此以OFDM信号的中心载波为对称的正负载波中。然而，在第三实施例中，参考信号的发送和接收不限于对于一组正负载波的参考信号，并且使用按照第二实施例的第二校正方程。因此，即使在移动通信中或在多路径环境中发送OFDM信号，也可以进行OFDM信号的校正。此外，在第一到第三实施例中，使用符号数。在这种情况下，在发送中符号数的信号条件不阴于在接收装置31或81中识别的符号数的条件。例如，它适用于用同步符号或传输参数来发送符号数。

在第三实施例中，OFDM信号从具有和正交频分复用信号发送装置11相同结构的发送装置中发送。在这种情况下，参考信号和OFDM信号的一个载波一起发送。此外，在接收装置中，由已知的参考信号调制的特定载波被按照符号数、特定参数信息或和规定的载波一起发送的同步符号信息指定，对于每一规定的周期，特定载波被周期地改变，并被一个接一个地发送。

在这种情况下，分配给频率+Wn的一个载波的由复数(p+jq)表示的数字信息信号在计算单元13中被转换成按式(1)和(2)表示的I信号和Q信号，在正交调制单元21中把I、Q信号转换成OFDM信号，并且代表数字信息信号的I、Q信号通过在OFDM信号中频率为+Wn的载波发送。

此后，如图12所示，I、Q信号通过相应于一组变频单元23、发送单元24和空间传输路径的特性的发送系统电路101发送。在发送系统电路101中，I、Q信号的幅值的改变为Y，I、Q信号的相位的改变为d，从而产生I’信号和Q’信号，I’、Q’信号被图13所示的正交频分复用信号接收装置102接收。在接收装置102中具有快速富氏变换(FFT)电路103和正交幅值调制(QAM)再生电路104。

此后，在接收装置102的FFT电路103中对I’、Q’信号进行离散富氏变换(DFT)，并把I’、Q’信号表示为复数。

A′expj(+Wn^*t+a′)＝Aexpj(+Wn^*t+a)^*(Yexpjd)    ---(81)其中 和a’＝tan^-1(q’/p’)被满足。此外，复数p’+jq’代表被接收信号。当使用代表传输路径中的传输特性的系数S0和S1时，式(81)可被重写成式(82) $\left[\begin{array}{c}{p}^{\&prime;}\\ q^{\&prime;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}S0,& S1\\ S1,& S0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}q\\ p\end{array}\right]----\left(82\right)$

其中复数p+jq代表被发送的信号。

在本实施例中，为加快以高速改变着的特性(多路径环境特性)的响应速度，发生在发送系统电路101中的振幅改变Y和相位改变d被重写成M^*Y和d+d1。因此，式(81)可被重写成式(83)

A′expj(+Wn^*t+a′)＝Aexpj(+Wn^*t+a)^*(Yexpjd)^*(Mexpjdl)    ---(83)

当使用  Mexpjd1＝V1+jV2时，方程

p′+jq′＝(p+jq)(S0+jS1)(V1+jV2)

被满足，并且被接收的信号(p’，q’)表示如下： $\left[\begin{array}{c}{p}^{\&prime;}\\ q^{\&prime;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}S0,& -S1\\ S1,& S0\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}V1,& -V2\\ V2,& V1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}p\\ q\end{array}\right]$ $=\mathrm{SV}\left[\begin{array}{c}p\\ q\end{array}\right]----\left(84\right)$ 其中，矩阵S代表传输特性，矩阵V代表高速改变特性。

因此，正如通过比较式(82)和式(84)可以看出的那样，由对于参考信号的矩阵S代表的第一校正方程没有改变，独立于第一校正方程的第二校正方程可被提取出来作为矩阵V。此外，虽然式(84)被用于参考信号，但它也可用于从发送装置向接收装置102发送的正常信息信号。即式(84)可被重写为式(85)。 $\left[\begin{array}{c}a\\ b\end{array}\right]=V^{-1}{S}^{-1}\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\end{array}\right]$ $=\mathrm{KH}\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\end{array}\right]----\end{array}\left(85\right)$

按照常规方法可以得到矩阵S和逆矩阵S^-1＝H。此外，矩阵K＝V^-1表示如下： $K=\left[\begin{array}{c}V1/({V1}^2+{V2}^2),V2/({V1}^2+{V2}^2)\\ -V2/({V1}^2+{V2}^2),V1/({V1}^2+{V2}^2)\end{array}\right]----\left(86\right)$

因为矩阵K对于每个符号和每个频率被更新，假定矩阵K是复杂的，那么因计算量太大就不能使用矩阵K。然而，因为矩阵K是一个2行2列的矩阵，计算量没有增加那样多，从而可以使用矩阵K。

对于每个到达接收装置102中的参考信号矩阵H被更新，当它被更新时，矩阵K被作为单位矩阵处理。此后，通过使用矩阵H校正被接收的信号(即在接收装置102中接收的被调制的数字信息信号)获得第一被校正的信息信号。对于每一符号通过计算第一被校正的信息信号的位置和对于每一符号所希望的信号的位置之间的差，检测被接收的信号的幅值和相位中高速改变的分量，并按照在被接收的信号的幅值和相位中的高速改变的分量，对于每一频率和每一符号更新矩阵K。每个更新的矩阵K被用于下一符号。

因此，因为高速改变特性(或多路径环境特性)按照和使用第二校正方程的第二实施例中相同的方法进行校正，所以省略对于高速改变特性校正的说明。不过，和第二实施例的差别在于，矩阵H和矩阵K分别是2行2列的矩阵。此外，矩阵K的元素通过使用按照式(59a)和(59b)定义的系数K0和K1表示。

在第三实施例中，利用符号数计数电路14把符号数插入第一载波中，只用于校正插入第一载波中的符号数的参考数据由参考信号插入电路15作为参考信号被插入第m1个载波中。在循环地增加符号数的同时，对每个符号周期插入符号数。即符号数0，1，2，3…511，0，1，2…被计数并被输出。每个符号数用9位表示，由在9位当中的第9位、第8位、第3位构成的4位按QAM调制，并把每个符号数的这4位利用规定的载波进行发送。

在参考信号插入电路15中，按照9位符号数当中的上8位产生参考信号。因为符号数的最下一位被忽略，所以在其中被插入参考信号的特定符号的一个载波的频率和刚好位于特定符号之前的另一个符号的另一个载波的频率相同。即参考信号被插入彼此相邻的两个符号中的具有相同频率的两个载波中。

参考信号(p、q)按照式(87)表示。 $\left[\begin{array}{c}p\\ q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}X\\ Y\end{array}\right]----\left(87\right)$

其中，参考信号的值X和Y在接收装置102中是已知的。

从发送系统电路101输出的I’、Q’信号被在接收装置102的FFT电路103和QAM再生电路104中接收。图14是FFT电路103和QAM再生电路104的方块图。

如图14所示，I’、Q’信号被送到FFT符号数再生电路61中，符号数被再生，并得到被插入相应于符号数的一组正负载波的再生的参考信号的值。

在本实施例中，因为对4位的符号数进行16QAM，所以和其它发送的信息相比，符号数可以以最佳的误差率被再生，可以容易地再生用9位表示的范围从1至511的符号数，并可以容易地对每一符号规定其中被插入一个参考信号的一组载波。在再生电路61中获得的再生的参考信号的值对于第0个符号(偶数符号数)用Pos’和Qos’表示，对于第一个符号(奇数符号数)用P1s’和Q1s’表示。

此后，在校正处理电路67中，按式(82)计算对于第0个符号的代表传输特性的系数S0和S1：

S0＝(X^*p0s′+Y^*q0s′)/(X2+Y2)

S1＝(X^*q0s′-Y^*P0s′)/(X2-Y2)

此外，从式(82)计算对于第一个符号的系数S0和S1：

S0＝(X^*P1s′+Y^*q1s′)/(X2+Y2)

S1＝(X^*q1s′-Y^*P1s′)/(X2-Y2)此后，对每个系数S0和S1平均，并除去白色噪声。在本实施例中，获得2个符号之间的平均值。

因为使用两个系数S0和S1，所以可以通过发送与接收一种参考信号获得S0和S1。在这种情况下，因为参考信号在接收装置102中是已知的，所以任何类型的参考信号在得到系数的条件下都可应用。

在校正处理电路67中检测表示传输特性的系数S0和S1之后，按照式(88)通过使用系数S0和S1以及符号数导出对于相应载波的平均校正方程(或第一校正方程)，并把其存储在电路67中。 $\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cc}H0,& H1\\ -H1,& H0\end{array}\right]----\left(88\right)$ 其中，H0＝S0，H1＝S1，detA＝S0²+S1²被满足。

对于每个载波都导出第一校正方程，因为使用257个载波，所以大约有256个第一校正方程被一个接一个地产生，并随着时间的推移而被更新，即因为通过对于2个符号并对于相同的载波的系数S0和S1取平均来导出一个第一校正方程，所以对于同一个载波的一个第一校正方程的更新间隔是512个符号(Z符号^*256＝512)。

在本实施例中，计算表示传输特性的系数S0和S1以便导出第一校正方程。不过也可以从式(89a)直接地导出第一校正方程而不计算系数S0知S1。 $\left[\begin{array}{c}a\\ b\end{array}\right]=\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cc}H0,& H1\\ -H1,& H0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\end{array}\right]----\left(89a\right)$

此后，等效于在FFT符号数再现电路61中产生的被接收信号(a’，b’)的再生的数字信息信号R’和I’在第一校正电路68中按式(89b)通过使用存储在校正处理电路67中的第一校正方程进行校正，并输出第一被校正的信号(a”，b”)。 $\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]=\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cc}H0,& H1\\ -H1,& H0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\end{array}\right]----\left(89b\right)$

在这种情况下，因为每512个符号系数S0和S1被改变一次，所以第一校正方程也每512个符号被改变一次。使用第一校正方程的校正是公知的，因而随时间和传输路径中的温度而逐渐改变的传输特性可以被校正。

此后，在第二校正电路66中，按照式(90)使用矩阵K产生第二被校正的信号(<a>，<b>)。矩阵K是和当前符号相继的下一符号的单位矩阵，其中以和第二实施例相同的方式进行参考信号的发送与接收。此外，在刚好在当前符号之前的一个符号中确定的矩阵K被用于每一其它符号。 $\left[\begin{array}{c}\&lang;a\&rang;\\ \&lang;b\&rang;\end{array}\right]=K\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]----\left(90\right)$

此后，第二被校正的信号(<a>，<b>)被输出到输出电路45作为一组再生的数字信息信号Rc和Ic。

此外，按照式(89b)，从校正处理电路67输出的符号数、以及在第二校正电路66中获得的再现的数字信息信号Rc＝a、Ic＝b发生的第一被校正的信号(a’，b’)被送到第二校正方程导出与存储电路65中，并按式(91)产生新的矩阵K并存储在电路65中。 $k=\left[\begin{array}{cc}K0,& K1\\ -K1,& K0\end{array}\right]----\left(91\right)$

其中系数K0按式(59a)表示，K1按式(59b)表示。

式(91)的矩阵K根据再生的数据p和q的位置和所希望的信号位置之间的差相应于传输特性的高速改变的分量。

因而，因为按照第一校正方程被校正的第一被校正信号按照相应于高速改变特性的第二校正方程以和第二实施例相同的方式再被校正一次，所以高速改变的特性例如在移动通信中发生的多路径环境得以校正，因而对于每个符号可以得到正确的再生的数字信息信号。

下面通过使用特定的值说明使用第二校正方程的校正方法。关于矩阵H的说明被简化了，而对于矩阵K的操作加以详细说明。

对于数N的规定的参考信号的一组值(实部，虚部)＝(7.5，7.5)以和第二实施例相同的方式开始发送，在接收装置102中接收再现的参考信号(6.25，6.25)。在这种情况下，在发送系统中矩阵H不包括任何误差，任何相位特性不改变，并且在矩阵H中的幅值特性按式(69)所示表示6.25/7.5倍的条件。

在按照第一校正方程的第一校正步骤中，通过使用以上的矩阵H对再生的数字信息信号进行校正，直到另一个再生的参考信号送到校正处理电路67之前，矩阵H不被更新。按式(69)形成的矩阵H是存储在校正处理电路67中的第一校正方程。在这种情况下，矩阵K被设为按式(70)形成的单位矩阵，并作为第二校正方程被存储在存储电路65中。

此后，当对于下一符号N+1的再生数字信息信号R’(a’)和I’(b’)的被接收信号(a’，b’)＝(6.10，5.30)在再生电路61中产生时，得到第二被校正的传输信号Rc(<a>，<b>)＝(7.32，6.36)，如第二实施例中所述。

因此，第二校正电路66断定从被发送的信号(a，b)＝(7.5，6.5)中得到了被接收的信号(a’，b’)，并从输出电路45中输出再生的数字信息信号(Rc，Ic)＝(7，6)。其中，值0.5是附加于被发送的信号上的偏值，用来简化在QAM再生电路104中进行的QAM再生操作，这一附加技术是公知的。

最后，在第二校正方程导出与存储电路65中按照式(58)和(59a)到(59d)重新产生矩阵K，并把按式(72)表示的矩阵K存储在存储单元65中作为下一个符号N+2的第二校正方程。这一矩阵K代表从对于符号N的发送时间到符号N+1的另一个发送时间发生在传输路径中的幅相特性的改变。

以后，重复相同的校正操作，并得到和第二实施例中的结果相同的结果。

下面说明第三实施例的改型。

(第一改型)

在第三实施例中，参考信号被插入彼此相邻的两个符号中的具有相同频率的两个载波中，，以便平均两个符号中的系数S0和S1，从而检测到除去了高斯噪声的信息传输系统，并且获得和使用对两个信号平均的第一校正方程。然而，把参考信号插入具有相同频率的多个载波的符号数并不仅限于两个。

另外，通过对所获得的多个符号的多个第二校正方程取平均值，就可以消除高斯噪声。在第三实施例的第一变形中，说明了对所获得的五个符号的五个矩阵K取平均值的平均方法。

发送一个参考信号，并且接收一个再生的参考信号。在这种情况下，在五个符号中用于m-1(m＝1，2，--，5)符号的矩阵K用矩阵Km来表示，并且矩阵Km的方程如下。 $\mathrm{Km}=\left[\begin{array}{cc}K0m,& K1m\\ -K1m,& K0m\end{array}\right]----\left(92\right)$ 还要设定初始值K01＝1，K02＝1，K03＝1，K04＝1，K05＝1，K11＝0，K12＝0，K13＝0，K14＝0，以及K15＝0。另外要设定K0＝(K01+K02+K03+K04+K05)/5K1＝(K11+K12+K13+K14+K15)/5

                 ---(93)。在这种情况下，对五个符号平均的矩阵K由下式表示。

K＝(K1+K2+K3+K4+K5)/5 $=\left[\begin{array}{cc}K0,& K1\\ -K1,& K0\end{array}\right]---\left(94\right)$

在再生电路61中产生了用于符号N-1的接收信号时，就计算符号N-1的第二校正传输信号，并且根据方程(91)，(59a)和(59b)计算符号N的矩阵K1。在这种情况下，符号N-1的矩阵K2，符号N-2的矩阵K3，符号N-3的矩阵K4以及符号N-4的矩阵K5已经被计算出来了。然后就根据方程(93)和(94)为符号N计算出一个平均矩阵K，将其作为第二校正方程。这样，在增加符号数N的同时就可以重复地获得平均矩阵K。(第二变型)

在出现在传输路径中的幅值和相位特性的高速变化度超过了可以按照第二校正方程校正第一校正信号的一个变化的上限时，或是在信-噪比极度恶化的情况下，就会使第一校正信号被反向校正成更坏的情况。在按照第一变形用平均矩阵校正第一校正信号的情况下，可以使第一校正信号的反向校正程度减少。然而，如果持续地出现超过上限的高速变化，就必然会出现第一校正信号的反向校正现象。

为了避免第一校正信号的反向校正，在按照方程(90)，(91)，(59a)以及(59b)计算矩阵K时，要检测发送信号的元素a和b与第一校正信号的各个元素a″和b″之间的差值，将其作为误差信号。如果有一个误差超过了上限或是下限，就把矩阵的元素设定为指定的值。例如，如果一个误差信号高于0.4或是低于-0.4，该误差信号就被设定为0.4或是-0.4，并且计算矩阵K。这种操作是在第二校正方程推导和存储电路65中执行的。(第三变型)

在S/N比极度恶化的情况下，会出现第一校正信号被反向校正成更坏的情况。如果按照第一变型的平均矩阵K来校正第一校正信号，可以使第一校正信号的反向校正程度减少。然而，如果持续地出现超过上限的高速变化，就必然会出现第一校正信号的反向校正现象。

为了避免第一校正信号的反向校正，在按照方程(90)，(91)，(59a)以及(59b)计算矩阵K时，要检测发送信号的元素a和b与第一校正信号的各个元素a″和b″之间的差值，将其作为误差信号，并且用一个预定的值对各个误差信号加权。也就是说，如果在各个矩阵K的计算结果中检测到对应发送信号的一个元素和第一校正信号的一个元素的一个误差信号，由于高斯噪声的影响，误差信号是呈正态分布的。因此，如果一个误差信号位于正态分布的中心值附近，就用一个高值的加权系数乘以该误差信号。反之，如果一个误差信号的位置远离中心值，就用一个低值的加权系数乘以这个误差信号。这种加权操作是在第二校正方程推导和存储电路65中执行的。(第四变型)

在出现在传输路径中的幅值和相位特性的高速变化度超过了可以按照第二校正方程校正第一校正信号的一个变化的上限时，或是在信-噪比极度恶化的情况下，就会使第一校正信号被反向校正成更坏的情况。在按照第一变形用平均矩阵校正第一校正信号的情况下，可以使第一校正信号的反向校正程度减少。然而，如果持续地出现超过上限的高速变化，就必然会出现第一校正信号的反向校正现象。

为了避免第一校正信号的反向校正，在一个误差校正电路中(未示出)把超过上限的高速变化作为一种误差来检测，并且在检测到误差的情况下不再更新第二校正方程，并且把一个单位矩阵用作更新的矩阵K。在这种情况下，为了减少超过上限的高速变化的不利影响，按照第一变型的方案对包括单位矩阵的多个矩阵K取平均值。(第五变型)

在按照方程(90)，(91)，(59a)以及(59b)计算矩阵K时，对配置在<A>和<B>(实部)位置上的各个误差信号设定一个上限和一个下限。如果误差信号的配置点超过了上限或是下限，该矩阵K就被设定为一个单位矩阵。

例如图11所示，若是在256QAM中有一个实部或虚部的绝对值等于或是大于8，或是在256QAM中的实部与虚部之和的一个绝对值等于或是大于6的条件下配置一个误差信号，该误差信号就不被采用，并且把一个单位矩阵用作更新的矩阵K。

由于高速变化会影响配置在远离中心点的外侧的误差信号，当误差信号被配置在外侧时，就很可能由于高速变化而出现误差。因此，在图11中用黑圈表示并且被配置在内侧的一组误差信号仅被用于更新矩阵K。(第六变型)

在这种变型中，说明了一种沿着频率轴执行的平均操作。

在计算出了矩阵K和矩阵M的一个组合矩阵的系数之后，使按照频率排列的一系列系数通过一个低通滤波器，以便从系数中除去高频分量。这一数字滤波过程很容易在校正处理电路67或是第二校正方程推导和存储电路65中执行。这种滤波不仅限于沿着频率轴执行的一维滤波，并且可以应用于在二维滤波器中执行的滤波，即沿着频率轴和时间轴对系数进行滤波。

以下简要地说明沿着频率轴和时间轴对系数进行滤波的二维滤波器。

通过发送和接收参考信号对多个符号的多个矩阵H取平均值。另外，对多个符号的多个矩阵K取平均值。然后按照与方程(79)的产生方式相同的方式产生矩阵E，对特定载波的一个系数和靠近特定载波的其他载波(例如+10个载波)的多个系数取平均值。所有载波分别被设定为特定载波，并且对所有载波执行取平均值的操作。从而沿着频率轴对矩阵E取平均值，并且按照以下的方程执行校正计算。 $\left[\begin{array}{c}\&lang;a\&rang;\\ \&lang;b\&rang;\end{array}\right]=E\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;}\\ b^{\&prime;}\end{array}\right]----\left(95\right)$ $\left[\begin{array}{c}\&lang;c\&rang;\\ \&lang;d\&rang;\end{array}\right],\begin{array}{}\left[\begin{array}{c}{c}^{\&prime;}\\ d^{\&prime;}\end{array}\right]\end{array}$

在第二实施例中，使用矩阵H的第一校正步骤和使用矩阵K的第二校正步骤是重复执行的。然而，在这一实施例中，矩阵H和矩阵K是用相同的方式计算的，并且校正操作是使用矩阵E按照方程(95)执行的。(其他变型)

从所有载波中选择三个载波，反复形成由一个中心载波和挨着中心载波的两个载波构成的组，在各组的中心载波中插入一个参考信号，推导出用于中心载波的校正方程，并且使用中心载波的校正方程分别校正与挨着中心载波的载波相对应的两个接收信号。因此，计算的量被减少了，参考信号的输入周期被缩短了，发送装置71和接收装置81的制造成本可以减少，并且可以高速地处理数字信息信号。

以上用实施例表示和说明了本发明的原理，本领域中的技术人员显然可以在不脱离这种原理的条件下对本发明的方案和细节进行修改。我们要求把所有这些变型包括在附加的权利要求书的范围之内。

Claims (33)

1.一种正交频分多路复用信号传输方法，包括以下步骤：

制备多个具有不同频率的载波；

把多个载波划分成一个中心载波、频率高于中心载波频率的多个正载波，以及频率低于中心载波频率的多个负载波；

在发送侧针对每个符号从多个信息信号中各自计算出一组同相信号和正交信号；

用针对每个符号从多个信息信号中计算出的多组同相信号和正交信号中的一组来分别调制多个正载波和多个负载波；

把接收侧已知的一个参考信号插入一组特定的正载波和特定的负载波，上述正、负载波的频率相对于中心载波的中央频率是相互对称的，并且是在发送侧从每个符号的多个正、负载波中选出的，同时在参考信号已被插入每个指定符号的所有正、负载波的条件下每隔一个指定的时间就改变对特定的正、负载波组的选择；

产生一个由中心载波和多个调制载波构成的正交频分多路复用信号，用来传输每个符号的多个信息信号，以及参考信号；

从发送侧向传输路径上发送每个正交频分多路复用信号；

在接收侧接收从传输路径上发送来的每个正交频分多路复用信号；

对接收侧接收到的正交频分多路复用信号中的多个调制载波解调，在接收侧针对每个符号获得多个解调的信息信号；

从每个符号的多个解调信号中获得多个再生的信息信号中的多组再生的同相和再生的正交信号；

在接收侧获得每个符号的解调的参考信号；

从每个符号的解调的参考信号中获得再生的参考信号；

在接收侧针对每个符号把再生的参考信号与接收侧已知的参考信号相比较，根据通过特定正载波传输的参考信号的一个实部，通过特定正载波传输的参考信号的一个虚部，通过特定负载波传输的参考信号的一个实部以及通过特定负载波传输的参考信号的一个虚部分别为通过特定正载波传输的再生参考信号的一个实部，通过特定正载波传输的再生参考信号的一个虚部，通过解调的特定负载波传输的再生参考信号的一个实部以及通过特定负载波传输的再生参考信号的一个虚部各自获得一个传输或泄漏度；

按照每个符号的传输或泄漏度对特定的正、负载波组检测传输路径的特性；

通过用指定的符号重复检测传输路径的特性获得所有正、负载波组的多个传输路径的特性；

根据传输路径的特性为所有正、负载波组计算出多个校正方程；以及

针对每个符号按照多个校正方程把多组再生的同相和再生的正交信号校正成多组校正的同相和校正的正交信号，从而为每个符号从多组校正的同相和校正的正交信号中获得多个校正的参考信号。

2.按照权利要求1的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是还包括：

在发送侧针对每个符号数插入多个载波之一，同时针对每个符号循环改变符号数的数值；

在接收侧针对每个符号数，解调插入了该符号数的调制载波来获得解调的符号数；以及

根据每个符号的解调符号数，说明一组特定的插有参考信号的正、负调制载波。

3.按照权利要求1的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是上述计算一组同相信号和正交信号的步骤包括以下步骤：

用A表示由正载波信号传输的多个信息信号中各自的实部；

用B表示由正载波信号传输的多个信息信号中各自的虚部；

用C表示由负载波信号传输的多个信息信号中各自的实部；并且

用D表示由负载波信号传输的多个信息信号中各自的虚部，插入参考信号的步骤包括以下步骤：

制备作为参考信号的第一种参考信号和第二种参考信号；

在发送侧针对每个符号把符号数插入多个载波之一，同时针对每个符号循环改变符号数的数值；

针对已把奇数符号数插入一个载波，作为一个符号数来指定一组特定的正、负载波的每个奇数符号，把第一种参考信号插入一组特定的正、负载波，其第一频率相对于中心载波的中央频率是相互对称的；以及

在对应一个偶数符号数Ns的特定正、负载波组的第二频率与对应一个紧接在偶数符号数Ns前面的奇数符号数Ns-1的特定正、负载波组的第一频率相同的条件下，针对已把偶数符号数插入一个载波，作为一个符号数来指定一组特定的正、负载波的每个偶数符号，把第二种参考信号插入一组特定的正、负载波，其第二频率相对于中心载波的中央频率是相互对称的，上述获得多个再生信息信号的步骤包括以下的步骤：

用A′表示多个再生信息信号中各自的实部，这些信号是由通过正载波获得的解调的载波来传输的；

用B′表示多个再生信息信号中各自的虚部，这些信号是由通过正载波获得的解调的载波来传输的；

用C′表示多个再生信息信号中各自的实部，这些信号是由通过负载波获得的解调的载波来传输的；以及

用D′表示多个再生信息信号中各自的虚部，这些信号是由通过负载波获得的解调的载波来传输的，获得再生参考信号的上述步骤包括以下步骤：

对插入特定正、负载波组的第一种参考信号解调，为每个奇数符号获得第一种再生的参考信号；并且

对插入特定正、负载波组的第二种参考信号解调，为每个偶数符号获得第二种再生的参考信号，上述比较再生参考信号的步骤包括以下步骤：

针对每个符号按照第一种参考信号，第二种参考信号，第一种再生的参考信号以及第二种再生的参考信号计算八个系数S0到S7，它们表示传输和泄漏度，并且满足以下的关系 $\left[\begin{array}{c}{A}^{\&prime;}\\ B^{\&prime;}\\ C^{\&prime;}\\ D^{\&prime;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}S0,& -S1,& S2,& S3\\ S1,& S0,& S3,& -S2\\ S4,& S5,& S6,& -S7\\ S5,& -S4,& S7,& S6\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}A\\ B\\ C\\ D\end{array}\right]$ 计算多个校正方程的上述步骤包括以下步骤：

计算一个数值 $\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cccc}H0,& H1,& H2,& H3\\ -H1,& H0,& H3,& -H2\\ H4,& H5,& H6,& H7\\ H5,& -H4,& -H7,& H6,\end{array}\right],$ 其中H0＝+S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)，

H1＝+S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6)，

H2＝+S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)，

H3＝+S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)，

H4＝+S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)，

H5＝+S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)，

H6＝+S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)，

H7＝+S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)，

并且满足detA＝S0^*H0+S1^*H1+S4^*H2+S5^*H3，将其作为每个符号的校正方程，并且校正多组再生的同相和再生的正交信号的上述步骤包括以下步骤：

按照以下的关系计算对应正载波的多个再生信息信号的各自的实部A′，对应正载波的多个再生信息信号的各自的虚部B′，对应负载波的多个再生信息信号的各自的实部C′以及对应负载波的多个再生信息信号各自的虚部D′ $\left[\begin{array}{c}\&lang;A\&rang;\\ \&lang;B\&rang;\\ \&lang;C\&rang;\&rang;\\ \&lang;D\&rang;\end{array}\right]=\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cccc}H0,& H1,& H2,& H3\\ -H1,& H0,& H3,& -H2\\ H4,& H5,& H6,& H7\\ H5,& -H4,& -H7,& H6\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{A}^{\&prime;}\\ B^{\&prime;}\\ C^{\&prime;}\\ D^{\&prime;}\end{array}\right]$ 其中用<A>表示对应正载波的多个校正信息信号各自的实部，用<B>表示对应正载波的多个校正信息信号各自的虚部，用<C>表示对应负载波的多个校正信息信号各自的实部，用<D>表示对应正载波的多个校正信息信号各自的虚部。

4.按照权利要求1的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是上述插入参考信号的步骤包括以下步骤：

制备作为参考信号的第一种参考信号和第二种参考信号；

在发送侧针对每个符号把符号数插入多个载波之一，同时针对每个符号循环改变符号数的数值；

针对已把奇数符号数插入一个载波，作为一个符号数来指定一组特定的正、负载波的每个奇数符号，把第一种参考信号插入一组特定的正、负载波，其第一频率相对于中心载波的中央频率是相互对称的；

在对应一个偶数符号数Ns的特定正、负载波组的第二频率与对应一个紧接在偶数符号数Ns前面的奇数符号数Ns-1的特定正、负载波组的第一频率相同的条件下，针对已把偶数符号数插入一个载波，作为一个符号数来指定一组特定的正、负载波的每个偶数符号，把第二种参考信号插入一组特定的正、负载波，其第二频率相对于中心载波的中央频率是相互对称的；

用Ps表示插入特定正载波的第一种参考信号和第二种参考信号的实部；

用Qs表示插入特定正载波的第一种参考信号和第二种参考信号的虚部；

用Rs表示插入特定负载波的第一种参考信号和第二种参考信号的实部；

用Us表示插入特定负载波的第一种参考信号和第二种参考信号的虚部；

把第一种参考信号的实部Ps和第一种参考信号的虚部Qs之一设定为不等于零的第一指定值；

把第一种参考信号的实部Ps和第一种参考信号的虚部Qs中的另一个，以及第一种参考信号的实部Rs和第一种参考信号的虚部Us设定为零；

把第二种参考信号的实部Rs和第二种参考信号的虚部Us之一设定为不等于零的第二指定值；

把第二种参考信号的实部Rs和第二种参考信号的虚部Us中的另一个，以及第二种参考信号的实部Ps和第二种参考信号的虚部Qs设定为零。

5.按照权利要求1的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是上述插入参考信号的步骤包括以下步骤：

制备作为参考信号的第一种参考信号和第二种参考信号；

针对已把奇数符号数插入一个载波的每个奇数符号，把第一种参考信号插入一组特定的正、负载波，其第一频率相对于中心载波的中央频率是相互对称的；

在对应一个偶数符号数Ns的特定正、负载波组的第二频率与对应一个紧接在偶数符号数Ns前面的奇数符号数Ns-1的特定正、负载波组的第一频率相同的条件下，针对已把偶数符号数插入一个载波的每个偶数符号，把第二种参考信号插入一组特定的正、负载波，其第二频率相对于中心载波的中央频率是相互对称的；

用Ps表示插入特定正载波的第一种参考信号和第二种参考信号的实部；

用Qs表示插入特定正载波的第一种参考信号和第二种参考信号的虚部；

用Rs表示插入特定负载波的第一种参考信号和第二种参考信号的实部；

用Us表示插入特定负载波的第一种参考信号和第二种参考信号的虚部；

把第一种参考信号的实部Ps设定为不等于零的第一指定值；

把第一种参考信号的虚部Qs设定为不等于零的第二指定值；

把第一种参考信号的实部Rs和第一种参考信号的虚部Us设定为零；

把第二种参考信号的实部Rs设定为不等于零的第三指定值；

把第二种参考信号的虚部Us设定为不等于零的第四指定值；以及

把第二种参考信号的实部Ps和第二种参考信号的虚部Qs设定为零。

6.按照权利要求3的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是上述插入参考信号的步骤还包括以下步骤：

用Ps表示插入特定正载波的第一种参考信号和第二种参考信号的实部；

用Qs表示插入特定正载波的第一种参考信号和第二种参考信号的虚部；

用Rs表示插入特定负载波的第一种参考信号和第二种参考信号的实部；

用Us表示插入特定负载波的第一种参考信号和第二种参考信号的虚部；

把第一种参考信号的实部Ps设定为不等于零的第一指定值；

把第一种参考信号的虚部Qs，第一种参考信号的实部Rs以及第一种参考信号的虚部Us设定为零；

把第二种参考信号的实部Rs设定为不等于零的第二指定值；并且

把第二种参考信号的虚部Us，第二种参考信号的实部Ps以及第二种参考信号的虚部Qs设定为零，上述获得再生参考信号的步骤进一步包括以下步骤：

用P1s′表示从插入特定正载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的实部；

用Q1s′表示从插入特定正载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的虚部；

用R1s′表示从插入特定负载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的实部；

用U1s′表示从插入特定负载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的虚部；

用P2s′表示从插入特定正载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的实部；

用Q2s′表示从插入特定正载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的虚部；

用R2s′表示从插入特定负载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的实部；并且

用U2s′表示从插入特定负载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的虚部；计算八个系数S0到S7的上述步骤包括以下步骤：

按照以下关系确定系数S0，S1，S4和S5 $\left[\begin{array}{c}S0\\ S1\\ S4\\ S5\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{P1s}^{\&prime;}/\mathrm{Ps}\\ {Q1s}^{\&prime;}/\mathrm{Ps}\\ {R1s}^{\&prime;}/\mathrm{Ps}\\ U1s^{\&prime;}/\mathrm{Ps}\end{array}\right]$ ，并且按照以下关系确定系数S2，S3，S6和S7 $\left[\begin{array}{c}S2\\ S3\\ S6\\ S7\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{P2s}^{\&prime;}/\mathrm{Rs}\\ Q2s^{\&prime;}/\mathrm{Rs}\\ R2s^{\&prime;}/\mathrm{Rs}\\ U2s^{\&prime;}/\mathrm{Rs}\end{array}\right]$ 。

7.按照权利要求3的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是上述插入参考信号的步骤还包括以下步骤：

用Ps表示插入特定正载波的第一种参考信号和第二种参考信号的实部；

用Qs表示插入特定正载波的第一种参考信号和第二种参考信号的虚部；

用Rs表示插入特定负载波的第一种参考信号和第二种参考信号的实部；

用Us表示插入特定负载波的第一种参考信号和第二种参考信号的虚部；

把第一种参考信号的虚部Qs设定为不等于零的第一指定值；

把第一种参考信号的实部Ps，第一种参考信号的实部Rs以及第一种参考信号的虚部Us设定为零：

把第二种参考信号的虚部Us设定为不等于零的第二指定值；并且

把第二种参考信号的实部Rs，第二种参考信号的实部Ps以及第二种参考信号的虚部Qs设定为零：获得再生参考信号的上述步骤进一步包括以下步骤：

用P1s′表示从插入特定正载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的实部；

用Q1s′表示从插入特定正载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的虚部；

用R1s′表示从插入特定负载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的实部；

用U1s′表示从插入特定负载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的虚部；

用P2s′表示从插入特定正载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的实部；

用Q2s′表示从插入特定正载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的虚部；

用R2s′表示从插入特定负载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的实部；并且

用U2s′表示从插入特定负载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的虚部；计算八个系数S0到S7的上述步骤包括以下步骤：

按照以下关系确定系数S0，S1，S4和S5 $\left[\begin{array}{c}S0\\ S1\\ S4\\ S5\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}P1s^{\&prime;}/\mathrm{Rs}\\ Q1s^{\&prime;}/\mathrm{Rs}\\ R1s^{\&prime;}/\mathrm{Rs}\\ -U1s^{\&prime;}/\mathrm{Rs}\end{array}\right]$ ，并且

按照以下关系确定系数S2，S3，S6和S7 $\left[\begin{array}{c}S2\\ S3\\ S6\\ S7\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{P2s}^{\&prime;}/\mathrm{Us}\\ -Q2s^{\&prime;}/\mathrm{Us}\\ -R2s^{\&prime;}/\mathrm{Us}\\ U{2s}^{\&prime;}/\mathrm{Us}\end{array}\right]$ 。

8.按照权利要求3的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是上述插入参考信号的步骤还包括以下步骤：

用Ps表示插入特定正载波的第一种参考信号和第二种参考信号的实部；

用Qs表示插入特定正载波的第一种参考信号和第二种参考信号的虚部；

用Rs表示插入特定负载波的第一种参考信号和第二种参考信号的实部；

用Us表示插入特定负载波的第一种参考信号和第二种参考信号的虚部；

把第一种参考信号的实部Ps设定为不等于零的第一指定值；

把第一种参考信号的虚部Qs设定为不等于零的第二指定值；

把第一种参考信号的实部Rs和第一种参考信号的虚部Us设定为零；

把第二种参考信号的实部Rs设定为不等于零的第三指定值；

把第二种参考信号的虚部Us设定为不等于零的第四指定值；并且

把第二种参考信号的实部Ps和第二种参考信号的虚部Qs设定为零；获得再生参考信号的上述步骤进一步包括以下步骤：

用P1s′表示从插入特定正载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的实部；

用Q1s′表示从插入特定正载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的虚部；

用R1s′表示从插入特定负载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的实部；

用U1s′表示从插入特定负载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的虚部；

用P2s′表示从插入特定正载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的实部；

用Q2s′表示从插入特定正载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的虚部；

用R2s′表示从插入特定负载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的实部；并且

用U2s′表示从插入特定负载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的虚部；计算八个系数S0到S7的上述步骤包括以下步骤：

按照以下关系确定系数S0，S1，S4和S5 $\left[\begin{array}{c}S0\\ S1\\ S4\\ S5\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}({\mathrm{PsP}1s}^{\&prime;}+{\mathrm{QsQ}1s}^{\&prime;})/({\mathrm{Ps}}^2+{\mathrm{Qs}}^2)\\ ({\mathrm{PsQ}1s}^{\&prime;}-{\mathrm{QsP}1s}^{\&prime;})/({\mathrm{Ps}}^2+{\mathrm{Qs}}^2)\\ ({\mathrm{PsR}1s}^{\&prime;}-{\mathrm{QsU}1s}^{\&prime;})/({\mathrm{Ps}}^2+{\mathrm{Qs}}^2)\\ ({\mathrm{QsR}1s}^{\&prime;}+{\mathrm{PsU}1s}^{\&prime;})/({\mathrm{Ps}}^2+{\mathrm{Qs}}^2)\end{array}\right]$ ，并且

按照以下关系确定系数S2，S3，S6和S7 $\left[\begin{array}{c}S2\\ S3\\ S6\\ S7\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}({\mathrm{RsP}2s}^{\&prime;}-{\mathrm{UsQ}2s}^{\&prime;})/({\mathrm{Rs}}^2+{\mathrm{Us}}^2)\\ ({\mathrm{UsP}2s}^{\&prime;}+{\mathrm{RsQ}2s}^{\&prime;})/({\mathrm{Rs}}^2+U{s}^2)\\ ({\mathrm{RsR}2s}^{\&prime;}+{\mathrm{UsU}2s}^{\&prime;})/({\mathrm{Rs}}^2+{\mathrm{Us}}^2)\\ ({\mathrm{RsU}2s}^{\&prime;}-\mathrm{UsR}2s^{\&prime;})/({\mathrm{Rs}}^2+{\mathrm{Us}}^2)\end{array}\right]$ 。

9.按照权利要求3的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是上述插入参考信号的步骤还包括以下步骤：

把插入特定正载波的第一种参考信号的实部，插入特定负载波的第一种参考信号的实部，插入特定正载波的第二种参考信号的虚部以及插入特定负载波的第二种参考信号的虚部设定为不等于零的第一值X；

把插入特定正载波的第一种参考信号的虚部，插入特定负载波的第一种参考信号的虚部，插入特定正载波的第二种参考信号的实部以及插入特定负载波的第二种参考信号的实部设定为不等于零的第二值Y；获得再生参考信号的上述步骤进一步包括以下步骤：

用P1′表示从插入特定正载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的实部；

用Q1′表示从插入特定正载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的虚部；

用R1′表示从插入特定负载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的实部；

用U1′表示从插入特定负载波的第一种参考信号解调得到的第一种再生参考信号的虚部；

用P2′表示从插入特定正载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的实部；

用Q2′表示从插入特定正载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的虚部；

用R2′表示从插入特定负载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的实部；并且

用U2′表示从插入特定负载波的第二种参考信号解调得到的第二种再生参考信号的虚部；计算八个系数S0到S7的上述步骤包括以下步骤：

按照以下的关系确定系数S0到S7S0＝ (P1′^*X-P2′^*Y-Q1′^*Y+Q2′^*X)/(2X²-2Y²)S1＝ (P1′^*Y-P2′^*X+Q1′^*X-Q2′^*Y)/(2X²-2Y²)S2＝ (P1′^*X-P2′^*Y+Q1′^*Y-Q2′^*X)/(2X²-2Y²)S3＝-(P1′^*Y-P2′^*X-Q1′^*X+Q2′^*Y)/(2X²-2Y²)S4＝ (R1′^*X-R2′^*Y+U1′^*Y-U2′^*X)/(2X²-2Y²)S5＝-(R1′^*Y-R2′^*X-U1′^*X+U2′^*Y)/(2X²-2Y²)S6＝ (R1′^*X-R2′^*Y-U1′^*Y+U2′^*X)/(2X²-2Y²)S7＝ (R1′^*Y-R2′^*X+U1′^*X-U2′^*Y)/(2X²-2Y²)。

10.一种正交频分多路复用信号的发送装置包括：

算术计算执行装置，用于对每个符号的多个数字信息信号的实部和虚部执行反离散傅利叶变换，从中产生多组同相数字信号和正交数字信号；

数-模转换装置，用于把算术计算执行装置产生的同相数字信号和正交数字信号组转换成多组同相模拟信号和正交模拟信号；

正交调幅执行装置，用于对在数-模转换装置中获得的多组同相模拟信号和正交模拟信号执行正交调幅，用多组同相模拟信号和正交模拟信号调制具有不同频率的多个载波，并且为每个符号产生一个由不同频率的多个调制载波构成的正交频分多路复用信号，上述的多个调制载波被划分成中心载波，频率高于中心载波频率的多个正载波，以及频率低于中心载波频率的多个负载波；

符号数产生和插入装置，用于为每个符号产生一个符号数，同时循环改变符号数的值，并且将各个符号数插入在正交调幅执行装置中获得的每个符号的多个调制载波之一；

参考信号产生和插入装置，用于产生一个接收侧已知的参考信号，并且把参考信号插入一组特定的正载波和特定的负载波，上述正、负载波的频率相对于中心载波的中央频率是相互对称的，并且是从每个符号的多个正、负载波中选出的，同时在参考信号已被插入每个指定符号的所有正、负载波的条件下每隔一个指定的时间就改变对特定的正、负载波组的选择，并且用符号数来指定每个符号中特定的正、负载波组；以及

发送装置，用于向传输路径上发送每个符号的正交频分多路复用信号，其中由符号数产生和插入装置产生的符号数被插入多个调制载波之一，并且由参考信号产生和插入装置产生的参考信号被插入一组特定的正、负载波。

11.按照权利要求10的正交频分多路复用信号发送装置，其特征是由参考信号产生和插入装置产生的参考信号是第一种参考信号和第二种参考信号，

针对已把奇数符号数插入一个载波的每个奇数符号，把第一种参考信号插入第一组特定的正、负载波，

在对应一个偶数符号数Ns的第二组特定正、负载波的频率与对应一个紧接在偶数符号数Ns前面的奇数符号数Ns-1的第一组特定正、负载波的频率相同的条件下，针对已把偶数符号数插入一个载波的每个偶数符号，把第二种参考信号插入第二组特定的正、负载波，

把插入特定正载波的第一种参考信号的实部或是虚部之一设定为不等于零的第一指定值，把插入特定正载波的第一种参考信号的另一个实部或是虚部以及插入特定负载波的第一种参考信号的实部和虚部设定为零，

把插入特定负载波的第二种参考信号的实部或是虚部之一设定为不等于零的第二指定值，并且把插入特定负载波的第二种参考信号的另一个实部或是虚部以及插入特定正载波的第二种参考信号的实部和虚部设定为零。

12.按照权利要求10的正交频分多路复用信号发送装置，其特征是由参考信号产生和插入装置产生的参考信号是第一种参考信号和第二种参考信号，

针对已把奇数符号数插入一个载波的每个奇数符号，把第一种参考信号插入第一组特定的正、负载波，

在对应一个偶数符号数Ns的第二组特定正、负载波的频率与对应一个紧接在偶数符号数Ns前面的奇数符号数Ns-1的第一组特定正、负载波的频率相同的条件下，针对已把偶数符号数插入一个载波的每个偶数符号，把第二种参考信号插入第二组特定的正、负载波，

把插入特定正载波的第一种参考信号的实部和虚部设定为不等于零的第一指定值，把插入特定负载波的第一种参考信号实部和虚部设定为零，

把插入特定负载波的第二种参考信号的实部和虚部设定为不等于零的第二指定值，并且把插入特定正载波的第二种参考信号的实部和虚部设定为零。

13.按照权利要求10的正交频分多路复用信号发送装置，其特征是由参考信号产生和插入装置产生的参考信号是第一种参考信号和第二种参考信号，

针对已把奇数符号数插入一个载波的每个奇数符号，把第一种参考信号插入第一组特定的正、负载波，

在对应一个偶数符号数Ns的第二组特定正、负载波的频率与对应一个紧接在偶数符号数Ns前面的奇数符号数Ns-1的第一组特定正、负载波的频率相同的条件下，针对已把偶数符号数插入一个载波的每个偶数符号，把第二种参考信号插入第二组特定的正、负载波，

把插入特定正载波的第一种参考信号的实部，插入特定负载波的第一种参考信号的实部，插入特定正载波的第二种参考信号的虚部以及插入特定负载波的第二种参考信号的虚部设定为不等于零的第一指定值，并且把插入特定正载波的第一种参考信号的虚部，插入特定负载波的第一种参考信号的虚部，插入特定正载波的第二种参考信号的实部以及插入特定负载波的第二种参考信号的实部设定为不等于零的第二指定值。

14.一种正交频分多路复用信号的接收装置包括：

接收装置，用于从传输路径上接收每个符号的正交频分多路复用信号，该复用信号包括具有不同频率的多个调制载波，上述多个载波是由表示多个数字信息信号的多组同相和正交信号调制的，多个载波被划分成中心载波，频率高于中心载波频率的多个正载波，以及频率低于中心载波频率的多个负载波，被插入一组特定正载波和特定负载波的参考信号，这种正、负载波的频率相对于中心载波的中央频率是相互对称的，并且是从每个符号的多个正、负载波中选出的，同时每隔一个指定的时间就改变对特定正、负载波组的选择，并且每个符号中的特定正、负载波组是由符号数来指示的，符号数的值对各个符号是循环改变的，并且被插入每个符号的多个调制载波之一；

正交解调装置，用于针对每个符号对接收装置接收到的正交频分多路复用信号执行正交解调，从而获得多组解调的同相和正交信号，一个解调的参考信号及一个解调的符号数；

再生装置，用于对每个符号的多组解调的同相和正交信号，解调的参考信号及解调的符号数执行离散傅利叶变换，并且为每个符号获得多组再生的同相和正交信号，它们代表在传输路径中发生变形的多个再生的数字信息信号，一个在传输路径中发生变形的再生参考信号，以及上述的符号数；

检测装置，用于根据在再生装置中获得的再生的参考信号和符号数针对每个符号检测对应一组特定正、负载波的传输路径的特性；

校正方程推导装置，用于针对每个符号根据检测装置检测到的传输路径特性推导出对应一组特定正、负载波的校正方程；以及

校正装置，用于根据每个符号的校正方程来校正在再生装置中获得的多组再生的同相和正交信号，并且获得多个校正的数字信息信号，使得在传输路径中接收的多个再生的数字信息信号的变形得到校正。

15.按照权利要求14的正交频分多路复用信号接收装置，其特征是在正交解调装置中获得的解调参考信号被划分成第一种解调参考信号，它是通过对作为参考信号被插入每个奇数符号的第一组特定正、负载波的第一种参考信号解调获得的，其中的奇数符号数已被插入了一个载波，以及第二种参考信号，它是在对应一个偶数符号数Ns的第二组特定正、负载波的频率与对应一个紧接在偶数符号数Ns前面的奇数符号数Ns-1的第一组特定正、负载波的频率相同的条件下作为参考信号被插入每个偶数符号的第二组特定的正、负载波的，

在再生装置中获得的再生参考信号被划分成通过再生第一种解调参考信号获得的第一种再生参考信号和通过再生第二种解调参考信号获得的第二种再生参考信号，

由检测装置检测的传输路径特性是由满足以下关系的八个系数S0到S7表示的 $\left[\begin{array}{c}{A}^{\&prime;}\\ B^{\&prime;}\\ C^{\&prime;}\\ D^{\&prime;}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}S0,& -S1,& S2,& S3\\ S1,& S0,& S3,& -S2\\ S4,& S5,& S6,& -S7\\ S5,& -S4,& S7,& S6\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}A\\ B\\ C\\ D\end{array}\right],$ 根据每个符号的第一种参考信号，第二种参考信号，第一种再生参考信号以及第二种再生参考信号，在方程中用A表示由正载波传输的多个数字信息信号中各自的实部，用B表示由正载波传输的多个数字信息信号中各自的虚部，用C表示由负载波传输的多个数字信息信号中各自的实部，用D表示由负载波传输的多个数字信息信号中各自的虚部，用A′表示在再生装置中根据由正载波传输的多个数字信息信号获得的多个再生数字信息信号中各自的实部，用B′表示在再生装置中根据由正载波传输的多个数字信息信号获得的多个再生数字信息信号中各自的虚部，用C′表示在再生装置中根据由负载波传输的多个数字信息信号获得的多个再生数字信息信号中各自的实部，并且用D′表示在再生装置中根据由负载波传输的多个数字信息信号获得的多个再生数字信息信号中各自的虚部，

由校正方程推导装置推导出的校正方程由以下的值表示 $\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cccc}H0,& H1,& H2,& H3\\ -H1,& H0,& H3,& -H2\\ H4,& H5,& H6,& H7\\ H5,& -H4,& -H7,& H6\end{array}\right],$ 其中H0＝+S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)，

H1＝+S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6)，

H2＝+S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)，

H3＝+S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)，

H4＝+S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)，

H5＝+S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)，

H6＝+S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)，

H7＝+S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)，

并且对每个符号都满足detA＝S0*H0+S1*H1+S4*H2+S5*H3，并且按照以下的关系计算从校正装置获得的多个校正的数字信息信号 $\left[\begin{array}{c}\&lang;A\&rang;\\ \&lang;B\&rang;\\ \&lang;C\&rang;\\ \&lang;D\&rang;\end{array}\right]=\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cccc}H0,& H1,& H2,& H3\\ -H1,& H0,& H3,& -H2\\ H4,& H5,& H6,& H7\\ H5,& -H4,& -H7,& H6\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{A}^{\&prime;}\\ B^{\&prime;}\\ C^{\&prime;}\\ D^{\&prime;}\end{array}\right]$ 其中用<A>表示对应正载波的多个校正信息信号各自的实部，用<B>表示对应正载波的多个校正信息信号各自的虚部，用<C>表示对应负载波的多个校正信息信号各自的实部，用<D>表示对应正载波的多个校正信息信号各自的虚部。

16.按照权利要求15的正交频分多路复用信号接收装置，其特征是八个系数S0到S7是根据以下关系确定的 $\left[\begin{array}{c}S0\\ S1\\ S4\\ S5\end{array}\right]=\begin{array}{}\left[\begin{array}{c}{P1s}^{\&prime;}/\mathrm{Ps}\\ {Q1s}^{\&prime;}/\mathrm{Ps}\\ R1s^{\&prime;}/\mathrm{Ps}\\ {U1s}^{\&prime;}/\mathrm{Ps}\end{array}\right]\end{array}$ 其他的关系是 $\left[\begin{array}{c}S2\\ S3\\ S6\\ S7\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{P2s}^{\&prime;}/\mathrm{Rs}\\ {Q2s}^{\&prime;}/\mathrm{Rs}\\ {R2s}^{\&prime;}/\mathrm{Rs}\\ {U2s}^{\&prime;}/\mathrm{Rs}\end{array}\right],$ 在其中用P1s′表示与插入特定正载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的实部，用Q1s′表示与插入特定正载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的虚部，用R1s′表示与插入特定负载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的实部，用U1s′表示与插入特定负载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的虚部，用P2s′表示与插入特定正载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的实部，用Q2s′表示与插入特定正载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的虚部，用R2s′表示与插入特定负载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的实部，并且用U2s′表示与插入特定负载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的虚部，

在这种情况下，被插入特定正载波的第一种参考信号的实部被设定为不等于零的第一指定值Ps，被插入特定正载波的第一种参考信号的虚部以及被插入特定负载波的第一种参考信号的实部和虚部被设定为零，被插入特定负载波的第二种参考信号的实部被设定为不等于零的第二指定值Rs，并且被插入特定负载波的第二种参考信号的虚部以及被插入特定正载波的第二种参考信号的实部和虚部被设定为零。

17.按照权利要求15的正交频分多路复用信号接收装置，其特征是八个系数S0到S7是根据以下关系确定的 $\left[\begin{array}{c}S0\\ S1\\ S4\\ S5\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{-P1s}^{\&prime;}/\mathrm{Qs}\\ {Q1s}^{\&prime;}/\mathrm{Qs}\\ {R1s}^{\&prime;}/\mathrm{Qs}\\ {-U1s}^{\&prime;}/\mathrm{Qs}\end{array}\right]$ 其他的关系是 $\left[\begin{array}{c}S2\\ S3\\ S6\\ S7\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{P2s}^{\&prime;}/\mathrm{Us}\\ {-Q2s}^{\&prime;}/\mathrm{Us}\\ {-R2s}^{\&prime;}/\mathrm{Us}\\ {U2s}^{\&prime;}/\mathrm{Us}\end{array}\right]$ 在其中用P1s′表示与插入特定正载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的实部，用Q1s′表示与插入特定正载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的虚部，用R1s′表示与插入特定负载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的实部，用U1s′表示与插入特定负载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的虚部，用P2s′表示与插入特定正载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的实部，用Q2s′表示与插入特定正载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的虚部，用R2s′表示与插入特定负载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的实部，并且用U2s′表示与插入特定负载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的虚部，

在这种情况下，被插入特定正载波的第一种参考信号的虚部被设定为不等于零的第一指定值Qs，被插入特定正载波的第一种参考信号的实部以及被插入特定负载波的第一种参考信号的实部和虚部被设定为零，被插入特定负载波的第二种参考信号的虚部被设定为不等于零的第二指定值Us，并且被插入特定负载波的第二种参考信号的实部以及被插入特定正载波的第二种参考信号的实部和虚部被设定为零。

18.按照权利要求15的正交频分多路复用信号接收装置，其特征是八个系数S0到S7是根据以下关系确定的 $\left[\begin{array}{c}S0\\ S1\\ S4\\ S5\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}(\mathrm{PsP}1s^{\&prime;}+\mathrm{QsQ}1s^{\&prime;})/({\mathrm{Ps}}^2+{\mathrm{Qs}}^2)\\ (\mathrm{PsQ}1s^{\&prime;}-{\mathrm{QsP}1s}^{\&prime;})/({\mathrm{Ps}}^2+{\mathrm{Qs}}^2)\\ ({\mathrm{PsR}1s}^{\&prime;}-{\mathrm{QsU}1s}^{\&prime;})/({\mathrm{Ps}}^2+{\mathrm{Qs}}^2)\\ ({\mathrm{QsR}1s}^{\&prime;}+\mathrm{PsU}1s^{\&prime;})/({\mathrm{Ps}}^2+{\mathrm{Qs}}^2)\end{array}\right]$ 其他的关系是 $\left[\begin{array}{c}S2\\ S3\\ S6\\ S7\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}(\mathrm{RsP}2s^{\&prime;}-{\mathrm{UsQ}2s}^{\&prime;})/({\mathrm{Rs}}^2+{\mathrm{Us}}^2)\\ ({\mathrm{UsP}2s}^{\&prime;}+{\mathrm{RsQ}2s}^{\&prime;})/({\mathrm{Rs}}^2+{\mathrm{Us}}^2)\\ ({\mathrm{RsR}2s}^{\&prime;}+{\mathrm{UsU}2s}^{\&prime;})/({\mathrm{Rs}}^2+U{s}^2)\\ ({\mathrm{RsU}2s}^{\&prime;}-{\mathrm{UsR}2s}^{\&prime;})/({\mathrm{Rs}}^2+{\mathrm{Us}}^2)\end{array}\right]$ 在其中用P1s′表示与插入特定正载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的实部，用Q1s′表示与插入特定正载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的虚部，用R1s′表示与插入特定负载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的实部，用U1s′表示与插入特定负载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的虚部，用P2s′表示与插入特定正载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的实部，用Q2s′表示与插入特定正载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的虚部，用R2s′表示与插入特定负载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的实部，并且用U2s′表示与插入特定负载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的虚部，

在这种情况下，被插入特定正载波的第一种参考信号的实部被设定为不等于零的第一指定值Ps，被插入特定正载波的第一种参考信号的虚部被设定为不等于零的第二指定值Qs，被插入特定负载波的第一种参考信号的实部和虚部被设定为零，被插入特定负载波的第二种参考信号的实部被设定为不等于零的第三指定值Rs，被插入特定负载波的第二种参考信号的虚部被设定为不等于零的第四指定值Us，被插入特定正载波的第二种参考信号的实部和虚部被设定为零。

19.按照权利要求15的正交频分多路复用信号接收装置，其特征是八个系数S0到S7是根据以下关系确定的S0＝ (P1′^*X-P2′^*Y-Q1′^*Y+Q2′^*X)/(2X²-2Y²)S1＝ (P1′^*Y-P2′^*X+Q1′^*X-Q2′^*Y)/(2X²-2Y²)S2＝ (P1′^*X-P2′^*Y+Q1′^*Y-Q2′^*X)/(2X²-2Y²)S3＝-(P1′^*Y-P2′^*X-Q1′^*X+Q2′^*Y)/(2X²-2Y²)S4＝ (R1′^*X-R2′^*Y+U1′^*Y-U2′^*X)/(2X²-2Y²)S5＝-(R1′^*Y-R2′^*X-U1′^*X+U2′^*Y)/(2X²-2Y²)S6＝ (R1′^*X-R2′^*Y-U1′^*Y+U2′^*X)/(2X²-2Y²)S7＝ (R1′^*Y-R2′^*X+U1′^*X-U2′^*Y)/(2X²-2Y²)在其中用P1s′表示与插入特定正载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的实部，用Q1s′表示与插入特定正载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的虚部，用R1s′表示与插入特定负载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的实部，用U1s′表示与插入特定负载波的第一种参考信号相对应的第一种再生参考信号的虚部，用P2s′表示与插入特定正载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的实部，用Q2s′表示与插入特定正载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的虚部，用R2s′表示与插入特定负载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的实部，并且用U2s′表示与插入特定负载波的第二种参考信号相对应的第二种再生参考信号的虚部，

在这种情况下，被插入特定正载波的第一种参考信号的实部，被插入特定负载波的第一种参考信号的实部，被插入特定正载波的第二种参考信号的虚部，以及被插入特定负载波的第二种参考信号的虚部被设定为不等于零的第一指定值X，被插入特定正载波的第一种参考信号的虚部，被插入特定负载波的第一种参考信号的虚部，被插入特定正载波的第二种参考信号的实部以及被插入特定负载波的第二种参考信号的实部被设定为不等于零的第二指定值Y。

20.一种正交频分多路复用信号传输方法包括以下步骤：

制备多个具有不同频率的载波；

把多个载波划分成中心载波，频率高于中心载波频率的多个正载波，以及频率低于中心载波频率的多个负载波；

在发送侧针对每个符号从多个信息信号中各自计算出一组同相信号和正交信号；

在发送侧针对每个符号用多个信息信号之一分别调制多个正载波和多个负载波；

把接收侧已知的一个参考信号插入一组特定的正载波和特定的负载波，上述正、负载波的频率相对于中心载波的中央频率是相互对称的，并且是在发送侧从每个符号的多个正、负载波中选出的，同时在参考信号已被插入每个指定符号的所有正、负载波的条件下每隔一个指定的时间就改变对特定的正、负载波组的选择，并且用符号数来指定特定的正、负载波组；

产生一个由中心载波和多个调制的正、负载波构成的正交频分多路复用信号，用来传输每个符号的多个信息信号以及参考信号；

从发送侧向传输路径上发送每个正交频分多路复用信号；

在接收侧接收从传输路径上发送来的每个正交频分多路复用信号；

对接收侧接收到的正交频分多路复用信号中的多个调制的正、负载波解调，在接收侧针对每个符号获得多个解调的信息信号和一个解调的参考信号；

从每个符号的多个解调信息信号和解调参考信号中获得多个再生的信息信号和再生的参考信号；

在接收侧针对每个符号把再生参考信号与接收侧已知的参考信号相比较，从而对由特定的正、负载波组传输的一组特定的再生信息信号的传输路径特性进行检测；

根据每个符号的传输路径特性计算出该组特定再生信息信号的第一校正方程；

按照第一校正方程校正该组特定的再生信息信号，获得每个符号的一组第一校正信息信号；

制备一个信号方案，在其中设置有可用于多个信息信号的多个信号位置；

制备一个初始的第二校正方程；

按照初始的第二校正方程或是预先计算出的第二校正方程校正该组第一校正信息信号，获得每个符号的一组第二校正信息信号；

根据从用于一组第二校正信息信号的信号方案中选择的一个特定信号位置与该组第二校正信息信号的位置之间的差，检测出用于每个符号的该组第二校正信息信号的传输路径的高速变化特性；

根据传输路径的高速变化特性和用于在下一个符号之前的当前符号的第二校正信息信号计算出一个更新的第二校正方程，按照更新的第二校正方程把对应下一个符号的一组第一校正信息信号校正成一组第二校正信息信号；

按照更新的第二校正方程重复校正该组第一校正信息信号，获得对应所有信息信号的多个第二校正信息信号；以及

输出每个符号的第二校正信息信号。

21.按照权利要求19的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是还包括以下步骤：

在发送侧针对每个符号把一个符号数，一段特定的参数信息，或是一段同步符号信息插入多个调制载波之一，同时对每个符号循环改变其符号数的值；

在接收侧针对每个符号对插入了符号数，特定的参数信息，或是同步符号信息的调制载波解调，从而获得符号数，特定的参数信息，或是同步符号信息；并且

根据符号数，特定的参数信息，或是同步符号信息指定一组在其中插入了参考信号的特定的正、负调制载波。

22.按照权利要求20的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是还包括以下步骤：

按照频率次序安排第一校正方程和/或第二校正方程的系数；并且

在一个低通滤波器中的频率轴上对系数进行滤波。

23.按照权利要求20的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是校正一组第一校正信息信号的上述步骤包括以下步骤

在预定数量的符号期间重复校正该组第一校正信息信号，为预定数量的符号获得多组第二校正信息信号，并且检测传输路径高速变化特性的上述步骤包括

计算选自信号方案表中的一个特定信号位置与多组第二校正信息信号各自的信号位置之间的差值；

计算多个差值的平均差值；并且

按照平均差值检测用于该组第二校正信息信号的传输路径上的高速变化特性。

24.按照权利要求20的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是校正一组第一校正信息信号的上述步骤包括以下步骤

在预定数量的符号期间重复校正该组第一校正信息信号，为预定数量的符号获得多组第二校正信息信号，并且检测传输路径高速变化特性的上述步骤包括

计算选自信号方案表中的一个特定信号位置与多组第二校正信息信号各自的信号位置之间的差值；

按照一个对应的差值检测用于该组第二校正信息信号的传输路径上的高速变化特性，并且

根据多个高速变化特性获得传输路径的平均高速变化特性，以及计算更新的第二校正方程的上述步骤包括

根据传输路径的平均高速变化特性计算出用于多个后序符号的一个更新的第二校正方程。

25.按照权利要求20的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是检测传输路径高速变化特性的步骤包括

在发送侧根据传输路径的高速变化特性和一对第二校正信息信号来确定用于调制一组特定正、负载波的一对特定的信息信号，并且计算更新的第二校正方程的步骤包括

用一对复数(a″+jb″)和(c″+jd″)表示按照第一校正方程被校正的一对第一校正信息信号；

用一对复数(a+jb)和(c+jd)表示一对特定的信息信号；

产生用矩阵表示的更新的第二校正方程 $K=\begin{array}{}\left[\begin{array}{cccc}K0,& K1,& 0,& 0\\ -K1,& K0,& 0,& 0\\ 0,& 0,& K6,& K7\\ 0,& 0,& -K7,& K6\end{array}\right]\end{array}$

在其中满足K0＝(a^*a″+b^*b″)/(a″²+b″²)，K1＝(a^*b″-a″^*b)/(a″²+b″²)，K6＝(c^*c″+d^*d″)/(c″²+d″²)，以及K7＝(c^*d″-c″^*d)；并且

按照以下关系把对应下一个符号的一组第一校正信息信号校正成一组第二校正信息信号 $\left[\begin{array}{c}\&lang;a\&rang;\\ \&lang;b\&rang;\\ \&lang;c\&rang;\\ \&lang;d\&rang;\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}K0,& K1,& 0,& 0\\ -K1,& K0,& 0,& 0\\ 0,& 0,& K6,& K7\\ 0,& 0,& -K7,& K6\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{a}^{\&prime;\&prime;}\\ b^{\&prime;\&prime;}\\ c^{\&prime;\&prime;}\\ d^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]$ 在其中根据第一校正方程校正的一对第二校正信息信号用一对复数(<a>+j<b>)和(<c>+j<d>)表示。

26.按照权利要求20的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是插入参考信号的步骤包括以下步骤

制备作为参考信号的第一种参考信号和第二种参考信号；

交替地在一组特定正载波和特定负载波中插入第一种参考信号和第二种参考信号，上述正、负载波的频率相对于中心载波的中央频率是相互对称的，并且是在发送侧从每个符号的多个正、负载波中选出的，同时在第一或第二参考信号已被插入每个指定符号的所有正、负载波的条件下每隔一个指定的时间就改变对特定的正、负载波组的选择，获得多个再生信息信号的步骤包括以下步骤：

对上述一组特定的正、负载波解调，根据所获的第一种解调参考信号和第二种解调参考信号交替地获得第一种再生参考信号和第二种再生参考信号，并且检测传输路径特性的步骤包括以下步骤：

把第一种再生参考信号或第二种再生参考信号与接收侧已知的第一种参考信号或第二种参考信号相比较；

根据通过特定负载波传输的第一种参考信号或第二种参考信号的一个实部，通过特定负载波传输的第一种参考信号或第二种参考信号的一个虚部，通过特定负载波传输的第一种参考信号或第二种参考信号的一个实部以及通过特定负载波传输的第一种参考信号或第二种参考信号的一个虚部分别为通过特定正载波传输的第一种再生参考信号或第二种再生参考信号的一个实部，通过特定正载波传输的第一种再生参考信号或第二种再生参考信号的一个虚部，通过解调的特定负载波传输的第一种再生参考信号或第二种再生参考信号的一个实部以及通过特定负载波传输的第一种再生参考信号或第二种再生参考信号的一个虚部各自获得一个传输或泄漏度；并且

按照每个符号的传输或泄漏度检测该组特定的再生信息信号的传输路径的特性。

27.一种正交频分多路复用信号传输方法包括以下步骤：

制备多个具有不同频率的载波；

在发送侧针对每个符号从多个信息信号中各自计算出一组同相信号和正交信号；

把接收侧已知的一个参考信号插入一个特定的载波，它是在发送侧从每个符号的多个载波中选出的，同时在参考信号已被插入每个指定符号的所有载波的条件下每隔一个指定的时间就改变对特定载波的选择；

用根据每个符号的多个信息信号计算出来的多组同相和正交信号之一分别调制多个载波，从而产生多个调制载波；

产生一个由多个调制载波构成的正交频分多路复用信号，用来传输每个符号的多个信息信号以及参考信号的多组同相和正交信号；

从发送侧向传输路径上发送每个正交频分多路复用信号；

在接收侧接收从传输路径上发送来的每个正交频分多路复用信号；

对接收侧接收到的正交频分多路复用信号中的多个调制载波解调，在接收侧针对每个符号获得多个解调信息信号和一个解调参考信号的多组解调的同相和正交信号；

从每个符号的多个解调信息信号中获得多个再生信息信号；

从每个符号的解调参考信号中获得一个再生参考信号；

在接收侧针对每个符号把再生参考信号与接收侧已知的参考信号相比较，从而获得参考信号的实部和参考信号的虚部各自相对于再生参考信号的实部和再生参考信号虚部的多个变化度；

根据每个符号的变化度，针对由特定的调制载波传输的一个特定再生信息信号来检测传输路径的特性；

根据每个符号的传输路径特性计算出用于特定再生信息信号的第一校正方程；

按照第一校正方程校正特定的再生信息信号，获得每个符号的第一校正信息信号；

制备一个信号方案，在其中设置有可用于多个信息信号的多个信号位置；

制备一个初始的第二校正方程；

按照初始的第二校正方程或是预先计算出的第二校正方程校正第一校正信息信号，获得每个符号的第二校正信息信号；

根据从用于第二校正信息信号的信号方案中选择的一个特定信号位置与第二校正信息信号的信号位置之间的差，检测出用于每个符号的第二校正信息信号的传输路径上的高速变化特性；

根据传输路径的高速变化特性和用于在下一个符号之前的当前符号的第二校正信息信号计算出一个更新的第二校正方程，按照更新的第二校正方程把对应下一个符号的第一校正信息信号校正成第二校正信息信号；

按照更新的第二校正方程重复校正第一校正信息信号，获得对应所有信息信号的多个第二校正信息信号；以及

输出每个符号的第二校正信息信号。

28.按照权利要求27的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是还包括以下步骤：

在发送侧针对每个符号把一个符号数，一段特定的参数信息，或是一段同步符号信息插入多个调制载波之一，同时对每个符号循环改变其符号数的值；

在接收侧针对每个符号对插入了符号数，特定的参数信息，或是同步符号信息的调制载波解调，从而再生出符号数，特定的参数信息，或是同步符号信息；并且

根据符号数，特定的参数信息，或是同步符号信息指定一个在其中插入了参考信号的特定调制载波。

29.按照权利要求27的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是还包括以下步骤：

按照频率次序安排第一校正方程和/或第二校正方程的系数；并且

在一个低通滤波器中的频率轴上对系数进行滤波。

30.按照权利要求27的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是校正一组第一校正信息信号的上述步骤包括以下步骤

在预定数量的符号期间重复校正第一校正信息信号，为预定数量的符号获得多个第二校正信息信号，并且检测传输路径高速变化特性的上述步骤包括

计算选自信号方案表中的一个特定信号位置与多个第二校正信息信号各自的信号位置之间的差值；

计算多个差值的平均差值；并且

按照平均差值检测用于多个第二校正信息信号的传输路径上的高速变化特性。

31.按照权利要求27的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是校正第一校正信息信号的上述步骤包括以下步骤

在预定数量的符号期间重复校正第一校正信息信号，为预定数量的符号获得多个第二校正信息信号，检测传输路径高速变化特性的上述步骤包括

计算选自信号方案表中的一个特定信号位置与多个第二校正信息信号各自的信号位置之间的差值；

按照一个对应的差值检测用于各个第二校正信息信号的传输路径上的高速变化特性，并且

根据多个高速变化特性获得传输路径的平均高速变化特性，以及计算更新的第二校正方程的上述步骤包括

根据传输路径的平均高速变化特性计算出用于多个后序符号的一个更新的第二校正方程。

32.按照权利要求27的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是插入参考信号的步骤包括以下步骤：

选择特定的载波，在其中插入参考信号，同时每隔两个符号改变一次特定载波的频率；

用X表示参考信号的实部；

用Y表示参考信号的虚部，获得多个再生信息信号的步骤包括以下步骤：

用A′表示多个再生信息信号各自的实部；并且

用B′表示多个再生信息信号各自的虚部，获得一个再生参考信号的步骤包括以下的步骤：

用P0s′表示从对应第一符号的参考信号获得的再生参考信号的实部；

用Q0s′表示从对应第一符号的参考信号获得的再生参考信号的虚部；

用P1s′表示从对应第一符号后面的第二符号的参考信号获得的再生参考信号的实部；并且

用Q1s′表示从对应第二符号的参考信号获得的再生参考信号的虚部；检测传输路径特性的步骤包括以下步骤：

根据对应第一符号的参考信号和从参考信号获得的再生参考信号计算表示变化度的两个系数值S0和S1，

S0＝(X^*p_0s′+Y^*q_0s′)/(X²+Y²)

S1＝(X^*q_0s′-Y^*p_0s′)/(X²-Y²)；

根据对应第二符号的参考信号和从参考信号获得的再生参考信号计算另外的系数值S0和S1，

S0＝(X^*p_1s′+Y^*q_1s′)/(X²+Y²)

S1＝(X^*q_1s′-Y^*p_1s′)/(X²-Y²)；并且

对系数S0和S1分别取平均值，计算第一校正方程的步骤包括以下步骤：

计算一个数值 $\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cc}H0,& H1\\ -H1,& H0\end{array}\right],$ 其中的H0＝+S0，H1＝+s1，并且detA＝S0²+S1²，将其作为第一校正方程，校正特定再生信息信号的步骤包括：

根据以下的关系利用特定再生信息信号的实部A′和特定再生信息信号的虚部B′计算出用A″表示的第一校正信息信号的实部和用B″表示的第一校正信息信号的虚部 $\left[\begin{array}{c}{A}^{\&prime;\&prime;}\\ B^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]=\frac{1}{\det A}\left[\begin{array}{cc}H0,& H1\\ -H1,& H0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{A}^{\&prime;}\\ B^{\&prime;}\end{array}\right],$ 检测传输路径的高速变化特性的步骤包括

在发送侧根据传输路径的高速变化特性和第一校正信息信号来确定用于调制特定载波的特定信息信号，并且计算更新的第二校正方程的步骤包括

用A表示特定信息信号的实部；

用A表示特定信息信号的虚部；

产生用矩阵表示的更新的第二校正方程 $K=\left[\begin{array}{cc}K0,& K1\\ -K1,& K0\end{array}\right]$ 在其中满足K0＝(A^*A″+B^*B″)/(A″²+A″²)以及K1＝(A^*B″-A″^*B)/(A″²+B″²)：并且

按照以下关系把对应下一个符号的第一校正信息信号校正成第二校正信息信号 $\left[\begin{array}{c}\&lang;A\&rang;\\ \&lang;B\&rang;\end{array}\right]=\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{cc}K0,& K1\\ -K1,& K0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{A}^{\&prime;\&prime;}\\ B^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]$ 在其中用<A>表示第二校正信号的实部，并且用<B>表示第二校正信号的虚部。

33.按照权利要求27的正交频分多路复用信号传输方法，其特征是计算更新的第二校正方程的步骤包括

计算一个加权系数，其数值随着选自信号方案表的用于第二校正信息信号的特定信号位置与第二校正信息信号的信号位置之间的差值的减少而增大：并且

计算出来以加权系数的更新的第二校正方程。

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