CN1759552A - Ofdm信号的发送方法、发送装置和接收装置 - Google Patents

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Abstract

提供一种与欧洲的地面数字广播方式DVB－T有兼容性，可以节约便携式终端的电池的数字广播的发送方法。以几个符号为单位来分割DVB－T的超帧，使得各时隙中装入整数个TS包。利用分割后的包中的至少一个来发送一个服务。按每个服务来进行能量扩散、Reed－Solomon编码、字节交织、卷积编码处理、时间交织。在传送便携式终端接收用服务和固定终端接收用服务来作为传送的服务的情况下，也可在发送便携式终端用服务的时隙的前后发送空包，而不混合固定终端用服务和便携式终端用服务。若固定终端将便携式终端接收用服务的TS包作为出错包来进行处理，则不会对接收产生问题。

Description

OFDM信号的发送方法、发送装置和接收装置
技术领域
本发明涉及使用正交频分复用(OFDM)传送方式来发送便携式信息终端接收用数据的方法、装置和接收通过该方法发送的信号的装置。
背景技术
对于使用OFDM调制方式的地面数字广播系统，已知欧洲为DVB-T，日本为ISDB-T。欧洲的DVB-T方式主要以固定接收为目标，已经于1998年在英国开始商业服务，并以欧洲为中心，在各国进行试验广播、商业服务。
该OFDM调制方式是多载波调制方式的一种。OFDM信号将发送数据分割为在有效符号期间长度上彼此正交的多个载波来进行分配，对每个符号使用QAM等多值调制将信息携带在各载波的振幅和相位上，并通过傅立叶逆变换来生成。
由于OFDM信号使用多载波，所以可能符号长度变长。因此，可以设置循环复制信号的一部分来进行传送的期间、所谓的保护期间。若是该保护期间内的延迟波，则由于在接收侧进行FFT处理时进行了去除，所以有不产生符号(symbol)间干扰的特征。利用该特征，可以构筑在中继站中通过同一频率来中继信号的SFN(单频网)、可以进行频率的有效利用。
由于地面传送路径与卫星和有线传送路径相比非常恶劣，所以在DVB-T中，作为纠错采用组合了Reed-Solomon编码和卷积编码的级联编码。另外，作为交织，使用字节交织、比特交织和频率交织。图24表示DVB-T的信道编码。
在DVB-T中，还存在分等级传送的格式，可以对映射数据的高位比特和低位比特分配不同的流。将该分等级传送称作由映射产生的分等级传送。将高位比特称作高优先级(HP)数据，将低位比特称作低优先级(LP)数据，对每个HP数据和LP数据进行能量扩散11、Reed-Solomon编码12、字节交织13和卷积编码14的处理。之后，对每个比特进行比特交织15，在等级合成后，进行频率交织20、映射块18的处理，在插入了TPS信号23等之后，进行OFDM调制17。但是，现在还不能进行使用分等级传送的商业服务。这时，仅使用一个系统。
DVB-T有2K模式和8k模式，载波数分别是1705个(内数据载波1512个)和6817个(内数据载波6048个)。频率交织在该有效载波整体中进行。与此相对，ISDB-T为不仅进行Reed-solomon编码和卷积编码，且对于频率交织来说，在对频带进行13分割后，可仅对中央段独立施加交织的标准。另外，还成为可对时间轴方向进行交织的标准。
在ISDB-T方式中，可以仅取出中央段来进行接收。这时，与接收所有13段的情况相比，可以使接收处理时的时钟速度变慢，结果可以在低耗电量下工作。
<参考文献>
ETSI EN 300 744 V1.1.1(2001-1)Digital Video Broadcasting(DVB)；Framing structure，channel coding and modulation for digital terrestrialtelevision
但是，由于在DVB-T方式中，对频带整体进行频率交织，所以与ISDB-T方式一样来取出其频带的一部分是困难的。因此，考虑不分割频带，而仅在符号时间方向的特定时间上通过便携式终端来传送需要的数据的情况。由此，仅在特定的时间接收发送的数据就可以了，低耗电量成为可能。但是，在没有为便携式终端使用而传送的时间带中广播了通常的面向固定接收的数据。因此，由于通过字节交织混合了面向便携式终端的数据和面向固定接收的数据，所以有接收处理变复杂的问题。
在DVB-T方式中发送面向便携式终端的数据和面向固定终端的数据，而不进行分等级传送的情况下，必然通过同一调制方式来进行发送。但是，相对由于固定接收终端屏幕大，要求高图像质量，而使用64QAM等的传送速率高的调制方式，便携式接收终端监视器小，送出QVGA、CIF、QCIF等大小的由MPEG4等来压缩的图像就可以了，传送速率为250kbps～600kbps左右。由于固定接收终端通过屋顶天线来进行接收，所以即使调制方式为64QAM也可以没有问题地接收，但是便携式终端由于使用简易天线，其设置高度还低，所以64QAM的接收是困难的。
因此，由于面向便携式终端和面向固定终端有相反的要求，所以通过同一调制方式发送是不优选的。本发明涉及发送便携式终端接收用的数据的传送格式，而不会对DVB-T用的现有的接收机带来影响。
发明内容
本发明尤其对于高等级除了现有的传送路径编码之外，建议了新的传送路径编码。本发明利用DVB-T的等级传送，并在其上加入了时分多路复用(TDM)的概念。
本发明的第一OFDM的发送方法，是使用了包含整数个传输流包的帧、并在该帧中含有规定数目的符号的帧结构的OFDM信号的发送方法。在该发送方法中，将帧时间分割为每规定数目的符号的时隙；使用时间分割后的时隙中的至少一个来传送特定的服务；对每个特定的服务实施传送路径编码来发送特定的服务。
本发明的第二的OFDM信号的发送方法是使用了由规定数目的符号构成一帧、由多个帧来构成一个超帧的帧结构的OFDM信号的发送方法。在该发送方法中，将超帧时间分割为每个规定数目的符号的时隙；使用时间分割后的时隙中的至少一个来传送特定的服务；对每个特定的服务实施传送路径编码来发送特定的服务。
本发明的第三OFDM信号的发送方法是使用DVB-T格式来进行发送，由重复发送超帧构成DVB-T的高优先级流的OFDM信号的发送方法。在该发送方法中，将超帧时间分割为每规定数目的符号的时隙；使用时间分割后的时隙中的至少一个来传送特定的服务；对每个特定的服务实施传送路径编码来发送特定的服务。
在第一到第三的OFDM的发送方法中，时隙也可包含整数个传输流包。
另外，传送路径编码也可包含映射、时间交织和纠错的处理。
在第一到第三的OFDM的发送方法中，在传送不同的服务的时隙边界的前后也可分别传送至少12个包的空包，或传送与服务无关的至少12个包的PID的包。
在第二或第三的OFDM的发送方法中，也可按每N个(N是整数)超帧使用M个(M是整数)时隙来重复发送特定的服务。
在第二或第三的OFDM的发送方法中，也可将时隙在一个超帧内分割为多个子时隙后传送。
在第三的OFDM的发送方法中，特定的服务也可以是便携式终端接收用服务，在传送特定的服务的时隙之外的时隙中发送固定终端接收用服务，便携式终端接收用服务比固定终端接收用服务抗错误性高。这时，传送特定的服务的周期也可以是包含整数个超帧的兆帧单位。另外，也可以在成组传输(burst)地传送的数据内实施块时间交织。
本发明的发送装置，是使用上述的任一种发送方法来发送OFDM信号的装置，包括：从OFDM调制器中输入帧同步信号、符号同步信号和FFT取样时钟的机构；在特定的时隙期间及其前后集中配置空包的机构；和根据所传送的服务数目来分割传输流并输出的机构。
本发明的接收装置是接收通过时间分割对每个服务来成组传输地传送数据的OFDM信号的接收装置。接收装置包括选台机构，其选择规定的频道；正交解调机构，其正交解调OFDM信号后，转换为基带信号；符号同步机构，其从正交调制后的信号中取得符号同步；FFT机构，其通过FFT(高速傅立叶变换)，从时域的信号转换为频域的信号；均衡机构，其均衡通过FFT机构转换后的频域的信号；帧同步机构，其取得帧同步；TPS信号取得机构，其取得作为控制信息的TPS信号；纠错机构，其纠错通过均衡机构二得到的数据。接收装置在所接收的服务决定后的正常接收处理时，在接收了所选择的服务时，对所接收的数据进行基于FFT机构、均衡机构和纠错机构的各种处理构成的传送路径译码处理，对没有选择的服务的部分不进行传送路径译码处理。
选台机构也可在成组传输地传送规定的服务的部分和除此之外的部分，通过改变电压或电流来切换选台部的放大器的增益。选台机构也可在成组传输地传送规定的服务的部分和除此之外的部分，改变所使用的滤波器的频带宽度。
(与现有技术相比的有利效果)
根据本发明，不但与DVB-T具有兼容性，还可导入便携式终端接收用服务。根据本发明，可以用现有的DVB-T接收机来接收现有的固定终端接收用服务，另外，可由便携式终端接收装置来接收所导入的便携式终端接收用服务。
另外，根据本发明，由于便携式终端接收用服务按每个传送服务的时隙来进行传送路径编码，所以便携式接收终端可以仅取出便携式终端接收用服务来进行接收，便携式接收终端的低耗电量成为可能。
此外，根据本发明，可以用适用于固定服务的调制方式来发送固定终端接收用服务，用适用于便携式终端接收用服务的调制方式来发送便携式终端接收用服务。
再有，根据本发明，由于不仅便携式终端接收用服务，将来还可对固定接收服务导入时间交织，所以与现有的DVB-T方式相比，有抗错误性强的优点。
再者，根据本发明，可以提供一种不但与DVB-T具有兼容性，除了固定终端接收用服务，还可进行便携式终端接收用服务的发送方法和接收装置。
附图说明
图1是表示本发明的数字广播发送方法的一实施方式的框结构图；
图2A和图2B是表示在本发明的一实施方式中使用的帧结构的图；
图3是表示在本发明的一实施方式中使用的高位2比特(QPSK)的参数的组合的图；
图4是表示在本发明的一实施方式中使用的时间交织的图；
图5是表示在DVB-T(欧洲数字广播标准)中使用的比特交织的图；
图6是表示按时隙来分配通过本发明的数字广播发送方法发送的广播服务的例子的图；
图7是表示本发明的数字广播发送方法的一实施方式的框结构图；
图8是表示在本发明的一实施方式中使用的时隙结构的图；
图9是表示本发明的数字广播发送方法的一实施方式的框结构图；
图10是表示在本发明的一实施方式中使用的时隙的使用方法的图；
图11是表示在本发明的一实施方式中使用的卷积交织的图；
图12是表示在本发明的一实施方式中使用的DVB的包发送方法的图；
图13是表示本发明的数字广播发送方法的一实施方式的时隙结构的图；
图14是表示在本发明的一实施方式中使用的16QAM参数的组合的图；
图15是表示TPS的配置的图；
图16是表示本发明的数字广播发送方法的一实施方式的时隙使用位置的图；
图17是表示本发明的数字广播发送方法的一实施方式的框结构图；
图18是表示本发明的数字广播发送方法的一实施方式的时隙结构的图；
图19是表示在本发明的一实施方式中使用的64QAM的参数的组合的图；
图20是表示本发明的数字广播发送方法的一实施方式的框结构图；
图21是说明本发明的TS多路复用器的控制方法的图；
图22是接收在本发明中发送的信号的接收机的结构图；
图23是表示本发明的OFDM信号中含有的SP信号的例子的图；
图24是表示现有的DVB-T的发送的框图；
图25是表示本发明的数字广播发送方法的一实施方式的时隙结构的图；
图26是说明在本发明的一实施方式中使用的时间轴区域上的处理的图；
图27是说明在本发明的一实施方式中使用的时间轴区域上的处理的图；
图28是说明在本发明的一实施方式中使用的宽带AFC的处理的图；
图29是说明在本发明的一实施方式中使用的均衡处理的图；
图30是表示在本发明的一实施方式中使用的信号处理的框结构图；
图31是在本发明的一实施方式中使用的接收处理的框结构图；
图32是在本发明的一实施方式中使用的接收处理的框结构图；
图33是在本发明的一实施方式中使用的接收处理的框结构图；
图34是在本发明的一实施方式中使用的接收处理的框结构图；
图35是表示在本发明的一实施方式中使用的时隙的使用方法的图；
图36是表示是在本发明的一实施方式中使用的TS同步字节信号的前后100几十比特通过比特交织进行扩散的图；
图37是表示是在本发明的一实施方式中使用的TS同步字节信号的前后100几十比特通过比特交织进行扩散的图；
图38A和图38B是表示在本发明的一实施方式中使用的多路复用器的切换的定时的图；
图39是表示在本发明的一实施方式中使用的追加基准导频信号的配置的图；
图40A和图40B是表示在本发明的一实施方式中使用的追加基准导频信号的配置的图；
图41是表示在本发明的一实施方式中使用的追加基准导频信号的配置的图；
图42是表示在本发明的一实施方式中使用的追加基准导频信号的配置的图；
图43是在本发明的一实施方式中使用的接收处理的框结构图；
图44是表示在本发明的一实施方式中使用的帧结构的图；
图45是表示在本发明的一实施方式中使用的帧结构的图；
图46是表示在本发明的一实施方式中使用的帧结构的图；
图47是表示在本发明的一实施方式中使用的帧结构的图；
图48是表示在本发明的一实施方式中使用的帧结构的图；
图49是表示本发明的数字广播发送方法的一实施方式的框结构图；
图50是表示在本发明的一实施方式中使用的时间交织的图；
图51是表示在本发明的一实施方式中使用的时间片的结构的图；
图52是表示本发明的数字广播发送方法的一实施方式的框结构图；
图53是表示在本发明的一实施方式中使用的信号处理的框结构图；
图54是表示在本发明的一实施方式中使用的TPS信号的分配的图；
图55是表示在本发明的一实施方式中使用的TSP信号的分配的图；
图56是表示在本发明的一实施方式中使用的TSP信号的分配的图；
图57是表示在本发明的一实施方式中使用的TSP信号的分配的图；
图58是表示在本发明的一实施方式中使用的TSP信号的分配的图；
图59是表示在本发明的一实施方式中使用的信号处理的框结构图；
图60是表示在本发明的一实施方式中使用的载波的配置的图；
图61是表示在本发明的一实施方式中使用的载波的配置的图；
图62是表示在本发明的一实施方式中使用的载波的配置的图；
图63是本发明的便携式终端的结构图；
图64是本发明的便携式终端的结构图。
具体实施方式
下面，参照附图，详细说明本发明的实施方式。
(实施方式1)
图1是说明本发明的OFDM信号的信道编码方式的图。在本发明中，着眼于在DVB-T中没有使用的传送等级中的高等级。另外，在图1中，各个块是执行规定处理的功能块。
图2A表示本实施方式的高等级的超帧结构。图2B是说明通过本发明的发送方法传送的超帧结构的进一步的详细结构的图。如这些图所示，在本发明中，将高等级的OFDM超帧沿时间轴方向分割为每个为几个符号的时隙。设置为分割后的各时隙长度相等，且分割后的时隙中含有整数个传输流(下面称作“TS”)包。图3表示各种模式中的考虑了调制方式和卷积编码的在一个分割后的时隙中含有的TS包数。例如，在2k模式、码率为2/3的情况下，将超帧分割为16个时隙，一个时隙(即，1/16超帧)中含有336个TS包。
对该分割后的每个时隙，实施包含能量扩散11、Reed-Solomon编码12、字节交织13、卷积编码14和时间交织16的处理的传送路径编码处理。
在分等级传送的情况下，高等级由2比特构成，低等级依赖于映射是16QAM还是64QAM，由2比特或4比特构成。
本实施方式的图2A、图2B表示2k模式、保护间隔为1/4的情况下的例子。在本实施方式中，作为映射使用64QAM来进行分等级传送。高等级的2比特若将码率设为2/3，则可以在17个符号中装入整数个包。由于17个符号相当于1/16超帧，所以一个超帧由16个时隙构成。低等级的4比特用于发送固定终端接收用服务，使用了与DVB-T相同的传送路径编码。
参照图1，在低等级中，进行能量扩散11、RS编码12、字节交织13、卷积编码14和比特交织15的各个处理。在高等级中，对每个时隙进行能量扩散11、RS编码12、字节交织13、卷积编码14的各个处理，并选择多个时隙的信号中的一个(19)来进行比特交织15。在低等级和高等级中分别进行处理后的信号在比特合成(21)、频率交织20后，实施映射18、OFDM(正交频分复用)17后进行发送。
在本实施方式中，高等级数据的信道编码对应于时隙数而有16个系统，高等级的发送数据通过多路复用器(下面称作“MUX”)19，从某个时隙切换到下一时隙。时间交织后的数据在通过MUX19整理为一路后，在比特交织15之后与低等级进行组合，并通过比特合成21转换为载波符号后，输出到频率交织20中。之后，实施映射块18的处理，并进行OFDM调制17后输出。
在本实施方式中，每个时隙发送不同的便携式终端接收用服务。发送频率为对于每个服务一个超帧中发送一次。另外，对于发送便携式终端接收用服务的频率，也可以为对于每N(N是整数)个超帧，送出一次或M次(M是2以上的整数)便携式终端接收用服务。
图4表示时间交织的示意。在本实施方式中，使用了由(i*5)mod(126)定义的时间交织。即，时间交织对每126个载波重复同一图案。本实施方式的时间交织对每个载波沿符号方向进行卷积交织。另外，时间交织还可以使用其他的定义式。其中，(i*B)mod(A)的A的值最好是数据载波数1512的约数，B最好是：不是A的约数的素数。另外，也可使用表格等来进行时间交织，而不是上述的定义式。
另外，若使用上述的定义式，则可以使比特交织的单位和时间交织的单位一致。图5表示DVB-T的比特交织的内容。从图5中可以看出，各比特是以126个载波的块为一个单位的块交织。便携式接收机通过检测出TPS(Transmission Parameter Signaling)的比特，来检测出便携式终端接收用服务的码率等。
如上所述，对一个超帧内的规定的时隙分配特定的服务，以传送特定服务的数据。由于在传输流的传送中，反复传送超帧，所以成为按每个一定周期来接收特定服务的数据。通过对每个规定数目的时隙分配不同的服务，而在时间区域中按每个服务来成组传输(burst)地传送数据，为了仅接收希望的服务，若按每个一定的周期来接收数据而进行译码等的处理，则可以进行接收信号的再生。
(实施方式2)
图6是表示实施方式2的示意的图。在本实施方式中，在实施方式1的帧结构中，将最先的两个时隙用于传送一个服务，对其余14个时隙分别分配一个服务。除此之外与实施方式1相同。在本实施方式中，对每个服务进行能量扩散11、Reed-Solomon编码12、比特交织13、卷积编码14、时间交织16。在本实施方式中，虽然组合最先的两个时隙来用于一个服务的发送，但是还可使用三个以上的时隙来发送一个服务。
(实施方式3)
图7是表示本发明的OFDM信号的发送方法的另一例的图。与实施方式1不同的方面是在实施方式1的顺序中不进行时间交织16。除此之外与实施方式1相同。
(实施方式4)
图8是表示了将一个超帧分割为8个时隙的情况下的结构的图。
本实施方式的思想可以适用于图3所示的1/16超帧中含有整数个包的情况或1/8个超帧中含有整数个包的情况。
在本实施方式中，使用了4k模式、保护间隔1/4。在本实施方式中，作为映射使用64QAM来进行分等级传送。另外，4k模式虽然在DVB-T中没有规定，但是本发明也可适用于4k模式。在4k模式的情况下，不能与现有的DVB-T接收机的共用。
若将码率设为1/2，则高等级的2比特在34符号中即1帧中含有整数个包。34个符号相当于1/8超帧，所以一个超帧由8个时隙构成。
低等级的4比特用于发送固定终端接收用服务，使用与DVB-T相同的传送路径编码。下面，与实施方式1相同。
(实施方式5)
图9是说明了本发明的OFDM信号的发送方法的另一例子的图。在本实施方式中，考虑DVB-T的分等级传送为具有独立的Reed-Solomon编码、字节交织、卷积编码两个序列的编码器。即，输入到MUX22中的两个序列为独立的序列，时分复用便携式终端接收用服务、固定终端接收用服务后进行发送。
使便携式终端接收用服务的传送与实施方式1相同，具有时隙结构。各时隙通过MUX19来捆绑。在本实施方式中，仅使用8分割超帧后的其中一个时隙来发送便携式终端用服务。另外，也可使用L(L是整数，1≤L≤超帧的分割数)个时隙来发送便携式终端用服务。
在本实施方式中，发送便携式终端接收用服务的频率是一个超帧中发送一次。另外，发送便携式终端接收用服务的频率也可以是N(N是整数)个超帧中一次，或N个超帧中M次(M是整数)。
在本实施方式中，便携式终端接收用服务的发送与实施方式1相同，在卷积编码14之后导入时间交织16。作为FFT使用2k模式、保护间隔1/4，在便携式终端接收用服务中使用QPSK、码率2/3。服务的发送仅使用由帧前端的34个符号构成的一个时隙。另外，固定终端接收用服务使用64QAM、码率3/4。
输入到OFDM调制器的包是TS包，由于时分复用便携式终端接收用服务和固定终端接收用服务来进行发送，所以在固定终端接收用服务中，发送便携式终端接收用服务的区间所对应的区间的包及其前后的几个包是空包。对这些包进行能量扩散11、Reed-Solomon编码12、字节交织13、卷积编码14、比特交织15和频率交织20的处理。或在固定接收用服务中，也可以将发送便携式终端接收用服务的区间的包及其前后的几个包设为包含与固定终端接收用服务不同的PID的包。
图10是说明了上述示意的图。如该图所示，在固定终端接收用服务中，发送便携式终端接收用服务的区间的包及其前后的几个包为空包。发送便携式终端接收用服务的区间的前后几个包也为空包是因为在Reed-Solomon编码中取得同步。
由于MUX22的切换以符号为单位来进行，所以可以共用频率交织20。另外，由于映射18按每个符号来进行切换，所以图9的结构就足够了，但是也可在频率交织20之前，并行处理固定终端接收用服务和便携式终端接收用服务，之后用MUX来进行多路复用。
如图9所示，通过MUX22，选择便携式终端接收用服务的时隙位置的符号，即34个符号后发送。因此，用于便携式终端接收用服务的QPSK的映射也可以是单纯的映射，与分等级后将高位比特用作便携式终端接收用服务的情况相比，可以降低可接收的需要C/N。
便携式接收机接收发送便携式终端接收用服务的时隙及之前的几个符号。由于将该时隙固定在OFDM的超帧内的规定位置上进行发送，所以接收侧的接收处理容易，通常，也可仅在一定的期间打开开关，而可期待低耗电量。另外，由于时间交织仅在便携式终端接收用服务的时隙期间来实施，所以可以仅取出发送便携式终端接收用服务的时隙来进行接收。本实施方式中发送的便携式终端接收用服务的传送速率为830kbps。
接着，考虑固定终端接收用服务的接收。
固定终端接收用服务通过字节交织，交织12个包。图11表示字节交织。因此，需要进一步多余发送用于便携式终端接收用服务的时隙中的12个包的空包。进一步，在接收侧，为了进行固定终端接收用服务的维特比解码的终止处理，而多余发送一个包的空包。因此，在便携式终端接收用服务器时隙之前的部分发送总共13个包的空包或PID不同的包。
另外，在64QAM、码率为3/4的情况下，由于通过一个超帧发送的包数为1134个，所以在相当于发送便携式终端接收用服务的时隙的34个符号中装入了141.75(＝1134*34/272)个包。
另外，由于在便携式终端接收用服务中使用的部分之后也通过字节交织混合了12个包，所以167(13+141.75+12＝166.75)个连续的空包从TS多路复用器输入到OFDM调制器中。在本实施方式中，进一步进行24个包的空包传送。图12表示DVB的包发送方法。DVB-T接收机利用该空包，检测出同步字节“47”，并检测出按每8包来反转的同步字节“B8”。由于能量扩散在同步字节的“B8”的位置上进行初始化，所以实施能量反扩散后，可以进行包的恢复。因此，将总共191(＝167+24)个包的连续的空数据与超帧同步而从TS多路复用器输入到固定终端接收用服务的OFDM调制器中。在本实施方式的情况下，从超帧的前端起178个包是空包，从超帧的最后起13个包是空包。
接着，说明接收机侧。现有的DVB-T接收机(固定终端)不能识别固定终端接收用服务和便携式终端接收用服务，因此，直接解码送来的信号。由于发送便携式终端接收用服务的区间实施时间交织16，所以现有的DVB-T接收机将该包作为出错包来进行处理。但是，TS包的同步信号被破坏。然而，紧接着即使在现有的接收机中也可以正确接收作为空包识别的数据，以便可识别同步标记的47，Reed-Solomon译码器进行纠错。之后，进行“B8”的位置的检测，接收机正确进行能量逆扩散，恢复实际的发送数据。另外，还存在通过之后配置的TS译码器，不能确立TS译码器的同步的情况。这时，需要进一步追加空包。
在本实施方式中，由于发送了191个包的空包，所以可以在64QAM、3/4下传送的最大的传送速率从22.39Mbps降低到18.62(＝22.39*(1134-191)/1134)Mbps。
在本实施例中，在便携式终端接收用服务的时隙之后，除了通过字节交织追加的12个包之外，为了进行Reed-Solomon译码的同步而追加24个包的空包，但是对于该包数，最好通过确认市售的译码器的处理，来追加空包。
(实施方式6)
在本实施方式中，与实施方式5相同，对DVB-T导入了时分复用。在本实施方式中，将时隙结构移位20个符号，并使用帧前端的第21个符号到第54个符号总共34个符号来传送便携式终端接收用服务。即，使第20个TS包到第53个TS包进入到便携式终端接收用服务的时隙中(注：TS包从第0个开始计算)。图13表示移位后的时隙。另外，图15表示TPS信息。由此，便携式接收机通常也可监视TS包信息。但是，对于单元指示器(cell indicator)例外。TPS实施由BCH进行的纠错，但是由于TPS信号用BPSK进行调制，所以非常强。另外，由于分配为多个载波，所以若在接收机侧使用多值判决，则即便不使用由BCH进行的纠错，也可以高精度地恢复。
本实施方式是8k模式、码率1/4，便携式终端接收用的数据使用16QAM、码率2/3。在本实施方式中，将超帧分割为8个时隙，使用其中一个时隙、即34个符号来进行传送。图14表示装入16QAM的情况下的一个超帧中的包数。从图14可以看出，即使将超帧分割为8个时隙，也可使用很多参数的组合。
发送便携式终端用的服务的区间及其前后的几个包是空包，如图9所示，这些进行能量扩散11、Reed-Solomon编码12、字节交织13、卷积编码14、比特交织15、频率交织20的处理。或者，也可代替空包来使用与固定终端接收用服务不同的PID的包。其如图10所示的那样。
本实施方式的固定终端接收用服务与便携式终端接收用服务一样，使用16QAM、码率2/3。这时，在一个超帧中发送的包为2688个。在这里，通过将便携式终端接收用服务装入一个时隙中，从而估计将固定终端接收用服务的传送速率降低了哪种程度。
本实施方式的便携式终端接收用服务，由于一个时隙是34个符号，所以(34/272)*2688＝366个包插入空符号。目前，时隙位置之前的部分为了进行字节交织和维特比译码的终止处理，看到了13个包的空包的裕量，另外，通过偏移时隙位置，在该位置之前看到由没有装入整数个包引起的一个包的裕量，需要14个包。另外，在便携式用时隙之后，为了检测出字节交织后的12个包和每8个字节反转的同步标记的“B8”，需要24个包。在这种情况下，需要386(＝14+336+12+24)个包的空包。
因此，固定终端接收用服务的传送速率从13.27Mbps减小到11.36Mbps(＝13.27*(2688-386)/2688)。
由于便携式终端接收用服务使用了34个符号，所以可以使用336(＝(34/272)*2688)个包。这时的传送速率为1.65(＝13.27*(336/2688))Mbps，作为便携式终端接收用服务确保了充分的传送容量。
(实施方式7)
图16是说明了本实施方式的思想的图。在本实施方式中，是将实施方式6中、5个超帧作为一个单位，从便携式终端接收用服务的发送频率从1帧发送一个时隙变为5帧发送4个时隙的例子。
如这样发送，则时隙的位置以奇数帧、偶数帧交替出现。如在前述的实施方式中所说明的，时隙的位置设定为有效的TPS信号装入其中。图15的单元指示器由于通过使奇数帧和偶数帧相匹配来发信号，以便特定该单元，所以若使用本实施方式的发送方法，则可以在便携式终端接收用服务的时隙中接收包含单元指示器的所有TPS信号。
(实施方式8)
图17是说明了本实施方式的思想的图。在本实施方式中，在实施方式5中不仅在便携式终端接收用服务中，还在固定终端接收用服务中使用时隙。图18表示本实施方式的时隙结构，图19表示64QAM的包数。
本实施方式与现有的DVB-T服务没有兼容性。但是，本实施方式的便携式终端接收用服务与实施方式5的便携式终端接收用服务时隙具有兼容性。在本实施方式中，将一个超帧分割为8个时隙，其中的一个时隙用于便携式终端接收用服务，其余的7个时隙用于固定终端接收用服务。
在本实施方式中使用的参数是8k模式，保护比为1/4，便携式用时隙使用QPSK码率1/2，固定用时隙使用64QAM码率3/4。
在本实施方式中，考虑存在具有独立的能量扩散11、Reed-Solomon编码12、字节交织13、卷积编码14、时间交织16、比特交织15的两个序列的编码器。便携式终端接收用服务和固定终端接收用服务导入所谓的TDM，在通过时间分割由MUX22以符号为单位进行切换后，在进行了频率交织20之后，进行映射18、进行OFDM调制17后发送。
便携式接收机仅接收发送便携式终端接收用服务的时隙。将该时隙固定在OFDM的超帧上来进行发送。因此，通常可以仅在一定时间中使便携式接收机动作，可以期待低耗电量。另外，由于时间交织16在便携式终端接收用服务时隙和固定终端接收用服务时隙中独立实施，所以即使仅取出发送了便携式终端接收用服务的时隙也可进行接收。在本实施方式中发送的便携式终端接收用服务的传送速率为623kbps。
接着，考虑固定终端接收用服务的接收。由于固定终端接收用服务仅在固定终端接收用服务中进行字节交织13、卷积编码14、时间交织16，所以数据与便携式终端接收用服务没有交叠。因此，可以有效使用载波。
传送速率由于在使用所有时隙时的传送速率为22.39Mbps，所以在本实施方式中的固定终端接收用服务的传送速率为19.59(＝22.39*7/8)Mbps。
(实施方式9)
图20是说明了在DVB-T的分等级的服务中通过时间分割来使用一个时隙的便携式终端接收用服务的情况的例子的图。虽然目前并不进行使用了DVB-T的分等级传送的服务，但是如本实施方式中所示，可以看出即使在进行DVB-T的分等级传送的情况下，也可采用实施方式5的思想。
只要在本实施方式的配置便携式终端服务用的时隙的位置及其前后插入空包，接着现有的DVB-T的分等级传送的调制器输入来输入空包而进行处理即可。
(实施方式10)
在本实施方式中，说明在发送侧配合帧结构来决定包的配置用的方法。本实施方式涉及在实施方式5之后的DVB-T中使用了OFDM的情况下的发送侧的传输流多路复用器(MUX)的控制。图21表示其结构。
在本实施方式中，传输流MUX91从OFDM调制器92中输入(反馈)FFT取样时钟、FFT大小、保护比、超帧同步信号、符号同步信号、固定终端接收用和便携式终端接收用的调制方式、编码率、时隙大小、时隙数、有无时隙偏移，并在便携式终端接收用的特定的时隙位置上适当配置便携式终端接收用服务。这时，传输流MUX91对于现有的固定终端接收用服务数据，在便携式终端接收用服务的时隙位置及其前后的对应的位置上为进行保护，而进行空包的插入和删除。由此，如在实施方式5中所说明的，在固定终端接收用服务数据中，在便携式终端接收用服务时隙的位置及其前后的保护部分进行连续的空包的插入、或具有对便携式终端接收用服务和固定终端接收用服务在各个接收机中都不使用的PID的包的插入。在本实施方式中，在该块中还进行由包移动引起的PCR时钟的修正。
另外，传输流MUX91对应于服务数来分割传输流(TS)，并根据需要插入空包，而向OFDM调制器92发送TS包。OFDM调制器92根据服务数，按每个时隙接收TS包，进行本发明的实施方式中所示的传送路径编码。
(实施方式11)
本实施方式涉及便携式终端接收用服务的接收机。便携式终端接收用服务可以由便携式信息终端(PDA)和移动电话来进行接收。
本实施方式说明接收以实施方式7中说明的传送格式发送的服务的便携式接收机。图22表示接收机的功能框图。在接收机中，正交解调所接收的OFDM信号，并在时间轴区域中取时钟同步、窄带频率同步、符号同步。之后，FFT处理信号，并取宽带频率同步、帧同步、超帧同步。
便携式接收机在开始接收便携式终端接收用服务的时刻，确立帧同步、符号同步、超帧同步后，接收TPS信号。在将TPS信号存储到规定的存储器后，使需要的最小限度的电路动作，以便不失去符号同步、帧同步、超帧同步。
一旦确立了宽带频率同步和帧同步后，若仅使时间轴区域的窄带频率同步、时钟再生和符号同步动作，则即使不进行FFT之后的动作，也可确立帧位置，另外，还可保持时钟同步、频率同步。但是，FFT后的信号以所传送的SP信号的相位为基准来进行均衡处理。图23表示SP信号的配置。由于SP信号每4个符号为相同配置，所以从图23看出，至少需要从规定的时隙的3个符号之前进行FFT处理来取出SP信号。
因此，在便携式接收机中，也可仅对规定的时隙及之前的3个符号实施FFT之后的处理。另外，交织和纠错仅在包含规定的服务的时隙中动作。
由此，低耗电量成为可能。另外，由于可以在规定的时隙之外的位置上仅进行同步的保持，所以可以在规定的时隙之外的位置降低调谐器的电流，在RF部中低耗电量成为可能。
(实施方式12)
本实施方式是在实施方式5中，使用将一个时隙在一个超帧中分割4次的所谓的4个子时隙，传送便携式终端接收用服务的例子。图25表示本实施方式的子时隙结构图。
在本实施方式中，将一个时隙(34个符号)分割为子时隙#1(9个符号)、子时隙#2(8个符号)、子时隙#3(9个符号)和子时隙#4(8个符号)。
在本实施方式中，在图9所示的结构中，涉及便携式终端接收用服务，在一个序列中实施Reed-Solomon编码、字节交织、卷积编码、时间交织的处理。另外，子时隙由整数个符号构成，若合成子时隙中含有的包数，则一个超帧中存在整数个包。下面，与实施方式5相同。
但是，通过分割为子时隙，而使子时隙的前后装入的空包数增加。因此，可在固定接收服务中接收的传送容量降低。对其进行具体计算。
固定终端接收用服务通过字节交织，交织了12个包。图11表示字节交织。因此，对于每个用于便携式终端接收用服务的子时隙，通过在子时隙的前后追加12个包，另外，为了进行维特比译码的终止处理，在子时隙之前追加一个包，从而在子时隙之前发送了13个包的空包。在子时隙之后，除了字节交织的12个包之外，为了确立TS的同步，发送24个包的空包。另外，在所有的34个符号中传送子时隙的固定终端接收用服务的包数在64QAM、码率3/4的情况下，与实施方式5相同，为1134*34/272＝141.75、(13+12+24)*4+141.75＝337.75，所以需要约338个包的空包。
在本实施方式中，由于发送了338个包的空包，所以可在64QAM 3/4下传送的最大传送速率从22.39Mbps降低到15.72(＝22.39*(1134-338)/1134)Mbps。
本实施方式是2k模式的情况，在8k模式的情况下，由于在一个超帧中传送的包数多，所以传送速率的降低比2k模式小。
(实施方式13)
下面，详细说明实施方式11。图22表示接收机的整体的处理。在接收机中，从接收信号中选择了希望的频道的OFDM的信号通过正交解调器24来进行正交解调，并在时间轴区域处理电路25中取时钟同步、窄带频率同步、符号同步。并且，对于取同步后的信号进行传送路径译码处理。即，取同步后的信号在通过FFT电路26进行了FFT处理之后，通过宽带AFC电路27检测出载波间隔单位的频率误差后，在帧同步电路28中取帧同步和超帧同步。FFT后的数据通过均衡电路29按每个载波来恢复振幅和相位。之后，由去交织电路30来实施频率去交织、比特去交织、时间去交织等处理后，由纠错电路31来进行维特比译码、字节去交织、Reed-Solomon译码的处理。
首先，具体说明通常的DVB-T的接收处理顺序。
在DVB-T等中使用的OFDM信号具有将有效符号期间中的数据后部循环复制到该有效符号期间的前部的保护期间。
将该添加的部分相对于有效符号的比例定义为保护间隔，在DVB-T的情况下，规定1/32、1/16、1/8、1/4。
利用保护期间有效符号区间的后部的复制，可在接收侧进行同步处理。图26表示该情况。延迟电路32将正交解调后的数据仅延迟有效符号期间长度。相关电路33进行取接收信号和延迟电路32的输出的相关的处理。在各符号期间观测相关波形34。通过该相关波形34的时间宽度，可以检测FFT大小和保护长度。另外，该相关波形34利用在符号的边界出现的情况来进行符号同步。之后，将去除了保护期间长度的部分送到FFT。
使用该相关波形34，除了符号同步之外，还可进行：进行子载波间隔之内的同步的窄带AFC和时钟再生。图27表示该情况。窄带AFC和时钟再生通过频率分离电路35将正交解调后的信号分离为正和负的频率区域的信号成分，并分别求出与有效符号期间延迟后的信号的相关信号。
在频率误差运算电路36中，从这些相关信号的相位和中估计子载波间隔以内的载波频率误差，并从相关信号的相位的差中估计时钟频率误差。
将子载波间隔之内的载波频率误差与来自宽带AFC的子载波间隔单位的频率误差相加，控制NCO37。另一方面，从所检测出的时钟频率误差控制VCO38。
接着，说明FFT处理后进行的子载波间隔单位的载波频率同步，即宽带频率同步。图28表示宽带AFC的框图。将进行了FFT后的信号通过差动解调电路39按每个子载波在符号之间进行差动解调，并用符号间滤波器40进行积分。相对CP信号中差动解调结果每个符号为相同相位，在其他信号中为随机相位，所以通过滤波器仅抽出CP信号的信号成分。通过由相关电路42算出滤波器输出与CP信号的配置信息41之间的相关，而可以估计子载波间隔单位的载波频率误差。
在帧同步中使用图15所示的TPS信号中含有的同步编码(s1～s16)。同步编码从在编码之间差动解调TPS信号后、积分在编码内多个传送的TPS信号的结果中进行检测。
接着，描述传送路径特性的估计和均衡。传送路径特性如下那样求出。图29表示传送路径均衡。通过SP抽出电路43抽出进行FFT后的信号中含有的SP信号。SP产生电路44产生在发送侧发送的SP信号。除法运算电路45将所接收的SP信号除以发送侧的SP信号。由此，估计对于SP信号的传送路径特性。内插电路46沿符号方向和子载波方向来内插SP信号的传送路径特性而求出对于各子载波的传送路径特性。除法运算电路47通过将FFT后的信号除以传送路径特性，来恢复各载波的振幅和相位。以上是通常的DVB-T的接收处理的例子，若进行归纳，则解调装置的同步确立的顺序如下。
正交解调后的数据在时间轴区域中，开始窄带AFC、时钟再生和符号同步。去除了保护间隔部分后送到FFT中。使用FFT后的数据来确立宽带AFC的同步。另外，确立帧同步。
接着，表示便携式终端接收用服务的接收形态。便携式终端接收用服务需要电池可在长时间收听，要求该方法。便携式终端用服务如实施方式1到9所示，使用一个时隙或多个时隙来提供便携式终端接收用的服务。在其余的时隙的区间中不传送规定的便携式终端接收用服务，或传送其他的便携式终端接收用服务。因此，仅接收传送了所述一个便携式终端接收用服务的时隙，其余的时隙部分不需要全部进行接收处理。
在本实施方式中，表示将一个超帧分割为8个时隙，在其中一个时隙中传送便携式终端用服务的情况的例子。在本实施方式中为8k模式，保护期间长度为1/4。
图30表示便携式终端接收用服务的接收顺序。在下面的说明中，将包含所选择的特定服务的时隙称作“规定的时隙”。在图30的中央表示规定的时隙之外的情况下的接收动作，在图30的右侧部分表示在规定的时隙区间中的接收动作的流程。
在初始动作中，便携式接收机在通过正交解调电路24来正交解调了所选择的信道的OFDM信号后，通过时间轴区域处理电路25来取时钟同步、窄带频率同步、符号同步。另外，在通过FFT电路25进行了FFT处理后，通过宽带AFC电路27来取子载波单位的频率同步，在帧同步电路28中取帧同步和超帧同步。
若确立了帧同步，则由于特定TPS信号的位置，所以通过TPS信号取得电路48将包含TPS的预留比特s48～s53的便携式终端接收用服务所需的规定的信息，即内编码的码率、调制方式、时间交织长度、时隙大小等的信息存储到规定的存储器中。并且，进入到正常动作模式。
在正常动作模式中，一旦确立了初始同步，频率同步就通过时间轴信号处理电路25来保持载波间隔内的频率同步，即便载波单位的频率同步电路不动作，若利用保持在存储器中的载波数单位的频率偏移，也不会失去频率同步。另外，帧同步和超帧同步在一旦确立了初始同步后，若通过时间轴信号处理电路25来计数符号数，即图26的符号边界出现的相关波形的数目，则也不会失去帧同步和超帧同步。
即，在初始同步确立后，若保持载波间隔内的频率同步和符号同步，则可以保持前述的所有同步。即，可以停止图30的FFT电路26之后的处理。因此，在规定的时隙外不需要进行FFT之后的处理，即，不需要进行传送路径译码处理。另外，在为保持同步而动作的期间中，可以减少时间轴处理电路25的比特数。
接着，在接收规定的时隙时，FFT电路26从规定的时隙的三个符号之前动作到规定的时隙的最后的符号。
其如图23所示，SP信号以4个符号为周期配置在同一位置上。因此，若考虑当前符号的SP信号可利用的情况，则若存在规定的时隙的三个符号之前的SP信号，就可以估计传送路径特性。因此，FFT从规定的时隙的三个符号之前开始进行处理就可以了。使用该SP信号由检波电路29来进行传送路径均衡处理。
在规定的时隙的符号区间中，除了检波电路29的处理之外，通过去交织电路30来进行去交织处理和通过纠错电路31来进行纠错处理。
因此，在接收区间之外不需要FFT之后的处理。由于FFT之后的处理占解调LSI的80％～90％，所以与DVB-T的信号的接收相比可以大幅度降低耗电量。
(实施方式14)
本实施方式涉及RF部的低耗电化。
首先，说明OFDM信号的性质。
OFDM信号的平均功率和最大功率的差非常大，非线性失真的问题很多。因此，考虑到不在调谐部的放大电路中进行电流的削减，低耗电化是困难的。
根据实施方式13，仅在规定的时隙及该时隙的三个符号之前之外来进行同步的保持就可以了。即，同步的保持也可仅使时间轴区域的保护相关的处理动作。该保护相关在噪声极强且产生非线性失真的情况下也可没有问题地动作。因此，即使降低电流也可保持同步，即使在RF部中也可以使低耗电化成为可能。
具体的，使用附图来进行说明。图31是本发明的实施方式14中的接收电路的框结构图。在图31中，天线49接收广播信号。带通滤波器50限制接收信号的频带。RF放大电路51放大带通滤波器的输出信号。频率转换器52将RF放大电路的输出信号转换为基带信号。低通滤波器53从频率转换器的输出信号中去除基带信号之外的信号。基带放大电路54放大基带信号。基带信号处理部59处理广播信号。节目选择部60选择由基带信号处理部再生的多个节目中的其中一个节目。定时产生电路61生成由节目选择部选择的节目中的定时信号。电压控制振荡器57成为频率转换器的本地信号。动作控制部58通过来自定时产生电路的定时信号来控制电压控制振荡器的振荡频率，或控制RF放大电路的电流和基带放大电路的电流量。相位同步环部(Phase Locked Loop)56以局部振荡器55的输出信号为基准来生成控制电压控制振荡器的振荡频率的信号。接收装置由上面的构成要素构成。
下面，对于如上这样构成的接收装置，描述其动作。
通过天线49来接收时分多路复用多个节目后传送的数字电视广播和数字收音广播等的广播信号。
将由天线49接收的时分多路复用多个节目后传送的数字电视广播和数字收音广播等的广播信号通过带通滤波器50来进行频带限制，去除干扰波等不需要的成分，并通过RF放大电路51来放大信号功率。接着，电压控制振荡器57的输出信号为本地信号，并通过频率转换器52将RF频带的广播信号转换为基带信号。通过低通滤波器53来去除基带信号之外的信号。由基带放大电路54来放大基带信号，并输入到基带信号处理部59中，再生时分多路复用了多个节目的广播信号数据。
在周期性再生时分多路复用的多个节目数据后，通过节目选择部60从所再生的多个节目中选择希望的节目，并由定时产生电路61来产生与该选择后的节目数据同步的定时信号。如本实施方式13所示，定时产生电路从传送了FFT之后的处理需要的规定的服务的时隙的三个符号之前到传送了规定的服务的时隙的最后符号为止，产生Hi的信号，在除此之外的区间中产生Low。
接着，在动作控制部58中，以由定时产生电路61产生的周期性的定时信号为基础，在规定的定时信号为Hi时，将RF放大电路51和BB放大电路54的增益设定为通常的DVB-T再生所需的增益。在定时信号为Low时，即使RF放大电路51和BB放大电路54的增益降低10dB左右，也可保持实施方式13所示的时间轴处理电路的同步，所以RF部的低耗电化成为可能。
在本实施方式中，切换RF放大器的增益，但与此对应，需要切换向调谐器反馈的AGC电路的增益。
另外，在本实施方式中，定时产生电路使FFT之后的处理需要的符号的区间为Hi，但是若考虑信号处理的延迟和增益的切换时间的裕量，则与FFT之后的处理需要的规定的信号区间相比，可以稍长地设定Hi的期间。
(实施方式15)
本实施方式是RF部62的低耗电化的另一实施方式。由于仅规定的时隙之外保持同步就可以了，所以在RF部62中，对于保持同步的部分，不仅与实施方式14相同降低了放大器的增益，还使该区间的滤波器的频带宽度为窄带。
具体的，使用附图来进行说明。图32是本实施方式的接收装置的框结构图。
由天线49来接收时分多路复用多个节目后传送的数字电视广播和数字收音广播等的广播信号。
由天线49接收的广播信号通过第一切换部66，选择利用带通滤波器50或带通滤波器64(窄带)的其中之一。在通过频带滤波器进行频带限制而去除了干扰波等后，通过第二切换部67来选择对应于第一切换部66的频带限制滤波器的输出，并通过RF放大电路51来放大接收信号。
放大后的信号，通过电压控制振荡器57的输出信号是本地信号的频率转换器52将RF频带的广播信号转换为基带信号。
第三切换部68选择使用低通滤波器53或低通滤波器65(窄带)的其中之一。通过低通滤波器去除了基带之外的信号后，通过第四切换信号69选择对应于第三切换部68的低通滤波器的输出。第四切换部69的输出通过基带放大电路54来进行放大，并输入到基带信号处理部59中。
基带信号处理部59进行实施方式13所示的处理。并通过节目选择部60来选择规定的便携式终端接收用服务的数据。定时产生电路61产生实施方式14中说明的规定的定时信号。
在动作控制部70中，以由定时产生电路61产生的周期性定时信号为基础，在规定的定时信号为Hi时，提高RF放大电路51和BB放大电路54的增益，在定时信号为Low时，降低RF放大电路51和BB放大电路54的增益。即使将该增益降低10dB左右，如实施方式13所说明的，也可确保时间轴处理电路的动作。另外，通过降低增益，从而可大幅度低耗电量。
动作控制部70在规定的定时信号为Hi时，将第一切换部66、第二切换部67、第三切换部68、第四切换部69都切换到上侧的系统。即，选择带通滤波器50和低通滤波器53。另外，在规定的定时信号为Low时，将第一切换部、第二切换部、第三切换部和第四切换部都切换到下侧的系统。
这里，在上侧的系统中使用的带通滤波器50和低通滤波器53使用到可接收DVB-T信号的频带、即本实施方式中8MHz频带为止通过的滤波器。与此相对，下侧的系统的带通滤波器64和低通滤波器65使用通带为1MHz的滤波器。另外，通过变窄滤波器的频带，从而低耗电化进一步成为可能。
如上所说明的，在本实施方式中，通过降低放大电路的增益，从而可以进行低耗电化，同时，通过变窄滤波器的频带宽度，从而可以进一步进行RF部的低耗电化。
另外，在本实施方式中所示的降低增益的方法可通过降低供给放大电路的电流或电压来实现。
(实施方式16)
本实施方式涉及AV编码部。
在MPEG中，在SD图像质量的情况下，规定为在接收机侧具有1.5Mbit的缓存器。另外，在HD图像质量的情况下，进一步规定该几倍的存储器容量。
通常，在接收机侧，装载了比所规定的缓存器大小还大的存储器的情况很多，这时，在如本实施方式5那样发送的情况下接收侧可没有问题地进行再生。但是，需要考虑仅装载了所规定的缓存器大小的存储器的接收机。
例如，在8k模式、保护期间长度1/4的情况下，一个超帧由305ms构成。其中，在将时隙大小设置为1/16的情况下，一个时隙约为19ms，若考虑其前后的空包插入期间，则为25ms左右，DVB-T接收机不能接收全部信号。例如，在DVB-T服务为用64QAM、3/4传送的情况下，由于其传送速率为22.39Mbps，所以在25ms期间，在该区间中再生了560(＝22.39Mbps×25ms)kbit的信息。
因此，在接收侧的编码处理时，设置了不能一次使用所有的缓存器进行编码处理的限制。具体的，一个图像帧(约33ms)通过通常不使用的方法来进行编码处理。
这样，接收了DVB-T的接收机就不会产生接收侧的AV译码器的缓存器中仅具有1.5Mbit的RAM的译码器为空的情况，从而可以没有问题地再生图像。
(实施方式17)
在本实施方式中，将实施方式15的结构中RF部的放大器的增益原样保持为一定，而在需要FFT处理的符号和规定的时隙之外的部分中降低供给到放大器的电压。对于其他部分与实施方式15相同。
若降低供给到放大器的电压，则接收信号产生失真，但是由于在规定的时隙之外仅保持同步就可以了，所以可以没有问题地进行同步的保持。
具体使用图32来进行说明。
由天线49来接收时分多路复用多个节目后传送的数字电视广播和数字收音广播等的广播信号。
由天线49接收的广播信号通过第一切换部66，选择利用带通滤波器50或带通滤波器64(窄带)的其中之一。在通过频带滤波器进行频带限制并去除了干扰波等后，通过第二切换部67来选择对应于第一切换部的频带限制滤波器的输出，并通过RF放大电路51来放大接收信号。
放大后的信号，通过电压控制振荡器57的输出信号成为本地信号，频率转换器52将RF频带的广播信号转换为基带信号。
第三切换部68选择使用低通滤波器53或低通滤波器65(窄带)的其中之一。通过低通滤波器去除了基带频带之外的信号后，通过第四切换信号69选择对应于第三切换部的低通滤波器的输出。第四切换部69的输出通过基带放大电路54来进行放大，并输入到基带信号处理部59中。
基带信号处理部59进行实施方式13所示的处理。并通过节目选择部60来选择规定的便携式终端接收用服务的数据。定时产生电路61产生实施方式14中说明的规定的定时信号。
在动作控制部70中，以由定时产生电路61产生的周期性定时信号为基础，在规定的定时信号为Hi时，使RF放大电路51和BB放大电路54的电压与通常的DVB-T接收相同，在定时信号为Low时，降低向RF放大电路51和BB放大电路54供给的电压。
另外，若降低向放大器供给的电压，则接收信号会产生失真，但是仅在规定的时隙之外保持同步就可以了，所以可以没有问题地进行同步的保持。
动作控制部70在规定的定时信号为Hi时，将第一切换部66、第二切换部67、第三切换部68和第四切换部69都切换到上侧的系统。即，选择带通滤波器50和低通滤波器53。另外，在规定的定时信号为Low时，将第一切换部、第二切换部、第三切换部和第四切换部都切换到下侧的系统。
在这里，在上侧的系统中使用的带通滤波器50和低通滤波器53使用到可接收DVB-T信号的频带，即在本实施方式中为8MHz频带为止通过的滤波器。与此相对，下侧的系统的带通滤波器64和低通滤波器65使用通带为1MHz的滤波器。另外，通过变窄滤波器的频带，从而变为缓和放大器的非线性失真的方向，所以可以进一步降低电压，低耗电化成为可能。
如上所说明的，在本实施方式中，在规定的时隙和需要FFT的部分之外，可以降低向RF部的放大电路供给的电压，低耗电化成为可能。
另外，对于RF部的放大电路之外的电路，在规定的时隙及之前的三个符号之外的部分中，可以减小电压或电流。
(实施方式18)
使用图33来表示OFDM信号的发送方法的另一例子。本实施方式为在实施方式5的结构中，交换比特交织和时间交织的位置的情况。另外，本发明仅使用实施方式5中、16分割超帧后的其中一个时隙。除此之外与实施方式5相同。
(实施方式19)
使用图34来表示OFDM信号的发送方法的另一例子。在本实施方式中，在实施方式18的结构中，便携式终端接收用服务仅明确表示了一个服务。
在本实施方式中，将16分割一个超帧中的两个时隙用于一个服务。在本实施方式中，便携式终端接收用服务的传送路径编码是一个系统，通过复用器71来与固定终端接收用服务切换。
在本实施方式中，复用器71以OFDM符号中含有的载波符号为单位来进行固定终端接收用服务和便携式终端接收用服务的切换，而不是以OFDM符号为单位。因此，在本实施方式中映射18位于复用器71之前。
接着，图35表示本实施方式的超帧结构。
在本实施方式中，通过复用器71来时分复用便携式终端接收用服务和固定终端接收服务。但是，在本来发送固定终端接收服务用的TS分组的同步信号的位置上，即使便携式终端接收用服务时隙在发送中，也切换控制复用器71，以使其发送固定终端接收用服务的数据。
具体的，在现有的DVB-T接收机中，在接收的情况下，估计接收机的维特比译码的截止长度，在发送侧控制复用器71，以便即使在便携式终端接收用服务时隙中也可以检测DVB-T的同步信号。
在这里，考虑接收侧的处理。在DVB-T接收机中，在进行频率去交织后，进行比特去交织处理，之后实施维特比译码，译码TS的同步字节。因此，在发送侧需要进行发送，以便没有问题地进行维特比译码处理。
接着，考虑发送侧的处理。在发送侧输入的TS包在进行了能量扩散、Reed-Solomon编码和字节交织后，转换为比特序列，进行卷积编码。之后，实施比特交织处理。由于比特交织后的处理以载波符号为单位来进行，所以复用器71可以进行载波符号单位的处理。
在本实施方式中，在以可再生同步字节的方式将同步字节转换为比特后，考虑该比特的前20个比特和包含同步字节的前端比特的之后接着的卷积编码器的输出144比特通过比特交织器怎样来进行扩散，切换复用器71，以便对于该扩散后的范围不送出便携式终端接收用服务。
另外，在本实施方式中，由于维特比的截止长度为96比特，所以在码率为2/3的情况下，使用了卷积编码器的输出的144比特，但是对于其他截止长度也没有问题。
图36和图37是说明同步字节的前后164个比特通过比特交织器来进行扩散的方法的图。图36表示DVB-T服务为16QAM、2/3的情况下的例子，图37表示DVB-T服务为64QAM、2/3的情况下的例子。DVB-T的比特交织如图5所示，是按每个比特为126个载波单位的块交织。对于包含卷积后的同步字节的164个比特，在16QAM的情况下，使用了4个比特交织，所以向各比特交织输入的是41个比特。包含卷积后的同步字节的164个比特通过该比特序列的位置，在126个载波的范围扩散，或在跨块的情况下，在256个载波中进行扩散。
因此，对于用于便携式终端接收用服务的载波的位置，可以按每个符号，存储各块的起始位置和终止位置，不一定存储所有的载波位置。
在图36所示的参数的情况下，扩散包含同步信号的所述164个比特的载波数目对于每个符号，同步信号位于的部分不同，但是扩散约为1300个载波左右。其相当于全部载波数的约20％，除此之外的部分即使用于便携式终端接收用服务，作为DVB-T接收机，也不会产生问题。同样，在图37所示的参数的情况下，扩散所述164个比特的载波数约为2000个载波，其相当于全部载波的约30％。
对于用于图36和图37的DVB-T接收机的TS同步信号部分的载波，图36的情况为约20％、而图37的情况为约30％是因为映射从16QAM的4比特变为64QAM的6比特。在本实施方式中虽然没有明确表示，但是在64QAM下、码率从2/3变为3/4的情况下，所述DVB-T接收机的TS同步信号再生所需的载波数为33％(＝30*(3/4)/(2/3)＝30％*(9/8))，与16QAM的情况进行同样的处理。
在本实施方式中，为了简化时隙结构，按每个符号将有效载波内的3024个载波，即有效载波的一半载波分配给便携式终端接收用服务，其余传送DVB-T用(固定终端用)的服务。图38A和图38B表示该情况。在图38B中，进行由复用器71进行的切换，以便在High的部分中发送便携式终端接收用服务，在Low的部分中发送固定终端接收用服务。
图38A与图36相同，表示传送DVB-T用服务的区间，图38B表示便携式终端接收用服务的区间。在本实施方式中，由于仅使用了所有有效载波中的一半，所以如图35那样，通过使用两个时隙来发送，从而变为与实施方式5中的一个时隙相同的传送容量。
若使用本实施方式，则不需要发送实施方式5中为进行TS的再同步而发送的追加的24个包的空包。
根据本实施方式，现有的DVB-T接收机即使是没有设计为切换TS的同步信号的接收机，也可以没有问题地接收DVB-T用服务。
(实施方式20)
本实施方式是因为在实施方式19中传送速率有裕量，所以在发送便携式终端接收用服务的时隙中增加了基准导频信号的发送频率的例子。离散导频信号(SP(scattered pilot)信号)沿载波方向每12个载波发送一次，但是其发送为6个载波一次。图39表示该情况。另外，该情况下，虽然实际使用的载波数增加，但是相对离散导频之间的数据为11，增加了一个基准导频信号的发送，所以传送容量的降低为1/11＝10％以下，其增加完全不会产生问题。在本实施方式中追加的基准导频信号与SP信号相同，使用PRBS电路来进行BPSK调制。该追加的基准导频信号的振幅也可与数据载波相同，具有能量，也可与SP信号相同，为成组传输。
另外，在本实施方式中，在发送所述DVB-T用服务的TS的同步信号的区域之外，也可6个载波一次地发送所述追加的基准导频信号。图40A和图40B表示该情况。在图40A和图40B中，发送便携式终端接收用服务的载波的外侧，即在图40A和图40B中涂黑的部分中，如图39所示，6个载波中发送一次追加的基准信号。另外，在原来的发送SP信号的载波位置上发送通常的SP信号。
(实施方式21)
本实施方式是在实施方式20中，将时隙的大小从1/16超帧、即17个符号开始，在其前后平均加上一个符号而为19个符号的例子。在本实施方式中，通过前后加上的符号，进行传送路径特性运算用的基准导频信号的传送，而不进行便携式终端接收用服务的传送。图41和图42表示该情况。在图41中，除了所述追加的基准信号之外，还在其前后的符号上也加上相同的基准信号。另外，在图42中，在时隙的前端添加的符号中通过用于便携式用服务的所有载波来发送追加的基准导频信号。
(实施方式22)
本实施方式说明在实施方式14和15中，考虑误码率来控制消耗功率的控制器的例子。图43表示本实施方式的结构。
在本实施方式中，将错误信息72送到定时产生电路61，在超过了有错误的阈值的情况下，使得在便携式终端接收用服务时隙区间之外，RF部不进行低耗电化的动作。
另外，准备多级错误的阈值，而可以使RF部的低耗电化具备几级。
(实施方式23)
图44是本发明的实施方式23。另外，图45表示放大了其中一帧的情况。在本实施方式中，在实施方式5的结构中发送便携式终端接收用服务的频率为16个超帧一次。在本实施方式中，使用16个超帧中的两帧来发送便携式终端接收用服务，在其他部分中传送固定终端接收用的信号或空包。这样，重复按每16个超帧使用两个帧来发送便携式终端接收用服务。
另外，在本实施方式中，便携式终端接收用服务和固定终端接收用服务使用公共的Reed-Solomon编码、字节交织、卷积编码。因此，便携式终端接收用服务和固定终端接收用服务的边界通过字节交织混叠了两个服务。
另外，在本实施方式中，虽然每16个超帧使用两帧来传送数据，但是也可按每N(N是整数)个超帧或K(K是整数)个帧使用M(M是整数)个帧来传送便携式终端接收用的服务。另外，为了进行SFN的同步，该发送间隔最好是一兆帧(包含整数个超帧的单位、例如在8k模式的情况下为2个超帧)的整数倍。
根据本实施方式，由于将成组传输地发送的便携式终端接收用服务的位置固定在兆帧内的规定位置上，所以TS头的同步信号“47”或其反转后的同步信号“B8”按每个成组传输出现在同一位置上。
(实施方式24)
在本实施方式中，由于在实施方式23中在固定终端接收用服务和便携式终端接收用服务的边界设置了缓存器，所以在便携式终端接收用服务之前设置了8个符号，在便携式终端接收用服务之后设置了9个符号。图46表示该情况。前端缓存器的8个符号的部分中，固定终端接收用服务和在缓存器区间中传送的空包通过字节交织在12个包中混合。之后的缓存器的9个符号的部分中，在缓存器区间中传送的空包和固定终端接收用服务通过字节交织而在12个符号中混合。
具体的，在8k模式中，作为载波调制为16QAM，卷积的码率为2/3的情况下，由于在一个超帧中传送的包数是2688，所以作为缓存器准备的17个符号、即1/16超帧中有168个包。其中8个符号中含有约79个包，9个符号中含有约89个包。因此，由于缓存中含有的包数大大超过了通过字节交织混合的包数12，所以该缓存器大小充分。
(实施方式25)
使用图47来说明本发明的另一实施方式。本实施方式在实施方式23的情况下发送便携式终端接收用服务的频率为64个超帧一次。本实施方式中模式主要为2k模式，便携式服务发送时间间隔和发送时间为与实施方式23的情况、即8k模式的情况相同。
在本实施方式中，使用64个超帧中的2个超帧来发送便携式终端接收用服务，在其他帧中传送固定终端接收用的信号或空包。这样，按每64个超帧使用2个超帧来发送便携式终端接收用服务。
(实施方式26)
使用图48来说明本发明的另一实施方式。本实施方式为在实施方式5的情况下使发送便携式终端接收用服务的频率为每16个超帧一次。在本实施方式中，使用16个超帧中的2个帧和17个符号(1/16超帧)来发送便携式终端接收用服务，在除此之外的帧中传送固定终端接收用的信号或空包。这样，重复按每16个超帧一次来发送便携式终端接收用服务。
另外，在本实施方式中，便携式终端接收用服务和固定终端接收用服务使用公共的Reed-Solomon编码、字节交织和卷积编码。因此，便携式接收服务和固定终端接收用服务的边界通过字节交织来混叠两个服务。
次外，在本实施方式中按每16个超帧使用2个帧和17个符号来传送数据，但是也可按每整数个超帧或整数个帧来使用整数个以1/16超帧、1/8超帧为一个单位的时隙来传送便携式终端接收用的服务。
(实施方式27)
使用图49来说明本发明的另一实施方式。本实施方式在实施方式23的情况下，与实施方式5相同，按每个服务来进行传送路径编码。本实施方式进一步在按每个服务连续的符号间实施块时间交织。
在本实施方式中，使用8k模式、保护间隔1/8、16QAM、码率2/3，并使发送便携式终端接收用服务的频率为16(N是整数)个超帧一次。在本实施方式中，设连续的两个帧为一个时间片，用一个时间片来传送每16个超帧中的一个服务。因此，若设16个超帧为一个服务发送的单位，则可以传送32个服务。
在本实施方式中，按每个时间片来进行Reed-Solomon编码、字节交织、卷积编码、时间交织、比特交织的传送路径编码。在本实施方式中，时间交织为各时间片内的块交织。图50表示使用的时间交织。时间交织通过对有效数据载波在不同的符号之间切换同一数据载波位置的数据来进行。另外，在本实施方式中，作为块交织的定义式，虽然使用：
(X+W)mod(136)
(X：载波号，W：时间片内的符号序号)
但是也可使用其他的块交织。
另外，在本实施方式中，虽然在各时间片内实施时间交织，但是通过字节交织，在同一时间片间混合了12个包的数据，所以时间片的边界的数据若不等待同一服务的下一时间片，则不能进行译码。因此，在本实施方式中，时间片的边界的包发送空包或与服务没有关系的无效的包，而进行解码，不用等待下一时间片。
如图51所示，空包或与服务无关的无效的包在服务的边界中为通过字节交织来混合的12个包，在时间片的服务的后部，为进行维特比解码的终止而设置为多余一个包的13个包。由此，可以按每个时间片来解码并输出有效的TS。而且，在本实施方式中，虽然是在各服务之前设置了12个包，在服务的后部设置了13个包的空包，但是也可设置该数目以上的空包或与各时间片的服务无关的包。
(实施方式28)
本实施方式在实施方式27的情况下对各时间片公共进行传送路径编码。图52表示该情况。在本实施方式中，使用了4k模式、保护间隔为1/4、16QAM、码率为2/3。
本实施方式将32个超帧作为发送周期，将其中的一个超帧作为时间片，分别分配给不同的服务。在各时间片中发送的包数为1344，若在时间片的前后共设置了25个空包，则有效的包数为1319个。各时隙中含有的数据为2.15(＝1319*204*8)Mbit。在4k模式、保护间隔为1/4的情况下，一个超帧的时间为152ms，32个超帧的时间为4.87sec，因此，在各个时间片中发送的传送速率为440Kbps。
图52中，将所输入的数据通过能量扩散11电路来进行能量扩散，通过RS编码电路来进行Reed-Solomon编码。接着，通过字节交织13进行字节交织处理，通过卷积编码电路14进行卷积编码的处理。在时间交织72中按各个时间片、即本实施方式中按每个超帧来进行块时间交织。
这样，若进行发送，则有效数据部分的发送数据与实施方式27相同，可以简化发送侧的电路。
(实施方式29)
本实施方式涉及接收根据实施方式23到28的方法来传送的数字广播信号的便携式终端接收用服务的接收机(便携式终端)。图53表示其结构。
在图53中，将从天线49输入的信号通过调谐部79取出规定的RF信号，转换为基带信号后，送到解调部73中。在解调部73中实施解调处理。将解调后的数据送到TS译码部74。在TS译码部74中，从解调后的数据中废弃空包等，送到A/V/IP译码部76中来进行译码。将译码后的数据通过节目选择部75来选择传送了规定的便携式终端接收用服务的时间片。另外，将从解调部73发送的TS信号内发送的传送了规定的便携式终端接收用服务的时间信息存储在定时产生部77中，并通过定时部78，以对应于传送便携式终端接收用服务的时间的规定的定时，接通·断开调谐部79和解调部73的电源。另外，将从节目选择部75输出的图像·数据等信息显示在显示部80上。
在本实施方式中，使得在传送规定的便携式终端接收用服务的成组传输数据的约250ms之前接通调谐部79的电源，在译码完规定的成组传输数据后，断开调谐部79、解调部73的电源。由于有效的TS包同步于帧来进行装载，所以电源接通的定时在接收规定的帧时复位定时部78。定时部78在经过了规定的时间时，接通前端(front end)的电源，在经过了规定的时间时，断开电源。
具体的，在8k模式、保护1/4的情况下，若16个超帧为5.57sec，一个时间片由两个帧构成，则其时间片的时间为174ms，若接通调谐部79、解调部73的电源后的初始中断的时间为250ms，则在接通调谐部79、前端部的电源时起5.15sec以内，必须接通调谐部79、解调部79的电源。在本实施方式中，使得在使用定时部78五秒后接通电源。另外，与实施方式22相同，利用接收机的错误信息，在接收机状态差时，在传送规定的服务之前，可以提前接通电源。
图63和图64表示装载了在本实施方式中说明的功能的便携式接收机的例子。另外，也可由具有本接收机的功能的存储卡具有，并将该存储卡安装在便携式接收机中，另外，便携式接收机也可内置该功能。
图63和图64的节目选择·A/V/IP译码部85在从TS译码部74的输出取出了IP包后，进行A/V译码。节目选择通过TS电平或IP电平来选择同一服务。
(实施方式30)
在本实施方式中，说明根据实施方式23到28的方法传送的数字广播中同时传送的控制信号、即TPS信号的发送例。
在DVB-T的标准中，单元指示器从TPS比特的s40到s47分配8比特。可通过长度指示器(s17-s22)来确定是否分配单元指示器，在支持单元指示器的情况下，s17-s22为011111。另外，在不支持单元指示器的情况下，S17-s22为010111。
因此，在本实施方式中，通过使S17-S22为011111之外的数值，而将用于单元指示器的TPS比特用于另外的用途，即便携式终端接收用服务的发信号(signalling)。
图54表示本实施方式的具体例。比特s40-s42表示重复发送成组传输的间隔。将该重复间隔以兆帧为单位来进行设置。比特s43-s44以帧为单位来表示成组传输间隔。另外，比特s45-s46表示时隙单位(1时隙＝1/4超帧)的发送期间，实际的发送期间总计了所有时隙。另外，用s47-s50来表示便携式终端接收服务的发送数目。图55到图58表示这些的细节。如本实施方式中所示，通过对TPS的使用方法想办法，从而还可以使用分配给单元指示器的比特，便携式终端接收服务所需的信息可以在一个帧内传送。
(实施方式31)
本实施方式表示在实施方式20的情况中增加了基准导频信号的发送频率的发送侧的处理。图59表示用于此的结构。在本实施方式中，实施方式20那样的添加基准导频信号的插入不是6个载波一次的形式，而是将多个载波插入到随机的位置上。
本实施方式通过添加基准导频81插入表示添加基准导频信号的位置的指示。MUX82切换为插入了指示器的添加基准导频信号，或映射后的固定终端接收用服务和便携式终端接收用服务。与通过帧合成83将DVB-T的导频信号通过由载波的位置来特定的PRBS序列来进行调制同时进行对添加基准导频信号的映射。
图60到图62表示本实施方式的载波配置的例子。该载波配置是导频信号发送前的有效载波的序号。另外，在本实施方式中发送的DVB-T的参数是8k模式、16QAM、码率2/3的情况。如实施方式19中所说明的，便携式终端接收用服务的插入位置由固定终端接收用的参数来决定，而与便携式终端接收用服务的参数无关。
图62是固定终端接收用服务的同步字节和接着其的几个字节通过比特交织来进行扩散的图。表示在接收侧，使用了截止长度144的维特比译码，为了使各包的前端3个字节可以在接收侧进行译码，作为卷积编码器的输入，各包的前端3个字节和之前的20个比特或3个字节(24个比特)接着的144个比特在卷积编码后，通过比特交织来进行扩散的位置。
图60表示发送便携式终端接收用服务的载波配置。从不包含译码所述固定终端接收用服务的同步字节用的载波的载波配置中选择载波配置，以使其装入有效载波的一半，即3024个。该载波配置为了使接收侧的处理简化，与比特交织是126个载波的块单位配合，以126的整数倍来进行切换。
其余的载波用于发送添加基准信号。图61表示其配置。
另外，图中的左面的符号号码表示4个时隙。由于每个符号使用一半载波，所以一个服务使用两个时隙来发送。
(工业上的可利用性)
本发明可适用于时分多路复用多个服务来进行发送的通信技术。例如，本发明对时分多路复用固定终端中的接收服务(例如，数字广播)和便携式终端中的接收用的服务并发送时的广播技术有用。

Claims (15)

1.一种发送方法，是使用了作为包含整数个传输流包的帧、在该帧中含有规定数目的符号的帧结构的OFDM信号的发送方法，其特征在于，
将所述帧时间分割为每规定数目的符号的时隙；
使用所述时间分割后的时隙中的至少一个来传送特定的服务；
按所述每个特定的服务实施传送路径编码，并发送所述特定的服务。
2.一种发送方法，是使用了由规定数目的符号构成一帧、由多个所述帧来构成一个超帧的帧结构的OFDM信号的发送方法，其特征在于，
将所述超帧时间分割为每规定数目的符号的时隙；
使用所述时间分割后的时隙中的至少一个来传送特定的服务；
对所述每个特定的服务实施传送路径编码后发送所述特定的服务。
3.一种发送方法，是使用DVB-T格式来进行发送、由重复发送所述DVB-T的高优先级流的超帧构成的OFDM信号的发送方法，其特征在于，
将所述超帧时间分割为每规定数目的符号的时隙；
使用所述时间分割后的时隙中的至少一个来传送特定的服务；
对所述每个特定的服务实施传送路径编码，并发送所述特定的服务。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的发送方法，其特征在于，所述时隙包含整数个传输流包。
5.根据权利要求1～3中任一项所述的发送方法，其特征在于，所述传送路径编码包含映射、时间交织和纠错的处理。
6.根据权利要求1～3中任一项所述的发送方法，其特征在于，在传送不同的服务的时隙边界的前后，分别传送至少12个包的空包或传送与服务无关的至少12个包的PID的包。
7.根据权利要求2或3所述的发送方法，其特征在于，按每N个(N是整数)超帧使用M个(M是整数)时隙来重复发送所述特定的服务。
8.根据权利要求2或3所述的发送方法，其特征在于，将所述时隙在一个超帧内分割为多个子时隙来进行传送。
9.根据权利要求3所述的发送方法，其特征在于，所述特定的服务是便携式终端接收用服务；传送所述特定的服务的时隙之外的时隙发送固定终端接收用服务；所述便携式终端接收用服务比所述固定终端接收用服务抗错误性高。
10.根据权利要求9所述的发送方法，其特征在于，传送所述特定的服务的周期是包含整数个超帧的兆帧单位。
11.根据权利要求9所述的发送方法，其特征在于，在成组传输地传送的数据内实施块时间交织。
12.一种发送装置，其是使用权利要求1～3中任一项所述的发送方法来发送OFDM信号的装置，其特征在于，包括：
从OFDM调制器输入帧同步信号、符号同步信号和FFT取样时钟的机构；
在特定的时隙期间及其前后集中配置空包的机构；
根据所传送的服务数目来分割传输流并输出的机构。
13.一种接收装置，其中接收通过时间分割而对每个服务成组传输地传送数据的OFDM信号，其特征在于，包括：
选台机构，其选择规定的频道；
正交解调机构，其正交解调OFDM信号后转换为基带信号；
符号同步机构，其从所述正交调制后的信号中取符号同步；
FFT机构，其通过FFT(高速傅立叶变换)从时域的信号转换为频域的信号；
均衡机构，其均衡通过所述FFT机构转换后的所述频域的信号；
帧同步机构，其取帧同步；
TPS信号取得机构，其取得作为控制信息的TPS信号；
纠错机构，其对通过所述均衡机构得到的数据进行纠错；
在所接收的服务决定后的正常接收处理时，在接收了所选择的服务时，对所接收的数据进行基于所述FFT机构、均衡机构和纠错机构的各种处理构成的传送路径译码处理，对没有选择的服务的部分不进行所述传送路径译码处理。
14.根据权利要求13所述的接收装置，其特征在于，所述选台机构在成组传输地传送规定的服务的部分和除此之外的部分，通过改变电压或电流来切换选台部的放大器的增益。
15.根据权利要求13所述的接收装置，其特征在于，所述选台机构在成组传输地传送规定的服务的部分和除此之外的部分，改变所使用的滤波器的频带宽度。
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