CN103563258B - 无线发送机、无线接收机、无线通信系统、升降机控制系统以及变电设备控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种无线发送机、无线接收机、无线通信系统、升降机控制系统以及变电设备控制系统。在存在多个电磁波散射体的环境下使受多路波的干扰的数字无线通信的可靠性得以提高。本发明提供发送第1发送波以及第2发送波的无线发送机(10)，第1发送波从发送天线(20—1)发送，是根据具有规定频率的频带(f1)的信息信号而由调制器(13—1)实施了调制后的具有第1载频(f0+Δf)的发送波，第2发送波是根据该信息信号而由调制器(13—1)实施了调制后的具有第2载频(f0—Δf)的发送波，其中，使第1载频(f0+Δf)和第2载频(f0—Δf)的平均频率(f0)为恒定，且通过控制频率差(Δf)来使第1载频(f0+Δf)和第2载频(f0—Δf)可变。

Description

无线发送机、无线接收机、无线通信系统、升降机控制系统以及变电设备控制系统

技术领域

本发明涉及实现高可靠性的无线通信的长寿命的无线发送机、无线接收机以及无线通信系统。特别涉及在无线发送机以及无线接收机的设置环境具有对电波进行反射/散射的障碍物的情况下能抑制因该障碍物产生的多路波的干扰所致的灵敏度下降的无线发送机、无线接收机、无线通信系统、升降机控制系统以及变电设备控制系统。

背景技术

近年，无线通信技术在广播领域以及通信领域中显著发展，克服了无线特有的瞬断等可靠性所涉及的问题。由此，无线通信技术向较之于广播领域或通信领域要求更高可靠性的控制领域或计测领域的应用不断推进。

特别地，在控制领域或计测领域中也同样，构筑社会基础设施的机器(以下称为“社会基础设施系统机器”。)较之于广播领域以及通信领域的一般民用机器，更要求通信质量的高可靠性和通信机器的高可靠性，即尤其要求长寿命化。社会基础设施机器例如是指图12所示的升降机系统、或图13所示的变电设备监视系统等。

社会基础设施系统机器较之于一般民用机器，尺寸压倒性地大，且由金属构件牢固地制作。该社会基础设施机器自身成为电磁波的散射源。由此，基于社会基础设施系统机器的无线通信多工作在因散射而产生的多路波(多径：multi-path)相互干扰的环境下。故而，期望在多路波(多径)所致的干扰发生的环境下实现高可靠性的无线通信。

多个电磁波在从发送点到达接收点的距离之差为半波长的奇数倍时，由于这多个电磁波的干扰，电磁波能量相抵消而成为零，从而变得不能通信。现有的通过将多个天线在空间上相隔半波长进行设置的空间分集(diversity)技术，能够应对该问题。空间分集技术是指如下技术：即使一个天线接收的电磁波能量因干扰而变为零，其他的被设置为相隔半波长的天线接收的电磁波能量也因干扰而相互加强，利用这一现象从而能以哪一天线进行接收。

在社会基础设施系统的无线通信环境下，因作为电磁波散射体的机器的分布而引起反射。在该电波反射的平均距离与用于实现空间分集的上述天线距离(电磁波的半波长的距离)为相同程度时，因别的多路反射引起的干扰从而到达天线的电磁波的能量成为零的可能性变大。故难以确保无线通信的可靠性。

在社会基础设施系统机器中，由无线发送机生成的电磁波经社会基础设施机器自身反射而成为多路波(多径)，可能朝着接收机从所有方向到来。因此，若应用空间分集技术，则需要众多的天线。例如，即使限定为多路波(多径)沿平面方向而来，也需要准备排列的多个天线。由于相邻的天线间的距离是进行接收的电磁波的半波长，因此存在会超过能装载于该社会基础设施机器的大小的风险。

在专利文献1(日本特开平10—135919号公报)的摘要以及图3中，公开了为了抑制无线通信中的衰减(fading)或噪声的影响而使电波的极化波面旋转的技术。进而，在专利文献1的说明书的第0006段，记载了：“在发送侧，具备：交叉成用于使电波的极化波面旋转来进行发送的直角并与发送方向呈直角而展开的2对偶极天线(dipole antenna)、以及具有用于激发其的2组平衡调制波输出的发送装置，在接收侧，对到来电波的极化波面的旋转进行检测来进行接收的接收装置所组成，”。

在专利文献2(日本特开昭61—024339号公报)中，描述了如下方法：不使用该第三频率而使用具有两个不同的第一频率的载波，分别使用第二频率来加载不同的信息，使用不同的极化波来传输这两个载波，在接收机从这两个载波检测差的频率并设为第三频率。

先行技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平10—135919号公报

专利文献2：日本特开昭61—024339号公报

发明的概要

发明要解决的课题

专利文献1的发明对于去除在电波的收发中产生的衰减或噪声的影响是有效的。然而，该发明关于在多路波(多径)引起的干扰发生的环境下实现高可靠性的无线通信、减小发送天线或接收天线，未作任何记载。

专利文献2的发明不需要导频信号波而能应用于FM(FrequencyM0dulation；频率调制)等的模拟调制方式，构成简单，且每个通信用信号波的补偿容易。然而，该发明关于在接收机中检测出规定频率分量后对信息信号进行数字处理，未作任何记载。

发明内容

为此，本发明的课题在于，提供在存在多个电磁波散射体的环境下能提高受多路波的干扰的数字无线通信的可靠性的无线发送机、无线接收机、无线通信系统、升降机控制系统以及变电设备控制系统。

用于解决课题的手段

为了解决所述课题，达成本发明的目的，构成如下。

即，本发明的无线发送机是一种发送第1发送波和第2发送波的无线发送机，其中，第1发送波是根据具有规定频率的频带的信息信号而实施了调制后的具有第1载频的发送波，第2发送波是根据所述信息信号而实施了调制后的具有第2载频的发送波，所述无线发送机的特征在于，使所述第1载频和所述第2载频的平均频率为恒定，且使所述第1载频和所述第2载频可变。

关于其他的手段，在具体实施方式中说明。

发明效果

根据本发明，能提供在存在多个电磁波散射体的环境下能提高受多路波的干扰的数字无线通信的可靠性的无线发送机、无线接收机、无线通信系统、升降机控制系统以及变电设备控制系统。

附图说明

图1是表示第1实施方式中的无线通信系统的构成的图。

图2是表示第2实施方式中的无线通信系统的构成的图。

图3是表示第2实施方式中的无线通信系统的动作的图。

图4是表示第2实施方式中的无线通信系统的信道例(其1)的图。

图5是表示第2实施方式中的无线通信系统的信道例(其2)的图。

图6是表示第3实施方式中的无线接收机的构成的图。

图7是表示第4实施方式中的无线接收机的构成的图。

图8是表示第5实施方式中的无线接收机的构成的图。

图9是表示第5实施方式中的无线接收机的安装例的图。

图10是表示第6实施方式中的无线通信系统的构成的图。

图11是表示第7实施方式中的无线通信系统的构成的图。

图12是表示第8实施方式中的升降机系统的构成的图。

图13是表示第9实施方式中的变电设备监视系统的构成的图。

具体实施方式

以下，参照附图等来详细说明用于实施本发明的形态(称为“本实施方式”)。

(第1实施方式的构成)

图1(a)～(d)是表示第1实施方式中的无线通信系统的构成的图。图1(a)示出了本实施方式的无线发送机10。图1(b)示出了本实施方式的无线接收机30。图1(c)示出了本实施方式的无线发送机10的发送信号的功率谱(power spectrum)。图1(d)示出了低通滤波器35的输出信号的功率谱。

本实施方式的无线通信系统具有无线发送机10和无线接收机30。

图1(a)所示的无线发送机10具有：发送侧控制部14、可变振荡器12—1，12—2、调制器13—1，13—2、信息生成电路11、基带电路17、以及发送天线20—1，20—2。

发送侧控制部14的输出侧与可变振荡器12—1，12—2连接。可变振荡器12—1的输出侧与调制器13—1连接。可变振荡器12—2的输出侧与调制器13—2连接。信息生成电路11的输出侧与基带电路17连接。基带电路17的输出侧分别与调制器13—1，13—2连接。调制器13—1的输出与发送天线20—1连接。调制器13—2的输出与发送天线20—2连接。

信息生成电路11生成信息信号。基带电路17将所输入的信息信号变换成具有作为规定频率的频带f1的信息信号。

发送侧控制部14对可变振荡器12—1，12—2所输出的信号频率进行控制。可变振荡器12—1将对频率f0加上与发送侧控制部14的输出信号相应的频率差Δf后的频率(f0+Δf)即第1载波进行输出。

可变振荡器12—2将从频率f0中减去与发送侧控制部14的输出信号相应的频率差Δf后的频率(f0—Δf)即第2载波进行输出。

调制器13—1基于作为第1载波的输入振荡信号来调制信息信号。调制器13—2基于作为第2载波的输入振荡信号来调制信息信号。在本实施方式中，频率差Δf小于频率f0。进而，作为规定频率的频率f1小于频率差Δf。也就是，f0＞Δf＞f1。

图1(b)示出了本实施方式的无线接收机30。

图1(b)所示的无线接收机30具有：接收天线31、混频器32、振荡器33、低通滤波器35、模拟/数字变换器36、以及基带电路51。

接收天线31接收由发送天线20—1，20—2发送的电波。振荡器33输出频率f0的振荡信号。混频器32将所输入的2个信号进行混合并输出。具体而言，对频率f0的振荡信号与接收天线31接收到的信号进行混合。由此，进行乘积检波(product detect)。低通滤波器35在所输入的信号当中，抑制超过了规定频率的频谱分量，来传递低频的频谱分量。模拟/数字变换器36将所输入的信号变换成数字信号。基带电路51将所输入的数字信号变换成作为原始的信息信号的基带信号。

接收天线31的输出侧和振荡器33的输出侧与混频器32连接。混频器32的输出侧经由低通滤波器35与模拟/数字变换器36连接。模拟/数字变换器36的输出侧与基带电路51连接。

图1(c)示出了本实施方式的无线发送机10的功率谱。图的横轴示出了频率。图的纵轴示出了与频率对应的频谱密度(spectrum)。此外，在图中有时将频率简记为freq.，且有时将频谱密度记载为spectrum。

图1(c)所示的功率谱是从发送天线20—1，20—2放射的电磁波所涉及的。可变振荡器12—1以频率f0为中心来输出频率(f0+Δf)的信号。可变振荡器12—2以频率f0为中心来输出频率(f0—Δf)的信号。

频率差Δb是在频率Δf最大情况下的从发送天线20—1，20—2放射的电磁波的功率谱的峰值之差。

频率差Δa是在频率Δf最小情况下的从发送天线20—1，20—2放射的电磁波的功率谱的峰值之差。

图1(d)示出了本实施方式的低通滤波器35的输出信号的功率谱。图的横轴示出了频率。图的纵轴示出了与频率对应的频谱密度(spectrum)。

在本实施方式中，从接收天线31输出至混频器32的信号的功率谱由混频器32乘积检波至相当于峰值的频率差的频率。由此，低通滤波器35的输出信号的功率谱在频率Δb/2～频率Δa/2处具有峰值。

(第1实施方式的动作)

基于图1(a)来说明本实施方式的无线发送机10的动作。

信息生成电路11生成信息信号并输出至基带电路17。基带电路17将所输入的信息信号变换成具有作为规定频率的频带f1的信息信号，并输出至调制器13—1，13—2。调制器13—1通过由可变振荡器12—1输出的振荡信号来调制具有频带f1的信息信号，并从发送天线20—1发送。调制器13—2通过由可变振荡器12—2输出的振荡信号来调制具有频带f1的信息信号，并从发送天线20—2发送。

从发送天线20—1，20—2放射的电磁波在通过存在众多非特定的反射物的空间时，以不同的入射角且以不同的频率反射。电磁波具有极化波，基于相对于不同的入射角的极化波的矢量，该极化波的移相角进行变化。例如，若极化波矢量相对于入射面正交，则移相角成为180°。若相对于入射面含有极化波矢量，则移相角为0°。从发送天线20—1，20—2放射的不同的频率的电磁波因多个反射物，以各种路径，基于各种入射角，引起各种次数的反射。此时，在相当于与反射物的平均的分布距离为相同程度的波长的频率与2个发送频率之差为相同程度时，以该频率差在时间轴上形成拍波(beat wave)，且该拍波以不同的极化波矢量方向且不同的相位被合成。平均下来，平均每一次的反射，各旋转一次极化波矢量。

因此，在特定的多路波在接收点被合成的情况下，基于该极化波矢量的旋转，到来接收点的多个反射波的相位以旋转周期在0°至180°之间变化。故而，若将旋转周期在时间轴上进行分割，且观测分割后的各点上的接收波的功率，则分割后的各点的集合包含：反射波在接收点以反相被合成从而抵消接收功率的时间点、以及反射波在接收点以同相被合成从而接收功率相互加强的时间点。通过利用数字信号处理技术等对在该接收点反射波以同相被合成从而接收功率相互加强的时间点进行提取，由此即使在存在众多反射物的电波环境下，无线通信路径的确保也变得容易。

基于图1(b)来说明本实施方式的无线接收机30的动作。

发送天线20—1，20—2发送的直线极化波由接收天线31接收。在接收信号中含有频率(f0+Δf)的频率的信号。该接收信号以及由振荡器33输出的频率f0的振荡信号在混频器32中进行混合。由此，进行乘积检波，取出相当于两者的频率差的频率Δf的信号。混频器32的输出信号由低通滤波器35抑制规定频率以上的信号(噪声)，来取出频率Δf的信号频谱。低通滤波器35的输出信号经由模拟/数字变换器36被变换成数字信号。该数字信号由基带电路51变换成原始的信息信号。

根据本实施方式的无线接收机30，从无线发送机10发射、且因多个反射物受多路反射而到达了接收天线31的电波，由无线接收机30变换成相当于2个发送波的载频(f0±Δf)与由振荡器33输出的频率f0之差的频率Δf的信号。2个发送波的载频(f0+Δf)的频率差的最大值是频率Δb，最小值是频率Δa。由此，在比发送波的载频f0大幅度低的频率的范围(Δa/2～Δb/2)中，能容易地提取在接收点反射波以同相被合成的时间点，从而无线通信系统的无线通信路径的确保变得容易。

(第1实施方式的效果)

在以上说明的第1实施方式中，有如下(A)、(B)那样的效果。

(A)本实施方式的无线发送机10从发送天线20—1，20—2发送具有不同的频率的2个电磁波。由此，若将旋转周期在时间轴上进行分割，且观测分割后的各点上的接收波的功率，则分割后的各点的集合包含：在接收点反射波以反相被合成从而抵消接收功率的时间点、以及在接收点反射波以同相被合成从而接收功率相互加强的时间点。通过利用数字信号处理技术等对在该接收点反射波以同相被合成从而接收功率相互加强的时间点进行提取，由此即使在存在众多反射物的电波环境下，无线通信路径的确保也变得容易。

(B)本实施方式的无线接收机30变换成相当于2个发送波的载频之差的频率Δf的信号。由此，在比发送波的载频f0大幅度低的频率Δa/2～频率Δb/2中，能容易地提取在接收点反射波以同相被合成的时间点，从而无线通信系统的无线通信路径的确保变得容易。

(第2实施方式的构成)

图2(a)～(d)是表示第2实施方式中的无线通信系统的构成的图。对于与图1(a)～(d)所示的第1实施方式的无线通信系统相同的要素赋予同一符号。

图2(a)所示的无线发送机10具有与图1(a)所示的第1实施方式的无线发送机10同样的构成。

图2(b)所示的无线接收机30A除了具有与图1(b)所示的第1实施方式的无线接收机30的低通滤波器35不同的可变带通滤波器35A、以及还具有接收侧控制部34之外，具有与图1(b)所示的第1实施方式的无线接收机30同样的构成。

本实施方式的接收侧控制部34的输出侧与可变带通滤波器35A连接。接收侧控制部34以与无线发送机10所使用的发送波频率可变的周期相同的时间来使可变带通滤波器35A的通过频带进行变化。

图2(c)示出了本实施方式的无线发送机10的功率谱。本实施方式的无线发送机10的功率谱与图1(c)所示的第1实施方式的无线发送机10的功率谱同样。

图2(d)示出了本实施方式的可变带通滤波器35A的输出信号的功率谱。本实施方式的可变带通滤波器35A的输出信号的功率谱与图1(d)所示的第1实施方式的低通滤波器35的输出信号的功率谱同样。

(第2实施方式的动作)

图3(a)～(h)是表示第2实施方式中的无线通信系统的动作的图。

图3(a)示出了无线发送机10反复训练模式与通信模式的规定时序。图3(b)示出了无线接收机30A反复训练模式与通信模式的规定时序。图3(a)、(b)的横轴示出了公共的时间t。

无线发送机10在开始通信时，在规定时间以对最适合的频率进行训练的训练模式进行动作，之后转移至通信模式，进行最适合的频率下的通信。同样，无线接收机30A在规定时间以对最适合的频率进行训练的训练模式进行动作，之后转移至通信模式，进行最适合的频率下的通信。在此最适合的频率是指，多路波的干扰最少从而基于可变带通滤波器35A的频率f0的分量最高的频率。

图3(c)示出了无线发送机10的训练模式的详细时序。图3(d)示出了无线接收机30A的训练模式的详细时序。图3(c)、(d)的横轴示出了公共的时间t。

无线发送机10的发送侧控制部14在训练模式下，每隔时间T，按照可变振荡器(12—1，12—2)在频率(f0+Δf1)、(f0+Δf2)、(f0+Δf3)、(f0+Δf4)下分别振荡的方式进行切换。

同样，无线接收机30A在训练模式下，每隔时间4T，按照可变带通滤波器35A进行使频率Δf1，Δf2，Δf3，Δf4的信号通过的滤波器动作的方式进行切换。即，对无线接收机30A的接收频率进行切换。通过这些模式切换进行训练，使得无线发送机10的振荡频率、与无线接收机30A的接收频率的组合变得最适合。

图3(e)示出了无线发送机10的通信模式的详细时序。图3(f)示出了无线接收机30A的通信模式的详细时序。图3(e)、(f)的横轴示出了公共的时间t。

在通信模式下，无线发送机10和无线接收机30A通过最适合的振荡频率Δfi和最适合的接收频率Δfi来收发信息。

图3(g)的纵轴示出了无线发送机10的发送信号的功率谱。图3(h)的纵轴示出了无线接收机30A的可变带通滤波器35A的输出信号的功率谱。图3(g)、(h)的横轴示出了频率。

图3(g)示出了无线发送机10对在频率(f0+Δfi)具有峰值的发送信号、以及在频率(f0—Δfi)具有峰值的发送信号进行输出。

图3(h)示出了无线接收机30A的可变带通滤波器35A通过乘积检波和带通滤波器处理对在2个发送信号的峰值的差分即频率Δfi处具有峰值的信号进行输出。

图4是表示第2实施方式中的无线通信系统的信道例(其1)的图。横轴表示频率，长方形表示各自的无线通信信道Ch—1～Ch—n(n为自然数)。

淡灰色部分表示第1发送波的载频(f0—Δf1)与第2发送波的载频(f0+Δf1)的组合。频率f0表示第1发送波的载频(f0—Δf1)与第2发送波的载频(f0+Δf1)的组合的平均频率。

深灰色部分表示第1发送波的载频(f0—Δf2)与第2发送波的载频(f0+Δf2)的组合。频率f0与上述同样，表示第1发送波的载频(f0—Δf2)与第2发送波的载频(f0+Δf2)的组合的平均频率。

本实施方式的无线通信系统将要使用的频带分割成多个作为窄的频带的无线通信信道Ch—1～Ch—n。在无线通信信道Ch—1～Ch—n中，以与第1实施方式相同的方式来进行信号的调制。在要使用的频带的内部设定一个中心频率(平均频率)f0，在该频率f0的频率轴上的左右选择具有相同的频率间隔的两个信道，通过同一信号来实施调制，从发送天线20—1，20—2发射至空中。对于进行频分复用的现有的无线通信系统，在遵循电波法则的基础上能应用本实施方式。

图5是表示第2实施方式中的无线通信系统的信道例(其2)的图。

与图4不同的点在于，不同的中心频率f0a、以及中心频率f0b设定在频带的内部。本实施方式中的无线通信系统还使用：相对于中心频率f0a，等间隔地位于频率轴上的频率(f0a+Δf1)的通信信道；以及频率(f0a—Δf1)的通信信道。同时，使用相对于中心频率f0b等间隔地位于频率轴上的频率(f0b+Δf1)的通信信道；以及频率(f0b—Δf1)的通信信道。如此，通过不同时使用同一信道，且分别选择相对于多个中心频率f0a，f0b等间隔地位于频率轴上的2个通信信道，从而能同时实现多个无线线路，对于信息通信容量增大以及无线通信线路的可靠性提高有效果。

(第2实施方式的效果)

在以上说明的第2实施方式中，有如下(C)、(D)那样的效果。

(C)本实施方式的无线通信系统对于进行频分复用的现有的无线通信系统，在遵循电波法则的基础上能应用本实施方式。

(D)通过不同时使用同一信道，且分别选择相对于多个中心频率f0a，f0b等间隔地位于频率轴上的2个通信信道，从而能同时实现多个无线线路，对于信息通信容量增大以及无线通信线路的可靠性提高有效果。

(第3实施方式的构成)

图6(a)、(b)是表示第3实施方式中的无线接收机的构成的图。对于与图1(b)所示的第1实施方式的无线接收机30相同的构成赋予相同的符号。

图6(a)所示的本实施方式的无线接收机30B与第1实施方式的无线接收机30不同，除了从接收天线31经由Δ-∑调制器40与基带电路51连接以外，具有与第1实施方式的无线接收机30同样的构成。

本实施方式的无线接收机30B所具备的Δ-∑调制器40具有：谐振器42—1，42—2、模拟/数字变换器43、数字/模拟变换器45、振荡器44、以及反相合成器41—1。作为第1谐振器的谐振器42—1以与发送波的载频(f0—Δf)对应的谐振频率进行谐振。作为第2谐振器的谐振器42—2以与发送波的载频(f0+Δf)对应的谐振频率进行谐振。

模拟/数字变换器43例如对规定的阈值与输入信号进行比较，变换成1比特的数字。振荡器44输出频率fs的振荡信号。数字/模拟变换器45例如根据1比特的数字信号来变换成规定的模拟值。

图6(b)是表示本实施方式的无线接收机30B的Δ-∑调制器40的功率谱的图。横轴示出了频率，纵轴示出了Δ-∑调制器40的输出信号的频谱密度(spectrum)。

基于数字信号特有的别名信号(alias signal)，带通型的Δ-∑调制器40的输出信号的功率谱每到抽样频率fs的整数倍时成为0。在抽样频率fs以下的频率区域中存在0次高次谐波的峰值。在抽样频率fs～2fs的频率区域中，存在1次高次谐波的峰值。以下同样，在抽样频率(n×fs)～((n+1)×fs)(n为自然数)的频率区域中，存在n次高次谐波的峰值。

(第3实施方式的动作)

基于图6(a)来说明无线接收机30B的动作。

数字/模拟变换器45将反馈信号输出至反相合成器41—1。由反相合成器41—1从由接收天线31输出的接收信号中减去反馈信号。反相合成器41—1的输出信号经由并联连接的谐振器42—1，42—2，以各自的谐振频率进行谐振。由此能去除基于比频率f0更高的频率的噪声。

谐振器42—1，42—2的输出信号被输入至模拟/数字变换器43变换成数字信号。数字信号不仅被输出至基带电路51，还被输出至数字/模拟变换器45，变换成前述的反馈信号。模拟/数字变换器43和数字/模拟变换器45由公共的振荡器44以相同的抽样频率fs进行抽样。该抽样频率fs是前述的2个发送波的载频(f0—Δf)与载频(f0+Δf)的平均频率f0的整数倍，满足以下的式1。

f0=M×fs···(式1)。

该Δ-∑调制器40根据输入信号的微分值(变化量)，输出使比特“1”的时间密度变密的数字信号。

如图6(b)所示，在本实施方式中，由于接收信号的载波的中心频率f0是抽样频率fs的M倍，因此具有载频(f0—Δf)的发送波的信号、以及具有载频(f0+Δf)的发送波的信号的输出分量作为数字信号从Δ-∑调制器40输出。

(第3实施方式的效果)

在以上说明的第3实施方式中，有如下(E)那样的效果。

(E)根据本实施方式的Δ-∑调制器40，在不使用作为模拟非线性电路的混频器32以及振荡器33的前提下，能将以比发送波充分低的频率作为中心频率的调制信号波作为数字信号取出。由此，通过后级的基带电路51所进行的数字信号处理，能容易地提取在接收点反射波以同相被合成的时间点，从而能实现无线接收机30B的简化以及高可靠化。

(第4实施方式的构成)

图7(a)、(b)是表示第4实施方式中的无线接收机的构成的图。对于与图6所示的第3实施方式的无线接收机相同的要素赋予相同的符号。

本实施方式的无线接收机30C除了具有与第3实施方式的无线接收机30B所具有的Δ-∑调制器40不同的Δ-∑调制器40C之外，具有与第3实施方式的无线接收机30B同样的构成。

本实施方式的Δ-∑调制器40C除了具有第3实施方式的Δ-∑调制器40之外，还具有数字信号插值器46，振荡器44C除了对数字/模拟变换器45输出抽样频率(M×fs)的振荡信号之外，具有与第3实施方式的Δ-∑调制器40B同样的构成。

该数字信号插值器46将规定周期的1比特信号作为输入，以所指定的抽样周期来输出信号。数字信号插值器46例如在与规定周期一致的定时下将输入数字信号直接输出，在与规定周期不一致的定时下，插值“0”来进行输出。

本实施方式的Δ-∑调制器40C经由数字信号插值器46将模拟/数字变换器43的输出信号输入至数字/模拟变换器45。

图7(b)是表示本实施方式的无线接收机30C的动作的图。横轴表示频率，纵轴表示功率谱。实线表示Δ-∑调制器40C的输出信号的功率谱，为了进一步比较，将前述的图6(b)所示的Δ-∑调制器40的输出信号的功率谱以虚线表示。

基于数字信号特有的别名信号，Δ-∑调制器40C的输出信号的功率谱在每到数字/模拟变换器45的抽样频率(M×fs)的整数倍时成为0。在抽样频率(M×fs)以下的频率区域中存在0次高次谐波的峰值。

(第4实施方式的动作)

图7所示的第4实施方式的无线接收机30C与图6所示的第3实施方式的无线接收机30B不同的点在于，将Δ-∑调制器40C所使用的数字/模拟变换器45的抽样频率fs设为模拟/数字变换器43的抽样频率(M×fs)的整数倍，在使模拟/数字变换器43的数字输出返回至反馈环路时，由数字信号插值器46使数字信号的频率成为整数倍。

数字/模拟变换器45因零阶保持效应(zero order hold effect)而呈SINC函数的低通型的衰减特性。随着2个发送波的载频的平均频率与时钟发生电路的抽样频率之差变大，针对反馈环路的发送频率的增益下降。

如图7(b)所示，在本实施方式中，由于接收信号的载波的中心频率f0是抽样频率fs的M倍，因此具有频率Δf的发送波的信号、具有载频(f0—Δf)的发送波的信号、以及具有载频(f0+Δf)的发送波的信号的输出分量作为数字信号从Δ-∑调制器40C输出。

基于零阶保持效应，频率Δf的信号具有最大的频谱密度。由此，通过该频率Δf的信号而输送的频率f1的信息信号变得容易提取。

(第4实施方式的效果)

在以上说明的第4实施方式中，有如下(F)那样的效果。

(F)根据本实施方式，由于能在低频带频率中预先抬高要输入至反馈环路的数字/模拟变换器45的数字信号的频率，因此能抑制零阶保持效应所致的针对发送波的反馈的增益的下降。由此，较之于图6所示的第3实施方式的Δ-∑调制器40，能降低抽样频率fs，从而能实现硬件的低价化以及低功耗化。

(第5实施方式的构成)

图8是表示第5实施方式中的无线接收机的构成的图。对于与图7所示的第4实施方式的无线接收机相同的构成赋予相同的符号。

如图8(a)所示，本实施方式的无线接收机30D具有与图7所示的第4实施方式的无线接收机30C不同的Δ-∑调制器40D。

本实施方式的Δ-∑调制器40D除了第4实施方式的Δ-∑调制器40C之外，还具备：正向放大器48—1，48—2，48—3、反向放大器47—1，47—2，47—3、以及反相合成器41—2，41—3。

接收天线31的输出侧与正向放大器48—1，48—2，48—3连接。

数字/模拟变换器45的输出侧与反向放大器47—1，47—2，47—3连接。

正向放大器48—1的输出侧与反相合成器41—1的同相输入点连接。反向放大器47—1的输出侧与反相合成器41—1的反相输入点连接。

反相合成器41—2连接于谐振器42—1与谐振器42—2之间。谐振器42—1的输出侧和正向放大器48—2的输出侧与反相合成器41—2的同相输入点连接。反向放大器47—2的输出侧与反相合成器41—2的反相输入点连接。

反相合成器41—3连接于谐振器42—2与模拟/数字变换器43之间。谐振器42—2的输出侧和正向放大器48—3的输出侧与反相合成器41—3的同相输入点连接。反向放大器47—3的输出侧与反相合成器41—3的反相输入点连接。

如前所述，将接收信号经由正向放大器48—1，48—2，48—3输入至反相合成器41—1，41—2，41—3的同相输入点。将数字/模拟变换器45的反馈输出经由反向放大器47—1，47—2，47—3施加至反相合成器41—1，41—2，41—3的反相输入点。

由正向放大器48—1，48—2，48—3进行3阶的前馈控制，由反向放大器47—1，47—2，47—3进行3阶的反馈控制。由此，Δ-∑调制器40D的信号传递函数由6阶函数表征。

图8(b)是表示第5实施方式中的无线接收机30D的构成和动作的图，示出了Δ-∑调制器40D的信号传递函数的相位特性。横轴示出了相位ω，纵轴示出了信号传递函数STF(Signal Transfer Function)的相位失真的例子。

在相位ω为0时，信号传递函数STF的相位失真是规定的正的值。在相位为(ω0—Δω)时，几乎成为0，以后，单调减少至相位π为止。信号传递函数STF的相位失真在超过相位π时增加，在相位为(ω0+Δω)时再次几乎成为0。频率(f0—Δf)的情况相当于相位(ω0—Δω)的情况。频率(f0+Δf)的情况相当于相位(ω0+Δω)的情况。

图9是表示第5实施方式中的无线接收机的安装例的图。

在多层印刷基板63之上，安装电源电路64、高频连接器61、和数字信号连接器62，通过模拟信号线65以及数字信号线66对赋予了与图9相同的记号的功能元件块进行了电连接。将电源电路64产生的直流电流由设置于多层印刷基板63的内层的未图示的电源线使用通孔(throughhole)等提供给功能元件块的有源元件。在多层印刷基板63的内层，形成有针对模拟信号线65以及数字信号线66的未图示的接地面，由该接地面和这些信号线来形成带状线路，形成信号的传递路径。

在多层印刷基板63的无线接收机30D中，安装有：作为接收波的输入端的高频连接器61、以及作为数字信号的输出端的数字信号连接器62。由此构成了图8所示的Δ-∑调制器40D。该Δ-∑调制器40D能使用印刷基板工艺以及部件的自动面安装工艺进行量产，对于生产成本降低有效果。

(第5实施方式的动作)

在对信号发生电路所生成的信号使用相位信息实施调制的情况下，对两个载波实施反相的调制。在将具有两个载频的信号变换成具有两个载频之差的频率的信号的情况下，期望Δ-∑调制器40D不对两个载频加入相位失真。

本实施方式的无线接收机30D能在2个发送波的各自的载频(f0+Δf)，(f0-Δf)处使Δ-∑调制器40D的信号传递函数STF的相位失真为零。由此，能使无线接收机30D的相位调制灵敏度得以提高。

(第5实施方式的效果)

在以上说明的第5实施方式中，有如下(G)那样的效果。

(G)根据本实施方式的Δ-∑调制器40D，由于能在2个发送波的各自的载频(f0+Δf)，(f0—Δf)下将相位失真抑制得较小，因此能使无线接收机30D的相位调制灵敏度得以提高。

(第6实施方式的构成)

图10(a)、(b)是表示第6实施方式中的无线通信系统的构成的图。对于与图2(a)、(b)所示的第2实施方式的无线通信系统同样的要素赋予相同的符号。

图10(a)是表示第6实施方式中的无线发送机的构成的图。

本实施方式的无线发送机10E除了具有第2实施方式的无线发送机10之外，还具有：合成分配器19、移相器18、以及相互正交的直线极化波的发送天线20b—1，20b—2。

合成分配器19合成2个输入信号，并分配给2个输出侧。移相器18例如是延迟线，使所输入的信号延迟相当于载波的频率f0的1/4波长的时间后进行输出。

调制器13—1，13—2的输出侧被输入至合成分配器19。合成分配器19的输出侧不仅与发送天线20b—1连接，还经由移相器18与发送天线20b—2连接。

图10(b)是表示第6实施方式中的无线接收机的构成的图。

本实施方式的无线接收机30E具有：相互正交的直线极化波的接收天线31b—1，31b—2、移相器37、解调器40E—1，40E—2、接收侧控制部34A、以及基带电路51A。

移相器37使所输入的信号延迟相当于载波的频率f0的1/4波长的时间后进行输出。解调器40E—1，40E—2以规定的载波频率对所输入的信号进行解调。基带电路51A基于2个解调信号来生成信息信号。

(第6实施方式的动作)

针对图10(a)、(b)的第6实施方式的无线通信系统的动作当中与图2所示的第2实施方式的无线通信系统的动作相同的部分，省略说明。

在无线发送机10E中，与第2实施方式不同，调制器13—1的输出信号和调制器13—2的输出信号由合成分配器19合成后被二分配，由移相器18对频率f0附加90°的相位差，并经由两个正交的直线极化波的一体型天线即发送天线20b—1，20b—2发射至空中。

在无线接收机30E中，与第2实施方式不同，从接收天线31b—1取入的接收波由解调器40E—1解调，并被供应给基带电路51A。从接收天线31b—2取入的接收波由移相器37对频率f0附加90°的相位差，由解调器40E—2解调，并被供应给基带电路51A。

根据本实施方式，由于从相互正交的直线极化波的一体天线即发送天线20b—1，20b—2发射至空中，因此能发射极化波矢量以两个载波的频率之差的频率进行旋转的发送波，能在接收机检测该发送波的极化波矢量的旋转角度。由此，较之于第2实施方式的无线通信系统，通过将发送天线20b—1，20b—2、以及接收天线31b—1，31b—2各自一体化，能实现小型化。

(第6实施方式的效果)

在以上说明的第6实施方式中，有如下(H)那样的效果。

(H)较之于第2实施方式的无线通信系统，通过将发送天线20b—1，20b—2、以及接收天线31b—1，31b—2各自一体化，能实现小型化。

(第7实施方式的构成)

图11(a)、(b)是表示第7实施方式中的无线通信系统的构成的图。对于与图10所示的第6实施方式的无线通信系统相同的要素赋予相同的符号。

图11(a)所示的无线发送机10F与第6实施方式的无线发送机10E不同，具有圆极化波的一体型天线即发送天线20c—1，20c—2，此外具有与第6实施方式的无线发送机10E同样的构成。

图11(b)所示的无线接收机30F与第6实施方式的无线接收机30E不同，具有圆极化波的一体型天线即接收天线31c—1，31c—2，此外具有与第6实施方式的无线接收机30E同样的构成。

(第7实施方式的制造)

如第6实施方式的发送天线20b—1，20b—2、接收天线31b—1，31b—2那样，在制作两个正交的直线极化波的天线时，需要在物理上实现严格正交的直线状的导体。在制造该直线极化波的天线方面，以严格正交的方式维持精度在事实上是困难的。

在本实施方式中，发送天线20b—1，20b—2、接收天线31b—1，31b—2是旋转方向的不同的圆极化波的天线。要对其进行制造，仅仅将右旋圆极化波天线与左旋圆极化波天线相贴合即可，可以不考虑2个天线的相对位置的精度。因此，在量产工艺中，由于可以不考虑贴合精度，因此能实现天线的低成本化。

(第7实施方式的效果)

在以上说明的第7实施方式中，有如下(I)那样的效果。

(I)在发送天线和接收天线的量产工艺中，可以不考虑2个天线的贴合精度，因此能实现天线的低成本化。

(第8实施方式的构成)

图12是表示第8实施方式中的升降机系统的构成的图。

该升降机系统100具有：作为纵长的长方体的建筑物101、以及升降轿厢111。在建筑物101的内部，设置有升降轿厢111升降的空间。升降轿厢111通过未图示的缆绳和驱动机构来在建筑物101的内部空间升降。

在建筑物101的内部空间的顶部，设置有基站无线机102—1和天线103—1，在建筑物101的内部空间的底部，设置有基站无线机102—2和天线103—2。基站无线机102—1，102—2是具有与图11(b)所示的无线接收机30F相同的构成的无线机。天线103—1，103—2是与图11(a)所示的接收天线31b—1，31b—2同样的一体型的接收天线。

在升降轿厢111的上面设置有天线113—1，在下面设置有天线113—2，并通过高频电缆114与终端站无线机112连接。终端站无线机112是与图11(a)所示的无线发送机10F同样的无线机。该天线113—1，113—2是与图11(b)所示的发送天线20c—1，20c—2同样的一体型的发送天线。

(第8实施方式的动作)

从终端站无线机112发送的电波经由天线113—1和天线113—2进行发送。所发送的电波以建筑物101的内部空间作为无线传输介质，因此因建筑物101的内壁以及升降轿厢111的外壁而受多路反射。即，建筑物101的内部空间形成多路波干扰环境。受了多路反射的电波分别到达天线103—1，103—2。

在本实施方式中，即使在多路波干扰环境下也能实现高质量的无线传输。由于能从建筑物101通过无线连接手段来进行升降轿厢111的控制/监视，因此通过电缆等的有线连接手段而使升降轿厢111升降的空间将不会变得无用。由此，能使建筑物101为小体积，或能以相同的建筑物101的体积来使升降轿厢111的尺寸增大从而提高运载能力。

相应地，还能实现升降轿厢111的轻量化。这是由于，与升降轿厢111连接的电缆等的有线连接手段的重量在高层建筑中是不能忽视的重量。

(第8实施方式的效果)

在以上说明的第8实施方式中，有如下(J)那样的效果。

(J)由于能从建筑物101通过无线连接手段来进行升降轿厢111的控制/监视，因此通过电缆等的有线连接手段使升降轿厢111升降的空间将不会变得无用。由此，能成为小的建筑物101的体积，或能以相同的建筑物101的体积使升降轿厢111的尺寸增大从而提高运载能力。

(第9实施方式的构成)

图13是表示第9实施方式中的变电设备监视系统的构成的图。

本实施方式的变电设备监视系统200具备：多个变电机201—1～201—12、以及设定于它们附近的多个无线基站211—1～211—4。在本实施方式中，变电机201—1～201—12的数量多于无线基站211—1～211—4的数量。

各变电机201—1～201—12具备终端站无线机203和正交极化波一体天线202。变电机201—1～201—12的尺寸是数m的数量级。

无线基站211—1～211—4分别具备基站无线机213和正交极化波一体天线212。较之于无线机所使用的数百MHz至数GHz的频率的电磁波的波长，变电机201—1～201—12的尺寸压倒性地大。

(第9实施方式的动作)

在本实施方式的变电设备监视系统200中，电磁波因多个变电机201—1～201—12受多路反射。在变电设备监视系统200中形成多路波干扰环境。

本实施方式的终端站无线机203和基站无线机213即使在多路波干扰环境下也能实现高质量的无线传输，通过多个无线基站211—1～211—4，能进行变电机201—1～201—12的远程控制和远程监视。由此，不仅能解决在使用电缆等情况下成问题的高压感应电力的问题，而且不需要电缆的铺设成本，就能实现变电机201—1～201—12的控制/监视系统的安全性的提高以及成本的削减。

(第9实施方式的效果)

在以上说明的第9实施方式中，有如下(K)那样的效果。

(K)根据本实施方式的无线机，即使在多路波干扰环境下也能实现高质量的无线传输。能由多个无线基站211—1～211—4远程地实施变电机201—1～201—12的控制/监视。由此，不仅能解决电缆等的使用此有线连接手段的情况下成问题的高压感应电力的问题，还能削除电缆的铺设成本，实现变电机201—1～201—12的控制/监视系统的安全性提高以及成本削减。

(变形例)

本发明不限于上述实施方式，能在不脱离本发明的主旨的范围内进行变更实施。以该利用形态为变形例，例如有如下(A)那样的例子。

(a)第1～第5实施方式的发送天线20—1，20—2、以及接收天线31均是直线极化波的天线。但不限于此，也可以是圆极化波的天线。

符号说明

10，10E，10F                          无线发送机

11                                    信息生成电路

12—1，12—2                          可变振荡器

13—1，13—2                          调制器

17                                    基带电路

20—1，20—2                          发送天线

30，30A，30B，30C，30D，30E，30F      无线接收机

31                       接收天线

32                       混频器

33                       振荡器

34                       接收侧控制部

35                       低通滤波器

35A                      可变带通滤波器

36                       模拟/数字变换器

40，40C，40DΔ-∑        调制器

41—1，41—2，41—3      反相合成器

42—1，42—2             谐振器

43                       模拟/数字变换器

44                       振荡器

45                       数字/模拟变换器

46                       数字信号插值器

47—1～47—3             反向放大器

48—1～48—3             正向放大器

51                       基带电路

100                      升降机系统

200                      变电设备监视系统

Claims (11)

1.一种无线发送机，其特征在于，发送第1发送波和第2发送波，其中，第1发送波是根据具有规定频率的频带的信息信号而实施了调制后的具有第1载频的发送波，第2发送波是根据所述信息信号而实施了调制后的具有第2载频的发送波，

其中，

使所述第1载频和所述第2载频的平均即平均频率为恒定，且使所述第1载频和所述第2载频之间的差分即差分频率可变，

在所述第1发送波和所述第2发送波以不同的入射角且以不同的频率反射后，出现反射波在接收点以同相被合成从而接收功率相互加强的时间点。

2.根据权利要求1所述的无线发送机，其特征在于，

通过从分割为多个信道的频带之中选择所述第1载频和所述第2载频，来使所述第1载频和所述第2载频可变，

使用第1发送天线来发送所述第1发送波，

使用第2发送天线来发送所述第2发送波。

3.根据权利要求2所述的无线发送机，其特征在于，

通过所述第1发送波与所述第2发送波的多个组合，来分别传送不同的所述信息信号。

4.一种无线接收机，其特征在于，

对由权利要求1～3中任一项所述的无线发送机发送的所述第1发送波和所述第2发送波进行接收并对所述差分频率进行检波，且通过在基于所述差分频率的频率的范围中提取反射波在接收点以同相被合成的所述时间点，从而根据所述差分频率对输送的具有规定频率的频带的所述信息信号进行解调。

5.一种无线接收机，对由权利要求1～3中任一项所述的无线发送机发送的所述第1发送波和所述第2发送波进行接收并产生接收信号，

该无线接收机的特征在于，

由△-∑调制器以作为所述第1载频和所述第2载频之间的差分的所述差分频率进行检波，所述△-∑调制器具备：

第1谐振器，其被输入所述接收信号，将所述无线发送机发送的所述第1发送波的所述第1载频作为谐振频率；

第2谐振器，其被输入所述接收信号，将所述无线发送机发送的所述第2发送波的所述第2载频作为谐振频率；

模拟/数字变换器，其以作为所述第1载频和所述第2载频的平均的所述平均频率的频率来对所述第1谐振器的输出信号和所述第2谐振器的输出信号进行抽样；

数字信号插值器，其对由所述模拟/数字变换器抽样后的信号进行插值；

数字/模拟变换器，其以所述平均频率的整数倍的频率对所述数字信号插值器的输出信号进行变换；和

反相合成器，其根据所述接收信号以反相来合成所述数字/模拟变换器的输出信号。

6.根据权利要求5所述的无线接收机，其特征在于，

所述△-∑调制器的信号传递函数的相位在所述第1载频和所述第2载频下几乎为零。

7.根据权利要求5所述的无线接收机，其特征在于，

该无线接收机具备印刷基板，该印刷基板安装有：所述第1谐振器、所述第2谐振器、所述模拟/数字变换器、所述数字信号插值器、所述数字/模拟变换器、以及所述反相合成器。

8.一种无线通信系统，具有权利要求1所述的无线发送机以及权利要求5所述的无线接收机，其特征在于，

所述无线发送机遵照规定时序来使所述差分频率可变，

所述无线接收机使遵照规定时序进行检波的检波频率可变，对变换输出最高的所述差分频率与所述检波频率的组合进行检测，

对具有所述规定频率的频带的所述信息信号进行解调。

9.根据权利要求8所述的无线通信系统，其特征在于，

所述规定时序包含训练模式和通信模式，

在所述训练模式下，所述无线发送机使所述差分频率可变，并甄选在所述无线接收机中接收灵敏度最高的所述差分频率，

在所述通信模式下，所述无线发送机和所述无线接收机使用与所述差分频率对应的所述第1载频和所述第2载频来进行通信。

10.一种升降机控制系统，其特征在于，具备权利要求8或9所述的无线通信系统。

11.一种变电设备控制系统，其特征在于，具备权利要求8或9所述的无线通信系统。