JP5997803B2 - 無線送信機、無線受信機、無線通信システム、昇降機制御システムおよび変電設備制御システム - Google Patents

Description

本発明は、高信頼の無線通信を実現する高寿命な無線送信機、無線受信機および無線通信システムに関する。特に、無線送信機および無線受信機の設置環境が電波を反射・散乱する障害物を有している場合に於いて、当該障害物によって発生する多重波の干渉による感度低下を抑制可能な無線送信機、無線受信機、無線通信システム、昇降機制御システムおよび変電設備制御システムに関する。

近年、無線通信技術は、放送分野および通信分野で著しい発展を遂げ、無線特有の寸断などの信頼性に係る問題を克服してきた。これにより、無線通信技術は、放送分野や通信分野に比べて高い信頼性が要求される制御分野や計測分野への適用が進んでいる。

特に、制御分野や計測分野においても、社会インフラを構築する機器（以下「社会インフラ系機器」という。）は、放送分野および通信分野の一般民生機器と比べ、通信品質の高信頼性と通信機器の高信頼性、すなわち高寿命化が特に要求される。社会インフラ機器とは、例えば、図１２に示す昇降機システムや、図１３に示す変電設備監視システムなどである。

社会インフラ系機器は、一般民生機器と比べて圧倒的に寸法が大きく、かつ金属部材によって堅牢に作られている。この社会インフラ機器自体が、電磁波の散乱源となる。よって、社会インフラ系機器に於ける無線通信は、散乱によって生じる多重波（マルチパス）が相互に干渉する環境で行われることが多い。このため、多重波（マルチパス）による干渉が発生している環境下で高信頼性の無線通信を実現することが望まれている。

複数の電磁波は、送信点から受信点に到達する距離の差が半波長の奇数倍であるとき、これら複数の電磁波の干渉により、電磁波エネルギーが相殺されゼロとなり、通信不能となる。従来は、複数のアンテナを空間的に半波長離して設置する空間ダイバシチ技術で、この問題に対処してきた。空間ダイバシチ技術とは、ひとつのアンテナが受信する電磁波エネルギーが干渉でゼロになっても、他の半波長離れて設置されたアンテナが受信する電磁波エネルギーは干渉によって強めあうことを利用し、どちらかのアンテナで受信を可能とする技術である。

社会インフラ系の無線通信環境では、電磁波散乱体である什器の分布によって反射が引き起こされる。この電波反射の平均距離が、空間ダイバシチを実現するための上記アンテナ距離（電磁波の半波長の距離）と同程度であるとき、別の多重反射による干渉によってアンテナに到達する電磁波のエネルギーがゼロとなる可能性が大きくなる。よって、無線通信の信頼性確保が困難となる。

社会インフラ系機器において、無線送信機で生成された電磁波は、社会インフラ機器自体によって反射されて多重波（マルチパス）となり、受信機に向けてあらゆる方向から到来する可能性がある。よって、空間ダイバシチ技術を適用すると、多くのアンテナが必要となる。例えば、平面方向に多重波（マルチパス）が来ると限定したとしても、配列した複数のアンテナを用意する必要がある。隣接するアンテナ間の距離は受信する電磁波の半波長であるから、この社会インフラ機器に装備できる大きさを超えてしまう虞がある。

特許文献１（特開平１０−１３５９１９号公報）の要約および図３には、無線通信に於けるフェージングや雑音の影響を抑止するため、電波の偏波面を回転する技術が開示されている。更に、特許文献１の明細書の段落０００６には、「送信側において、電波の偏波面を回転させて送信するための直角に交叉させ送信方向に直角に展張した２対のダイポールアンテナと、これを励振するための２組の平衡変調波出力を有する送信装置とを具備し、受信側において、到来電波の偏波面の回転を検出して受信する受信装置とより成り、」と記載されている。

特許文献２（特開昭６１−０２４３３９号公報）には、該第三の周波数を用いずに二つの異なる第一の周波数を持つ搬送波を用いて、それぞれに第二の周波数を用いて異なる情報を載せて、異なる偏波を用いてこれら二つの搬送波を伝送し、受信機においてこれら二つの搬送波より差の周波数を検出して第三の周波数とする方法が述べられている。

特開平１０−１３５９１９号公報 特開昭６１−０２４３３９号公報

特許文献１の発明は、電波の送受信において生ずるフェージングや雑音の影響を除去することには有効である。しかし、この発明は、多重波（マルチパス）による干渉が発生している環境下で高信頼性の無線通信を実現することや、送信アンテナや受信アンテナを小さくすることについては、何ら記載されていない。

特許文献２の発明は、パイロット信号波を必要とせず、ＦＭ（Frequency Modulation）などのアナログ変調方式に適用でき、構成が簡単で通信用信号波ごとの補償が容易である。しかし、この発明は、受信機に於いて所定周波数成分を検出したのち、情報信号をデジタル処理することについては、何ら記載されていない。

そこで、本発明は、複数の電磁波散乱体が存在する環境下に於ける、多重波の干渉によるデジタル無線通信の信頼性を向上可能な無線送信機、無線受信機、無線通信システム、昇降機制御システムおよび変電設備制御システムを提供することを課題とする。

前記課題を解決し、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明の無線送信機は、相互に直交した直線偏波の第１，第２の送信アンテナを含む一体型アンテナを備える。前記第１の送信アンテナは、所定周波数の帯域を有する情報信号によって変調が施された第１の搬送周波数を有する第１の送信波、および前記情報信号によって変調が施された第２の搬送周波数を有する第２の送信波を合成して送信し、前記第２の送信アンテナは、前記第１の送信波と前記第２の送信波とを合成し、９０度位相変調して送信する無線送信機であって、前記第１の搬送周波数と前記第２の搬送周波数の平均である平均周波数を一定とし、前記第１の搬送周波数と前記第２の搬送周波数との差分である差分周波数を可変とし、複数のチャネルに分割された周波数帯域から前記第１の搬送周波数と前記第２の搬送周波数を選択することによって、前記第１の搬送周波数と前記第２の搬送周波数を可変とすること特徴とする。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、複数の電磁波散乱体が存在する環境下に於ける、多重波の干渉によるデジタル無線通信の信頼性を向上可能な無線送信機、無線受信機、無線通信システム、昇降機制御システムおよび変電設備制御システムを提供可能である。

第１の実施形態に於ける無線通信システムの構成を示す図である。 第２の実施形態に於ける無線通信システムの構成を示す図である。 第２の実施形態に於ける無線通信システムの動作を示す図である。 第２の実施形態に於ける無線通信システムのチャネル例（その１）を示す図である。 第２の実施形態に於ける無線通信システムのチャネル例（その２）を示す図である。 第３の実施形態に於ける無線受信機の構成を示す図である。 第４の実施形態に於ける無線受信機の構成を示す図である。 第５の実施形態に於ける無線受信機の構成を示す図である。 第５の実施形態に於ける無線受信機の実装例を示す図である。 第６の実施形態に於ける無線通信システムの構成を示す図である。 第７の実施形態に於ける無線通信システムの構成を示す図である。 第８の実施形態に於ける昇降機システムの構成を示す図である。 第９の実施形態に於ける変電設備監視システムの構成を示す図である。

以降、本発明を実施するための形態（「本実施形態」という）を、図等を参照して詳細に説明する。

（第１の実施形態の構成）
図１（ａ）〜（ｄ）は、第１の実施形態に於ける無線通信システムの構成を示す図である。図１（ａ）は、本実施形態の無線送信機１０を示している。図１（ｂ）は、本実施形態の無線受信機３０を示している。図１（ｃ）は、本実施形態の無線送信機１０の送信信号のパワースペクトラムを示している。図１（ｄ）は、ローパスフィルタ３５の出力信号のパワースペクトラムを示している。
本実施形態の無線通信システムは、無線送信機１０と無線受信機３０とを有している。

図１（ａ）に示す無線送信機１０は、送信側制御部１４と、可変発振器１２−１，１２−２と、変調器１３−１，１３−２と、情報生成回路１１と、ベースバンド回路１７と、送信アンテナ２０−１，２０−２とを有している。

送信側制御部１４の出力側は、可変発振器１２−１，１２−２に接続されている。可変発振器１２−１の出力側は、変調器１３−１に接続されている。可変発振器１２−２の出力側は、変調器１３−２に接続されている。情報生成回路１１の出力側は、ベースバンド回路１７に接続されている。ベースバンド回路１７の出力側は、それぞれ変調器１３−１，１３−２に接続されている。変調器１３−１の出力は、送信アンテナ２０−１に接続されている。変調器１３−２の出力は、送信アンテナ２０−２に接続されている。
情報生成回路１１は、情報信号を生成する。ベースバンド回路１７は、入力された情報信号を、所定周波数である周波数帯域ｆ１を有する情報信号に変換する。

送信側制御部１４は、可変発振器１２−１，１２−２の出力する信号周波数を制御する。可変発振器１２−１は、周波数ｆ０から、送信側制御部１４の出力信号に応じた周波数差Δｆを加算した周波数（ｆ０＋Δｆ）である第１の搬送波を出力する。
可変発振器１２−２は、周波数ｆ０から、送信側制御部１４の出力信号に応じた周波数差Δｆを減算した周波数（ｆ０−Δｆ）である第２の搬送波を出力する。

変調器１３−１は、第１の搬送波である入力発振信号に基づいて、情報信号を変調する。変調器１３−２は、第２の搬送波である入力発振信号に基づいて、情報信号を変調する。本実施形態に於いて、周波数ｆ０よりも、周波数差Δｆの方が小さい。更に、周波数差Δｆよりも、所定周波数である周波数ｆ１の方が小さい。つまり、ｆ０＞Δｆ＞ｆ１である。

図１（ｂ）は、本実施形態の無線受信機３０を示している。
図１（ｂ）に示す無線受信機３０は、受信アンテナ３１と、ミキサ３２と、発振器３３と、ローパスフィルタ３５と、アナログ・デジタル変換器３６と、ベースバンド回路５１とを有している。

受信アンテナ３１は、送信アンテナ２０−１，２０−２が送信する電波を受信する。発振器３３は、周波数ｆ０の発振信号を出力する。ミキサ３２は、入力された２つの信号を混合して出力する。具体的には、周波数ｆ０の発振信号と受信アンテナ３１が受信した信号を混合する。これにより、プロダクト検波が行われる。ローパスフィルタ３５は、入力された信号のうち、所定周波数を超えたスペクトル成分を抑圧し、低域のスペクトル成分を伝達する。アナログ・デジタル変換器３６は、入力された信号をデジタル信号に変換する。ベースバンド回路５１は、入力されたデジタル信号を、元の情報信号であるベースバンド信号に変換する。

受信アンテナ３１の出力側と、発振器３３の出力側は、ミキサ３２に接続されている。ミキサ３２の出力側は、ローパスフィルタ３５を介して、アナログ・デジタル変換器３６に接続されている。アナログ・デジタル変換器３６の出力側は、ベースバンド回路５１に接続されている。

図１（ｃ）は、本実施形態の無線送信機１０のパワースペクトラムを示している。図の横軸は周波数を示している。図の縦軸は、周波数に対応したスペクトル密度（spectrum）を示している。なお、図面では周波数をfreq.と略している場合があり、スペクトル密度のことをspectrumと記載している場合がある。

図１（ｃ）に示すパワースペクトラムは、送信アンテナ２０−１，２０−２から放射される電磁波に係るものである。可変発振器１２−１は、周波数ｆ０を中心に、周波数（ｆ０＋Δｆ）の信号を出力する。可変発振器１２−２は、周波数ｆ０を中心に、周波数（ｆ０−Δｆ）の信号を出力する。
周波数差Δｂは、周波数Δｆが最も大きい場合に於ける、送信アンテナ２０−１，２０−２から放射される電磁波のパワースペクトラムのピークの差である。
周波数差Δａは、周波数Δｆが最も小さい場合に於ける、送信アンテナ２０−１，２０−２から放射される電磁波のパワースペクトラムのピークの差である。

図１（ｄ）は、本実施形態のローパスフィルタ３５の出力信号のパワースペクトラムを示している。図の横軸は周波数を示している。図の縦軸は、周波数に対応したスペクトル密度（spectrum）を示している。
本実施形態では、受信アンテナ３１からミキサ３２に出力された信号のパワースペクトラムは、ミキサ３２によって、ピークの周波数差に相当する周波数にプロダクト検波される。よって、ローパスフィルタ３５の出力信号のパワースペクトラムは、周波数Δｂ／２〜周波数Δａ／２にピークを有している。

（第１の実施形態の動作）
図１（ａ）を元に、本実施形態の無線送信機１０の動作を説明する。
情報生成回路１１は、情報信号を生成してベースバンド回路１７に出力する。ベースバンド回路１７は、入力された情報信号を、所定周波数である周波数帯域ｆ１を有する情報信号に変換し、変調器１３−１，１３−２に出力する。変調器１３−１は、可変発振器１２−１が出力する発振信号によって、周波数帯域ｆ１を有する情報信号を変調し、送信アンテナ２０−１から送信する。変調器１３−２は、可変発振器１２−２が出力する発振信号によって、周波数帯域ｆ１を有する情報信号を変調し、送信アンテナ２０−２から送信する。

送信アンテナ２０−１，２０−２から放射された電磁波は、非特定の反射物が多数存在する空間を通過する際に、異なる入射角かつ異なる周波数で反射する。電磁波は偏波を持ち、異なる入射角に対する偏波のベクトルにより、この偏波の移相角は変化する。たとえば、入射面に対し偏波ベクトルが直交していれば、移相角は１８０°になる。入射面に対して偏波ベクトルが含まれていれば、移相角は０°である。送信アンテナ２０−１，２０−２から放射された異なる周波数の電磁波は、複数の反射物によって種々の経路で、種々の入射角によって、種々の回数の反射を起こす。このとき、反射物の平均的分布距離と同程度の波長に相当する周波数が２つの送信周波数の差と同程度であるとき、この周波数差で時間軸上にビート波が形成され、このビート波が異なる偏波ベクトル方向かつ異なる位相で合成される。平均して、一回の反射あたり偏波ベクトルが一回ずつ回転する。

したがって、特定の多重波が受信点で合成される場合、この偏波ベクトルの回転によって、受信点に到来する複数の反射波の位相が回転周期で０°から１８０°の間で変化する。このため、回転周期を時間軸上で分割し、分割後の各点での受信波の電力を観測すると、分割後の各点の集合は、受信点で反射波が逆相で合成され受信電力が相殺される時間点と、受信点で反射波が同相で合成され受信電力が強めあう時間点とを含んでいる。デジタル信号処理技術などによって、この受信点で反射波が同相で合成され受信電力が強めあう時間点を抽出することによって、反射物が多数存在する電波環境下においても、無線通信路の確保が容易となる。

図１（ｂ）を元に、本実施形態の無線受信機３０の動作を説明する。
送信アンテナ２０−１，２０−２が送信する直線偏波は、受信アンテナ３１によって受信される。受信信号には、周波数（ｆ０±Δｆ）の周波数の信号が含まれている。この受信信号と、発振器３３が出力する周波数ｆ０の発振信号は、ミキサ３２で混合される。これにより、プロダクト検波が行われ、両者の周波数差に相当する周波数Δｆの信号が取り出される。ミキサ３２の出力信号は、ローパスフィルタ３５によって、所定周波数以上の信号（ノイズ）が抑圧され、周波数Δｆの信号スペクトルが取り出される。ローパスフィルタ３５の出力信号は、アナログ・デジタル変換器３６を介して、デジタル信号に変換される。このデジタル信号は、ベースバンド回路５１によって元の情報信号に変換される。

本実施形態の無線受信機３０によれば、無線送信機１０から発射され、かつ、複数の反射物により多重反射を受け受信アンテナ３１に到達した電波は、無線受信機３０により、２つの送信波の搬送周波数（ｆ０±Δｆ）と発振器３３が出力する周波風ｆ０との差に相当する周波数Δｆの信号に変換される。２つの送信波の搬送周波数（ｆ０±Δｆ）の周波数差の最大値は周波数Δｂであり、最小値は周波数Δａである。これにより、送信波の搬送周波数ｆ０より大幅に低い周波数の範囲（Δａ／２〜Δｂ／２）において、容易に受信点で反射波が同相に合成される時間点を抽出することができ、無線通信システムの無線通信路の確保が容易となる。

（第１の実施形態の効果）
以上説明した第１の実施形態では、次の（Ａ），（Ｂ）のような効果がある。
（Ａ） 本実施形態の無線送信機１０は、送信アンテナ２０−１，２０−２から異なる周波数を有する２つの電磁波を送信している。これにより、回転周期を時間軸上で分割し、分割後の各点での受信波の電力を観測すると、分割後の各点の集合は、受信点で反射波が逆相で合成され受信電力が相殺される時間点と、受信点で反射波が同相で合成され受信電力が強めあう時間点とを含んでいる。デジタル信号処理技術などによって、この受信点で反射波が同相で合成されて、受信電力が強めあう時間点を抽出することによって、反射物が多数存在する電波環境下においても、無線通信路の確保が容易となる。

（Ｂ） 本実施形態の無線受信機３０は、２つの送信波の搬送周波数の差に相当する周波数Δｆの信号に変換している。これにより、送信波の搬送周波数ｆ０より大幅に低い周波数Δａ／２〜周波数Δｂ／２において、容易に受信点で反射波が同相に合成される時間点を抽出することができ、無線通信システムの無線通信路の確保が容易となる。

（第２の実施形態の構成）
図２（ａ）〜（ｄ）は、第２の実施形態に於ける無線通信システムの構成を示す図である。図１（ａ）〜（ｄ）に示す第１の実施形態の無線通信システムと同一の要素には同一の符号を付与している。
図２（ａ）に示す無線送信機１０は、図１（ａ）に示す第１の実施形態の無線送信機１０と同様の構成を有している。

図２（ｂ）に示す無線受信機３０Ａは、図１（ｂ）に示す第１の実施形態の無線受信機３０のローパスフィルタ３５とは異なる可変バンドパスフィルタ３５Ａを有し、更に受信側制御部３４を有している他は、図１（ｂ）に示す第１の実施形態の無線受信機３０と同様の構成を有している。

本実施形態の受信側制御部３４の出力側は、可変バンドパスフィルタ３５Ａに接続されている。受信側制御部３４は、無線送信機１０が用いる送信波周波数可変の周期と同一の時間で可変バンドパスフィルタ３５Ａの通過周波数帯を変化させる。

図２（ｃ）は、本実施形態の無線送信機１０のパワースペクトラムを示している。本実施形態の無線送信機１０のパワースペクトラムは、図１（ｃ）に示す第１の実施形態の無線送信機１０のパワースペクトラムと同様である。

図２（ｄ）は、本実施形態の可変バンドパスフィルタ３５Ａの出力信号のパワースペクトラムを示している。本実施形態の可変バンドパスフィルタ３５Ａの出力信号のパワースペクトラムは、図１（ｄ）に示す第１の実施形態のローパスフィルタ３５の出力信号のパワースペクトラムと同様である。

（第２の実施形態の動作）
図３（ａ）〜（ｈ）は、第２の実施形態に於ける無線通信システムの動作を示す図である。
図３（ａ）は、無線送信機１０がトレーニングモードと通信モードを繰り返す所定シーケンスを示している。図３（ｂ）は、無線受信機３０Ａがトレーニングモードと通信モードを繰り返す所定シーケンスを示している。図３（ａ），（ｂ）の横軸は、共通する時間ｔを示している。

無線送信機１０は、通信を開始すると、所定時間に於いて最適な周波数をトレーニングするトレーニングモードで動作し、そののち通信モードに遷移して、最適な周波数での通信を行う。同様に、無線受信機３０Ａは、所定時間に於いて最適な周波数をトレーニングするトレーニングモードで動作し、そののち通信モードに遷移して、最適な周波数での通信を行う。ここで最適な周波数とは、多重波の干渉が最も少なく、よって可変バンドパスフィルタ３５Ａによる周波数ｆ０の成分が最も高くなる周波数である。

図３（ｃ）は、無線送信機１０のトレーニングモードの詳細シーケンスを示している。図３（ｄ）は、無線受信機３０Ａのトレーニングモードの詳細シーケンスを示している。図３（ｃ），（ｄ）の横軸は、共通する時間ｔを示している。

無線送信機１０の送信側制御部１４は、トレーニングモードに於いて、時間Ｔごとに周波数（ｆ０±Δｆ１），（ｆ０±Δｆ２），（ｆ０±Δｆ３），（ｆ０±Δｆ４）で、可変発振器１２−１，１２−２がそれぞれ発振するように切り替えている。

同様に、無線受信機３０Ａは、トレーニングモードに於いて、時間４Ｔごとに可変バンドパスフィルタ３５Ａが周波数Δｆ１、Δｆ２、Δｆ３、Δｆ４の信号を通過するフィルタ動作を行うように切り替えている。すなわち、無線受信機３０Ａの受信周波数を切替えている。これらのモード切替えにより、無線送信機１０の発振周波数と、無線受信機３０Ａの受信周波数の組み合わせが最適となるようにトレーニングしている。

図３（ｅ）は、無線送信機１０の通信モードの詳細シーケンスを示している。図３（ｆ）は、無線受信機３０Ａの通信モードの詳細シーケンスを示している。図３（ｅ），（ｆ）の横軸は、共通する時間ｔを示している。
通信モードに於いて、無線送信機１０と無線受信機３０Ａとは、最適な発振周波数Δｆｉと、最適な受信周波数Δｆｉによって、情報を送受信する。

図３（ｇ）の縦軸は、無線送信機１０の送信信号のパワースペクトラムを示している。図３（ｈ）の縦軸は、無線受信機３０Ａの可変バンドパスフィルタ３５Ａの出力信号のパワースペクトラムを示している。図３（ｇ），（ｈ）の横軸は、周波数を示している。

図３（ｇ）は、無線送信機１０が、周波数（ｆ０＋Δｆｉ）にピークを有する送信信号と、周波数（ｆ０−Δｆｉ）にピークを有する送信信号とを出力することを示している。

図３（ｈ）は、無線受信機３０Ａの可変バンドパスフィルタ３５Ａは、プロダクト検波とバンドパスフィルタ処理により、２つの送信信号のピークの差分である周波数Δｆｉにピークを有する信号を出力することを示している。

図４は、第２の実施形態に於ける無線通信システムのチャネル例（その１）を示す図である。横軸は周波数を示し、長方形は、それぞれの無線通信チャネルＣｈ−１〜Ｃｈ−ｎ（ｎは自然数）を示している。

薄い灰色部分は、第１の送信波の搬送周波数（ｆ０−Δｆ１）と、第２の送信波の搬送周波数（ｆ０＋Δｆ１）の組合せを示している。周波数ｆ０は、第１の送信波の搬送周波数（ｆ０−Δｆ１）と、第２の送信波の搬送周波数（ｆ０＋Δｆ１）の組合せの平均周波数を示している。

濃い灰色部分は、第１の送信波の搬送周波数（ｆ０−Δｆ２）と、第２の送信波の搬送周波数（ｆ０＋Δｆ２）の組合せを示している。周波数ｆ０は、上記と同様に、第１の送信波の搬送周波数（ｆ０−Δｆ２）と、第２の送信波の搬送周波数（ｆ０＋Δｆ２）の組合せの平均周波数を示している。

本実施形態の無線通信システムは、使用する周波数帯域を、複数の狭い周波数帯域である無線通信チャネルＣｈ−１〜Ｃｈ−ｎに分割する。無線通信チャネルＣｈ−１〜Ｃｈ−ｎに於いて、第１の実施形態と同一の方式で信号の変調を行う。使用する周波数帯域の内部に一つの中心周波数（平均周波数）ｆ０を設定し、この周波数ｆ０の周波数軸上の左右に、同一の周波数間隔を有する二つのチャネルを選び、同一の信号により変調を施し、送信アンテナ２０−１，２０−２により空中に放出する。周波数分割多重を行う既存の無線通信システムに対し、電波法に則った上で、本実施形態を適用可能である。

図５は、第２の実施形態に於ける無線通信システムのチャネル例（その２）を示す図である。
図４と異なる点は、異なる中心周波数ｆ０ａと、中心周波数ｆ０ｂとが、周波数帯域の内部に設定されていることである。本実施形態に於ける無線通信システムは更に、中心周波数ｆ０ａから周波数軸上に等間隔に位置している周波数（ｆ０ａ＋Δｆ１）の通信チャネルと、周波数（ｆ０ａ−Δｆ１）の通信チャネルを使用する。同時に、中心周波数ｆ０ｂから周波数軸上に等間隔に位置している周波数（ｆ０ｂ＋Δｆ１）の通信チャネルと、周波数（ｆ０ｂ−Δｆ１）の通信チャネルを使用する。このように、同時に同一のチャネルを使用せず、かつ、複数の中心周波数ｆ０ａ，ｆ０ｂから周波数軸上に等間隔に位置する２つの通信チャネルをそれぞれ選択することにより、複数の無線回線を同時に実現可能となり、情報通信容量増大および無線通信回線の信頼性向上に効果がある。

（第２の実施形態の効果）
以上説明した第２の実施形態では、次の（Ｃ），（Ｄ）のような効果がある。
（Ｃ） 本実施形態の無線通信システムは、周波数分割多重を行う既存の無線通信システムに対し、電波法に則った上で、本実施形態を適用可能である。
（Ｄ） 同時に同一のチャネルを使用せず、かつ、複数の中心周波数ｆ０ａ，ｆ０ｂから周波数軸上に等間隔に位置する２つの通信チャネルをそれぞれ選択することにより、複数の無線回線を同時に実現可能となり、情報通信容量増大および無線通信回線の信頼性向上に効果がある。

（第３の実施形態の構成）
図６（ａ），（ｂ）は、第３の実施形態に於ける無線受信機の構成を示す図である。図１（ｂ）に示す第１の実施形態の無線受信機３０と同一の構成には同一の符号を付与している。

図６（ａ）に示す本実施形態の無線受信機３０Ｂは、第１の実施形態の無線受信機３０とは異なり、受信アンテナ３１からデルタ・シグマ変調器４０を介してベースバンド回路５１に接続されている他は、第１の実施形態の無線受信機３０と同様の構成を有している。

本実施形態の無線受信機３０Ｂが備えているデルタ・シグマ変調器４０は、共振器４２−１，４２−２と、アナログ・デジタル変換器４３と、デジタル・アナログ変換器４５と、発振器４４と、逆相合成器４１−１とを有している。第１の共振器である共振器４２−１は、送信波の搬送周波数（ｆ０−Δｆ）に対応した共振周波数で共振する。第２の共振器である共振器４２−２は、送信波の搬送周波数（ｆ０＋Δｆ）に対応した共振周波数で共振する。
アナログ・デジタル変換器４３は、例えば、所定の閾値と入力信号とを比較して、１ビットのデジタルに変換する。発振器４４は、周波数ｆｓの発振信号を出力する。デジタル・アナログ変換器４５は、例えば、１ビットのデジタル信号に応じて所定のアナログ値に変換する。

図６（ｂ）は、本実施形態の無線受信機３０Ｂのデルタ・シグマ変調器４０のパワースペクトラムを示す図である。横軸は周波数を示し、縦軸はデルタ・シグマ変調器４０の出力信号のスペクトル密度（spectrum）を示している。

デジタル信号特有のエイリアス信号により、バンドパス型のデルタ・シグマ変調器４０の出力信号のパワースペクトラムは、サンプリング周波数ｆｓの整数倍ごとに０となる。サンプリング周波数ｆｓ以下の周波数領域には０次高調波のピークが存在する。サンプリング周波数ｆｓ〜２ｆｓの周波数領域には、１次高調波のピークが存在する。以下同様に、サンプリング周波数（ｎ×ｆｓ）〜（（ｎ＋１）×ｆｓ）（ｎは自然数）の周波数領域には、ｎ次高調波のピークが存在する。

（第３の実施形態の動作）
図６（ａ）を元に無線受信機３０Ｂの動作を説明する。
デジタル・アナログ変換器４５は、フィードバック信号を逆相合成器４１−１に出力する。逆相合成器４１−１によって、受信アンテナ３１が出力する受信信号から、フィードバック信号が減算される。逆相合成器４１−１の出力信号は、並列に接続された共振器４２−１，４２−２を介して、それぞれの共振周波数で共振する。これにより、周波数ｆ０よりも高い周波数によるノイズを除去可能である。

共振器４２−１，４２−２の出力信号は、アナログ・デジタル変換器４３に入力され、デジタル信号に変換される。デジタル信号は、ベースバンド回路５１に出力されると共に、デジタル・アナログ変換器４５にも出力され、前述したフィードバック信号に変換される。アナログ・デジタル変換器４３と、デジタル・アナログ変換器４５とは、共通する発振器４４によって、同じサンプリング周波数ｆｓでサンプリングされる。このサンプリング周波数ｆｓは、前述した２つの送信波の搬送周波数（ｆ０−Δｆ）と、搬送周波数（ｆ０＋Δｆ）の平均周波数ｆ０の整数倍であり、以下の式１を満たす。
ｆ０＝Ｍ×ｆｓ ・・・（式１）。
このデルタ・シグマ変調器４０は、入力信号の微分値（変化量）に応じて、ビット「１」の時間密度が濃くなるようなデジタル信号を出力する。

図６（ｂ）に示されるように、本実施形態では、受信信号の搬送波の中心周波数ｆ０は、サンプリング周波数ｆｓのＭ倍なので、デルタ・シグマ変調器４０から、搬送周波数（ｆ０−Δｆ）を有する送信波の信号と、搬送周波数（ｆ０＋Δｆ）を有する送信波の信号の出力成分がデジタル信号として出力される。

（第３の実施形態の効果）
以上説明した第３の実施形態では、次の（Ｅ）のような効果がある。
（Ｅ） 本実施形態のデルタ・シグマ変調器４０によれば、アナログ非線形回路であるミキサ３２および発振器３３を用いることなく、送信波よりも充分に低い周波数を中心周波数とする変調信号波をデジタル信号として取り出すことができる。これにより、後段のベースバンド回路５１が行うデジタル信号処理により、容易に受信点で反射波が同相に合成される時間点を抽出することが可能であり、無線受信機３０Ｂの簡略化および高信頼化が実現可能である。

（第４の実施形態の構成）
図７（ａ），（ｂ）は、第４の実施形態に於ける無線受信機の構成を示す図である。図６に示す第３の実施形態の無線受信機と同一の要素には同一の符号を付与している。

本実施形態の無線受信機３０Ｃは、第３の実施形態の無線受信機３０Ｂが有するデルタ・シグマ変調器４０とは異なるデルタ・シグマ変調器４０Ｃを有している他は、第３の実施形態の無線受信機３０Ｂと同様の構成を有している。

本実施形態のデルタ・シグマ変調器４０Ｃは、第３の実施形態のデルタ・シグマ変調器４０に加えて更に、デジタル信号補間器４６を有し、発振器４４Ｃは、デジタル・アナログ変換器４５に、サンプリング周波数（Ｍ×ｆｓ）の発振信号を出力している他は、第３の実施形態のデルタ・シグマ変調器４０Ｂと同様の構成を有している。

このデジタル信号補間器４６は、所定周期の１ビット信号を入力として、指定されたサンプリング周期で信号を出力する。デジタル信号補間器４６は、例えば、所定周期と一致しているタイミングでは、入力デジタル信号をそのまま出力し、所定周期と一致していないタイミングでは、「０」を補間して出力する。

本実施形態のデルタ・シグマ変調器４０Ｃは、アナログ・デジタル変換器４３の出力信号を、デジタル信号補間器４６を介して、デジタル・アナログ変換器４５に入力している。

図７（ｂ）は、本実施形態の無線受信機３０Ｃの動作を示す図である。横軸は周波数を示し、縦軸はパワースペクトラムを示している。実線はデルタ・シグマ変調器４０Ｃの出力信号のパワースペクトラムを示し、更に比較のため、前述した図６（ｂ）に示すデルタ・シグマ変調器４０の出力信号のパワースペクトラムを、破線で示している。

デジタル信号特有のエイリアス信号により、デルタ・シグマ変調器４０Ｃの出力信号のパワースペクトラムは、デジタル・アナログ変換器４５のサンプリング周波数（Ｍ×ｆｓ）の整数倍ごとに０となる。サンプリング周波数（Ｍ×ｆｓ）以下の周波数領域には、０次高調波のピークが存在する。

（第４の実施形態の動作）
図７に示す第４の実施形態の無線受信機３０Ｃが、図６に示す第３の実施形態の無線受信機３０Ｂと異なる点は、デルタ・シグマ変調器４０Ｃが用いるデジタル・アナログ変換器４５のサンプリング周波数ｆｓをアナログ・デジタル変換器４３のサンプリング周波数（Ｍ×ｆｓ）の整数倍にしており、アナログ・デジタル変換器４３のデジタル出力をフィードバックループに戻す際に、デジタル信号補間器４６により、デジタル信号の周波数を整数倍にすることである。

デジタル・アナログ変換器４５は、ゼロ次ホールド効果により、ＳＩＮＣ関数のローパス型の減衰特性を示す。２つの送信波の搬送周波数の平均周波数と、クロック発生回路のサンプリング周波数の差が大きくなるにつれ、フードバックループの送信周波数に対する利得が低下する。

図７（ｂ）に示されるように、本実施形態では、受信信号の搬送波の中心周波数ｆ０は、サンプリング周波数ｆｓのＭ倍なので、デルタ・シグマ変調器４０Ｃから、周波数Δｆを有する送信波の信号と、搬送周波数（ｆ０−Δｆ）を有する送信波の信号と、搬送周波数（ｆ０＋Δｆ）を有する送信波の信号の出力成分がデジタル信号として出力される。

ゼロ次ホールド効果により、周波数Δｆの信号が最も大きなスペクトル密度を有している。よって、この周波数Δｆの信号によって搬送されている周波数ｆ１の情報信号は、容易に抽出可能となる。

（第４の実施形態の効果）
以上説明した第４の実施形態では、次の（Ｆ）のような効果がある。
（Ｆ） 本実施形態によれば、フードバックループのデジタル・アナログ変換器４５に入力するデジタル信号の周波数を、低域周波数に於いてあらかじめ持ち上げることができるので、ゼロ次ホールド効果による送信波に対するフードバックのゲインの低下を抑制できる。これにより、図６に示す第３の実施形態のデルタ・シグマ変調器４０と比べ、サンプリング周波数ｆｓを低くすることができ、ハードウェアの低価格化および低消費電力化が可能となる。

（第５の実施形態の構成）
図８は、第５の実施形態に於ける無線受信機の構成を示す図である。図７に示す第４の実施形態の無線受信機と同一の構成には同一の符号が付与されている。

図８（ａ）に示すように、本実施形態の無線受信機３０Ｄは、図７に示す第４の実施形態の無線受信機３０Ｃとは異なるデルタ・シグマ変調器４０Ｄを有している。

本実施形態のデルタ・シグマ変調器４０Ｄは、第４の実施形態のデルタ・シグマ変調器４０Ｃに加えて、順方向増幅器４８−１，４８−２，４８−３、逆方向増幅器４７−１，４７−２，４７−３、および、逆相合成器４１−２，４１−３を具備している。
順方向増幅器４８−１，４８−２，４８−３には、受信アンテナ３１の出力側が接続されている。
逆方向増幅器４７−１，４７−２，４７−３には、デジタル・アナログ変換器４５の出力側が接続されている。

順方向増幅器４８−１の出力側は、逆相合成器４１−１の同相入力点に接続されている。逆方向増幅器４７−１の出力側は、逆相合成器４１−１の逆相入力点に接続されている。

逆相合成器４１−２は、共振器４２−１と共振器４２−２との間に接続されている。共振器４２−１の出力側と順方向増幅器４８−２の出力側は、逆相合成器４１−２の同相入力点に接続されている。逆方向増幅器４７−２の出力側は、逆相合成器４１−２の逆相入力点に接続されている。

逆相合成器４１−３は、共振器４２−２とアナログ・デジタル変換器４３の間に接続されている。共振器４２−２の出力側と順方向増幅器４８−３の出力側は、逆相合成器４１−３の同相入力点に接続されている。逆方向増幅器４７−３の出力側は、逆相合成器４１−３の逆相入力点に接続されている。

前述したように、逆相合成器４１−１，４１−２，４１−３の同相入力点には、順方向増幅器４８−１，４８−２，４８−３を介して受信信号が入力される。逆相合成器４１−１，４１−２，４１−３の逆相入力点には、逆方向増幅器４７−１，４７−２，４７−３を介してデジタル・アナログ変換器４５のフィードバック出力が加えられる。

順方向増幅器４８−１，４８−２，４８−３によって、３次のフィードフォワード制御が行われ、逆方向増幅器４７−１，４７−２，４７−３によって、３次のフィードバック制御が行われる。よって、デルタ・シグマ変調器４０Ｄの信号伝達関数は６次関数で表される。

図８（ｂ）は、第５の実施形態に於ける無線受信機３０Ｄの構成と動作を示す図であり、デルタ・シグマ変調器４０Ｄの信号伝達関数の位相特性を示している。横軸は位相ωを示しており、縦軸は信号伝達関数ＳＴＦ（Signal Transfer Function）の位相歪の例を示している。

位相ωが０のとき、信号伝達関数ＳＴＦの位相歪は所定の正の値である。位相が（ω０−Δω）のときに、ほぼ０となり、以降、位相πまで単調減少する。信号伝達関数ＳＴＦの位相歪は、位相πを超えると増加し、位相が（ω０＋Δω）のときに再び、ほぼ０になる。周波数（ｆ０−Δｆ）の場合は、位相（ω０−Δω）の場合に相当する。周波数（ｆ０＋Δｆ）の場合は、位相（ω０＋Δω）の場合に相当する。

図９は、第５の実施形態に於ける無線受信機の実装例を示す図である。
多層プリント基板６３の上に、電源回路６４と高周波コネクタ６１とデジタル信号コネクタ６２が実装され、図９と同一の記号が付与された機能素子ブロックが、アナログ信号線６５およびデジタル信号線６６によって電気的に接続されている。電源回路６４で発生した直流電流は、多層プリント基板６３の内層に設けられた図示しない電源線によって、スルーホール等を用いて機能素子ブロックの能動素子に供給される。多層プリント基板６３の内層には、アナログ信号線６５およびデジタル信号線６６に対する図示しないグランド面が形成され、このグランド面とこれらの信号線によりストリップ線路が形成され、信号の伝達路が形成される。

多層プリント基板６３の無線受信機３０Ｄには、受信波の入力端としての高周波コネクタ６１と、デジタル信号の出力端としてデジタル信号コネクタ６２が実装されている。これにより、図８に示すデルタ・シグマ変調器４０Ｄを構成している。このデルタ・シグマ変調器４０Ｄは、プリント基板プロセスおよび、部品の自動面実装プロセスを用いて量産が可能であり、生産コスト低減に効果がある。
（第５の実施形態の動作）

信号発生回路が生成した信号に、位相情報を用いて変調を掛ける場合には、二つの搬送波に逆相の変調を掛けることになる。二つの搬送周波数を有する信号を、二つの搬送周波数の差の周波数を有する信号に変換する場合に於いて、デルタ・シグマ変調器４０Ｄは、二つの搬送周波数に位相歪みを与えないことが望ましい。

本実施形態の無線受信機３０Ｄは、デルタ・シグマ変調器４０Ｄの信号伝達関数ＳＴＦの位相歪を、２つの送信波のそれぞれの搬送周波数（ｆ０＋Δｆ），（ｆ０−Δｆ）においてゼロにすることが可能である。よって、無線受信機３０Ｄの位相変調感度を向上させることが可能である。

（第５の実施形態の効果）
以上説明した第５の実施形態では、次の（Ｇ）のような効果がある。
（Ｇ） 本実施形態のデルタ・シグマ変調器４０Ｄによれば、２つの送信波のそれぞれの搬送周波数（ｆ０＋Δｆ），（ｆ０−Δｆ）で位相歪みが小さく抑制されるので、無線受信機３０Ｄの位相変調感度を向上させることが可能である。

（第６の実施形態の構成）
図１０（ａ），（ｂ）は、第６の実施形態に於ける無線通信システムの構成を示す図である。図２（ａ），（ｂ）に示す第２の実施形態の無線通信システムと同様な要素には同一の符号を付与している。
図１０（ａ）は、第６の実施形態に於ける無線送信機の構成を示す図である。

本実施形態の無線送信機１０Ｅは、第２の実施形態の無線送信機１０に加えて、合成分配器１９と、移相器１８と、相互に直交する直線偏波の送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２とを有している。

合成分配器１９は、２つの入力信号を合成し、２つの出力側に分配する。移相器１８は、例えば遅延線であり、入力された信号を、搬送波の周波数ｆ０の１／４波長分に相当する時間だけ遅延させて出力する。

変調器１３−１，１３−２の出力側は、合成分配器１９に入力されている。合成分配器１９の出力側は、送信アンテナ２０ｂ−１に接続されていると共に、移相器１８を介して送信アンテナ２０ｂ−２に接続されている。

図１０（ｂ）は、第６の実施形態に於ける無線受信機の構成を示す図である。
本実施形態の無線受信機３０Ｅは、相互に直交する直線偏波の受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２と、移相器３７と、復調器４０Ｅ−１，４０Ｅ−２と、受信側制御部３４Ａと、ベースバンド回路５１Ａとを有している。

移相器３７は、入力された信号を、搬送波の周波数ｆ０の１／４波長分に相当する時間だけ遅延させて出力する。復調器４０Ｅ−１，４０Ｅ−２は、入力された信号を所定のキャリア周波数で復調する。ベースバンド回路５１Ａは、２つの復調信号を基に、情報信号を生成する。

（第６の実施形態の動作）
図１０（ａ），（ｂ）の第６の実施形態の無線通信システムの動作のうち、図２に示す第２の実施形態の無線通信システムの動作と同一の部分については、説明を省略する。

無線送信機１０Ｅに於いて、第２の実施形態と異なり、変調器１３−１の出力信号と変調器１３−２の出力信号は、合成分配器１９によって合成されたのち二分配され、移相器１８によって、周波数ｆ０に対して９０°の位相差が付けられ、二つの直交する直線偏波の一体型アンテナである送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２を介して空中に送出される。

無線受信機３０Ｅに於いて、第２の実施形態と異なり、受信アンテナ３１ｂ−１から取り込まれた受信波は、復調器４０Ｅ−１によって復調され、ベースバンド回路５１Ａに供給される。受信アンテナ３１ｂ−２から取り込まれた受信波は、移相器３７によって周波数ｆ０に対して９０°の位相差を付けられ、復調器４０Ｅ−２によって復調され、ベースバンド回路５１Ａに供給される。

本実施形態によれば、お互いに直交した直線偏波の一体アンテナである送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２から空中に送出されるので、二つの搬送波の周波数の差の周波数で偏波ベクトルが回転する送信波を放出でき、この送信波の偏波ベクトルの回転角度を受信機で検出可能である。これにより、第２の実施形態の無線通信システムと比べて、送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２、および、受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２を其々一体化することにより、小型化が可能である。

（第６の実施形態の効果）
以上説明した第６の実施形態では、次の（Ｈ）のような効果がある。
（Ｈ） 第２の実施形態の無線通信システムと比べて、送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２、および、受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２を其々一体化することにより、小型化が可能である。

（第７の実施形態の構成）
図１１（ａ），（ｂ）は、第７の実施形態に於ける無線通信システムの構成を示す図である。図１０に示す第６の実施形態の無線通信システムと同一の要素には同一の符号を付与している。

図１１（ａ）に示す無線送信機１０Ｆは、第６の実施形態の無線送信機１０Ｅとは異なり、円偏波の一体型アンテナである送信アンテナ２０ｃ−１，２０ｃ−２を有しているほかは、第６の実施形態の無線送信機１０Ｅと同様の構成を有している。

図１１（ｂ）に示す無線受信機３０Ｆは、第６の実施形態の無線受信機３０Ｅとは異なり、円偏波の一体型アンテナである受信アンテナ３１ｃ−１，３１ｃ−２を有しているほかは、第６の実施形態の無線受信機３０Ｅと同様の構成を有している。

（第７の実施形態の製造）
第６の実施形態の送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２，受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２のように、二つの直交する直線偏波のアンテナを制作する際には、厳密に直交する直線状の導体を物理的に実現する必要がある。この直線偏波のアンテナを製造する上で、厳密に直交するように精度を維持することは事実上困難である。
本実施形態では、送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２，受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２は、回転方向の異なる円偏波のアンテナである。これを製造するには、右旋円編波アンテナと左旋円偏波アンテナを単に貼り合せれば良く、２つのアンテナの相対位置の精度は考慮しなくとも良い。したがって、量産プロセスに於いて、貼付精度は考慮しなくとも良いため、アンテナの低コスト化が可能である。

（第７の実施形態の効果）
以上説明した第７の実施形態では、次の（Ｉ）のような効果がある。
（Ｉ） 送信アンテナと受信アンテナの量産プロセスに於いて、２つのアンテナの貼付精度は考慮しなくとも良いため、アンテナの低コスト化が可能である。

（第８の実施形態の構成）
図１２は、第８の実施形態に於ける昇降機システムの構成を示す図である。
この昇降機システム１００は、縦長の直方体である建物１０１と、昇降カゴ１１１とを有している。建物１０１の内部には、昇降カゴ１１１が昇降する空間が設けられている。昇降カゴ１１１は、図示しないロープと駆動機構によって、建物１０１の内部空間を昇降する。

建物１０１の内部空間の天井部には、基地局無線機１０２−１とアンテナ１０３−１とが設置され、建物１０１の内部空間の床部には、基地局無線機１０２−２とアンテナ１０３−２とが設置されている。基地局無線機１０２−１，１０２−２は、図１１（ｂ）に示す無線受信機３０Ｆと同一の構成を有している無線機であり。アンテナ１０３−１，１０３−２は、図１１（ａ）に示す受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２と同様の一体型の受信アンテナである。

昇降カゴ１１１の上面にはアンテナ１１３−１が設けられ、下面にはアンテナ１１３−２が設けられ、高周波ケーブル１１４によって端末局無線機１１２に接続されている。端末局無線機１１２は、図１１（ａ）に示す無線送信機１０Ｆと同様の無線機である。このアンテナ１１３−１，１１３−２は、図１１（ｂ）に示す送信アンテナ２０ｃ−１，２０ｃ−２と同様の一体型の送信アンテナである。

（第８の実施形態の動作）
端末局無線機１１２から送信された電波は、アンテナ１１３−１とアンテナ１１３−２を介して送信される。送信された電波は、建物１０１の内部空間を無線伝送媒体とするので、建物１０１の内壁および昇降カゴ１１１の外壁によって多重反射を受ける。すなわち、建物１０１の内部空間は、多重波干渉環境を形成する。多重反射を受けた電波は、それぞれアンテナ１０３−１，１０３−２に到達する。

本実施形態では、多重波干渉環境下でも高品質の無線伝送が実現可能となる。建物１０１から無線接続手段によって昇降カゴ１１１の制御／監視が可能となるので、ケーブルなどの有線接続手段によって昇降カゴ１１１が昇降する空間を無駄にすることがなくなる。よって、建物１０１を小体積とするか、または、同一の建物１０１の体積で昇降カゴ１１１の寸法を増大させて輸送能力を向上させることが可能である。

あわせて、昇降カゴ１１１の軽量化も可能となる。昇降カゴ１１１に接続されるケーブル等の有線接続手段の重さは、高層ビルにおいて、無視し得ない重さとなる為である。

（第８の実施形態の効果）
以上説明した第８の実施形態では、次の（Ｊ）のような効果がある。
（Ｊ） 建物１０１から無線接続手段によって昇降カゴ１１１の制御／監視が可能となるので、ケーブル等の有線接続手段によって昇降カゴ１１１が昇降する空間を無駄にすることがなくなる。よって、小さい建物１０１の体積とするか、または、同一の建物１０１の体積で昇降カゴ１１１の寸法を増大させて輸送能力を向上させることが可能である。

（第９の実施形態の構成）
図１３は、第９の実施形態に於ける変電設備監視システムの構成を示す図である。
本実施形態の変電設備監視システム２００は、複数の変電機２０１−１〜２０１−１２と、これらの近傍に設定されている複数の無線基地局２１１−１〜２１１−４とを備えている。本実施形態では、変電機２０１−１〜２０１−１２の数は無線基地局２１１−１〜２１１−４の数よりも多い。

それぞれの変電機２０１−１〜２０１−１２は、端末局無線機２０３と直交偏波一体アンテナ２０２とを備えている。変電機２０１−１〜２０１−１２の寸法は、数ｍのオーダである。

無線基地局２１１−１〜２１１−４は、それぞれ基地局無線機２１３と直交偏波一体アンテナ２１２とを備えている。無線機が使用する数百ＭＨｚから数ＧＨｚの周波数の電磁波の波長に比べて、変電機２０１−１〜２０１−１２の寸法は圧倒的に大きい。
（第９の実施形態の動作）

本実施形態の変電設備監視システム２００において、電磁波は、複数の変電機２０１−１〜２０１−１２によって多重反射を受ける。変電設備監視システム２００には、多重波干渉環境が形成される。

本実施形態の端末局無線機２０３と、基地局無線機２１３とは、多重波干渉環境下でも高品質の無線伝送が実現可能となり、複数の無線基地局２１１−１〜２１１−４によって、変電機２０１−１〜２０１−１２の遠隔制御と遠隔監視が可能である。よって、ケーブルなどを用いる場合に問題となる高圧誘導電力の問題を解決できると共に、ケーブルの敷設コストが不要となり、変電機２０１−１〜２０１−１２の制御／監視システムの安全性の向上、および、コストの削減が可能となる。

（第９の実施形態の効果）
以上説明した第９の実施形態では、次の（Ｋ）のような効果がある。
（Ｋ） 本実施形態の無線機によれば、多重波干渉環境下でも高品質の無線伝送が実現可能となる。変電機２０１−１〜２０１−１２の制御・監視を複数の無線基地局２１１−１〜２１１−４によって遠隔で実施可能である。よって、ケーブルなどの該有線接続手段を用いる場合に問題となる高圧誘導電力の問題を解決できると共に、ケーブルの敷設コストを削除でき、変電機２０１−１〜２０１−１２の制御／監視システムの安全性向上、および、コスト削減が可能となる。

（変形例）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）のようなものがある。

（ａ） 第１〜第５の実施形態の送信アンテナ２０−１，２０−２と、受信アンテナ３１は、いずれも直線偏波のアンテナである。しかし、これに限られず、円偏波のアンテナであっても良い。

１０，１０Ｅ，１０Ｆ 無線送信機
１１ 情報生成回路
１２−１，１２−２ 可変発振器
１３−１，１３−２ 変調器
１７ ベースバンド回路
２０−１，２０−２ 送信アンテナ
３０，３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ，３０Ｄ，３０Ｅ，３０Ｆ 無線受信機
３１ 受信アンテナ
３２ ミキサ
３３ 発振器
３４ 受信側制御部
３５ ローパスフィルタ
３５Ａ 可変バンドパスフィルタ
３６ アナログ・デジタル変換器
４０，４０Ｃ，４０Ｄ デルタ・シグマ変調器
４１−１，４１−２，４１−３ 逆相合成器
４２−１，４２−２ 共振器
４３ アナログ・デジタル変換器
４４ 発振器
４５ デジタル・アナログ変換器
４６ デジタル信号補間器
４７−１〜４７−３ 逆方向増幅器
４８−１〜４８−３ 順方向増幅器
５１ ベースバンド回路
１００ 昇降機システム
２００ 変電設備監視システム

Claims (8)

1. 相互に直交した直線偏波の第１，第２の送信アンテナを含む一体型アンテナを備え、
   前記第１の送信アンテナは、
   所定周波数の帯域を有する情報信号によって変調が施された第１の搬送周波数を有する第１の送信波、および前記情報信号によって変調が施された第２の搬送周波数を有する第２の送信波を合成して送信し、
   前記第２の送信アンテナは、
   前記第１の送信波と前記第２の送信波とを合成し、９０度位相変調して送信する無線送信機であって、
   前記第１の搬送周波数と前記第２の搬送周波数の平均である平均周波数を一定とし、前記第１の搬送周波数と前記第２の搬送周波数との差分である差分周波数を可変とし、
   複数のチャネルに分割された周波数帯域から前記第１の搬送周波数と前記第２の搬送周波数を選択することによって、前記第１の搬送周波数と前記第２の搬送周波数を可変とする、
   こと特徴とする無線送信機。
2. 相互に回転方向の異なる円偏波の第１，第２の送信アンテナを含む一体型アンテナを備え、
   前記第１の送信アンテナは、
   所定周波数の帯域を有する情報信号によって変調が施された第１の搬送周波数を有する第１の送信波、および前記情報信号によって変調が施された第２の搬送周波数を有する第２の送信波を合成して送信し、
   前記第２の送信アンテナは、
   前記第１の送信波と前記第２の送信波とを合成し、９０度位相変調して送信する無線送信機であって、
   複数のチャネルに分割された周波数帯域から前記第１の搬送周波数と前記第２の搬送周波数を選択することによって、前記第１の搬送周波数と前記第２の搬送周波数を可変とする、
   こと特徴とする無線送信機。
3. 前記第１の送信波と前記第２の送信波の複数の組合せによって、それぞれ異なる前記情報信号を伝送することを特徴とする請求項１または２に記載の無線送信機。
4. 請求項１ないし３のうちいずれか１項に記載の無線送信機が送信する前記第１の送信波を受信して前記情報信号を復調し、前記第２の送信波を受信して当該第２の送信波の位相を９０度変調して前記情報信号を復調する、
   ことを特徴とする無線受信機。
5. 請求項１ないし３のうちいずれか１項に記載の無線送信機、および、請求項４に記載の無線受信機を有する無線通信システムであって、
   前記無線送信機は、所定シーケンスに従って、第１の搬送周波数と第２の搬送周波数との差分である差分周波数を可変し、
   前記無線受信機は、所定シーケンスに従って検波する検波周波数を可変して最も変換出力が高い前記差分周波数と前記検波周波数との組合せを検出し、
   前記所定周波数の帯域を有する前記情報信号を復調する
   ことを特徴とする無線通信システム。
6. 前記所定シーケンスは、トレーニングモードと通信モードを含み、
   前記トレーニングモードに於いては、前記無線送信機は前記差分周波数を可変させながら、前記無線受信機に於いて最も受信感度が高い前記差分周波数を選別し、
   前記通信モードに於いて、前記無線送信機と前記無線受信機は、前記差分周波数に対応する前記第１の搬送周波数と前記第２の搬送周波数とを用いて通信を行う
   ことを特徴とする請求項５に記載の無線通信システム。
7. 請求項５または請求項６に記載の無線通信システムを備えることを特徴とする昇降機制御システム。
8. 請求項５または請求項６に記載の無線通信システムを備えることを特徴とする変電設備制御システム。

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