JP5786035B2 - 無線通信システム、受信機、昇降機制御システムおよび変電設備制御システム - Google Patents

Description

本発明は、高信頼の無線通信を実現する高寿命な無線機、特に無線回線の二重化により通信の信頼性を向上させる無線システムおよび同システムを構成する受信機を実現する技術に関する。

近年、無線通信技術は、放送分野および通信分野で著しい発展を遂げ、無線特有の寸断などの問題を克服してきた。これにより、無線通信技術は、放送分野や通信分野に比べて高い信頼性が要求される制御分野や計測分野への適用が進んでいる。

特に、制御分野や計測分野に於ける社会インフラを構築する機器（以下「社会インフラ系機器」という。）は、放送分野および通信分野の一般民生機器と比べ、通信品質と通信機器の高信頼性、すなわち高寿命化が特に要求される。社会インフラ機器とは、例えば、図１３に示す昇降機システムや、図１４に示す変電設備監視システムなどである。

社会インフラ系の無線機器に要求されるような、信頼性の高い通信を実現する手法の一つに、回線の二重化がある。互いに独立な２つの無線回線を用いて、同一の情報を伝送することにより、通信の信頼性は向上する。無線通信に於いて互いに独立な異なる回線を実現する方法の一つに、複数の周波数を用いる方法が挙げられる。異なる周波数の電磁波は、自由空間内で相互に干渉することなく伝搬する。そのため、異なる周波数の電磁波によって、それぞれ独立した伝送路を実現することができる。

現状に於いて、社会インフラ機器の制御・監視に必要とされる情報量は、数１００ｋｂｐｓ内外である。電磁波が空間中を遠距離伝搬可能な周波数である３００ＭＨｚから３ＧＨｚの周波数に対しで、同情報を重畳させるための周波数は２ケタから３ケタ小さい。したがって、自由空間を伝達してきた電磁波から、当該情報を取り出すためには、周波数を低くする技術、即ちダウンコンバート技術が必要となる。現状、最も一般的なダウンコンバートの手法は、得られた電磁波にミキサを用いて第２の高周波信号を掛け合わせ、電磁波の周波数と当該第２の高周波信号の周波数との差の周波数の信号を得るものである。ミキサは、半導体などの非線形素子の非線形効果を用いて上記差の周波数を得るものであるから、温度変化および経年変化が無視できず、民生機器と比べて圧倒的に要求寿命の長い社会インフラ機器に求められる無調整および高寿命の要請を満足するのが難しい。

近年の半導体素子の高速化に伴う動作周波数の向上は、高周波信号をデジタル信号処理により直接操作することを可能としつつある。高周波信号をデジタル信号処理により直接操作するためには、理論的には高周波信号の２倍以上の周波数でサンプリングすることが要求される。信号処理の精度確保のため、現実には高周波信号の４倍以上の周波数でサンプリングすることが望ましい。半導体素子の高速化により、この半導体素子がサンプリング可能な周波数の上限は日に日に向上しているが、製品として入手可能なデジタル信号処理デバイスのサンプリング周波数の上限は現状数１００ＭＨｚであり、空間を遠距離に渡って伝搬させることが可能な電磁波の周波数に対しては、十分高い周波数とは言えない。

近年、信号を高速にサンプリングすると、原信号とは異なる周波数の信号が周期的に発生するという性質を利用した、新たなダウンコンバート手段が知られるようになった。周期的に発生する原信号とは異なる周波数の信号は、エイリアスと呼ばれ、このエイリアスのうち適当なものを周波数軸上でフィルタにより選び出し、ダウンコンバートを実現することができる。

信号のサンプリングからフィルタによる弁別までの一連の操作は、汎用品により、または、カスタムメイドのデジタル信号処理デバイスの製品により実現可能である。第１の周波数の信号をサンプリング周波数と呼ばれる第２の周波数でサンプリングすることにより、第３の周波数の信号を発生させることができる。これら第１〜第３の周波数には一定の関係がある。即ち、第３の周波数は、第１の周波数と第２の周波数の差の整数倍となる。
特許文献１には、第３の周波数が第１の周波数と第２の周波数の差の４分の１の奇数倍（（ｎ＋１）／４倍）となるダウンコンバートの技術が記載されている。
特許文献２には、第３の周波数が第１の周波数と第２の周波数の差の丁度１／４となるダウンコンバートの技術が記載されている。

特表２００１−５２６４８７号公報 特願２００７−５１０３７０号公報

特許文献１，２に記載の技術は、社会インフラ機器の制御あるいは監視に必要とされる情報伝送に関する周波数が、該情報を重畳させて空間を伝搬させる電磁波の周波数と比べて２ケタにおよぶ差異があるために、半導体デバイスの制限であるサンプリング周波数の上限値に対してなるべく低い周波数へとダウンコンバートできるという点で利点がある。しかし、第３の周波数近傍では、良好なＳ／Ｎ比（信号対雑音比：Signal-Noise ratio）となる帯域が狭いという問題がある。

このため、無線通信の信頼性向上を目的として、２つの異なる周波数の電磁波を用いて同一の情報信号を伝達し、回線を二重化することにより該信頼性を向上させる手法に、特許文献１，２に記載のダウンコンバートの手法を適用すると、これら２つの異なる周波数を極めて周波数軸上に近接して伝送する必要が生じる。同一の情報信号を、２つの異なる周波数の電磁波に重畳させる場合、該信号に対応する周波数だけ、該異なる周波数の電磁波のスペクトラムは拡大する。そのため、該二つの電磁波が独立に情報信号を伝送するためには、該二つの電磁波の周波数差は該情報信号に対応する周波数に比べて十分大きくとる必要がある。
したがって、回線を二重化した無線通信システムに特許文献１，２の先行発明を適用すると、無線伝送可能な情報量を大きくできないという問題があった。

そこで、本発明は、回線を二重化した無線通信システムに於いて、周波数帯域あたりの無線伝送可能な情報量を大きくすることを課題とする。

前記した課題を解決するため、本発明の無線通信システムは、以下のように構成した。
すなわち、請求項１に記載の発明では、送信機と受信機とを備えており、前記送信機は、所定周波数の帯域を有する情報信号を出力するベースバンド回路と、前記ベースバンド回路の出力信号を、第１の周波数の帯域に変換する第１の周波数変換手段と、前記ベースバンド回路の出力信号を、第２の周波数の帯域に変換する第２の周波数変換手段と、前記第１の周波数変換手段の出力信号、前記第２の周波数変換手段の出力信号を電磁波として送信する送信手段と、を備え、前記受信機は、前記送信機が送信する電磁波を受信する受信手段と、前記受信手段が受信した信号を、前記第１の周波数と前記第２の周波数とを加算し、３以上のいずれかの奇数で除算したサンプリング周波数でサンプリングすることにより前記前記第１の周波数と前記第２の周波数に由来のレプリカを作成して前記情報信号に復調する変換手段と、を備えたことを特徴とする無線通信システムとした。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、回線を二重化した無線通信システムに於いて、周波数帯域あたりの無線伝送可能な情報量を大きくすることができる。

第１の実施形態に於ける無線通信システムを示す概略の構成図である。 第１の実施形態に於ける受信信号とノイズとの関係を示す図である。 第２の実施形態に於ける無線通信システムの送信機を示す概略の構成図である。 第３の実施形態に於ける送信機を示す概略の構成図である。 第４の実施形態に於ける送信機を示す概略の構成図である。 第５の実施形態に於ける無線通信システムを示す概略の構成図である。 第６の実施形態に於ける無線通信システムの受信機を示す概略の構成図である。 第７の実施形態に於ける無線通信システムの受信機を示す概略の構成図である。 第８の実施形態に於ける無線通信システムの受信機を示す概略の構成図である。 第９の実施形態に於ける無線通信システムの受信機を示す概略の構成図である。 第９の実施形態に於ける受信機の実装例を示す図である。 第９の実施形態に於ける受信機の他の実装例を示す図である。 第１０の実施形態に於ける昇降機システムを示す概略の構成図である。 第１１の実施形態に於ける変電設備監視システムを示す概略の構成図である。

以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。

（第１の実施形態の構成）
図１（ａ），（ｂ）は、第１の実施形態に於ける無線通信システムを示す概略の構成図である。
図１（ａ）は、第１の実施形態に於ける無線通信システムの送信機１０の構成を示している。
送信機１０は、信号発生回路１１と、ベースバンド回路１２と、周波数変換回路２０−１，２０−２と、送信アンテナ１５−１，１５−２とを備えている。以下、周波数変換回路２０−１，２０−２を特に区別しないときには、周波数変換回路２０と記載する。
信号発生回路１１は、周波数ｆ０の帯域の情報信号を生成するものである。
ベースバンド回路１２は、入力された信号をデジタル信号に変換するものである。

周波数変換回路２０−１は、入力された信号を周波数ｆ１の帯域に変換（アップコンバート）するものである。周波数変換回路２０−２は、入力された信号を周波数ｆ２の帯域に変換（アップコンバート）するものである。
周波数変換回路２０−１は、搬送波発生回路２１−１と、変調器２２−１とを備えている。周波数変換回路２０−２は、搬送波発生回路２１−２と、変調器２２−２とを備えている。以下、搬送波発生回路２１−１，２１−２を特に区別しないときには、搬送波発生回路２１と記載する。変調器２２−１，２２−２を特に区別しないときには、変調器２２と記載する。

搬送波発生回路２１は、例えば発振器であり、所定周波数の搬送波（発振信号）を出力するものである。周波数変換回路２０−１の搬送波発生回路２１は、周波数ｆ１の搬送波（発振信号）を出力する。周波数変換回路２０−２の搬送波発生回路２１は、周波数ｆ２の搬送波（発振信号）を出力する。
変調器２２は、入力された発振信号を、入力された情報信号（デジタル信号）で変調するものである。
送信アンテナ１５−１，１５−２は、入力信号を電磁波として送信するものである。

信号発生回路１１は、ベースバンド回路１２に信号を出力する。ベースバンド回路１２は、周波数変換回路２０−１，２０−２にそれぞれ同一の信号を出力する。周波数変換回路２０−１は、送信アンテナ１５−１に信号を出力する。周波数変換回路２０−２は、送信アンテナ１５−２に信号を出力する。
搬送波発生回路２１は、所定の搬送波を変調器２２に出力する。変調器２２の出力信号は、この周波数変換回路２０の出力信号である。

図１（ｂ）は、第１の実施形態に於ける無線通信システムの受信機３０の構成を示している。この受信機３０は、前記した送信機１０と組み合わせて無線通信システムとして運用される。
受信機３０は、受信アンテナ３１と、変換回路３２と、ベースバンド回路５０とを備えている。
受信アンテナ３１は、電磁波を受信して電気信号に変換するものである。
変換回路３２は、入力信号をデジタル信号に変換するものであり、サンプリング回路３３と、バンドパスフィルタ３４と、復調器３５とを備えている。
サンプリング回路３３は、入力信号をサンプリング周波数ｆｓでサンプリングするものである。
バンドパスフィルタ３４は、入力信号の所定の周波数成分を選択的に通過させるものである。
復調器３５は、入力信号をデジタル信号に変換するものである。
ベースバンド回路５０は、デジタル信号から情報信号を復調するものである。

（第１の実施形態の動作）
図１に基き、第１の実施形態の無線通信システムの動作を説明する。

《送信機１０の動作》
信号発生回路１１は、周波数ｆ０の帯域の信号を生成する。この周波数ｆ０の信号は、情報が重畳された情報信号である。この周波数ｆ０の信号は、ベースバンド回路１２によってデジタル信号に変換される。
周波数変換回路２０−１は、このデジタル信号で変調された周波数ｆ１の搬送波を生成する。周波数変換回路２０−２は、このデジタル信号で変調された周波数ｆ２の搬送波を生成する。

周波数変換回路２０−１に於いて、搬送波発生回路２１によって生成される周波数ｆ１の搬送波に、変調器２２によって変調が施される。同様に、周波数変換回路２０−２に於いて、搬送波発生回路２１によって生成される周波数ｆ２の搬送波に、変調器２２によって同一の変調が施される。変調後の信号は、それぞれ第１の送信アンテナ１５−１および第２の送信アンテナ１５−２より空間に放射される。
《受信機３０の動作》
受信アンテナ３１は、送信機１０が送信した電磁波を受信する。変換回路３２は、受信した電磁波から信号を復調する。

変換回路３２のサンプリング回路３３は、受信アンテナ３１によって受信した電磁波を、サンプリング周波数ｆｓでサンプリングする。バンドパスフィルタ３４は、このサンプリングの結果として発生するエイリアスのうち、受信信号の周波数より低い適切なものを選択的に通過させる。復調器３５は、バンドパスフィルタ３４の出力信号から、周波数ｆ０の帯域の信号を復調して、ベースバンド回路５０に出力する。
本実施形態に於けるサンプリング回路３３のサンプリング周波数ｆｓと、電磁波に含まれる搬送波の周波数ｆ１，ｆ２との関係は式１で与えられる。

式１は、周波数軸上のサンプリング周波数ｆｓの３以上の奇数倍の１／２の点の近傍に、搬送波の周波数ｆ１，ｆ２が位置することを示している。搬送波の周波数ｆ１，ｆ２は、サンプリング周波数ｆｓでサンプリングされることにより、周波数軸上に複数のエイリアスを構成する。当該複数のエイリアスの周波数成分の対称点付近に、搬送波の周波数ｆ１，ｆ２および周波数ｆ１，ｆ２に由来のレプリカが位置する。この対称点は、サンプリング周波数ｆｓによって決定され、外来信号の周波数に依存しない安定点である。

比較例のように、ミキサのようなアナログ素子を用いて、同様な周波数のダウンコンバートを行う変換回路３２は、アナログ素子の温度変化により多くの調整を要し、アナログ素子の経年変化により短寿命である。本実施形態に於ける変換回路３２は、このようなアナログ素子を使うことなく、安定して、搬送波のレプリカを同搬送波より低い周波数に作成し、周波数のダウンコンバートを行うことができる。

図２（ａ），（ｂ）は、第１の実施形態に於ける受信信号とノイズとの関係を示す図である。図２（ａ），（ｂ）の縦軸はいずれも、信号のパワースペクトラムを示している。図２（ａ），（ｂ）の縦軸はいずれも、周波数を示している。

図２（ａ）は、周波数ｆ１の搬送波と周波数ｆ２の搬送波とが合成されてサンプリング回路３３に入力されたとき、このサンプリング回路３３の出力信号に於ける受信信号（太実線）とノイズ（細実線）のパワースペクトラムを示している。

周波数ｆ１と周波数ｆ２とは、２Δの周波数差を有している。本実施形態の受信機３０は、周波数ｆ１，ｆ２の和を３以上のいずれかの奇数で除算した値を、サンプリング回路３３のサンプリング周波数ｆｓとしている。このとき、サンプリング回路３３の出力信号のうち、周波数ｆ１，ｆ２のエイリアス信号（受信信号）のパワースペクトラムは、太実線に示すようになる。サンプリング回路３３の出力信号のノイズのパワースペクトラムは、細実線に示すようになる。このとき、バンドパスフィルタ３４によって、（ｆｓ／２）の周波数成分を選択的に通過させるようにすると、最もよいＳ／Ｎ比（信号対雑音比）である低雑音の信号が得られる。

図２（ｂ）は、同一の情報信号によって変調された周波数ｆ１の搬送波と周波数ｆ２の搬送波とが合成されてサンプリング回路３３に入力されたとき、このサンプリング回路３３の出力信号に於ける受信信号（太実線）とノイズ（細実線）のパワースペクトラムを示している。
情報信号の帯域は、搬送波の周波数の差の１／２である。周波数ｆ１と周波数ｆ２とは、２Δの周波数差を有している。情報信号の帯域は、Δである。

本実施形態では、周波数ｆ１，ｆ２である２つの搬送波を、同一の情報信号で変調させた側波の一部が、これら２つの搬送波の平均周波数（ｆ１＋ｆ２）／２に一致するようにしている。

そのため、レプリカのこの側波成分に相当する部分を抽出することにより、当該情報信号を取り出すことができる。本実施形態では、バンドパスフィルタ３４によって、（ｆｓ／２）の周波数成分の信号を選択的に通過させることによって、低雑音の信号を得ることができる。

本実施形態によれば、同一の情報信号を異なる２つの搬送波を用いて送信する伝送路二重化通信方式に於いて、無調整化、長寿命化に好適なハードウェア構成で、低雑音のダウンコンバートを実現することができる。
更に、搬送波の周波数ｆ１と周波数ｆ２とは、情報信号の帯域の２倍（２Δ）に近接できる。これにより、周波数帯域あたりの無線伝送可能な情報量を大きくすることができる。

図２（ａ）に示す例では、二つの搬送波の平均周波数がサンプリング周波数ｆｓと一致していた。しかし、この２つの搬送波の平均周波数がサンプリング周波数ｆｓとおおむね等しい場合も、本実施形態と同様な効果を得ることができる。

（第１の実施形態の効果）
以上説明した第１の実施形態では、次の（Ａ）のような効果がある。

（Ａ） 回線を二重化した無線通信システムに於いて、２つの電磁波の周波数ｆ１，ｆ２を近接させたとき、低雑音の信号を得ることができる。これにより、周波数帯域あたりの無線伝送可能な情報量を大きくすることができる。

（Ｂ） 無線の受信機３０に必須のダウンコンバートの機能を、無調整化と長寿命化に好適なハードウェアであるサンプリング回路３３とバンドパスフィルタ３４とによって実現することができる。

（第２の実施形態の構成）
図３は、第２の実施形態に於ける無線通信システムの送信機を示す概略の構成図である。第１の実施形態の送信機１０（図１）と同一の要素には同一の符号を付与している。
第２の実施形態の送信機１０Ａは、第１の実施形態の送信機１０とは異なり、送信アンテナ１５−１，１５−２の代わりに共用アンテナ１５を備え、更に２つの信号を合成する合波器１３を備えている。それ以外の構成は、第１の実施形態の送信機１０の構成と同様である。

（第２の実施形態の動作）
図３に基き、第２の実施形態の送信機１０Ａの動作を説明する。
第２の実施形態の送信機１０Ａは、第１の実施形態の送信機１０（図１）と同様に、信号発生回路１１によって、周波数ｆ０の帯域の信号を生成し、ベースバンド回路１２によってデジタル信号を生成している。このデジタル信号は、周波数変換回路２０−１によって、周波数ｆ１の搬送波に変換され、周波数変換回路２０−２によって、周波数ｆ２の搬送波に変換される。

これら周波数ｆ１の搬送波と周波数ｆ２の搬送波とは、第１の実施形態の送信機１０とは異なり、合波器１３により合成されて、共用アンテナ１５によって電磁波として空中に放射（送信）される。

（第２の実施形態の効果）
以上説明した第２の実施形態では、次の（Ｃ）のような効果がある。

（Ｃ） 本実施形態の送信機１０Ａは、１本の共用アンテナ１５で、電磁波を送信できる。これにより、送信機１０Ａを小型化することができる。

（第３の実施形態の構成）
図４は、第３の実施形態に於ける送信機の周波数変換回路を示す概略の構成図である。
第３の実施形態の送信機１０Ｂの周波数変換回路２０Ｂ−１は、第１の実施形態の周波数変換回路２０−１とは異なり、サンプリング回路２３と、トランスバーサル回路２４と、バンドパスフィルタ２７とを有している。周波数変換回路２０Ｂ−１の入力は、サンプリング回路２３と、トランスバーサル回路２４と、バンドパスフィルタ２７とを介して、周波数変換回路２０Ｂ−１から出力される。
サンプリング回路２３は、入力された信号を所定の周期でサンプリングして出力するものである。

トランスバーサル回路２４は、入力信号をアナログ遅延回路で信号処理するものである。トランスバーサル回路２４は、合成回路２５−１，２５−２と、遅延回路２６−１，２６−２と、フィードバック乗算器２８−１，２８−２とを備えている。
合成回路２５−１，２５−２は、加算入力端子に入力された信号を加算すると共に、この加算信号から減算入力端子に入力された信号を減算するものである。

遅延回路２６−１，２６−２は、入力信号を所定時間Ｔだけ遅延して出力するものである。フィードバック乗算器２８−１，２８−２は、入力信号に、それぞれａ１，ａ２のゲインを掛けて（定数倍して）出力するものである。

トランスバーサル回路２４の入力端子は、合成回路２５−１の加算入力端子に接続されている。フィードバック乗算器２８−１の出力端子は、合成回路２５−１の減算入力端子に接続されている。

この合成回路２５−１の出力端子は、遅延回路２６−１に接続されている。遅延回路２６−１の出力端子は、合成回路２５−２の加算入力端子に接続されている。フィードバック乗算器２８−２の出力端子は、合成回路２５−２の減算入力端子に接続されている。
この合成回路２５−２の出力端子は、フィードバック乗算器２８−１，２８−２に接続されており、かつ、このトランスバーサル回路２４の出力端子である。

第３の実施形態の送信機１０Ｂは、第１の実施形態の送信機１０（図１）と同様に、周波数変換回路２０Ｂ−１と、周波数変換回路２０Ｂ−２（不図示）を備えている。周波数変換回路２０Ｂ−１は、送信アンテナ１５−１（図１）に接続されている。周波数変換回路２０Ｂ−２は、送信アンテナ１５−２（図１）に接続されている。

（第３の実施形態の動作）
図４に基き、周波数変換回路２０Ｂ−１の動作を説明する。
信号発生回路１１により周波数ｆ０の帯域の信号が生成され、ベースバンド回路１２によりデジタル信号に変換されて、周波数変換回路２０Ｂ−１に入力される。

変換後のデジタル信号は、サンプリング回路２３によってサンプリング周波数ｆｓでサンプリングされて、トランスバーサル回路２４に入力される。トランスバーサル回路２４によって、周波数ｆ０の帯域の信号成分を含むサンプリング周波数ｆｓの定数倍近傍の信号がエイリアスとして生成される。

このエイリアスの信号の周波数に於いてＳ／Ｎ比（信号対雑音比）を向上することができる。周波数ｆ０の帯域の信号成分を含むエイリアス信号の周波数は、式２で与えられる。

このトランスバーサル回路２４の出力信号は、周波数ｆ０の帯域の信号成分を含む複数のエイリアス信号である。バンドパスフィルタ２７は、これら複数のエイリアス信号のうち、所望の周波数成分ｆ１の信号を選択的に出力する。これにより、周波数変換回路２０Ｂ−１は、低い周波数の信号を、この低い周波数の信号の成分を含み、かつ、電磁波として空中を伝搬可能な高い周波数に周波数変換（アップコンバート）することができる。

（第３の実施形態の効果）
以上説明した第３の実施形態では、次の（Ｄ），（Ｅ）のような効果がある。

（Ｄ） 周波数変換回路２０Ｂ−１は、低い周波数の信号を、この低い周波数の信号の成分を含み、かつ、電磁波として空中を伝搬可能な高い周波数に周波数変換（アップコンバート）可能である。

（Ｅ） 周波数変換回路２０Ｂ−１は、ミキサなどの温度変化、経年変化が大きく機器の無調整化、長寿命化を妨げる素子を使うことなく、無線機に必須のアップコンバートの機能を、無調整化、長寿命化に好適なハードウェアで実現することができる。

（第４の実施形態の構成）
図５は、第４の実施形態に於ける送信機の周波数変換回路を示す概略の構成図である。
第４の実施形態の周波数変換回路２０Ｃ−１は、第３の実施形態の周波数変換回路２０Ｂ−１のトランスバーサル回路２４とは異なるトランスバーサル回路２４Ｃを備えている。

第４の実施形態のトランスバーサル回路２４Ｃは、第３の実施形態のトランスバーサル回路２４と同様の構成に加えて更に、フィードフォワード乗算器２９−１〜２９−３と、合成回路２５−３とを備えている。

トランスバーサル回路２４Ｃの入力端子は、フィードフォワード乗算器２９−１〜２９−３に接続されている。フィードフォワード乗算器２９−１の出力側は、合成回路２５−１の加算入力端子に接続されている。フィードフォワード乗算器２９−２の出力側は、合成回路２５−２の加算入力端子に接続されている。

遅延回路２６−２の出力側と、フィードフォワード乗算器２９−３の出力側とは、それぞれ合成回路２５−３の加算入力端子に接続されている。合成回路２５−３の出力端子は、このトランスバーサル回路２４Ｃの出力端子である。

（第４の実施形態の動作）
図５に基き、第４の実施形態の送信機１０Ｃの動作を説明する。
信号発生回路１１により周波数ｆ０の帯域の信号が生成され、ベースバンド回路１２によりデジタル信号に変換されて、周波数変換回路２０Ｃ−１に入力される。

変換後のデジタル信号は、サンプリング回路２３によりサンプリング周波数ｆｓでサンプリングされて、トランスバーサル回路２４Ｃに入力される。トランスバーサル回路２４Ｃによって、周波数ｆ０の帯域の信号成分を含むサンプリング周波数ｆｓの定数倍近傍の信号がエイリアスとして生成される。

本実施形態のトランスバーサル回路２４Ｃは、フィードフォワード乗算器２９−１〜２９−３を有しているので、設計の自由度が向上する。この設計の自由度の向上により、周波数変換回路２０Ｃ−１の出力信号のＳ／Ｎ比（信号対雑音比）を、更に向上させることができる。

（第４の実施形態の効果）
以上説明した第４の実施形態では、次の（Ｆ）のような効果がある。

（Ｆ） トランスバーサル回路２４Ｃは、フィードフォワード乗算器２９−１〜２９−３を有しているので、設計の自由度が向上する。この設計の自由度の向上により、周波数変換回路２０Ｃ−１の出力信号のＳ／Ｎ比（信号対雑音比）を、更に向上させることができる。

（第５の実施形態の構成）
図６（ａ），（ｂ）は、第５の実施形態に於ける無線通信システムの受信機を示す概略の構成図である。第１の実施形態の受信機３０（図１）と同一の要素には同一の符号を付与している。
図６（ａ）は、受信機３０Ｄの構成を示している。
第５の実施形態の受信機３０Ｄは、第１の実施形態の受信機３０（図１）の変換回路３２に換えて、デルタ・シグマ回路４０Ｄを備えている他は、第１の実施形態の受信機３０と同様の構成を有している。

デルタ・シグマ回路４０Ｄは、合成回路４１と、バンドパスフィルタ４２と、アナログデジタル変換器４３と、クロック発生回路４４と、デジタルアナログ変換器４５とを備えている。
合成回路４１は、加算入力端子に入力された信号を加算すると共に、この加算信号から減算入力端子に入力された信号を減算するものである。
バンドパスフィルタ４２は、入力信号のうち、周波数ｆ１と周波数ｆ２との加算平均である（（ｆ１＋ｆ２）／２）の周波数成分の信号を選択的に通過させるものである。
クロック発生回路４４は、サンプリング信号を発生させるものである。本実施形態では、サンプリング周波数ｆｓのクロック信号を発生させる。
アナログデジタル変換器４３は、入力されたクロック信号ごとに、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するものである。
デジタルアナログ変換器４５は、入力されたクロック信号ごとに、入力されたデジタル信号をアナログ信号に変換するものである。

このデルタ・シグマ回路４０Ｄの入力端子は、合成回路４１の加算入力端子に接続されている。合成回路４１の出力端子は、バンドパスフィルタ４２に接続されている。バンドパスフィルタ４２の出力端子は、アナログデジタル変換器４３に接続されている。アナログデジタル変換器４３の出力端子は、このデルタ・シグマ回路４０Ｄの出力端子であり、かつ、デジタルアナログ変換器４５に接続されている。このアナログデジタル変換器４３とデジタルアナログ変換器４５には、クロック発生回路４４が接続されてサンプリング信号であるクロックが供給される。デジタルアナログ変換器４５の出力端子は、合成回路４１の減算入力端子に接続されて、フィードバックループを形成している。

図６（ｂ）は、バンドパスフィルタ４２の構成を示している。
バンドパスフィルタ４２は、コイルＬ１と、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ１とを備えている。
バンドパスフィルタ４２の入力端子は、コイルＬ１の一端に接続されている。コイルＬ１の他端は、抵抗Ｒ１の一端に接続されている。抵抗Ｒ１の他端は、コンデンサＣ１の一端に接続され、かつ、当該バンドパスフィルタ４２の出力端子を構成している。コンデンサＣ１の他端は、グランドに接続されている。バンドパスフィルタ４２は、チップ部品で供給されている素子のみで構成されているので、小型に構成することができる。よって、受信機３０Ｄを小型化することができる。

（第５の実施形態の動作）
図６に基き、第５の実施形態の受信機３０Ｄの動作を説明する。
受信機３０Ｄのデルタ・シグマ回路４０Ｄのサンプリング周波数ｆｓは、第１の実施形態の受信機３０と同様に、搬送波の周波数ｆ１，ｆ２を加算して、３以上のいずれかの奇数で除算した値である。すなわち、図２に示すように、サンプリング周波数ｆｓの３以上の奇数倍の１／２の点の近傍に、周波数ｆ１，ｆ２が位置するようになっている。

送信機１０から送信された異なる周波数ｆ１および周波数ｆ２の２つの搬送波は、受信アンテナ３１を介して、デルタ・シグマ回路４０Ｄに入力される。デルタ・シグマ回路４０Ｄは、サンプリング信号の周波数ｆｓの３以上の奇数倍の１／２の点のうちひとつが、搬送波の周波数ｆ１，ｆ２の平均周波数（ｆ１＋ｆ２）／２に等しくなるように設定されている。したがって、図２に示すように、サンプリング周波数ｆｓの３以上の奇数倍の１／２に相当する周波数の近傍に、複数の２つの搬送波ｆ１，ｆ２のレプリカが生成される。この２つの搬送波のレプリカは、エイリアスと呼ばれている。この２つの搬送波のレプリカの平均周波数は、サンプリング周波数の３以上の奇数倍の１／２に等しくなる。２つの搬送波の周波数ｆ１，ｆ２と、サンプリング信号の周波数ｆｓと、レプリカの周波数ｆｍとは、式３の関係を有している。

図２に示したように、受信機３０Ｄは、デルタ・シグマ回路４０Ｄの動作によって、周波数軸上のサンプリング信号の周波数の３以上の奇数倍の１／２の点の近傍では、Ｓ／Ｎ比（信号対雑音比）が最も小さくなる。よって、周波数の低いレプリカ信号、例えば周波数（ｆｓ／２）の周波数成分の信号を抽出することで、入力した二つの搬送波を低雑音でダウンコンバートすることができる。

デルタ・シグマ回路４０Ｄは、温度変化や経年変化に敏感な非線形アナログ素子を含んでいない。これにより、本実施形態の受信機３０Ｄは、無調整化と長寿命化に好適なハードウェア構成によって、低雑音でダウンコンバートをすることができる。

（第５の実施形態の効果）
以上説明した第５の実施形態では、次の（Ｇ），（Ｈ）のような効果がある。

（Ｇ） バンドパスフィルタ４２は、チップ部品で供給されている素子のみで構成されているので、小型に構成することができる。よって、受信機３０Ｄを小型化することができる。

（Ｈ） デルタ・シグマ回路４０Ｄは、温度変化や経年変化に敏感な非線形アナログ素子を含んでいない。これにより、本実施形態の受信機３０Ｄは、無調整化と長寿命化に好適なハードウェア構成で、低雑音のダウンコンバートをすることができる。

（第６の実施形態の構成）
図７は、第６の実施形態に於ける無線通信システムの受信機を示す概略の構成図である。第５の実施形態の受信機３０Ｄ（図６）と同一の要素には同一の符号を付与している。

第６の実施形態の受信機３０Ｅは、第５の実施形態の受信機３０Ｄ（図６）のアナログデジタル変換器４３に換えてコンパレータ４３Ｅを有し、デジタルアナログ変換器４５に換えてサンプルホールド回路４５Ｅを備えている。コンパレータ４３Ｅは、１ビットのアナログデジタル変換器４３と見做すことができる。サンプルホールド回路４５Ｅは、１ビットのデジタルアナログ変換器４５と見做すことができる。

（第６の実施形態の動作）
図７と図６とに基き、受信機３０Ｅの動作を説明する。
第５の実施形態のデルタ・シグマ回路４０Ｄ（図６）に於けるアナログデジタル変換器４３およびデジタルアナログ変換器４５は１ｂｉｔの分解能で構成可能である。

第６の実施形態のデルタ・シグマ回路４０Ｅは、１ｂｉｔの分解能のアナログデジタル変換器４３（図６）をコンパレータ４３Ｅで実現し、１ｂｉｔの分解能のデジタルアナログ変換器４５（図６）をサンプルホールド回路４５Ｅで実現している。

コンパレータ４３Ｅとサンプルホールド回路４５Ｅとは、簡単な回路構成を持ち、かつ、単一の閾値を用いて動作するので、温度変化と経年変換とが無視できるほどに小さくなる。これにより、第６の実施形態の受信機３０Ｅは、装置の小型化のみならず、更なる無調整化と長寿命化とを実現することができる。

（第６の実施形態の効果）
以上説明した第６の実施形態では、次の（Ｉ）のような効果がある。

（Ｉ） 受信機３０Ｅは、デルタ・シグマ回路４０Ｅを１ｂｉｔの分解能で構成している。これにより、受信機３０Ｅは、装置の小型化のみならず、更なる無調整化と長寿命化とを実現することができる。

（第７の実施形態の構成）
図８は、第７の実施形態に於ける無線通信システムの受信機を示す概略の構成図である。第６の実施形態の受信機３０Ｅ（図７）と同一の要素には同一の符号を付与している。
第７の実施形態の受信機３０Ｆは、第６の実施形態の受信機３０Ｅのデルタ・シグマ回路４０Ｅ（図７）とは異なるデルタ・シグマ回路４０Ｆを備えている。

第７の実施形態のデルタ・シグマ回路４０Ｆは、第６の実施形態のデルタ・シグマ回路４０Ｅ（図７）と同様の構成に加えて、更にデジタルフィルタ４６を備えている。

第７の実施形態のデルタ・シグマ回路４０Ｆに於いて、コンパレータ４３Ｅの出力端子は、デジタルフィルタ４６に接続されている。デジタルフィルタ４６の出力端子は、サンプルホールド回路４５Ｅに接続されている。更にクロック発生回路４４のサンプリング信号は、当該デジタルフィルタ４６に供給されている。

（第７の実施形態の動作）
図８と図７とに基き、受信機３０Ｅの動作を説明する。
デルタ・シグマ回路４０Ｆが動作するためには、入力信号と同じ周波数成分の信号をフィードバックすることが必要である。入力信号の周波数と異なる周波数成分の信号はフィードバックする必要はない。更に言うと、入力信号と異なる周波数の信号のフィードバックは、デルタ・シグマ回路４０Ｆに於ける雑音の要因となる。

コンパレータ４３Ｅによる信号のサンプリングの結果、エイリアスに対応する種々の周波数の信号が発生する。本実施形態のデルタ・シグマ回路４０Ｆは、デジタルフィルタ４６によって、必要な周波数の信号を選択している。これにより、受信機３０Ｆのデルタ・シグマ回路４０Ｆは、入力信号の周波数と同じ周波数成分の信号を選択してフィードバックでき、出力信号を低雑音化することができる。

（第７の実施形態の効果）
以上説明した第７の実施形態では、次の（Ｊ）のような効果がある。

（Ｊ） 受信機３０Ｆのデルタ・シグマ回路４０Ｆは、入力信号の周波数と同じ周波数成分の信号を選択してフィードバックでき、出力信号を低雑音化することができる。

（第８の実施形態の構成）
図９は、第８の実施形態に於ける無線通信システムの受信機を示す概略の構成図である。第７の実施形態の受信機３０Ｆ（図８）と同一の要素には同一の符号を付与している。
第８の実施形態の受信機３０Ｇは、第７の実施形態の受信機３０Ｆのデルタ・シグマ回路４０Ｆ（図８）とは異なるデルタ・シグマ回路４０Ｇを備えている。

第８の実施形態のデルタ・シグマ回路４０Ｇは、第７の実施形態のデルタ・シグマ回路４０Ｆの合成回路４１（図８）に換えて合成回路４１−１，４１−２を備え、バンドパスフィルタ４２（図８）に換えてバンドパスフィルタ４２−１，４２−２を備え、更にフィードバック乗算器４７−１，４７−２を備えている。

合成回路４１−１，４１−２は、第７の実施形態の合成回路４１と同様である。バンドパスフィルタ４２−１，４２−２は、第７の実施形態のバンドパスフィルタ４２と同様である。フィードバック乗算器４７−１，４７−２は、入力アナログ信号を、所定のゲインａ１，ａ２で増幅するものである。

デルタ・シグマ回路４０Ｇの入力端子は、合成回路４１−１の加算入力端子に接続されている。合成回路４１−１の出力端子は、バンドパスフィルタ４２−１に接続されている。バンドパスフィルタ４２−１の出力端子は、合成回路４１−２の加算入力端子に接続されている。合成回路４１−２の出力端子は、バンドパスフィルタ４２−２に接続されている。バンドパスフィルタ４２−２の出力端子は、コンパレータ４３Ｅに接続されている。コンパレータ４３Ｅの出力端子は、デジタルフィルタ４６に接続されている。デジタルフィルタ４６の出力端子は、サンプルホールド回路４５Ｅに接続されている。更にクロック発生回路４４のサンプリング信号は、当該デジタルフィルタ４６に供給されている。
コンパレータ４３Ｅからサンプルホールド回路４５Ｅまでの接続は、第７の実施形態のデルタ・シグマ回路４０Ｆ（図８）の接続と同様である。

サンプルホールド回路４５Ｅの出力端子は、フィードバック乗算器４７−１，４７−２に接続されている。フィードバック乗算器４７−１の出力端子は、合成回路４１−１の減算入力端子に接続されている。フィードバック乗算器４７−２の出力端子は、合成回路４１−２の減算入力端子に接続されている。

（第８の実施形態の効果）
以上説明した第８の実施形態では、次の（Ｋ）のような効果がある。

（Ｋ） 第８の実施形態に於けるデルタ・シグマ回路４０Ｇは、二重のフィードバックループを備え、更にフィードバック乗算器４７−１，４７−２を有しているので、設計の自由度が向上する。この設計の自由度の向上により、デルタ・シグマ回路４０ＧのＳ／Ｎ比（信号対雑音比）を更に向上させることができる。

（第９の実施形態の構成）
図１０は、第９の実施形態に於ける無線通信システムの受信機を示す概略の構成図である。第８の実施形態の受信機３０Ｇ（図９）と同一の要素には同一の符号を付与している。
第９の実施形態の受信機３０Ｈは、第８の実施形態の受信機３０Ｇのデルタ・シグマ回路４０Ｇ（図８）とは異なるデルタ・シグマ回路４０Ｈを備えている。

第９の実施形態のデルタ・シグマ回路４０Ｈは、第８の実施形態のデルタ・シグマ回路４０Ｇに加えて更に、フィードフォワード乗算器４８−１〜４８−３と、合成回路４１−３を備えている。

フィードフォワード乗算器４８−１〜４８−３は、入力アナログ信号を、所定のゲインｂ１〜ｂ３で増幅するものである。合成回路４１−３は、第８の実施形態の合成回路４１−１，４１−２と同様である。

デルタ・シグマ回路４０Ｈの入力端子は、フィードフォワード乗算器４８−１〜４８−３に接続されている。フィードフォワード乗算器４８−１の出力端子は、合成回路４１−１の加算入力端子に接続されている。フィードフォワード乗算器４８−２の出力端子は、合成回路４１−２の加算入力端子に接続されている。フィードフォワード乗算器４８−３の出力端子は、合成回路４１−３の一方の加算入力端子に接続されている。バンドパスフィルタ４２−２の出力端子は、合成回路４１−２の他方の加算入力端子に接続されている。合成回路４１−３の出力端子は、コンパレータ４３Ｅに接続されている。

（第９の実施形態の効果）
以上説明した第９の実施形態では、次の（Ｌ）のような効果がある。

（Ｌ） デルタ・シグマ回路４０Ｇは、フィードフォワード乗算器４８−１〜４８−３を備えているので、出力信号波形を整形する上での設計の自由度が向上する。この設計の自由度の向上により、デルタ・シグマ回路４０Ｇは、出力信号のＳ／Ｎ比（信号対雑音比）を更に向上させることができる。

（第９の実施形態の実装例）
図１１は、第９の実施形態に於ける受信機の実装例を示す図である。
受信機基板６０は、多層プリント基板６３上に、電源回路６４と、高周波コネクタ６１と、デジタル信号コネクタ６２と、フィードフォワード乗算器４８−１〜４８−３と、合成回路４１−１〜４１−３と、バンドパスフィルタ４２−１，４２−２と、フィードバック乗算器４７−１，４７−２と、アナログデジタル変換器４３と、デジタルアナログ変換器４５と、クロック発生回路４４とを備えている。電源回路６４と、高周波コネクタ６１と、デジタル信号コネクタ６２と、フィードフォワード乗算器４８−１〜４８−３と、合成回路４１−１〜４１−３と、バンドパスフィルタ４２−１，４２−２と、フィードバック乗算器４７−１，４７−２と、アナログデジタル変換器４３と、デジタルアナログ変換器４５と、クロック発生回路４４とは、アナログ信号線とデジタル信号線で電気的に結合されている。

高周波コネクタ６１は、フィードフォワード乗算器４８−１〜４８−３に接続されている。フィードフォワード乗算器４８−１〜４８−３の出力端子は、それぞれ合成回路４１−１〜４１−３の一方の加算入力端子に接続されている。合成回路４１−１の出力端子は、バンドパスフィルタ４２−１に接続されている。バンドパスフィルタ４２−１の出力端子は、合成回路４１−２の他方の加算入力端子に接続されている。合成回路４１−２の出力端子は、バンドパスフィルタ４２−２に接続されている。バンドパスフィルタ４２−２の出力端子は、合成回路４１−３の他方の加算入力端子に接続されている。合成回路４１−３の出力端子は、アナログデジタル変換器４３に接続されている。

アナログデジタル変換器４３のデジタル出力端子は、デジタル信号コネクタ６２に接続されていると共に、デジタルアナログ変換器４５に接続されている。アナログデジタル変換器４３とデジタルアナログ変換器４５には、クロック発生回路４４が接続されている。

デジタルアナログ変換器４５の出力端子には、フィードバック乗算器４７−１，４７−２が接続されている。フィードバック乗算器４７−１，４７−２の出力端子は、それぞれ合成回路４１−１，４１−２の減算入力端子に接続され、二重のフィードバックループを構成している。

電源回路６４で発生した直流電流は多層プリント基板６３の内層に設けられた電源線により、スルーホールなどを介して能動素子や集積回路などに供給される。多層プリント基板６３の内層には、アナログ信号線およびデジタル信号線に対するグランド面が形成されている。多層プリント基板６３の内層には、当該グランド面と、アナログ信号線と、デジタル信号線とにより、信号の伝達路であるストリップ線路が形成される。受信機基板６０には、受信波の入力端としての高周波コネクタ６１と、デジタル信号の出力端としてのデジタル信号コネクタ６２とが実装されて、本実施形態に於けるデルタ・シグマ回路を実現している。

（第９の実施形態の実装例に於ける効果）
以上説明した第９の実施形態の実装例では、次の（Ｍ）のような効果がある。

（Ｍ） 本実装例の受信機基板６０は、プリント基板プロセス、および、部品の自動面実装プロセスを用いて量産が可能である。これにより、受信機３０の生産コストを低減することができる。

（第９の実施形態の他の実装例）
図１２は、第９の実施形態に於ける受信機の他の実装例を示す図である。
当該他の実装例の受信機基板６０Ａは、受信機基板６０（図１１）のアナログデジタル変換器４３のかわりにコンパレータ４３Ｅを備え、デジタルアナログ変換器４５のかわりにサンプルホールド回路４５Ｅを備え、クロック発生回路４４のかわりにデジタルシグナルプロセッサ６５を備えている。

コンパレータ４３Ｅの出力端子は、デジタルシグナルプロセッサ６５に接続されている。デジタルシグナルプロセッサ６５の出力端子は、サンプルホールド回路４５Ｅに接続されている。サンプルホールド回路４５Ｅの出力端子は、フィードバック乗算器４７−１，４７−２に接続されている。

デジタルシグナルプロセッサ６５には、デジタルフィルタ４６（不図示）が実装されている。デジタルフィルタ４６は、入力信号に対してデジタル信号処理を行う。
デジタルシグナルプロセッサ６５は、コンパレータ４３Ｅおよびサンプルホールド回路４５Ｅにクロックおよびデジタル信号を供給すると共に、デジタル信号コネクタ６２を介してデジタル信号を外部装置に出力する。

（第９の実施形態の他の実装例に於ける効果）
以上説明した第９の実施形態の他の実装例では、次の（Ｎ）のような効果がある。

（Ｎ） 本実装例の受信機基板６０は、デジタルシグナルプロセッサ６５の内部にデジタルフィルタ４６が実装されてデジタル信号処理を行い、かつ、クロックを外部に供給している。これにより、受信機３０の生産コストを更に低減させると共に、受信機基板６０を小型化することができる。

（第１０の実施形態の構成）
図１３は、第１０の実施形態に於ける昇降機システムを示す概略の構成図である。
この昇降機システム１００は、縦長の直方体である建物１０１と、昇降カゴ１１１とを有している。建物１０１の内部に、昇降カゴ１１１の昇降空間が設けられている。昇降カゴ１１１は、図示しないロープと駆動機構によって、建物１０１の内部空間を昇降する。

建物１０１の内部空間の天井部には、基地局無線機１０２−１とアンテナ１０３−１とが設置されている。建物１０１の内部空間の床部には、基地局無線機１０２−２とアンテナ１０３−２とが設置されている。基地局無線機１０２−１，１０２−２は、図１（ａ）に示す無線受信機３０と同一の構成を有している無線機であり。アンテナ１０３−１，１０３−２は、図１（ｂ）に示す受信アンテナ３１と同様のものである。

昇降カゴ１１１の上面にはアンテナ１１３−１が設けられている。昇降カゴ１１１の下面にはアンテナ１１３−２が設けられている。アンテナ１１３−１，１１３−２は、高周波ケーブル１１４によって、それぞれ端末局無線機１１２に接続されている。端末局無線機１１２は、図１（ａ）に示す無線送信機１０と同様の無線機である。このアンテナ１１３−１，１１３−２は、図１（ａ）に示す送信アンテナ１５−１，１５−２と同様のものである。

（第１０の実施形態の動作）
端末局無線機１１２から送信された電波は、アンテナ１１３−１，１１３−２を介して送信される。送信された電波は、建物１０１の内部空間を無線伝送媒体とするので、建物１０１の内壁および昇降カゴ１１１の外壁によって多重反射を受ける。すなわち、建物１０１の内部空間は、多重波干渉環境を形成する。多重反射を受けた電波は、それぞれアンテナ１０３−１，１０３−２に到達する。

本実施形態では、多重波干渉環境下でも高品質の無線伝送が実現可能となる。建物１０１から無線接続手段によって昇降カゴ１１１の制御／監視が可能となる。これにより、ケーブルなどの有線接続手段によって昇降カゴ１１１が昇降する空間を無駄にすることがなくなる。よって、建物１０１を小体積とすることが可能である。または、同一の建物１０１の体積で昇降カゴ１１１の寸法を増大させて輸送能力を向上させることが可能である。

あわせて、昇降カゴ１１１の軽量化も可能となる。昇降カゴ１１１に接続されるケーブルなどの有線接続手段の重さは、高層ビルに於いて、無視し得ない重さとなるためである。

（第１０の実施形態の効果）
以上説明した第１０の実施形態では、次の（Ｏ）のような効果がある。

（Ｏ） 建物１０１から無線接続手段によって昇降カゴ１１１の制御／監視が可能となる。ケーブルなどの有線接続手段によって昇降カゴ１１１が昇降する空間を無駄にすることがなくなる。これにより、小さい建物１０１の体積とすることが可能である。または、同一の建物１０１の体積で昇降カゴ１１１の寸法を増大させて輸送能力を向上させることが可能である。あわせて、昇降カゴ１１１の軽量化も可能となる。

（第１１の実施形態の構成）
図１４は、第１１の実施形態に於ける変電設備監視システムを示す概略の構成図である。
本実施形態の変電設備監視システム２００は、複数の変電機２０１−１〜２０１−１２と、これらの近傍に設定されている複数の無線基地局２１１−１〜２１１−４とを備えている。この無線基地局２１１−１〜２１１−４は、それぞれ第１の実施形態の無線通信システムである。
本実施形態では、変電機２０１−１〜２０１−１２の数は無線基地局２１１−１〜２１１−４の数よりも多い。

それぞれの変電機２０１−１〜２０１−１２は、端末局無線機２０３と端末局２直交偏波一体アンテナ２０２とを備えている。変電機２０１−１〜２０１−１２の寸法は、数ｍのオーダである。

無線基地局２１１−１〜２１１−４は、それぞれ基地局無線機２１３と基地局２直交偏波一体アンテナ２１２とを備えている。無線機が使用する数百ＭＨｚから数ＧＨｚの周波数の電磁波の波長に比べて、変電機２０１−１〜２０１−１２の寸法は圧倒的に大きい。

（第１１の実施形態の動作）
本実施形態の変電設備監視システム２００に於いて、電磁波は、複数の変電機２０１−１〜２０１−１２によって多重反射を受ける。変電設備監視システム２００には、多重波干渉環境が形成される。

本実施形態の端末局無線機２０３と、基地局無線機２１３とは、多重波干渉環境下でも高品質の無線伝送をすることができる。したがって、複数の無線基地局２１１−１〜２１１−４によって、変電機２０１−１〜２０１−１２の遠隔制御と遠隔監視が可能である。これにより、ケーブルなどを用いる場合に問題となる高圧誘導電力の問題を解決できると共に、ケーブルの敷設コストが不要となり、変電機２０１−１〜２０１−１２の制御／監視システムの安全性の向上、および、コストの削減が可能となる。

（第１１の実施形態の効果）
以上説明した第１１の実施形態では、次の（Ｐ）のような効果がある。

（Ｐ） 本実施形態の無線機によれば、多重波干渉環境下でも高品質の無線伝送が実現可能となる。変電機２０１−１〜２０１−１２は、複数の無線基地局２１１−１〜２１１−４によって遠隔からの制御と監視とを行うことができる。これにより、ケーブルなどの有線接続手段を用いる場合に問題となる高圧誘導電力の問題を解決できると共に、ケーブルの敷設コストを削除でき、変電機２０１−１〜２０１−１２の制御／監視システムの安全性向上、および、コスト削減が可能となる。

（変形例）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）〜（ｂ）のようなものがある。

（ａ） 第１０の実施形態に於ける昇降機システム１００は、第１の実施形態の無線通信システムを用いている。しかし、これに限られず、第２〜第９の実施形態の受信機を用いてもよい。

（ｂ） 第１１の実施形態の変電設備監視システム２００は、第１の実施形態の無線通信システムを用いている。しかし、これに限られず、第２〜第９の実施形態の受信機を用いてもよい。

１０，１０Ａ 送信機
１１ 信号発生回路
１２ ベースバンド回路
１３ 合波器（合成手段）
１５ 共用アンテナ（送信手段）
１５−１，１５−２ 送信アンテナ（送信手段）
２０−１，２０Ｂ−１，２０Ｃ−１ 周波数変換回路（第１の周波数変換手段）
２０−２，２０Ｂ−２，２０Ｃ−２ 周波数変換回路（第２の周波数変換手段）
２１−１ 搬送波発生回路（第１の発振手段）
２１−２ 搬送波発生回路（第２の発振手段）
２２−１ 変調器（第１の変調手段）
２２−２ 変調器（第２の変調手段）
２３ サンプリング回路（サンプリング手段）
２４，２４Ｃ トランスバーサル回路
２７ バンドパスフィルタ
２８−１，２８−２ フィードバック乗算器
３０，３０Ｄ，３０Ｅ，３０Ｆ，３０Ｇ，３０Ｈ 受信機
３１ 受信アンテナ
３２ 変換回路（変換手段）
３３ サンプリング回路（サンプリング手段）
３４ バンドパスフィルタ
３５ 復調器
４０Ｄ，４０Ｅ，４０Ｆ，４０Ｇ，４０Ｈ デルタ・シグマ回路（変換手段）
４１ 合成回路（差分合成手段）
４２ バンドパスフィルタ
４３Ｅ コンパレータ
４３ アナログデジタル変換器
４４ クロック発生回路
４５ デジタルアナログ変換器
４５Ｅ サンプルホールド回路
４６ デジタルフィルタ
４７ フィードバック乗算器
４８ フィードフォワード乗算器
５０ ベースバンド回路
６０，６０Ａ 受信機基板
６５ デジタルシグナルプロセッサ
１００ 昇降機システム
１０１ 建物
１０２ 基地局無線機
１０３ アンテナ
１１３ 基地局２直交偏波一体アンテナ
１１１ 昇降カゴ
１１２ 端末局無線機
１１４ 高周波ケーブル
２００ 変電設備監視システム
２０１ 変電機
２０２ 端末局２直交偏波一体アンテナ
２０３ 端末局無線機
２１１ 無線基地局
２１２ 基地局２直交偏波一体アンテナ
２１３ 基地局無線機

Claims (19)

1. 送信機と受信機とを備えており、
   前記送信機は、
   所定周波数の帯域を有する情報信号を出力するベースバンド回路と、
   前記ベースバンド回路の出力信号を、第１の周波数の帯域に変換する第１の周波数変換手段と、
   前記ベースバンド回路の出力信号を、第２の周波数の帯域に変換する第２の周波数変換手段と、
   前記第１の周波数変換手段の出力信号、前記第２の周波数変換手段の出力信号を電磁波として送信する送信手段と、を備え、
   前記受信機は、
   前記送信機が送信する電磁波を受信する受信手段と、
   前記受信手段が受信した信号を、前記第１の周波数と前記第２の周波数とを加算し、３以上のいずれかの奇数で除算したサンプリング周波数でサンプリングすることにより前記前記第１の周波数と前記第２の周波数に由来のレプリカを作成して前記情報信号に復調する変換手段と、
   を備えることを特徴とする無線通信システム。
2. 前記第１の周波数変換手段は、前記第１の周波数を出力する第１の発振手段と、前記ベースバンド回路の出力信号によって当該第１の発振手段の出力信号を変調する第１の変調手段とを備え、
   前記第２の周波数変換手段は、前記第２の周波数を出力する第２の発振手段と、前記ベースバンド回路の出力信号によって当該第２の発振手段の出力信号を変調する第２の変調手段とを備えている、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
3. 前記第１の周波数と前記第２の周波数との差は、前記所定周波数の２倍である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
4. 前記変換手段は、
   前記サンプリング周波数で、前記受信手段が受信した信号をサンプリングするサンプリング手段と、
   前記サンプリング手段の出力信号のうち、前記第１の周波数と前記第２の周波数を加算平均した周波数成分を通過させるバンドパスフィルタと、
   前記バンドパスフィルタの出力信号を復調する復調手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
5. 前記送信手段は、
   前記第１の周波数変換手段の出力信号を電磁波として出力する第１のアンテナと、
   前記第１の周波数変換手段の出力信号を電磁波として出力する第２のアンテナと、である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
6. 前記送信手段は、
   前記第１の周波数変換手段の出力信号、前記第１の周波数変換手段の出力信号を合成する合成手段と、
   前記合成手段の出力信号を電磁波として出力するアンテナと、である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
7. 前記送信機の前記第１の周波数変換手段は、周波数変換し、かつ、出力信号をフィードバックする第１のトランスバーサル回路であり、
   前記第２の周波数変換手段は、周波数変換し、かつ、出力信号をフィードバックする第２のトランスバーサル回路である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
8. 前記送信機の前記第１の周波数変換手段は、サンプリングされた受信波を周波数変換し、出力信号をフィードバックし、かつ、入力信号をフィードフォワードする第１のトランスバーサル回路であり、
   前記送信機の前記第２の周波数変換手段は、サンプリングされた受信波を周波数変換し、出力信号をフィードバックし、かつ、入力信号をフィードフォワードする第２のトランスバーサル回路である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
9. 請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の無線通信システムを備える、
   ことを特徴とする昇降機制御システム。
10. 請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の無線通信システムを備える、
    ことを特徴とする変電設備制御システム。
11. 第１の周波数と第２の周波数とを搬送波とする電磁波を受信する受信手段と、
    前記受信手段が受信した信号を、前記第１の周波数と前記第２の周波数とを加算し、３以上のいずれかの奇数で除算したサンプリング周波数でアナログデジタル変換することにより前記前記第１の周波数と前記第２の周波数に由来のレプリカを作成して情報信号に復調するデルタ・シグマ回路とを備える、
    ことを特徴とする受信機。
12. 前記デルタ・シグマ回路は、
    前記受信手段が受信した信号とフィードバック信号との差を合成する差分合成手段と、
    当該差分合成手段の出力信号のうち、前記第１の周波数と前記第２の周波数を加算平均した周波数成分を通過させるバンドパスフィルタと、
    当該バンドパスフィルタの出力信号を、前記サンプリング周波数でサンプリングし、デジタル変換するアナログデジタル変換器と、
    当該アナログデジタル変換器の出力信号をアナログ変換して前記フィードバック信号を出力するデジタルアナログ変換器と、
    を備える、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
13. 前記デルタ・シグマ回路は、
    前記受信手段が受信した信号とフィードバック信号との差を合成する差分合成手段と、
    当該差分合成手段の出力信号のうち、前記第１の周波数と前記第２の周波数を加算平均した周波数成分を通過させるバンドパスフィルタと、
    当該バンドパスフィルタの出力信号を、前記サンプリング周波数でデジタル変換するアナログデジタル変換器と、
    当該アナログデジタル変換器の出力信号をフィルタ処理して出力するデジタルフィルタと、
    前記デジタルフィルタの出力信号をアナログ変換して前記フィードバック信号を出力するデジタルアナログ変換器と、
    を有する、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
14. 前記バンドパスフィルタは、ＬＣ回路である、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の受信機。
15. 前記デルタ・シグマ回路は、
    前記受信手段が受信した信号と第１のフィードバック信号との差を合成する第１の差分合成手段と、
    当該第１の差分合成手段の出力信号のうち、前記第１の周波数と前記第２の周波数を加算平均した周波数成分を通過させる第１のバンドパスフィルタと、
    当該第１のバンドパスフィルタと第２のフィードバック信号との差を合成する第２の差分合成手段と、
    当該第２の差分合成手段の出力信号のうち、前記第１の周波数と前記第２の周波数の加算平均した周波数成分を通過させる第２のバンドパスフィルタと、
    当該第２のバンドパスフィルタの出力信号を、前記サンプリング周波数でデジタル変換するアナログデジタル変換器と、
    当該アナログデジタル変換器の出力信号をフィルタ処理して出力するデジタルフィルタと、
    前記デジタルフィルタの出力信号をアナログ変換してフィードバック信号を出力するデジタルアナログ変換器と、
    前記フィードバック信号を乗算して前記第１のフィードバック信号を出力する第１のフィードバック乗算器と、
    前記フィードバック信号を乗算して前記第２のフィードバック信号を出力する第２のフィードバック乗算器と、
    を備える、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
16. 前記デルタ・シグマ回路は、
    入力信号を乗算する第１のフィードフォワード乗算器、第２のフィードフォワード乗算器、第３のフィードフォワード乗算器と、
    前記第１のフィードフォワード乗算器の出力信号と第１のフィードバック信号との差を合成する第１の差分合成手段と、
    当該第１の差分合成手段の出力信号のうち、前記第１の周波数と前記第２の周波数を加算平均した周波数成分を通過させる第１のバンドパスフィルタと、
    当該第１のバンドパスフィルタの出力信号および前記第２のフィードフォワード乗算器の出力信号を加算し、更に第２のフィードバック信号との差を合成する第２の差分合成手段と、
    当該第２の差分合成手段の出力信号のうち、前記第１の周波数と前記第２の周波数を加算平均した周波数成分を通過させる第２のバンドパスフィルタと、
    当該第２のバンドパスフィルタの出力信号および前記第３のフィードフォワード乗算器の出力信号を加算する合成手段と、
    前記合成手段の出力信号を、前記サンプリング周波数でデジタル変換するアナログデジタル変換器と、
    当該アナログデジタル変換器の出力信号をフィルタ処理するデジタルフィルタと、
    前記デジタルフィルタの出力信号をフィードバック信号にアナログ変換するデジタルアナログ変換器と、
    前記フィードバック信号を乗算して前記第１のフィードバック信号とする第１のフィードバック乗算器と、
    前記フィードバック信号を乗算して前記第２のフィードバック信号とする第２のフィードバック乗算器と、
    を備える、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
17. 前記アナログデジタル変換器は、コンパレータであり、
    前記デジタルアナログ変換器は、サンプルホールド回路である、
    ことを特徴とする請求項１２ないし請求項１６のいずれか１項に記載の受信機。
18. 請求項１１ないし請求項１６のいずれか１項に記載の受信機を備える、
    ことを特徴とする昇降機制御システム。
19. 請求項１１ないし請求項１６のいずれか１項に記載の受信機を備える、
    ことを特徴とする変電設備制御システム。

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