JP5632530B2 - 偏波角度分割ダイバシチ無線送信機、無線受信機、および無線通信システム - Google Patents

Description

本発明は、高信頼の無線通信を実現する偏波角度分割ダイバシチ無線送信機、無線受信機、および無線通信システムに関する。

近年、無線通信技術は、放送分野および通信分野で著しい発展を遂げ、無線特有の寸断などの信頼性に係る問題を克服してきた。これにより、無線通信技術は、放送分野や通信分野に比べて高い信頼性が要求される制御分野や計測分野への適用が進んでいる。

特に、制御分野や計測分野においても、社会インフラを構築する機器（以下「社会インフラ系機器」という。）は、放送分野および通信分野の一般民生機器と比べ、通信品質の高信頼性と、通信機器の高信頼性すなわち高寿命化が、特に要求される。社会インフラ機器とは、例えば、図１４に示す昇降機システムや、図１５に示す変電設備監視システムなどである。

社会インフラ系機器は、一般民生機器と比べて圧倒的に寸法が大きく、かつ金属部材により堅牢に作られている。この社会インフラ機器自体が、電磁波の散乱源となる。よって、社会インフラ系機器に於ける無線通信は、散乱により生じる多重波（マルチパス）が相互に干渉する環境で行われることが多い。このため、多重波（マルチパス）による干渉が発生している環境下で高信頼性の無線通信を実現することが望まれている。

複数の電磁波は、送信点から受信点に到達する距離の差が半波長の奇数倍であるとき、これら複数の電磁波の干渉により、電磁波エネルギーが相殺されゼロとなり、通信不能となる。従来は、複数のアンテナを空間的に半波長離して設置する空間ダイバシチ技術で、この問題に対処してきた。空間ダイバシチ技術とは、ひとつのアンテナが受信する電磁波エネルギーが干渉でゼロになっても、他の半波長離れて設置されたアンテナが受信する電磁波エネルギーは干渉により強めあうことを利用し、どちらかのアンテナで受信を可能とする技術である。

社会インフラ系機器において、無線送信機で生成された電磁波は、社会インフラ機器自体によって反射されて多重波（マルチパス）となり、受信機に向けてあらゆる方向から到来する可能性がある。よって、空間ダイバシチ技術を適用すると、多くのアンテナが必要となる。例えば、平面方向に多重波（マルチパス）が来ると限定したとしても、配列した複数のアンテナを用意する必要がある。隣接するアンテナ間の距離は受信する電磁波の半波長であるから、この社会インフラ機器に装備できる大きさを超えてしまう虞がある。

特許文献１（特開平１０−１３５９１９号公報）の要約および図３には、無線通信におけるフェージングや雑音の影響を抑止するため、電波の偏波面を回転する技術が開示されている。更に、特許文献１の明細書の段落０００６には、「送信側において、電波の偏波面を回転させて送信するための直角に交叉させ送信方向に直角に展張した２対のダイポールアンテナと、これを励振するための２組の平衡変調波出力を有する送信装置とを少くとも具備し、受信側において、到来電波の偏波面の回転を検出して受信する受信装置とより成り、」と記載されている。

特許文献２（特開平２−２９１７３１号公報）の１８４頁右上１３行目から左下２行目には、無線通信におけるフェージングの影響を除去して、高品質の信号を送受が行えるようにするため、電波の偏波面を回転する技術が開示されている。特許文献２の１９２頁左上１３行目から右上１２行目に記載された応用例６には、偏波面の回転の周波数が搬送波周波数に加算／減算されることにより、小さい（短い）アンテナによる長い波長の送信を行う技術が開示されている。

特開平１０−１３５９１９号公報 特開平２−２９１７３１号公報

特許文献１の発明は、電波の送受信において生ずるフェージングや雑音の影響を除去することには有効である。しかし、この発明は、多重波（マルチパス）による干渉が発生している環境下で高信頼性の無線通信を実現することや、送信アンテナや受信アンテナを小さくすることについては、何ら記載されていない。

特許文献２の発明は、無線通信におけるフェージングの影響を除去して、高品質の信号を送受が行えると共に、送信アンテナや受信アンテナを小さくすることについても有効である。しかし、この発明は、多重波（マルチパス）による干渉が発生している環境下で高信頼性の無線通信を実現することについては、何ら記載されていない。

そこで、本発明は、多重波（マルチパス）による干渉が発生している環境下で、小さな送信アンテナや受信アンテナによって高信頼性の無線通信を実現する偏波角度分割ダイバシチ無線送信機、無線受信機、および無線通信システムを提供することを課題とする。

前記課題を解決し、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明の偏波角度分割ダイバシチ無線送信機は、第１の周波数の情報信号を第２の周波数で変調し、第１の変調信号を出力する第１の変調手段と、前記情報信号を、前記第２の周波数と僅かに異なる第４の周波数で変調し、第４の変調信号を出力する第４の変調手段と、前記第１の変調信号と前記第４の変調信号とを合成して、前記第２の周波数と前記第４の周波数の差によって生じた第３の周波数で更に変調した第１の出力信号を出力する第１の合成手段と、前記第１の変調信号と前記第４の変調信号の反転信号とを合成して、前記第２の周波数と前記第４の周波数の反転信号との差によって生じた前記第３の周波数で更に変調した第２の出力信号を出力する第２の合成手段と、前記第１の出力信号を、第１の偏波で送信する第１の送信アンテナと、前記第２の出力信号を、第２の偏波で送信する第２の送信アンテナとを有することを特徴とする。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、多重波（マルチパス）による干渉が発生している環境下で、小さな送信アンテナや受信アンテナによって高信頼性の無線通信を実現する偏波角度分割ダイバシチ無線送信機、無線受信機、および無線通信システムが提供可能である。

第１の実施形態に係る無線通信システムを示す概略の構成図である。 無線通信システムに於けるマルチパスを示す図である。 第１の実施形態に係る無線通信システムの動作を示す図である。 第２の実施形態に係る無線通信システムを示す概略の構成図である。 第３の実施形態に係る無線通信システムを示す概略の構成図である。 第３の実施形態に係る無線通信システムの動作を示す図である。 第４の実施形態に係る無線通信システムを示す概略の構成図である。 第５の実施形態に係る無線通信システムを示す概略の構成図である。 第５の実施形態に係る無線通信システムの動作を示す図である。 第６の実施形態に係る遅延合成回路の概念を示す図である。 第６の実施形態に係る遅延合成回路を示す概略の構成図である。 第６の実施形態に係る無線通信システムの動作を示す図である。 第７の実施形態に係る遅延合成回路を示す概略の構成図である。 第８の実施形態に係る昇降機システムを示す概略の構成図である。 第９の実施形態に係る変電設備監視システムを示す概略の構成図である。

以降、本発明を実施するための形態（「本実施形態」という）を、図等を参照して詳細に説明する。

≪電磁波の偏波について≫
本発明の実施形態では、多重波（マルチパス）による干渉が発生している環境下で、小さな送信アンテナや受信アンテナによって高信頼性の無線通信を実現する偏波角度分割ダイバシチ無線送信機、無線受信機、および無線通信システムを提供するため、電磁波の偏波を用いる。

図２は、無線通信システムに於けるマルチパスを示す図である。
この無線通信システムは、無線送信機１０と、無線受信機３０とを有している。無線送信機１０から直交する２つの独立した直線偏波が送信される。電磁波反射体３００−１によって、無線送信機１０から無線受信機３０への行路が遮られている。しかし、無線送信機１０から送信された電磁波は、電磁波反射体３００−２によって反射され、無線受信機３０に到達する。この電磁波は、電磁波反射体３００−２によって反射されると、行路長Ｌｒを経ているので、無線送信機１０から無線受信機３０への最短の行路長Ｌｄに比べて、以下の数式１に示すφだけ位相がずれる。
φ＝（（Ｌｒ−Ｌｄ）÷λ）×２π ・・・ （数式１）
ここで、λは、電磁波の波長である。電磁波の波長λは、光速をｃとし、電磁波の周波数をｆとすると、以下の数式２で算出される。
λ＝ｃ÷ｆ ・・・ （数式２）

電磁波は更に、電磁波反射体３００−２によって反射されると、偏波面がθだけ位相変移する。例えば、電磁波反射体３００−２の接平面に対して垂直な偏波の反射において、偏波面の位相変移θは０度である。電磁波反射体３００−２の接平面に対して水平な偏波の反射において、偏波面の位相変移θは１８０度となる。すなわち、電磁波の偏波は、電磁波反射体３００−２に入射するそれぞれの角度によって、それぞれ反射波の偏波面の位相変移θが発生する。

更に、無線送信機１０から送信された電磁波が、更に他のｎ番目の電磁波反射体によって反射されると、異なる行路長Ｌｎを経ることにより、φｎの位相ずれが発生する。ここでφｎは、以下の数式３で算出される。
φｎ＝（（Ｌｎ−Ｌｄ）÷λ）×２π ・・・ （数式３）
更に、電磁波のそれぞれの偏波面がｎ番目の電磁波反射体の接平面に対して反射することにより、それぞれ反射波の偏波面の位相変移θが発生する。

ｎ個の電磁波反射体により、無線送信機１０からｎ個の行路を介して無線受信機３０に到達したとき、これらの偏波面の位相変移θｎが異なる偏波を、行路ごとにそれぞれ検知して分離する。さらに、行路ごとの位相ずれφｎをそれぞれ補正して合成することにより、多重波（マルチパス）の干渉により、電磁波エネルギーがゼロとなる現象を回避可能である。

更に、この状態で送信する電磁波の偏波を回転させると、電磁波反射体による電波の反射に起因する偏波の回転方向が変化し、同時に行路も変化する。このとき、特別な条件を除けば、受信点で干渉する電磁波の偏波面は時間ごとに異なるものとなる。電磁波の偏波はそれぞれ独立して送信されるので、この受信点における電磁波のエネルギーはゼロとはならない。独立した２つの直交した偏波は、例えば２つの直交した垂直偏波のアンテナによって送信可能である。これら２つのアンテナは空間的に離す必要はなく、最小面積でアンテナを設置可能となる。尚、特別な条件とは、送信電磁波の偏波回転に際し瞬時的に受信点における電磁波エネルギーがゼロと成り、情報伝達に対する影響は無視できるほどに小さい場合である。

（第１の実施形態の構成）
図１（ａ），（ｂ）は、第１の実施形態に係る無線通信システムを示す概略の構成図である。図１（ａ）は、無線送信機１０の構成を示し、図１（ｂ）は、無線受信機３０の構成を示している。
本実施形態の無線通信システムは、無線送信機１０と無線受信機３０とを有している。

図１（ａ）に示す無線送信機１０は、情報生成回路１１と、発振器１２と、第１の変調手段である変調器１３と、電磁波発信手段である送信アンテナ２０と、回転手段であるモータ１４とを有している。
情報生成回路１１の出力側と、発振器１２の出力側は、変調器１３に接続されている。変調器１３の出力側は、送信アンテナ２０に接続されている。
情報生成回路１１は、第１の周波数である周波数帯域ｆ１の情報信号を、変調器１３に出力する機能を有している。
発振器１２は、第２の周波数である搬送波ｆ２を、変調器１３に出力する機能を有している。
変調器１３は、周波数帯域ｆ１の情報信号を搬送波ｆ２で変調し、第１の変調信号として送信アンテナ２０に出力する機能を有している。

送信アンテナ２０は、直線偏波を送信する機能を有している。モータ１４は、この送信アンテナ２０を（１／ｆ３）周期、すなわち、周波数ｆ３で回転させる機能を有している。

図１（ｂ）に示す無線受信機３０は、複数の受信アンテナ３１−１〜３１−６からなるダイバシチ受信アンテナ３１と、複数の信号補正手段である行路差位相変移器３２（＝３２−１〜３２−６）と、合成手段である合成器３３とを有している。

受信アンテナ３１−１〜３１−６は、それぞれ６０度の角度をもって回転対象に配置され、それぞれ６０度の角度を有する直線偏波を受信する機能を有している。受信アンテナ３１−１〜３１−６は、それぞれ行路差位相変移器３２−１〜３２−６に接続されている。
行路差位相変移器３２（＝３２−１〜３２−６）の出力は、すべて合成器３３に接続されている。

受信アンテナ３１−１〜３１−６は、それぞれ所定の角度の直線偏波を受信する機能を有している。行路差位相変移器３２（＝３２−１〜３２−６）は、それぞれ入力信号の行路差にもとづく位相の変移を補正して出力する機能を有している。合成器３３は、全ての入力信号を合成して出力する機能を有している。本実施形態において、電磁波の行路差による位相ずれφ１〜φｎは、周波数ｆ２における位相ずれを示している。

（第１の実施形態の動作）
図３（ａ）〜（ｃ）は、第１の実施形態に係る無線通信システムの動作を示す図である。
図３（ａ）は、送信アンテナ２０（図１）から送信された電磁波の、ｙ軸上の時間変化を示す図である。横軸は時間ｔを示し、縦軸はｙ軸座標を示している。送信アンテナ２０から送信された電磁波は、搬送波ｆ２によって、（１／ｆ２）周期で振動する。更に、モータ１４によって、送信アンテナ２０は周波数ｆ３で回転しているので、この送信アンテナ２０から送信された電磁波の偏波面は、（１／ｆ３）周期で回転する。

第１の周波数である周波数ｆ１は、第２の周波数である搬送波の周波数ｆ２および第３の周波数である周波数ｆ３よりも低く設定されている。搬送波の周波数ｆ２は、周波数ｆ３よりも高く設定されている。

図３（ｂ）は、送信アンテナ２０が、ｘ−ｙ平面上を周波数ｆ３で回転している動作を示す図である。送信アンテナ２０は、ｘ−ｙ平面上を、周波数ｆ３で時計回りに回転している。この回転により、電磁波の偏波面は、周波数ｆ３で回転する。

図３（ｃ）は、送信アンテナ２０によって送信された電磁波の、ｘ−ｙ平面上の時間変化を示す立体図である。ｘ軸，ｙ軸，ｔ軸の座標がそれぞれ立体で示され、図３（ｂ）に示すアンテナの回転方向が点線の矢印でｘ−ｙ平面に描かれている。電磁波の偏波面は、周波数ｆ２の波形で示される。この周波数ｆ２の波形で示される偏波面は、ｘ−ｙ平面上を周波数ｆ３で回転するので、包絡線の時間変化は、ｘ−ｙ−ｔ空間で螺旋状となる。

無線送信機１０から放射された電磁波が、無線受信機３０に到達する過程で、図示しない電磁波反射体によって反射されると、電磁波の偏波面は、電磁波反射体に対する入射角度に応じて回転する。従って、無線送信機１０と無線受信機３０が設置されている空間内に、複数の電磁波反射体が存在する場合、異なる行路と異なる偏波面を持った複数の電磁波が受信される。これら複数の電磁波の偏波面は、周波数ｆ３で時間的に変化する。

或る瞬間において、波長の半分の行路差を有する２つの反射波（電磁波）が、単一の受信アンテナ３１−１に到来して干渉を起こし、電磁波エネルギーがゼロになる現象が発生したと仮定する。しかし、受信アンテナ３１−２〜３１−６は受信アンテナ３１−１と回転対称に角度を変えて設置されている。受信アンテナ３１−２〜３１−６に到来する電磁波のいずれかは他の行路から到来し、よって電波干渉を起こさず、電磁波エネルギーがゼロになる現象が発生しない。

更に、無線送信機１０が送信する電磁波の偏波面は回転しているので、受信アンテナ３１−１で干渉が発生しても、次の瞬間には受信アンテナ３１−１に到来する電磁波の行路は変化し、よって電波干渉を起こさなくなる。

本実施形態の無線受信機３０は、複数の異なる偏波角で到来する電磁波を、複数の異なる偏波を受信するダイバシチ受信アンテナ３１で受信している。或る瞬間において、受信アンテナ３１−１が電波干渉を起こし、電磁波エネルギーがゼロになる現象が発生しても、別の受信アンテナ３１−２〜３１−６のいずれかでは電波干渉していない場合が多い。

異なる偏波面で到来する電磁波を、複数の受信アンテナ３１−１〜３１−６でそれぞれ受信し、受信した電磁波の行路差による位相ずれφ１〜φ６を行路差位相変移器３２によって補正し、この補正した信号を合成器３３によって合成することによって、受信感度を向上可能であると共に、無線通信の信頼性を向上可能である。

行路差位相変移器３２−ｉ（ｉ＝１〜６）は、例えば、搬送波ｆ２における位相ずれφｉを補正するときには、入力信号を、ｔ０−（φｉ÷（２π×ｆ２））だけ遅延させる。ここで、ｔ０は定数である。

本実施形態では更に、情報信号を伝達する周波数帯域ｆ１よりも、電磁波の偏波面の回転の周波数ｆ３を大きく設定している。無線受信機３０は、合成した受信信号を更に（１／ｆ３）時間の分解能で処理することにより、電波干渉によって電磁波エネルギーがゼロになる現象を回避し、周波数帯域ｆ１の情報信号をエラーなく受信することが可能である。

（第１の実施形態の効果）
以上説明した第１の実施形態では、次の（Ａ）〜（Ｄ）のような効果がある。
（Ａ） 無線送信機１０が送信する電磁波の偏波面は回転しているので、受信アンテナ３１−１で干渉が発生しても、次の瞬間には受信アンテナ３１−１に到来する電磁波の行路は変化し、よって電波干渉を起こさなくなる。よって、電磁波エネルギーがゼロになる現象を回避可能である。

（Ｂ） 或る瞬間において受信アンテナ３１−１が電波干渉を起こし、電磁波エネルギーがゼロになる現象が発生しても、別の受信アンテナ３１−２〜３１−６のいずれかでは偏波面が異なるので電波干渉しない。よって、電磁波エネルギーがゼロになる現象を回避可能である。

（Ｃ） 異なる偏波面で到来する電磁波を、複数の受信アンテナ３１−１〜３１−６でそれぞれ受信し、行路差位相変移器３２によって、それぞれのアンテナで受信した電磁波の行路差にもとづく位相ずれφ１〜φ６を補正し、この補正した信号を合成器３３によって合成することによって、受信感度を向上可能であると共に、無線通信の信頼性を向上可能である。

（Ｄ） 情報信号を伝達する周波数帯域ｆ１よりも、電磁波の偏波面の回転の周波数ｆ３を大きくしている。無線受信機３０は、合成した受信信号を更に（１／ｆ３）時間の分解能で処理することにより、電波干渉によって電磁波エネルギーがゼロになる現象を回避し、周波数帯域ｆ１の情報信号を、エラーなく受信することが可能である。

（第２の実施形態の構成）
図４（ａ），（ｂ）は、第２の実施形態に係る無線通信システムを示す概略の構成図であり、第１の実施形態を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。図４（ａ）は、無線送信機１０の構成を示し、図４（ｂ）は、無線受信機３０ａの構成を示している。
本実施形態の無線通信システムは、無線送信機１０と無線受信機３０ａとを有している。図４（ａ）に示す無線送信機１０は、第１の実施形態を示す図１（ａ）の無線送信機１０と同様な構成を有している。このため、説明を省略する。

図４（ｂ）に示す無線受信機３０ａは、第１の実施形態を示す図１（ｂ）の無線受信機３０と同様に、複数の受信アンテナ３１−１〜３１−６からなるダイバシチ受信アンテナ３１と、複数の信号補正手段である行路差位相変移器３２（＝３２−１〜３２−６）と、合成手段である合成器３３とを有している。更に無線受信機３０ａは、遅延器３４（＝３４−１〜３４−６）と、時分割スイッチ３７と、遅延器３５（＝３５−１〜３５−６）とを有している。時分割スイッチ３７は、入力側スイッチ３７ａと、出力側スイッチ３７ｂとを備え、それぞれの接続の組合せを切替え可能である。

本実施形態の受信アンテナ３１−１〜３１−６は、時分割スイッチ３７を経由して、それぞれ遅延器３４−１〜３４−６と、行路差位相変移器３２−１〜３２−６と、遅延器３５−１〜３５−６に接続されたのち、すべて合成器３３に接続されている。

（第２の実施形態の動作）
無線受信機３０ａは、時分割スイッチ３７によって、受信アンテナ３１−１〜３１−６と遅延器３４−１〜３４−６との接続を（１／ｆ３）周期で高速に切替えている。

本実施形態において、第１の実施形態と同様に、第１の周波数である周波数ｆ１は、第２の周波数である搬送波の周波数ｆ２および第３の周波数である周波数ｆ３よりも低く設定している。搬送波の周波数ｆ２は、周波数ｆ３よりも高く設定している。

１番目の（（１／ｆ３）÷６）の期間において、無線受信機３０ａは、時分割スイッチ３７によって、受信アンテナ３１−１と遅延器３４−１とを接続し、受信アンテナ３１−２と遅延器３４−２とを接続し、以下同様に受信アンテナ３１−６と遅延器３４−６とを接続する。

２番目の（（１／ｆ３）÷６）の期間において、無線受信機３０ａは、時分割スイッチ３７によって、受信アンテナ３１−１と遅延器３４−２とを接続し、受信アンテナ３１−２と遅延器３４−３とを接続し、以下同様に受信アンテナ３１−６と遅延器３４−１とを接続する。

３番目の（（１／ｆ３）÷６）の期間において、無線受信機３０ａは、時分割スイッチ３７によって、受信アンテナ３１−１と遅延器３４−３とを接続し、受信アンテナ３１−２と遅延器３４−４とを接続し、以下同様に受信アンテナ３１−６と遅延器３４−２とを接続する。

４番目の（（１／ｆ３）÷６）の期間において、無線受信機３０ａは、時分割スイッチ３７によって、受信アンテナ３１−１と遅延器３４−４とを接続し、受信アンテナ３１−２と遅延器３４−５とを接続し、以下同様に受信アンテナ３１−６と遅延器３４−３とを接続する。

５番目の（（１／ｆ３）÷６）の期間において、無線受信機３０ａは、時分割スイッチ３７によって、受信アンテナ３１−１と遅延器３４−５とを接続し、受信アンテナ３１−２と遅延器３４−６とを接続し、以下同様に受信アンテナ３１−６と遅延器３４−４とを接続する。

６番目の（（１／ｆ３）÷６）の期間において、無線受信機３０ａは、時分割スイッチ３７によって、受信アンテナ３１−１と遅延器３４−６とを接続し、受信アンテナ３１−２と遅延器３４−１とを接続し、以下同様に受信アンテナ３１−６と遅延器３４−５とを接続する。

この切替えは、送信アンテナ２０の機械的な回転と同期している。この切替えにより、遅延器３４−１〜３４−６にそれぞれ接続されている受信アンテナ３１−１〜３１−６と送信アンテナ２０との相対角度は、常に所定の範囲になる。

無線受信機３０ａは更に、遅延器３４−１〜３４−６により、入力信号をそれぞれ遅延量Ｔ〜６Ｔだけ遅延させる。入力される電磁波は、（１／ｆ３）周期で偏波面が回転しているので、電波散乱による干渉は、（１／ｆ３）周期で発生する。この電波散乱による干渉を抑圧するため、遅延量Ｔは、（１／ｆ３）周期を均等にサンプリング可能な値（（１／ｆ３）÷６）である。

行路差位相変移器３２−１〜３２−６は、これら遅延信号における、電磁波の行路差による位相ずれφ１〜φ６を補正する。電磁波の行路差は、偏波の反射によって生じ、電磁波の偏波は、（１／ｆ３）周期で回転しているので、電磁波の行路差による位相ずれも、（１／ｆ３）周期となる。しかし、全ての瞬間で最適な位相ずれの補正を行わなくとも、他の遅延信号によって電波干渉を抑圧可能である。よって、電磁波の行路差による位相ずれφ１〜φ６の補正値を、それぞれ最も干渉が少ない所定の固定値としても良い。

遅延器３５−１〜３５−６は、回転位相を補償した入力信号をそれぞれ（ｔ１−Ｔ）〜（ｔ１−６Ｔ）だけ遅延させる。所定時間ｔ１は定数であり、６Ｔ以上の値であれば良い。これにより、全ての遅延信号の遅延量を所定時間ｔ１に揃えることができる。

合成器３３は、全ての入力信号を加算する。これにより、いずれかの受信アンテナ３１−１〜３１−６で電波干渉が発生しても、干渉によって電磁波エネルギーがゼロになる現象を回避可能である。

更に、情報信号の周波数帯域ｆ１は、周波数ｆ３よりも低い周波数なので、合成した受信信号は、（１／ｆ３）周期のいずれかで所定の信号強度が有れば良い。したがて、電波干渉による通信誤りを回避することが可能である。

よって、本実施形態の無線送信機１０と無線受信機３０ａは、設置環境が変化し、無線送信機１０から無線受信機３０ａに到達する電磁波の行路が動的に変化する場合でも、電波干渉による通信誤りを回避することが可能である。これにより、受信感度を向上可能であると共に、無線通信の信頼性を向上可能である。

（第２の実施形態の効果）
以上説明した第２の実施形態では、次の（Ｅ），（Ｆ）のような効果がある。
（Ｅ） 本実施形態の無線送信機１０と無線受信機３０ａは、設置環境が変化し、無線送信機１０から無線受信機３０ａに到達する電磁波の行路が動的に変化する場合でも、電波干渉による通信誤りを回避することが可能である。これにより、受信感度を向上可能であると共に、無線通信の信頼性を向上可能である。

（Ｆ） 無線受信機３０ａが受信する電磁波の偏波面の回転の周期または半周期を、均等にサンプリングしている。よって、いずれかのタイミングで電波干渉が発生しても、他の遅延タイミングでは電波干渉が発生せず、干渉によって電磁波エネルギーがゼロになる現象を回避可能である。

≪無線通信システムのデジタル化による利点≫
通信機器の高寿命化の妨げとなっているのは、アナログ非線形素子である。アナログ非線形素子は、例えば、アナログミキサ、アナログ変調器、アナログ周波数シンセサイザなど、無線通信機器を構成する基本素子である。これらアナログ非線形素子は、アナログ信号を取り扱うため、半導体素子の動作点（動作領域）が厳格に固定される必要がある。アナログ非線形素子の主流である半導体素子では、環境温度の変化や経年変化によって、半導体素子の動作点（動作領域）が変動する。よって、半導体素子の動作点の再調整が必要であり、これが無線通信機器の高寿命化の妨げとなっていた。

しかし、近年の目覚しいデジタル素子の高速化により、従来はアナログ非線形素子で行われていたミキサ、変調、周波数変換などの機能を、デジタル回路で実現することが可能となった。よって、半導体素子の動作点の再調整が不要となり、無線通信機器の高寿命化に貢献可能である。

サンプリング定理によると、デシダル回路でアナログ回路と同等の機能を実現するためには、取り扱う周波数の少なくとも２倍以上のサンプリング周期でアナログ信号をデジタル化し、このサンプリング周期でデジタル回路が動作することが必要である。このサンプリング周期に係る周波数は、ナイキスト周波数と呼ばれている。デジタル信号処理を安定に動作させるためには、アナログ信号を、所望の周波数あの４倍以上のサンプリング周期でサンプリングし、このサンプリングしたデジタル信号をデジタル回路で処理させることが必要である。

無線通信機器は、通信の伝送媒体として空間中を伝播する電磁波を用いる。空間中を伝播可能な電磁波の周波数は、３００ＭＨｚから３ＧＨｚの範囲である。電磁波の周波数が３００ＭＨｚ以下の場合、電波を空中に放射する効率が著しく低下する。電磁波の周波数が３ＧＨｚ以上の場合、電波が空中を伝播する際に被る遮蔽、反射、回折などによる散乱現象により電磁波エネルギーの減衰が大きくなり、遠距離間の通信はできず、近距離通信のみ可能となる。よって、無線通信機器が取り扱う周波数は、３００ＭＨｚから３ＧＨｚの範囲に限られる。現在では、汎用デジタル素子の動作周波数は、数百ＭＨｚから数ＧＨｚに高速化されているので、無線通信機器にデジタル回路を導入し、無調整化および高寿命化を図ることが可能となった。
以下、第３の実施形態から第７の実施形態において、アナログ信号からデジタル信号に変換して処理する例を示す。

（第３の実施形態の構成）
図５（ａ），（ｂ）は、第３の実施形態に係る無線通信システムを示す概略の構成図であり、第１の実施形態を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
本実施形態の無線通信システムは、無線送信機１０ｂと無線受信機３０ｂとを有している。

図５（ａ）に示す無線送信機１０ｂは、第１の実施形態の無線送信機１０と同様な情報生成回路１１と、発振器１２、変調器１３とを備え、第１の実施形態の無線送信機１０とは異なる送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２を備え、更に、ベースバンド回路１７と、発振器１６と、移相手段である移相回路１５と、第２の変調手段である変調器１８−１と、第３の変調手段である変調器１８−２とを備えている。

情報生成回路１１の出力側は、ベースバンド回路１７に接続されている。ベースバンド回路１７の出力側と、発振器１２の出力側は、変調器１３に接続されている。

変調器１３の出力側は、変調器１８−１と、変調器１８−２とに接続されている。変調器１８−１には更に、発振器１６の出力側が接続されている。変調器１８−２には更に、発振器１６の出力側が移相回路１５を介して接続されている。

変調器１８−１の出力側は、第１の送信アンテナである送信アンテナ２０ｂ−１に接続されている。変調器１８−２の出力側は、第２の送信アンテナである送信アンテナ２０ｂ−２に接続されている。
ベースバンド回路１７は、 情報生成回路１１から出力された信号を、デジタル信号に変換する機能を有している。
発振器１６は、周波数ｆ３の発振信号を出力する機能を有している。
変調器１８−１，１８−２は、変調器１３から出力された信号を、更に周波数ｆ３で変調する機能を有している。
移相回路１５は、周波数ｆ３の発振信号の位相を９０度移動させる機能を有している。しかし、この角度は厳密に９０度でなくともよく、８５度から９５度の間であれば良い。このとき、角度ずれに起因する発振信号のノイズ成分の最大値は、ＣＯＳ（８５度）＝ＣＯＳ（９５度）＝８．７％となる。８５度未満の場合や、９５度を超えた場合には、角度ずれに起因する発振信号のノイズ成分の最大値は、８．７％以上となる。
送信アンテナ２０ｂ−１と、送信アンテナ２０ｂ−２とは、直線偏波を送信する機能を有し、相互に９０度の角度となるように配置されている。しかし、この角度は厳密に９０度でなくともよく、８５度から９５度の間であれば良い。このとき、角度ずれに起因する直線偏波のノイズ成分の最大値は、ＣＯＳ（８５度）＝ＣＯＳ（９５度）＝８．７％となる。８５度未満の場合や、９５度を超えた場合には、角度ずれに起因する発振信号のノイズ成分の最大値は、８．７％以上となる。

図５（ｂ）に示す無線受信機３０ｂは、第１の受信アンテナである受信アンテナ３１ｂ−１と、第２の受信アンテナである受信アンテナ３１ｂ−２と、第１の回転周波数検出手段である回転周波数検出回路６０−１と、第２の回転周波数検出手段である回転周波数検出回路６０−２と、遅延合成手段である遅延合成回路４０と、デジタル復調回路４７と、ベースバンド回路４８とを備えている。更に、回転周波数検出回路６０−１，６０−２は、それぞれ整流回路６１と、ローパスフィルタ６２と、アナログ／デジタル変換器（以下、「Ａ／Ｄコンバータ」という。）６３を具備している。

受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２の出力側は、それぞれ回転周波数検出回路６０−１，６０−２に接続されている。回転周波数検出回路６０−１，６０−２の出力側は、遅延合成回路４０に接続されている。遅延合成回路４０の出力側は、デジタル復調回路４７に接続されている。デジタル復調回路４７の出力側は、ベースバンド回路４８に接続されている。ベースバンド回路４８の出力端子が、この無線受信機３０ｂの出力端子である。
受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２は、相互に垂直に設置されており、それぞれ直線偏波を受信する機能を有している。しかし、この角度は厳密に９０度でなくとも良く、８５度から９５度の間であれば良い。このとき、角度ずれに起因する受信信号のノイズ成分は、ＣＯＳ（８５度）＝ＣＯＳ（９５度）＝８．７％以下となる。８５度未満の場合や、９５度を超えた場合には、角度ずれに起因する発振信号のノイズ成分の最大値は、８．７％以上となる。
移相回路１５の位相の移動量と、送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２の設置角度と、受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２の設置角度とが、すべて８５度または９５度であった場合を考える。このとき、角度ずれに起因するノイズ成分の総和は、８．７％×３＝２６．１％である。よって、移相回路１５の位相の移動量と、送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２の設置角度と、受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２の設置角度のずれ、全てが復号して起因する発振信号のノイズ成分は、２６．１％以下となる。
回転周波数検出回路６０−１，６０−２は、入力された信号を整流してｆ３以下の周波数の信号を検出し、アナログ／デジタル変換する機能を有している。
回転周波数検出回路６０−１，６０−２への入力端子は、整流回路６１に接続されている。整流回路６１の出力側は、ローパスフィルタ６２に接続されている。ローパスフィルタ６２の出力側は、Ａ／Ｄコンバータ６３に接続されている。Ａ／Ｄコンバータ６３の出力側は、この回転周波数検出回路６０−１，６０−２の出力端子に接続されている。

遅延合成回路４０は、入力信号をそれぞれ所定量だけ遅延させて、電磁波の反射による偏波面の位相変移θを補正する偏波位相回転を行い、行路差による電磁波の位相ずれφを補正する行路差位相補正を行ったのち、当該所定量の遅延を補償して合成する機能を有している。
デジタル復調回路４７は、入力されたデジタル信号をベースバンド信号に復調する機能を有している。
ベースバンド回路４８は、入力されたベースバンド信号を処理する機能を有している。

本実施形態において、第１の実施形態と同様に、第１の周波数である周波数ｆ１は、第２の周波数である搬送波の周波数ｆ２および第３の周波数である周波数ｆ３よりも低く設定されている。搬送波の周波数ｆ２は、周波数ｆ３よりも高く設定されている。

（第３の実施形態の動作）
図６（ａ）〜（ｃ）は、第３の実施形態に係る無線通信システムの動作を示す図である。
図６（ａ）は、横軸に時間ｔを示し、縦軸に電圧Ｖｃを示している。電圧Ｖｃは、搬送波ｆ２で細かく振動すると共に、波形の包絡線は、周波数ｆ３で大きく振動している。

図６（ｂ）は、横軸に時間ｔを示し、縦軸に電圧Ｖｄを示している。電圧Ｖｄは、搬送波ｆ２で細かく振動すると共に、波形の包絡線は、周波数ｆ３で大きく振動していると共に、電圧Ｖｃとは９０度ずれた位相で振動している。

図６（ｃ）は、送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２から送信され合成された電磁波のｘ−ｙ平面上の時間変化を示す立体図である。図３（ｃ）に示す電磁波の時間変化と同様に、この周波数ｆ２の波形で示される電磁波の偏波面は、ｘ−ｙ平面上を周波数ｆ３で回転するので、包絡線の時間変化は、ｘ−ｙ−ｔ空間で螺旋状となる。

無線送信機１０ｂは、搬送波ｆ２で変調された信号に、周波数ｆ２よりも大きい周波数ｆ３の信号で変調して第１の出力信号を生成し、送信アンテナ２０ｂ−１で送信する。更に無線送信機１０ｂは、搬送波ｆ２で変調された信号に、周波数ｆ３の位相を９０度回転した信号で変調して第２の出力信号を生成し、送信アンテナ２０ｂ−１に対して９０度の角度で設置された送信アンテナ２０ｂ−２で送信する。送信アンテナ２０ｂ−１と送信アンテナ２０ｂ−２とは、直交する２つの独立の偏波成分を有する電磁波を送信するので、相互の設置位置によって干渉することはない。よって、２つの送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２を十字状に貼りあわせて一体化し、送信アンテナ全体を小型化することが可能である。

無線受信機３０ｂは、垂直方向に設置されている受信アンテナ３１ｂ−１によって電磁波の垂直偏波成分を受信し、水平方向に設置されている受信アンテナ３１ｂ−２によって電磁波の水平偏波成分を受信する。受信アンテナ３１ｂ−１と、受信アンテナ３１ｂ−２とは、直交する２つの独立の偏波成分を有する電磁波を受信するので、相互の設置位置によって干渉することはない。よって、２つの受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２を十字状に貼りあわせて一体化し、受信アンテナ全体を小型化することが可能である。

本実施形態によれば、直交する２つの偏波成分は独立なので、一つの情報が直交関係を保つ２系統の伝送路で送受信される。よって、受信感度の向上と無線通信の信頼性向上が実現できる。

本実施形態によれば、２つの一体化した受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２によって、任意の偏波角で到来する電磁波を受信可能である。よって、受信アンテナ数の削減による装置の小型化およびコスト低減が可能である。

本実施形態によれば、送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２を機械的に回転する必要がないので、回転手段であるモータ１４などの搭載が不要となり、装置の小型化と高信頼化に寄与する。

（第３の実施形態の効果）
以上説明した第３の実施形態では、次の（Ｇ）〜（Ｊ）のような効果がある。
（Ｇ） 送信アンテナ２０ｂ−１と送信アンテナ２０ｂ−２とは、直交する２つの独立の偏波成分を電磁波を送信するので、相互の設置位置によって干渉することはない。よって２つの送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２を一体化して、送信アンテナ全体を小型化することが可能である。

（Ｈ） 受信アンテナ３１ｂ−１と、受信アンテナ３１ｂ−２とは、直交する２つの独立の偏波成分の電磁波を受信するので、相互の設置位置によって干渉することはない。よって、２つの受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２は一体化して、受信アンテナ全体を小型化することが可能である

（Ｉ） ２つの一体化した受信アンテナ３１ｂ−１，３１ｂ−２によって、任意の偏波角で到来する電磁波を受信可能である。よって、受信アンテナ数の削減による装置の小型化およびコスト低減が可能である。

（Ｊ） 送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２を機械的に回転する必要がないので、回転手段であるモータ１４などの搭載が不要となり、装置の小型化と高信頼化に寄与する。

（第４の実施形態の構成）
図７（ａ），（ｂ）は、第４の実施形態に係る無線通信システムを示す概略の構成図である。第３の実施形態を示す図５中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

図７（ａ）に示す無線送信機１０ｃは、第３の実施形態を示す図５（ａ）の無線送信機１０ｂと同様な情報生成回路１１と、発振器１２と、変調器１３と、ベースバンド回路１７と、変調器１８−１，１８−２とを備えている。更に、第３の実施形態の無線送信機１０ｂとは異なる送信アンテナ２０ｃ−１，２０ｃ−２を備えている。

送信アンテナ２０ｃ−１と、送信アンテナ２０ｃ−２とは、それぞれ円偏波の電磁波を送信する機能を有し、相互に反対方向の円偏波を送信するように配置されている。本実施形態において、第１の送信アンテナである送信アンテナ２０ｃ−１は、右旋円偏波を送信する機能を有している。第２の送信アンテナである送信アンテナ２０ｃ−２は、左旋円偏波を送信する機能を有している。

送信アンテナ２０ｃ−１と送信アンテナ２０ｃ−２とは、お互いに回転方向が反対となる円偏波の電磁波を送信する。送信アンテナ２０ｃ−１と送信アンテナ２０ｃ−２は、回転方向が反対になるように貼りあわせるだけで、２つの独立した偏波成分を有する電磁波を送信する。すなわち、第３の実施形態の送信アンテナ２０ｂ−１，２０ｂ−２と比べて、正確に垂直に配置しなくとも偏波成分が相互に混入する虞は少なく、製造しやすく、かつ、製造後の調整が不要という効果を奏する。

図７（ｂ）に示す無線受信機３０ｃは、第３の実施形態を示す図５（ｂ）の無線受信機３０ｂと同様な回転周波数検出回路６０−１，６０−２と、遅延合成回路４０と、デジタル復調回路４７と、ベースバンド回路４８とを備えている。更に、第３の実施形態を示す図５（ａ）の無線送信機１０ｂとは異なる受信アンテナ３１ｃ−１，３１ｃ−２を備えている。

第１の受信アンテナである受信アンテナ３１ｃ−１と、第２の受信アンテナである受信アンテナ３１ｃ−２とは、それぞれ円偏波の電磁波を受信する機能を有し、相互に反対方向の円偏波を受信するように配置されている。本実施形態において、受信アンテナ３１ｃ−１は、右旋円偏波を受信する機能を有している。受信アンテナ３１ｃ−２は、左旋円偏波を受信する機能を有している。

受信アンテナ３１ｃ−１，３１ｃ−２も同様に、回転方向が反対になるように貼りあわせるだけで、２つの独立した偏波成分を有する電磁波を送信する。すなわち、正確に垂直に設置しなくとも、２つの偏波成分が相互に混入してしまう虞が少なく、第３の実施形態の受信アンテナ３１ｂ−１と受信アンテナ３１ｂ−２と比べ、製造しやすく、かつ、製造後の調整が不要という効果を奏する。

本実施形態において、第１の実施形態と同様に、第１の周波数である周波数ｆ１は、第２の周波数である搬送波の周波数ｆ２および第３の周波数である周波数ｆ３よりも低い。搬送波の周波数ｆ２は、周波数ｆ３よりも高い。

（第４の実施形態の動作）
第４の実施形態の無線送信機１０ｃは、第３の実施形態の無線送信機１０ｂの垂直偏波と水平偏波からなる電磁波とは異なり、左旋円偏波と右旋円偏波からなる電磁波を送信するほかは、第３の実施形態の無線送信機１０ｂの動作と同様である。

第４の実施形態の無線受信機３０ｃは、第３の実施形態の無線受信機３０ｂの垂直偏波と水平偏波からなる電磁波とは異なり、左旋円偏波と右旋円偏波からなる電磁波を受信するほかは、第３の実施形態の無線受信機３０ｂの動作と同様である。

（第４の実施形態の効果）
以上説明した第４の実施形態では、次の（Ｋ），（Ｌ）のような効果がある。
（Ｋ） 送信アンテナ２０ｃ−１と送信アンテナ２０ｃ−２は、回転方向が反対になるように貼りあわせるだけで、２つの独立した偏波成分を有する電磁波を送信する。よって、製造しやすく、かつ製造後の調整が不要という効果を奏する。

（Ｌ） 受信アンテナ３１ｃ−１，３１ｃ−２も同様に、回転方向が反対になるように貼りあわせるだけで、２つの独立した偏波成分を有する電磁波を送信する。よって、製造しやすく、かつ、製造後の調整が不要という効果を奏する。

（第５の実施形態の構成）
図８（ａ），（ｂ）は、第５の実施形態に係る無線通信システムを示す概略の構成図である。第４の実施形態を示す図７中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

図８（ａ）に示す無線送信機１０ｄは、第４の実施形態の無線送信機１０ｃと同様な情報生成回路１１と、ベースバンド回路１７と、第１の送信アンテナである送信アンテナ２０ｃ−１と、第２の送信アンテナである送信アンテナ２０ｃ−２とを備えている。更に、第４の実施形態の無線送信機１０ｃとは異なる発振器１２−１，１２−２と、第１の変調手段である変調器１３−１と、第４の変調手段である変調器１３−２と、反転移相回路１５ｂと、第１の合成手段である加算器１９−１と、第２の合成手段である加算器１９−２とを有している。

情報生成回路１１の出力側は、ベースバンド回路１７に接続されている。ベースバンド回路１７の出力側と、発振器１２−１の出力側は、変調器１３−１に接続されている。ベースバンド回路１７の出力側と、発振器１２−２の出力側は、変調器１３−２に接続されている。

変調器１３−１の出力側と、変調器１３−２の出力側とは、加算器１９−１に接続されている。加算器１９−１の出力側は、送信アンテナ２０ｃ−１に接続されている。

更に、変調器１３−２の出力側は、反転移相回路１５ｂに接続され、この反転移相回路１５ｂの出力側と、変調器１３−１の出力側とは、加算器１９−２に接続されている。加算器１９−２の出力側は、送信アンテナ２０ｃ−２に接続されている。

図８（ｂ）に示す無線受信機３０ｃは、第４の実施形態の無線受信機３０ｃと同様な同じ構成を有している。
本実施形態において、第１の周波数である周波数ｆ１は、第２の周波数である搬送波の周波数ｆ２ａ、第４の周波数である搬送波の周波数ｆ２ｂ、第３の周波数である周波数ｆ３のいずれよりも低い。搬送波の周波数ｆ２ａと周波数ｆ２ｂとは、周波数ｆ３よりも高い。

（第５の実施形態の動作）
発振器１２−１は、第２の周波数である搬送波ｆ２ａを、変調器１３−１に出力する機能を有している。
発振器１２−２は、搬送波ｆ２ａと僅かに周波数が異なる第４の周波数である搬送波ｆ２ｂを、変調器１３−２に出力する機能を有している。本実施形態において、周波数ｆ２ａと周波数ｆ２ｂとの差は、周波数ｆ２ａの８０パーセントから１２５パーセントの間である。周波数ｆ２ａと周波数ｆ２ｂとの差が、周波数ｆ２ａの８０パーセント未満や１２５パーセント以上であると、後述する合成波ｆ３，ｆ３ｂの包絡線の周波数が周波数ｆ２ａ，ｆ２ｂに近接してしまい、合成波ｆ３，ｆ３ｂの包絡線の抽出が困難となる。
変調器１３−１は、周波数帯域ｆ１の情報信号を、第２の周波数である搬送波ｆ２ａで変調し、第１の変調信号として出力する機能を有している。
変調器１３−２は、周波数帯域ｆ１の情報信号を、第４の周波数である搬送波ｆ２ｂで変調し、第４の変調信号として出力する機能を有している。
反転移相回路１５ｂは、第１の変調信号を反転して出力する機能を有している。
加算器１９−１は、反転した第１の変調信号と第４の変調信号を加算して、送信アンテナ２０ｃ−１に出力する機能を有している。
加算器１９−２は、第１の変調信号と第４の変調信号を加算して、送信アンテナ２０ｃ−２に出力する機能を有している。

図９（ａ），（ｂ）は、第５の実施形態に係る無線通信システムの動作を示す図である。
図９（ａ）の横軸は時間ｔを示し、縦軸はそれぞれの信号電圧を示している。搬送波ｆ２ａの波形が一点鎖線で、搬送波ｆ２ｂの波形が鎖線で、これらを加算器１９−２で合成した合成波ｆ３が太線で示されている。搬送波ｆ２ａと搬送波ｆ２ｂの僅かな周波数の違いによって、合成波ｆ３は搬送波（ｆ２ａ＋ｆ２ｂ）÷２で細かく振動すると共に、合成波ｆ３の包絡線は周波数ｆ３で大きく振動している。ここで、ｆ２ａとｆ２ｂとは僅かに周波数が違うだけなので、以下、合成波に含まれている搬送波の周波数をｆ２ａとする。

図９（ｂ）の横軸は時間ｔを示し、縦軸はそれぞれの信号電圧を示している。搬送波ｆ２ａの波形が一点鎖線で、反転した搬送波（−ｆ２ｂ）の波形が鎖線で、これらを加算器１９−２で合成した合成波ｆ３ｂが太線で示されている。搬送波ｆ２ａと搬送波（−ｆ２ｂ）の僅かな周波数の違いによって、合成波ｆ３ｂは搬送波ｆ２で細かく振動すると共に、合成波ｆ３ｂの包絡線は周波数ｆ３で大きく振動している。合成波ｆ３ｂの包絡線は、合成波ｆ３の包絡線とは位相が９０度ずれている。

本実施形態の無線送信機１０ｄによれば、僅かに周波数がずれている２つの発振器の出力信号を、それぞれ搬送波として変調し、この変調した２つの信号を加算することによって、周波数ｆ３を生成する。加算後の信号の時間波形は、搬送波ｆ２ａと搬送波ｆ２ｂの周波数差の絶対値である周波数｜ｆ２ａ−ｆ２ｂ｜で包絡線が変化する。第４の実施形態における９０度位相を回転させる移相回路１５の代わりに、信号を反転させて位相を１８０度回転させる反転移相回路１５ｂを搭載している。よって、移相回路１５の位相回転量の調整が不要で、よって、無線送信機１０ｄの無調整化に寄与するという効果を奏する。

（第５の実施形態の効果）
以上説明した第５の実施形態では、次の（Ｍ）のような効果がある。
（Ｍ） 位相を９０度回転させる移相回路１５の代わりに、信号を反転させて位相を１８０度回転させる反転移相回路１５ｂを搭載しているので、移相回路１５の位相回転量の調整が不要で、よって、無線送信機１０ｄの無調整化に寄与するという効果を奏する。

（第６の実施形態の概念）
図１０は、第６の実施形態に係る遅延合成回路の概念を示す図である。
遅延合成回路４０には、受信アンテナ３１ｃ−１，３１ｃ−２の出力側が回転周波数検出回路６０−１，６０−２を介して接続されている。遅延合成回路４０の出力側は、デジタル復調回路４７に接続されている。デジタル復調回路４７の出力側は、ベースバンド回路４８に接続されている。ベースバンド回路４８の出力側は、この無線受信機３０ｅの出力である。

遅延合成回路４０は、受信アンテナ３１ｃ−１，３１ｃ−２が受信した電磁波の周波数ｆ３成分が入力されると、遅延量Ｔ〜ｎＴのｎ個の信号を作成し、これら遅延信号における、電磁波の偏波面の位相変移θｉを補正し、電磁波の行路差による位相ずれφｉを補正して、遅延量を元に戻した信号を合成することによって信号電力を増大させる。

遅延合成回路４０は、複数の反射移相変移遅延器４２（＝４２−１〜４２−ｎ）と、複数の遅延器４３（＝４３−１〜４３−ｎ）と、複数の加算器４４（＝４４−１〜４４−ｎ）と、複数の行路差位相変移遅延器４５（＝４５−１〜４５−ｎ）と、合成器４６とを有している。

反射移相変移遅延器４２−ｉ（ｉは１からｎの自然数）は、入力信号を（ｉ×Ｔ）だけ遅延させると共に、電磁波の反射による偏波面の位相変移θｉを補正する機能を有している。

遅延器４３−ｉは、入力信号を（ｉ×Ｔ）だけ遅延させる機能を有している。加算器４４−ｉは、反射移相変移遅延器４２−ｉの出力信号と、遅延器４３−ｉの出力信号とを加算し、受信アンテナ３１ｃ−１，３１ｃ−２で受信した多重波を、それぞれ遅延時間Ｔ〜６Ｔだけ遅延させた偏波信号を出力する機能を有している。
加算器４４−ｉは、反射移相変移遅延器４２−ｉの出力信号と、遅延器４３−ｉの出力信号とを加算する機能を有している。

電磁波の偏波面は、（１／ｆ３）周期で回転しているので、電波の散乱による干渉は、（１／ｆ３）周期で発生する。この電波散乱による干渉を抑圧するため、遅延量Ｔは、（１／ｆ３）周期を偏りなく均等にサンプリング可能な値である（（１／ｆ３）÷ｎ）である。これにより、遅延時間Ｔ〜６Ｔのいずれかのタイミングで電波干渉が発生しても、干渉によって電磁波エネルギーがゼロになる現象を回避可能である。更に、これに限定されず、遅延量Ｔを、（（１／ｆ３）÷ｎ）周期の整数倍、１／２倍、３／２倍など、任意の値に設定しても良い。

行路差位相変移遅延器４５−ｉは、電磁波の行路差による位相ずれφｉを補正すると共に、反射移相変移遅延器４２−ｉと遅延器４３−ｉにおける入力信号の遅延を揃える。合成器４６は、これらの信号を合成することによって信号電力を増大させる。

回転周波数検出回路６０−１の出力側は、反射移相変移遅延器４２−１〜４２−ｎに接続され、回転周波数検出回路６０−２の出力側は、遅延器４３−１〜４３−ｎに接続されている。反射移相変移遅延器４２−１の出力側と、遅延器４３−１の出力側は、加算器４４−１に接続されている。加算器４４−１の出力側は、行路差位相変移遅延器４５−１に接続されている。この接続により、電磁波の行路差による位相ずれが補正されて合成器４６に出力される。

反射移相変移遅延器４２−ｉの出力側と、遅延器４３−ｉの出力側は、加算器４４−ｉに接続されている。加算器４４−ｉの出力側は、行路差位相変移遅延器４５−ｉに接続されている。行路差位相変移遅延器４５−ｉにより、第ｉの遅延信号の電磁波の行路差による位相ずれが補正され、合成器４６に入力される。合成器４６は、第１の遅延信号から第ｎの遅延信号まで全てを合成することによって、出力信号の信号電力を増大させる。

合成器４６の出力側は、この遅延合成回路４０の出力側であり、デジタル復調回路４７に接続されている。デジタル復調回路４７の出力側は、ベースバンド回路４８に接続されている。遅延合成回路４０は、補正によって信号電力を増大させることにより、デジタル復調回路４７の復調後の誤り率を最小化することが可能である。

（第６の実施形態の構成）
図１１は、第６の実施形態に係る遅延合成回路を示す概略の構成図である。
遅延合成回路４０ａには、図１０の遅延合成回路４０と同様に、受信アンテナ３１ｃ−１，３１ｃ−２の出力側が回転周波数検出回路６０−１，６０−２を介して接続されている。遅延合成回路４０の出力側は、デジタル復調回路４７に接続されている。デジタル復調回路４７の出力側は、ベースバンド回路４８に接続されている。遅延合成回路４０ａには更に、デジタル復調回路４７からの制御信号が接続されている。この制御信号により、電磁波の反射による偏波面の位相変移θ１〜θｎの補正と、電磁波の行路差による位相ずれφ１〜φｎの補正とを制御可能である。

遅延合成回路４０ａは、図１０の遅延合成回路４０と同様に、複数の遅延器４３（＝４３−１〜４３−ｎ）と、複数の加算器４４（＝４４−１〜４４−ｎ）と、合成器４６とを有している。更に、複数の反射移相変移遅延器４２（＝４２−１〜４２−ｎ）の代わりに、遅延器４３ａ（＝４３ａ−１〜４３ａ−ｎ）と反射移相変移器４９（＝４９−１〜４９−ｎ）とを有し、複数の行路差位相変移遅延器４５（＝４５−１〜４５−ｎ）の代わりに、行路差位相変移器４９ａ（＝４９ａ−１〜４９ａ−ｎ）と遅延器５０（＝５０−１〜５０−ｎ）とを有している。

遅延器４３ａ（＝４３ａ−１〜４３ａ−ｎ）は、入力信号を（ｉ×Ｔ）だけ遅延させる機能を有している。反射移相変移器４９（＝４９−１〜４９−ｎ）は、電磁波の反射による偏波面の位相変移θ１〜θｎを補正する機能を有している。

遅延器４３−ｉは、入力信号を（ｉ×Ｔ）だけ遅延させる機能を有している。加算器４４−ｉは、反射移相変移器４９−ｉの出力信号と、遅延器４３−ｉの出力信号とを加算し、受信アンテナ３１ｃ−１，３１ｃ−２で受信した多重波を、それぞれ遅延時間Ｔ〜６Ｔだけ遅延させた偏波信号を出力する機能を有している。

行路差位相変移器４９ａ−ｉは、電磁波の行路差による位相ずれφ１〜φｎを補正する機能を有している。遅延器５０−ｉは、遅延時間（ｔ２−ｉ×Ｔ）だけ信号を遅延させる機能を有している。これにより、遅延器５０−１〜５０−ｎから出力される信号は、すべて所定時間ｔ２だけ遅延した信号となる。合成器４６は、これらの信号を合成することによって信号電力を増大させる。

合成器４６の出力側は、この遅延合成回路４０の出力側であり、デジタル復調回路４７ａに接続されている。デジタル復調回路４７ａの出力側は、ベースバンド回路４８に接続されている。デジタル復調回路４７ａは更に、遅延合成回路４０ａの電磁波の反射による偏波面の位相変移θ１〜θｎの補正と、電磁波の行路差による位相ずれφ１〜φｎの補正とを制御する機能を有している。本実施形態において、電磁波の行路差による位相ずれφ１〜φｎは、周波数ｆ３における位相ずれを示している。

（第６の実施形態の動作）
受信アンテナ３１ｃ−１，３１ｃ−２に到来する電磁波は、回転周波数検出回路６０−１，６０−２によって、それぞれ（１／ｆ３）周期の２つのデジタル信号に変換される。

一方のデジタル信号は、遅延器４３ａ−１〜４３ａ−ｎに入力され、他方のデジタル信号は、遅延器４３−１〜４３−ｎに入力されて、それぞれ所定の遅延量だけ遅延される。

更に遅延器４３ａ−１〜４３ａ−ｎの出力信号は、それぞれ反射位相変移器４９−１〜４９−ｎで、電磁波の反射による偏波面の位相変移θｉが補正される。反射位相変移器４９−１〜４９−ｎは、例えば、入力信号を所定時間（（θｉ÷２π）÷ｆ３）だけ遅延させることにより、偏波面の位相変移θｉを補正する。

反射位相変移器４９−１〜４９−ｎから出力される補正信号と、遅延器４３−１〜４３−ｎの出力信号は、それぞれ加算器４４−１〜４４−ｎで加算される。加算器４４−１〜４４−ｎの出力信号は、それぞれ遅延時間Ｔ〜ｎＴに対応し、かつ電磁波の反射による偏波面の位相変移θ１〜θｎが補正された受信信号である。

加算器４４−１〜４４−ｎの出力信号は、それぞれ行路差位相変移器４９ａ−１〜４９ａ−ｎで、電磁波の行路差による位相ずれを補正され、遅延器５０−１〜５０−ｎによって、それぞれの信号の遅延量は全て所定時間ｔ２となる。遅延器５０−１〜５０−ｎの出力信号は、合成器４６によって合成され、出力信号の信号電力は増大する。

受信アンテナ３１ｃ−１，３１ｃ−２に到来する電磁波は、（１／ｆ３）周期で偏波面が回転しているので、電波散乱による干渉が発生する場合には、（１／ｆ３）周期となる。この電波散乱による干渉を抑圧するため、遅延器４３−１〜４３−ｎと、遅延器４３ａ−１〜４３ａ−ｎによって、（１／ｆ３）周期を偏りなく均等に抽出して信号処理する。よって、遅延器４３−１〜４３−ｎと、遅延器４３ａ−１〜４３ａ−ｎの遅延量の単位Ｔは、（１／ｆ３）周期をｎで除算した値か、または（１／ｆ３）周期の１／２をｎで除算した値とする。これにより、（１／ｆ３）周期のいずれかのタイミングで、特定の遅延時間において特定の偏波面の電磁波エネルギーが干渉によってゼロになる現象が発生したとしても、他の遅延時間における他の偏波面は干渉せず、電磁波エネルギーはゼロにならないことが期待される。
更に、これに限定されず、遅延量Ｔを、（（１／ｆ３）÷ｎ）周期の整数倍、１／２倍、３／２倍など、任意の値に設定しても良い。

図１２は、第６の実施形態に係る無線通信システムの動作を示す図である。横軸には、無線送信機１０の動作と、伝送路と、無線受信機３０ｆの動作とが記載されており、縦軸には、時間ｔの経過が示されている。

無線送信機１０は、トレーニング期間であるタイミングＴ１において、トレーニング信号を送信する。伝送路には、このトレーニング信号が送信される。無線受信機３０ｆのデジタル復調回路４７ａは、タイミングＲ１において、このトレーニング信号を受信し、合成した受信信号の強度が最大となるよう、電磁波の反射による偏波面の位相変移θ１〜θｎの補正と、電磁波の行路差による位相ずれφ１〜φｎの補正とを最適化する。

無線送信機１０は、タイミングＴ２において、情報信号を送信する。伝送路には、この情報信号が送信される。無線受信機３０ｆは、タイミングＲ２において、この情報信号を受信し、最適化した電磁波の反射による偏波面の位相変移θ１〜θｎの補正と、電磁波の行路差による位相ずれφ１〜φｎの補正とを行って復号化する。最適化とは、例えば各遅延時間Ｔ〜ｎＴにおける電磁波の反射による偏波面の位相変移θ１〜θｎの補正量を変更すると共に、行路差による位相ずれφ１〜φｎの補正量を調整することである。

この調整は、例えば偏波面の位相変移θ１の値を所定範囲で変更して最適値を求めたのち、行路差による位相ずれφ１の値を所定範囲で変更して最適値を求め、これを偏波面の位相変移θ２以降の値と，行路差による位相ずれφ２以降の値に繰り返し適用することによって行うことが可能である。

以下、このタイミングＴ１〜Ｔ２，Ｒ１〜Ｒ２の処理を繰り返すことにより、無線送信機１０と無線受信機３０ｆは、設置環境が変化し、無線送信機１０から無線受信機３０ｆに到達する電磁波の行路が動的に変化する場合でも、電波干渉による通信誤りを更に回避することが可能である。

（第６の実施形態の効果）
以上説明した第６の実施形態では、次の（Ｎ）のような効果がある。
（Ｎ） トレーニング期間において、反射による偏波面の位相変移θ１〜θｎの補正量と、行路差による位相ずれφ１〜φｎの補正量とを最適化しているので、設置環境が変化し、無線送信機１０から無線受信機３０ｆに到達する電磁波の行路が動的に変化する場合でも、電波干渉による通信誤りを更に回避することが可能である。

（第７の実施形態の構成）
図１３は、第７の実施形態に係る遅延合成回路を示す概略の構成図である。第６の実施形態を示す図１１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
本実施例における無線受信機３０ｇは、第６の実施形態に示す無線受信機３０ｆが有するデジタル復調回路４７ａとは異なるデジタル復調回路４７と、第６の実施形態に示す無線受信機３０ｆが有するベースバンド回路４８とは異なるベースバンド回路４８ａとを有している他は、第６の実施形態に示す無線受信機３０ｆと同様の構成を有している。

ベースバンド回路４８ａは、遅延合成回路４０ａの電磁波の反射による偏波面の位相変移θ１〜θｎの補正量と、電磁波の行路差による位相ずれφ１〜φｎの補正量とを制御する機能を有している。

（第７の実施形態の動作）
図１２を元に、第７の実施形態に係る無線受信機３０ｇの動作を説明する。
無線送信機１０は、トレーニング期間であるタイミングＴ１において、トレーニング信号を送信する。伝送路には、このトレーニング信号が送信される。無線受信機３０ｇのベースバンド回路４８ａは、タイミングＲ１において、このトレーニング信号を受信し、合成した受信信号の復調後の誤り率が最小となるよう、電磁波の反射による偏波面の位相変移θ１〜θｎの補正量と、電磁波の行路差による位相ずれφ１〜φｎの補正量とを最適化する。

（第７の実施形態の効果）
以上説明した第７の実施形態では、次の（Ｏ）のような効果がある。
（Ｏ） トレーニング期間において電磁波の反射による偏波面の位相変移θ１〜θｎの補正量と、電磁波の行路差による位相ずれφ１〜φｎの補正量とを最適化しているので、設置環境が変化し、無線送信機１０から無線受信機３０ｆに到達する電磁波の行路が動的に変化する場合でも、電波干渉による復調後の誤り率を最小にすることが可能である。

（第８の実施形態の構成）
図１４は、第８の実施形態に係る昇降機システムを示す概略の構成図である。
この昇降機システム１００は、縦長の直方体である建物１０１と、昇降カゴ１１１とを有している。建物１０１の内部には、昇降カゴ１１１が昇降する空間が設けられている。昇降カゴ１１１は図示しないロープと駆動機構によって、建物１０１の内部空間を昇降する。

建物１０１の内部空間の天井部には、基地局無線機１０２−１とアンテナ１０３−１とが設置され、建物１０１の内部空間の床部には、基地局無線機１０２−２とアンテナ１０３−２とが設置されている。基地局無線機１０２−１，１０２−２は、図８（ｂ）に示す無線受信機３０ｃと同一の構成を有している偏波角分割ダイバシチ無線機であり。アンテナ１０３−１，１０３−２は、図８（ｂ）に示す受信アンテナ３１ｃと同様の直交偏波一体アンテナである。

昇降カゴ１１１の上面にはアンテナ１１３−１が設けられ、下面にはアンテナ１１３−２が設けられ、高周波ケーブル１１４によって端末局無線機１１２に接続されている。端末局無線機１１２は、図８（ａ）に示す無線送信機１０ｄと同様の偏波角分割ダイバシチ無線機である。このアンテナ１１３−１，１１３−２は、図８（ａ）に示す送信アンテナ２０ｃと同様の直交偏波一体アンテナである。

（第８の実施形態の動作）
端末局無線機１１２から送信された電波は、アンテナ１１３−１とアンテナ１１３−２を介して送信される。送信された電波は、建物１０１の内部空間を無線伝送媒体とするので、建物１０１の内壁および昇降カゴ１１１の外壁により多重反射を受ける。すなわち、建物１０１の内部空間は、多重波干渉環境を形成する。多重反射を受けた電波は、それぞれアンテナ１０３−１，１０３−２に到達する。

本実施形態では偏波角度分割ダイバシチにより、多重波干渉環境下でも高品質の無線伝送が実現可能となる。建物１０１から無線接続手段によって昇降カゴ１１１の制御／監視が可能となるので、ケーブル等の有線接続手段によって昇降カゴ１１１が昇降する空間を無駄にすることがなくなる。よって、建物１０１を小さい体積とするか、または、同一の建物１０１の体積で昇降カゴ１１１の寸法を増大させて輸送能力を向上させることが可能である。
あわせて、昇降カゴ１１１の軽量化も可能となる。昇降カゴ１１１に接続されるケーブル等の有線接続手段の重さは、高層ビルにおいて、無視し得ない重さとなる為である。

（第８の実施形態の効果）
以上説明した第８の実施形態では、次の（Ｐ）のような効果がある。
（Ｐ） 建物１０１から無線接続手段によって昇降カゴ１１１の制御／監視が可能となるので、ケーブル等の有線接続手段によって昇降カゴ１１１が昇降する空間を無駄にすることがなくなる。よって、小さい建物１０１の体積とするか、または、同一の建物１０１の体積で昇降カゴ１１１の寸法を増大させて輸送能力を向上させることが可能である。

（第９の実施形態の構成）
図１５は、第９の実施形態に係る変電設備監視システムを示す概略の構成図である。
本実施形態の変電設備監視システム２００は、複数の変電機２０１−１〜２０１−１２と、これらの近傍に設定されている複数の無線基地局２１１−１〜２１１−４とを備えている。本実施形態では、変電機２０１−１〜２０１−１２の数は無線基地局２１１−１〜２１１−４の数より多い。

それぞれの変電機２０１−１〜２０１−１２は、偏波角分割ダイバシチを行う端末局無線機２０３と直交偏波一体アンテナ２０２とを備えている。変電機２０１−１〜２０１−１２の寸法は、数ｍのオーダである。

無線基地局２１１−１〜２１１−４は、それぞれ偏波角分割ダイバシチを行う基地局無線機２１３と直交偏波一体アンテナ２１２とを備えている。無線機が使用する数百ＭＨｚから数ＧＨｚの周波数の電磁波の波長に比べて、変電機２０１−１〜２０１−１２の寸法は圧倒的に大きい。

（第９の実施形態の動作）
本実施形態の変電設備監視システム２００において、電磁波は、複数の変電機２０１−１〜２０１−１２により多重反射を受ける。変電設備監視システム２００には、多重波干渉環境が形成される。

本実施形態の端末局無線機２０３と、基地局無線機２１３とは、偏波角度分割ダイバシチ機能により、多重波干渉環境下でも高品質の無線伝送が実現可能となり、複数の無線基地局２１１−１〜２１１−４によって、変電機２０１−１〜２０１−１２の遠隔制御と遠隔監視が可能である。よって、ケーブルなどを用いる場合に問題となる高圧誘導電力の問題を解決できると共に、ケーブルの敷設コストを削除でき、変電機２０１−１〜２０１−１２の制御／監視システムの安全性の向上、および、コストの削減が可能となる。

（第９の実施形態の効果）
以上説明した第９の実施形態では、次の（Ｑ）のような効果がある。
（Ｑ） 本実施形態の偏波角度分割ダイバシチ無線機により、多重波干渉環境下でも高品質の無線伝送が実現可能となる。変電機２０１−１〜２０１−１２の制御・監視を複数の無線基地局２１１−１〜２１１−４により遠隔で実施可能である。よって、ケーブル等の該有線接続手段を用いる場合に問題となる高圧誘導電力の問題を解決できると共に、ケーブルの敷設コストを削除でき、変電機２０１−１〜２０１−１２の制御／監視システムの安全性向上、および、コスト削減が可能となる。

（変形例）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）〜（ｂ）のようなものがある。

（ａ） 第２の実施形態の無線受信機３０ａは、６本の受信アンテナ３１−１〜３１−６を備えている。しかし、これに限定されず、任意のｎ本（ｎは自然数）の受信アンテナでも良い。このとき、遅延量Ｔは、電磁波の偏波面の回転周期である（１／ｆ３）を偏りなくサンプリング可能な値である（（１／ｆ３）÷ｎ）であることが望ましい。または、電磁波の偏波面の回転周期の半分である（（１／ｆ３）÷２）を偏りなくサンプリング可能な値である（（（１／ｆ３）÷２）÷ｎ）であることが望ましい。

（ｂ） 第５の実施形態の無線送信機１０ｄは、円偏波を送信する第１の送信アンテナである送信アンテナ２０ｃ−１と、第２の送信アンテナである送信アンテナ２０ｃ−２とを備えている。しかし、これに限られず、第１の送信アンテナが直線偏波を送信し、第２の送信アンテナが、前記第１の送信アンテナが送信する直線偏波と所定角度（８５度から９５度）を成す直線偏波を送信しても良い。

（ｃ） 本発明の偏波角度分割ダイバシチ無線送信機、無線受信機を、セキュリティシステムにおける集中制御装置と、扉センサや、窓センサなどとの無線通信に適用しても良い。これにより、高度な通信品質が求められるセキュリティシステムを提供することが可能となる。

１０，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ 無線送信機
１１ 情報生成回路
１２，１２−１，１２−２ 発振器
１３，１３−１ 変調器（第１の変調手段）
１３−２ 変調器（第４の変調手段）
１４ モータ（回転手段）
１５ 移相回路（移相手段）
１５ｂ 反転移相回路
１６ 発振器
１７ ベースバンド回路
１８−１ 変調器（第２の変調手段）
１８−２ 変調器（第３の変調手段）
１９−１ 加算器（第１の合成手段）
１９−２ 加算器（第２の合成手段）
２０ 送信アンテナ（電磁波発信手段）
２０ｂ−１，２０ｃ−１ 送信アンテナ（第１の送信アンテナ）
２０ｂ−２，２０ｃ−２ 送信アンテナ（第２の送信アンテナ）
３０，３０ａ，３０ｂ，３０ｃ，３０ｄ，３０ｅ 無線受信機
３１ ダイバシチ受信アンテナ
３１ｂ−１，３１ｃ−１ 受信アンテナ（第１の受信アンテナ）
３１ｂ−２，３１ｃ−２ 受信アンテナ（第２の受信アンテナ）
３２−１〜３２−６ 行路差位相変移器（複数の信号補正手段）
３３ 合成器（合成手段）
３４−１〜３４−６ 遅延器
３５−１〜３５−６ 遅延器
３７ 時分割スイッチ
３７ａ 入力側スイッチ
３７ｂ 出力側スイッチ
４０，４０ａ 遅延合成回路（遅延合成手段）
４２（＝４２−１〜４２−ｎ） 反射移相変移遅延器
４３（＝４３−１〜４３−ｎ），４３ａ（＝４３ａ−１〜４３ａ−ｎ） 遅延器
４４−１〜４４−ｎ 加算器
４５（＝４５−１〜４５−ｎ） 行路差位相変移遅延器
４６ 合成器
４７，４７ａ デジタル復調回路
４８，４８ａ ベースバンド回路
４９（＝４９−１〜４９−ｎ） 反射移相変移器
４９ａ（＝４９ａ−１〜４９ａ−ｎ） 行路差位相変移器
５０（＝５０−１〜５０−ｎ） 遅延器
６０−１ 回転周波数検出回路（第１の回転周波数検出手段）
６０−２ 回転周波数検出回路（第２の回転周波数検出手段）
６１ 整流回路
６２ ローパスフィルタ
６３ Ａ／Ｄコンバータ

Claims (10)

1. 第１の周波数の情報信号を第２の周波数で変調し、第１の変調信号を出力する第１の変調手段と、
   前記情報信号を、前記第２の周波数と僅かに異なる第４の周波数で変調し、第４の変調信号を出力する第４の変調手段と、
   前記第１の変調信号と前記第４の変調信号とを合成して、前記第２の周波数と前記第４の周波数の差によって生じた第３の周波数で更に変調した第１の出力信号を出力する第１の合成手段と、
   前記第１の変調信号と前記第４の変調信号の反転信号とを合成して、前記第２の周波数と前記第４の周波数の反転信号との差によって生じた前記第３の周波数で更に変調した第２の出力信号を出力する第２の合成手段と、
   前記第１の出力信号を、第１の偏波で送信する第１の送信アンテナと、
   前記第２の出力信号を、第２の偏波で送信する第２の送信アンテナと、
   を有することを特徴とする偏波角度分割ダイバシチ無線送信機。
2. 前記第１の送信アンテナは、直線偏波を送信するアンテナであり、
   前記第２の送信アンテナは、前記第１の送信アンテナと８５度から９５度の間を成して設置され、直線偏波を送信するアンテナである
   ことを特徴とする請求項１に記載の偏波角度分割ダイバシチ無線送信機。
3. 前記第１の送信アンテナは、円偏波を送信するアンテナであり、
   前記第２の送信アンテナは、前記第１の送信アンテナとは反対方向に回転する円偏波を送信する
   ことを特徴とする請求項１に記載の偏波角度分割ダイバシチ無線送信機。
4. 前記第１の周波数は前記第２の周波数、前記第４の周波数、前記第３の周波数のいずれよりも低く、前記第２の周波数と前記第４の周波数は、前記第３の周波数よりも高いことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の偏波角度分割ダイバシチ無線送信機。
5. 請求項１に記載の偏波角度分割ダイバシチ無線送信機が発信する電磁波を受信する偏波角度分割ダイバシチ無線受信機であって、
   この偏波角度分割ダイバシチ無線送信機が発信する前記第１の偏波を受信して第１の入力信号を得る第１の受信アンテナと、
   この偏波角度分割ダイバシチ無線送信機が発信する前記第２の偏波を受信して第２の入力信号を得る第２の受信アンテナと、
   前記第１の入力信号を、前記第３の周波数以下の周波数の信号を検出して第１の受信信号を生成する第１の回転周波数検出手段と、
   前記第２の入力信号を、前記第３の周波数以下の周波数の信号を検出して第２の受信信号を生成する第２の回転周波数検出手段と、
   前記第１の受信信号と前記第２の受信信号を遅延して合成する遅延合成手段と
   を備えたことを特徴とする偏波角度分割ダイバシチ無線受信機。
6. 前記第１の受信アンテナは、円偏波を受信するアンテナであり、
   前記第２の受信アンテナは、前記第１の受信アンテナと反対方向に回転する円偏波を受信するアンテナである
   ことを特徴とする請求項５に記載の偏波角度分割ダイバシチ無線送信機。
7. 請求項５に記載の前記遅延合成手段は、
   所定の遅延時間ごとに、前記第１の受信信号と前記第２の受信信号の偏波位相回転を行って加算し、
   前記加算した受信信号ごとに、行路差にもとづく行路差位相補正を行い、
   前記補正した受信信号を合成する
   ことを特徴とする偏波角度分割ダイバシチ無線受信機。
8. 前記合成した受信信号の強度が最大となるよう、前記偏波位相回転および前記行路差位相補正を決定することを特徴とする請求項７に記載の偏波角度分割ダイバシチ無線受信機。
9. 前記合成した受信信号の復調後の誤り率が最小となるよう、前記偏波位相回転および前記行路差位相補正を決定することを特徴とする請求項７に記載の偏波角度分割ダイバシチ無線受信機。
10. 第１の周波数の情報信号を第２の周波数で変調し、第１の変調信号を出力する第１の変調手段と、
    前記第１の変調信号を独立した２つの偏波で送信すると共に、この偏波に第３の周波数を重畳する電磁波発信手段と、
    を備え、
    前記電磁波発信手段は、
    前記第１の変調信号を、前記第３の周波数で変調して第１の出力信号を得る第２の変調手段と、
    前記第１の出力信号を、第１の偏波で送信する第１の送信アンテナと、
    前記第３の周波数の位相を、所定角度だけシフトする移相手段と、
    前記第１の変調信号を、前記シフトした第３の周波数で変調して第２の出力信号を得る第３の変調手段と、
    前記第２の出力信号を第２の偏波で送信する第２の送信アンテナと、
    を有している偏波角度分割ダイバシチ無線送信機、
    または、
    前記第１の周波数の情報信号を前記第２の周波数で変調し、前記第１の変調信号を出力する第１の変調手段と、
    前記情報信号を、前記第２の周波数と僅かに異なる第４の周波数で変調し、第４の変調信号を出力する第４の変調手段と、
    前記第１の変調信号と前記第４の変調信号とを合成して、前記第２の周波数と前記第４の周波数の差によって生じた第３の周波数で更に変調した第１の出力信号を出力する第１の合成手段と、
    前記第１の変調信号と前記第４の変調信号の反転信号とを合成して、前記第２の周波数と前記第４の周波数の反転信号との差によって生じた前記第３の周波数で更に変調した第２の出力信号を出力する第２の合成手段と、
    前記第１の出力信号を、第１の偏波で送信する第１の送信アンテナと、
    前記第２の出力信号を、第２の偏波で送信する第２の送信アンテナと、
    を有している偏波角度分割ダイバシチ無線送信機と、
    請求項７に記載の偏波角度分割ダイバシチ無線受信機と、
    を具備する偏波角度分割ダイバシチ無線通信システムであって、
    この偏波角度分割ダイバシチ無線送信機は、情報を送受信する前に、あらかじめ定められた既知の情報を送信する所定のトレーニング動作を行い、
    この偏波角度分割ダイバシチ無線受信機は、前記所定のトレーニング動作において、前記合成した受信信号の復調後の誤り率が最小となるよう、偏波位相回転および行路差位相補正を決定する
    ことを特徴とする偏波角度分割ダイバシチ無線通信システム。

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