JPH0888589A - Ｃｄｍａ移動通信システムの移動局および検波方法 - Google Patents
Ｃｄｍａ移動通信システムの移動局および検波方法Info
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- JPH0888589A JPH0888589A JP16037195A JP16037195A JPH0888589A JP H0888589 A JPH0888589 A JP H0888589A JP 16037195 A JP16037195 A JP 16037195A JP 16037195 A JP16037195 A JP 16037195A JP H0888589 A JPH0888589 A JP H0888589A
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- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
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- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＣＤＭＡ移動通信システムの移動局における
検波回路部の動作を低速化する。 【構成】 直交検波された受信信号(Ｉ'、Ｑ')１をパイ
ロット信号用拡散符号によって逆拡散することによって
位相誤差信号を生成する逆拡散回路２１と、上記受信信
号１をデータ信号用拡散符号によって逆拡散することに
よってデータ信号群１２を生成する逆拡散回路４２と、
上記位相誤差信号とデータ信号群の伝送レートをそれぞ
れシンボルレートの信号に変換するアキュムレータ４
１、４４と、シンボルレートの位相誤差信号から位相補
正信号２４を生成する平均化回路部４３と、上記位相補
正信号２４に応じて上記データ信号群を補正し、位相誤
差が除去されたデータ信号（Ｉ、Ｑ）３５を生成する位
相補正回路部４９とからなる。 【効果】 位相誤差の平均化、受信データの遅延、位相
補正処理をシンボルレート単位で行うことにより、動作
クロックの低速化、低消費電力化ができる。
検波回路部の動作を低速化する。 【構成】 直交検波された受信信号(Ｉ'、Ｑ')１をパイ
ロット信号用拡散符号によって逆拡散することによって
位相誤差信号を生成する逆拡散回路２１と、上記受信信
号１をデータ信号用拡散符号によって逆拡散することに
よってデータ信号群１２を生成する逆拡散回路４２と、
上記位相誤差信号とデータ信号群の伝送レートをそれぞ
れシンボルレートの信号に変換するアキュムレータ４
１、４４と、シンボルレートの位相誤差信号から位相補
正信号２４を生成する平均化回路部４３と、上記位相補
正信号２４に応じて上記データ信号群を補正し、位相誤
差が除去されたデータ信号（Ｉ、Ｑ）３５を生成する位
相補正回路部４９とからなる。 【効果】 位相誤差の平均化、受信データの遅延、位相
補正処理をシンボルレート単位で行うことにより、動作
クロックの低速化、低消費電力化ができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、移動通信システムに関
し、特に下り回線に挿入されたパイロット信号を用いて
データ復調を行うＣＤＭＡ（Code Division Multiple A
ccess）移動通信システムの移動局、および移動局にお
ける検波方法に関する。
し、特に下り回線に挿入されたパイロット信号を用いて
データ復調を行うＣＤＭＡ（Code Division Multiple A
ccess）移動通信システムの移動局、および移動局にお
ける検波方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、検波（復調）方式として、ＰＬＬ
（Phase Locked Loop）回路を用いた同期検波方式や遅
延検波（差動検波）方式とが知られている。
（Phase Locked Loop）回路を用いた同期検波方式や遅
延検波（差動検波）方式とが知られている。
【０００３】同期検波方式では、送受信機間のキャリア
帯における搬送周波数および位相のずれを受信機側のＰ
ＬＬ回路で補償する。同期検波方式を適用した移動通信
システムでは、移動機が移動しフェージング等が発生し
た状態（動特性）において、ＰＬＬ回路での追従ができ
なくなり、誤り率特性が著しく劣化するという問題があ
る。
帯における搬送周波数および位相のずれを受信機側のＰ
ＬＬ回路で補償する。同期検波方式を適用した移動通信
システムでは、移動機が移動しフェージング等が発生し
た状態（動特性）において、ＰＬＬ回路での追従ができ
なくなり、誤り率特性が著しく劣化するという問題があ
る。
【０００４】一方、遅延検波方式では、送信機側で、差
動符号化によりデータを送信信号の位相差に変換して送
出し、受信機側では、差動復号化を行うことにより、信
号の絶対位相を求めることなくデータ復調する。この方
式によれば、送信機と受信機で搬送波の周波数と絶対位
相を一致させる必要はなくなるが、移動機が静止した状
態（静特性）においても誤り率特性が劣化する現象があ
る。
動符号化によりデータを送信信号の位相差に変換して送
出し、受信機側では、差動復号化を行うことにより、信
号の絶対位相を求めることなくデータ復調する。この方
式によれば、送信機と受信機で搬送波の周波数と絶対位
相を一致させる必要はなくなるが、移動機が静止した状
態（静特性）においても誤り率特性が劣化する現象があ
る。
【０００５】静特性、動特性の何れにおいても誤り率特
性が劣化しない検波方式の１つとして、例えば、”ＣＤ
ＭＡ移動機復調方式に関する一検討”、電子情報通信学
会春季大会、Ａ−５スペクトル拡散、Ａ−２６８、ｐ
ｐ．１−２７０（１９９４年）において、下り回線（チ
ャネル）に挿入されたパイロット信号を用いるデータ復
調方式が提案されている。
性が劣化しない検波方式の１つとして、例えば、”ＣＤ
ＭＡ移動機復調方式に関する一検討”、電子情報通信学
会春季大会、Ａ−５スペクトル拡散、Ａ−２６８、ｐ
ｐ．１−２７０（１９９４年）において、下り回線（チ
ャネル）に挿入されたパイロット信号を用いるデータ復
調方式が提案されている。
【０００６】図２は、下り回線に挿入されたパイロット
信号を用いる従来のＣＤＭＡ移動通信システムにおい
て、基地局５１と移動局５２との間で行われる信号の変
復調の過程を示す。
信号を用いる従来のＣＤＭＡ移動通信システムにおい
て、基地局５１と移動局５２との間で行われる信号の変
復調の過程を示す。
【０００７】基地局５１は、各移動局宛の送信信号（デ
ータ信号）を直並列変換回路あるいは符号化回路によっ
て２系列のデータ信号（Ｉ、Ｑ）５０に変換した後、デ
ータ信号Ｉ、Ｑをそれぞれ乗算器５０１Ａ、５０１Ｂに
入力して、データ信号用拡散符号５４（ＰＮ-ID 、ＰＮ
-QD）によって拡散する。
ータ信号）を直並列変換回路あるいは符号化回路によっ
て２系列のデータ信号（Ｉ、Ｑ）５０に変換した後、デ
ータ信号Ｉ、Ｑをそれぞれ乗算器５０１Ａ、５０１Ｂに
入力して、データ信号用拡散符号５４（ＰＮ-ID 、ＰＮ
-QD）によって拡散する。
【０００８】上記拡散符号（ＰＮ-ID 、ＰＮ-QD）に
は、例えば、送信データのシンボルレートの１２８倍の
レートをもつ１２８チップ長の符号が用いられ、これに
よって、送信データの各符号（ビット）「１」または
「０」が、１２８チップからなる符号パターンまたはこ
れを位相反転した符号パターンにそれぞれ変換される。
は、例えば、送信データのシンボルレートの１２８倍の
レートをもつ１２８チップ長の符号が用いられ、これに
よって、送信データの各符号（ビット）「１」または
「０」が、１２８チップからなる符号パターンまたはこ
れを位相反転した符号パターンにそれぞれ変換される。
【０００９】拡散符号５４で拡散されたデータ信号Ｉ、
Ｑは、それぞれ乗算器５０２Ａ、５０２Ｂによって直交
変調、例えば４相位相変調（ＱＰＳＫ： Quadrature Ph
aseShift Keying）をかけた後、加算器５０３で加算さ
れ、アンテナから無線周波数帯域５５の電波として送信
される。ＱＰＳＫにおける信号Ｉ、Ｑの値（「１」また
は「０」）の組合せと信号空間との関係を図１０の
（Ａ）に示す。
Ｑは、それぞれ乗算器５０２Ａ、５０２Ｂによって直交
変調、例えば４相位相変調（ＱＰＳＫ： Quadrature Ph
aseShift Keying）をかけた後、加算器５０３で加算さ
れ、アンテナから無線周波数帯域５５の電波として送信
される。ＱＰＳＫにおける信号Ｉ、Ｑの値（「１」また
は「０」）の組合せと信号空間との関係を図１０の
（Ａ）に示す。
【００１０】基地局は、同時に複数の移動局と通信する
ために、各移動局毎に固有のデータ信号用拡散符号を割
当て、複数の信号チャネルを形成する。例えば、チャネ
ルＸでは、データ信号Ｉ（Ｘ）、Ｑ（Ｘ）が、チャネル
Ｘに固有の拡散符号ＰＮ-ID（Ｘ）、ＰＮ-QD（Ｘ）で拡
散され、チャネルＹでは、データ信号Ｉ（Ｙ）、Ｑ
（Ｙ）が、チャネルＹに固有の拡散符号ＰＮ
-ID（Ｙ）、ＰＮ-QD（Ｙ）で拡散される。
ために、各移動局毎に固有のデータ信号用拡散符号を割
当て、複数の信号チャネルを形成する。例えば、チャネ
ルＸでは、データ信号Ｉ（Ｘ）、Ｑ（Ｘ）が、チャネル
Ｘに固有の拡散符号ＰＮ-ID（Ｘ）、ＰＮ-QD（Ｘ）で拡
散され、チャネルＹでは、データ信号Ｉ（Ｙ）、Ｑ
（Ｙ）が、チャネルＹに固有の拡散符号ＰＮ
-ID（Ｙ）、ＰＮ-QD（Ｙ）で拡散される。
【００１１】基地局５１は、これら複数チャネルのデー
タ信号の他に、各移動局５２がデータ信号を復調する際
に基準信号とするパイロット信号も送信する。上記パイ
ロット信号は、固定のビットパターン（ビット「１」の
連続パターン）をもつ２系列の信号Ｉ（Ｐ）、Ｑ（Ｐ）
を、それぞれ上記データ信号用の拡散符号５４とは異な
ったチップパターンをもつパイロット信号チャネルに固
有の拡散符号ＰＮ-IP、ＰＮ-QPで拡散した後、データ信
号と同様に、直交変調して上記無線周波数帯域５５で送
信される。
タ信号の他に、各移動局５２がデータ信号を復調する際
に基準信号とするパイロット信号も送信する。上記パイ
ロット信号は、固定のビットパターン（ビット「１」の
連続パターン）をもつ２系列の信号Ｉ（Ｐ）、Ｑ（Ｐ）
を、それぞれ上記データ信号用の拡散符号５４とは異な
ったチップパターンをもつパイロット信号チャネルに固
有の拡散符号ＰＮ-IP、ＰＮ-QPで拡散した後、データ信
号と同様に、直交変調して上記無線周波数帯域５５で送
信される。
【００１２】図２では、簡単化のために、１つの信号チ
ャネルの直交変調回路を示しているが、実際のＣＤＭＡ
送信回路では、それぞれ固有の拡散符号でスペクトル拡
散された複数チャネル（データ信号チャネルおよびパイ
ロット信号チャネル）の信号が、Ｉ信号成分、Ｑ信号成
分別にそれぞれ多重化された状態で、直交変調用の乗算
器５０２Ａ、５０２Ｂに入力される。
ャネルの直交変調回路を示しているが、実際のＣＤＭＡ
送信回路では、それぞれ固有の拡散符号でスペクトル拡
散された複数チャネル（データ信号チャネルおよびパイ
ロット信号チャネル）の信号が、Ｉ信号成分、Ｑ信号成
分別にそれぞれ多重化された状態で、直交変調用の乗算
器５０２Ａ、５０２Ｂに入力される。
【００１３】各移動局５２では、アンテナから受信した
信号を乗算器５０４Ａ、５０４Ｂに入力し、発振器５２
０から出力される局部発信周波数によって直交検波す
る。検波回路からの出力信号は、ＬＰＦ（Low Pass Fil
ter）５６Ａ、５６Ｂによって高調波成分が除去され、
受信信号（Ｉ’、Ｑ’）１となる。
信号を乗算器５０４Ａ、５０４Ｂに入力し、発振器５２
０から出力される局部発信周波数によって直交検波す
る。検波回路からの出力信号は、ＬＰＦ（Low Pass Fil
ter）５６Ａ、５６Ｂによって高調波成分が除去され、
受信信号（Ｉ’、Ｑ’）１となる。
【００１４】基地局における直交変調用の発信器５１０
と各移動局における直交検波（復調）用発振器５２０
は、互いに非同期で動作しているため、上記検波後の受
信信号（Ｉ’、Ｑ’）１には、変調側との位相ずれ（あ
るいは周波数の不一致）に起因した信号値の誤差が含ま
れている。すなわち、上記発振器５２０による直交検波
は仮の検波であって、受信信号（Ｉ'、Ｑ'）１には、位
相誤差の除去（以下、位相補正という）のための信号処
理が必要となる。
と各移動局における直交検波（復調）用発振器５２０
は、互いに非同期で動作しているため、上記検波後の受
信信号（Ｉ’、Ｑ’）１には、変調側との位相ずれ（あ
るいは周波数の不一致）に起因した信号値の誤差が含ま
れている。すなわち、上記発振器５２０による直交検波
は仮の検波であって、受信信号（Ｉ'、Ｑ'）１には、位
相誤差の除去（以下、位相補正という）のための信号処
理が必要となる。
【００１５】図３は、受信信号（Ｉ’、Ｑ’）１から位
相ずれに起因する信号値誤差を除去し、基地局が送信し
たデータ信号と同じデータ信号（Ｉ、Ｑ）を再生するた
めの従来の移動局検波回路の構成を示す。
相ずれに起因する信号値誤差を除去し、基地局が送信し
たデータ信号と同じデータ信号（Ｉ、Ｑ）を再生するた
めの従来の移動局検波回路の構成を示す。
【００１６】２１は、受信信号１をパイロット信号用の
拡散符号２６で逆拡散し、位相ずれ角度に応じて変化す
る位相誤差信号（Δcosφ、Δsinφ）２２を生成するパ
イロット信号逆拡散回路部、２３は、上記逆拡散回路部
２１から出力された位相誤差信号（Δcosφ、Δsinφ）
２２を複数チップ期間にわたって平均化することによっ
て、位相制御回路部３０に与えるべき補正信号（ＣＯＳ
φ、ＳＩＮφ）２４を生成するための平均化回路部を示
す。２５は、上記パイロット信号逆拡散回路部２１に与
えるべきパイロット信号用拡散符号（ＰＮ-IP、Ｐ
Ｎ-QP）２６および後述するデータ逆拡散回路部３２に
与えるべきデータ用拡散符号（ＰＮ-ID、ＰＮ-QD）２７
を発生するための拡散符号発生回路部である。上記デー
タ用拡散符号（ＰＮ-ID、ＰＮ-QD）は、信号チャネルに
固有の符号パターンをもつ。
拡散符号２６で逆拡散し、位相ずれ角度に応じて変化す
る位相誤差信号（Δcosφ、Δsinφ）２２を生成するパ
イロット信号逆拡散回路部、２３は、上記逆拡散回路部
２１から出力された位相誤差信号（Δcosφ、Δsinφ）
２２を複数チップ期間にわたって平均化することによっ
て、位相制御回路部３０に与えるべき補正信号（ＣＯＳ
φ、ＳＩＮφ）２４を生成するための平均化回路部を示
す。２５は、上記パイロット信号逆拡散回路部２１に与
えるべきパイロット信号用拡散符号（ＰＮ-IP、Ｐ
Ｎ-QP）２６および後述するデータ逆拡散回路部３２に
与えるべきデータ用拡散符号（ＰＮ-ID、ＰＮ-QD）２７
を発生するための拡散符号発生回路部である。上記デー
タ用拡散符号（ＰＮ-ID、ＰＮ-QD）は、信号チャネルに
固有の符号パターンをもつ。
【００１７】２８は、平均化回路部２３で位相誤差信号
（Δcosφ、Δsinφ）の平均化処理に要する時間に応じ
た時間だけ受信信号１を遅延させるためのデータ遅延回
路部、３０は、上記データ遅延回路部２８から出力され
た受信信号２９の位相を補正するための位相補正回路
部、３２は、位相補正された受信信号３１をデータ用拡
散符号２７を用いて逆拡散するためのデータ逆拡散回路
部、３４は、上記逆拡散回路部３２から出力されるチッ
プレートのデータ信号３３をシンボルレートをもつ復調
データ（Ｉ、Ｑ）に変換するためのアキュムレータであ
る。
（Δcosφ、Δsinφ）の平均化処理に要する時間に応じ
た時間だけ受信信号１を遅延させるためのデータ遅延回
路部、３０は、上記データ遅延回路部２８から出力され
た受信信号２９の位相を補正するための位相補正回路
部、３２は、位相補正された受信信号３１をデータ用拡
散符号２７を用いて逆拡散するためのデータ逆拡散回路
部、３４は、上記逆拡散回路部３２から出力されるチッ
プレートのデータ信号３３をシンボルレートをもつ復調
データ（Ｉ、Ｑ）に変換するためのアキュムレータであ
る。
【００１８】ここで、図１０の（Ｂ）を参照して、信号
（Ｉ、Ｑ）が常に（１，１）の値でもって送信されるパ
イロット信号に着目して、基地局からの送信信号と移動
局での受信信号１との関係を説明する。
（Ｉ、Ｑ）が常に（１，１）の値でもって送信されるパ
イロット信号に着目して、基地局からの送信信号と移動
局での受信信号１との関係を説明する。
【００１９】基地局がＩ−Ｑ信号空間の第１象限に位置
する値（Ｉ＝１，Ｑ＝１）で送信したパイロット信号Ｐ
１は、位相ずれ角度がφの場合、移動局のＩ'−Ｑ'信号
空間では、Ｉ＝ｉ'、Ｑ＝ｑ'の値をもった信号となる。
位相ずれ角度φがπ／２を超えた場合、パイロット信号
Ｐ１は、移動局のＩ'−Ｑ'信号空間では、第１象限以外
の他の象限（第２象限〜第４象限）に位置した信号とし
て受信されるため、基地局の送信信号とは全く異なる値
となってしまう。
する値（Ｉ＝１，Ｑ＝１）で送信したパイロット信号Ｐ
１は、位相ずれ角度がφの場合、移動局のＩ'−Ｑ'信号
空間では、Ｉ＝ｉ'、Ｑ＝ｑ'の値をもった信号となる。
位相ずれ角度φがπ／２を超えた場合、パイロット信号
Ｐ１は、移動局のＩ'−Ｑ'信号空間では、第１象限以外
の他の象限（第２象限〜第４象限）に位置した信号とし
て受信されるため、基地局の送信信号とは全く異なる値
となってしまう。
【００２０】移動局では、上記パイロット信号Ｐ１が、
点Ｐ２で示すように、本来的にはＩ'−Ｑ'信号空間の第
１象限内でｉ＝ｑの値をもっていることを前提条件とし
て、受信されたパイロット信号のＩ、Ｑ成分の値から、
Ｉ'−Ｑ'信号空間とＩ−Ｑ信号空間との位相ずれ量（角
度φ）を検出する。
点Ｐ２で示すように、本来的にはＩ'−Ｑ'信号空間の第
１象限内でｉ＝ｑの値をもっていることを前提条件とし
て、受信されたパイロット信号のＩ、Ｑ成分の値から、
Ｉ'−Ｑ'信号空間とＩ−Ｑ信号空間との位相ずれ量（角
度φ）を検出する。
【００２１】図３において、パイロット信号逆拡散回路
２１は、直交検波信号１（Ｉ'、Ｑ'）をパイロット信号
用拡散符号２６によって逆拡散する。この時、入力信号
１のうち、信号成分Ｉ'を乗算器２１０Ａと２１１Ａ
に、また、信号成分Ｑ'を乗算器２１０Ｂと２１１Ｂに
入力し、乗算器２１０Ａ、２１０Ｂにはパイロット信号
のＩ成分用の拡散符号２６のＰＮ-IPを与え、乗算器２
１１Ａ、２１１Ｂにはパイロット信号のＱ成分用の拡散
符号２６ＰＮ-QPを与え、上記乗算器２１０Ａ、２１１
Ｂの出力を加算器２１２Ａで加算し、乗算器２１０Ｂ、
２１１Ａの出力を減算器２１２Ｂで減算する。
２１は、直交検波信号１（Ｉ'、Ｑ'）をパイロット信号
用拡散符号２６によって逆拡散する。この時、入力信号
１のうち、信号成分Ｉ'を乗算器２１０Ａと２１１Ａ
に、また、信号成分Ｑ'を乗算器２１０Ｂと２１１Ｂに
入力し、乗算器２１０Ａ、２１０Ｂにはパイロット信号
のＩ成分用の拡散符号２６のＰＮ-IPを与え、乗算器２
１１Ａ、２１１Ｂにはパイロット信号のＱ成分用の拡散
符号２６ＰＮ-QPを与え、上記乗算器２１０Ａ、２１１
Ｂの出力を加算器２１２Ａで加算し、乗算器２１０Ｂ、
２１１Ａの出力を減算器２１２Ｂで減算する。
【００２２】前述した位相ずれに起因して、検波回路か
らの出力信号Ｉ'、Ｑ'には、その双方に送信パイロット
信号のＩ成分とＱ成分が互いに混入し合っているが、パ
イロット信号逆拡散回路において、信号Ｉ'を拡散符号
ＰＮ-IP、ＰＮ-QPで逆拡散することによってパイロット
信号のＩｉ成分とＩｑ成分が得られ、受信信号Ｑ'を拡
散符号ＰＮ-IP、ＰＮ-QPで逆拡散することによってパイ
ロット信号のＱｉ成分、Ｑｑ成分が得られる。また、上
記Ｉｉ成分とＱｑ成分を加算器２１２Ａで加算すること
によって、ＣＯＳφに比例した位相誤差信号Δｃｏｓφ
が得られ、減算器２１２Ｂで上記Ｑｉ成分からＩｑ成分
を減算することによって、ＳＩＮφに比例した位相誤差
信号Δｓｉｎφが得られる。
らの出力信号Ｉ'、Ｑ'には、その双方に送信パイロット
信号のＩ成分とＱ成分が互いに混入し合っているが、パ
イロット信号逆拡散回路において、信号Ｉ'を拡散符号
ＰＮ-IP、ＰＮ-QPで逆拡散することによってパイロット
信号のＩｉ成分とＩｑ成分が得られ、受信信号Ｑ'を拡
散符号ＰＮ-IP、ＰＮ-QPで逆拡散することによってパイ
ロット信号のＱｉ成分、Ｑｑ成分が得られる。また、上
記Ｉｉ成分とＱｑ成分を加算器２１２Ａで加算すること
によって、ＣＯＳφに比例した位相誤差信号Δｃｏｓφ
が得られ、減算器２１２Ｂで上記Ｑｉ成分からＩｑ成分
を減算することによって、ＳＩＮφに比例した位相誤差
信号Δｓｉｎφが得られる。
【００２３】平均化回路部２３は、逆拡散回路部２１か
ら出力される複数チップ期間の位相誤差信号（Δｃｏｓ
φ，Δｓｉｎφ）２２を平均化することによって、ノイ
ズ除去された位相補正信号（ＳＩＮφ、ＣＯＳφ）２４
を生成する。
ら出力される複数チップ期間の位相誤差信号（Δｃｏｓ
φ，Δｓｉｎφ）２２を平均化することによって、ノイ
ズ除去された位相補正信号（ＳＩＮφ、ＣＯＳφ）２４
を生成する。
【００２４】平均化回路部２３は、例えば、図４に示す
ように、位相誤差信号Δｃｏｓφ，Δｓｉｎφをシフト
するための それぞれ縦続接続された複数の１チップ遅
延ゲート（Ｄｃ）２３０からなる２つのアナログ値シフ
トレジスタ（直並列変換器）と、上記シフトレジスタの
入力信号および各遅延ゲートからの出力信号を加算する
ための加算器２３５、２３６とからなる。
ように、位相誤差信号Δｃｏｓφ，Δｓｉｎφをシフト
するための それぞれ縦続接続された複数の１チップ遅
延ゲート（Ｄｃ）２３０からなる２つのアナログ値シフ
トレジスタ（直並列変換器）と、上記シフトレジスタの
入力信号および各遅延ゲートからの出力信号を加算する
ための加算器２３５、２３６とからなる。
【００２５】１２８個の１チップ遅延ゲート（Ｄｃ）２
３０を直列に接続することによって１シンボル相当の遅
延ゲートＤｓが形成される。この例では、各シフトレジ
スタは、直列に接続された３つのシンボル遅延ゲート２
３１、２３２および２３３からなり、位相誤差信号Δｃ
ｏｓφ，Δｓｉｎφのそれぞれについて、時間軸上で互
いに連続する１２８×３チップ分の値を加算器２３５お
よび２３６で加算することによって、平均化によりノイ
ズ除去された位相補正信号（ＣＯＳφ、ＳＩＮφ）２４
を得るようになっている。
３０を直列に接続することによって１シンボル相当の遅
延ゲートＤｓが形成される。この例では、各シフトレジ
スタは、直列に接続された３つのシンボル遅延ゲート２
３１、２３２および２３３からなり、位相誤差信号Δｃ
ｏｓφ，Δｓｉｎφのそれぞれについて、時間軸上で互
いに連続する１２８×３チップ分の値を加算器２３５お
よび２３６で加算することによって、平均化によりノイ
ズ除去された位相補正信号（ＣＯＳφ、ＳＩＮφ）２４
を得るようになっている。
【００２６】データ遅延回路部２８は、例えば、図５に
示すように、それぞれ縦続接続された複数の１チップ遅
延ゲートＤｃ２８０からなる２つのアナログ値シフトレ
ジスタ（遅延回路）からなる。平均化回路部２３で要し
た遅延チップ段数Ｎ（上記例では、Ｎ＝１２８×３）
と、データ遅延回路部２８の遅延チップ段数Ｍとの間に
は、Ｍ＝（Ｎ−１）／２の関係が成立する。これは、目
的のデータ信号をその前後に所定チップ数ずつ位置した
１群のパイロット信号から求めた位相補正値によって位
相誤差を補正するためである。
示すように、それぞれ縦続接続された複数の１チップ遅
延ゲートＤｃ２８０からなる２つのアナログ値シフトレ
ジスタ（遅延回路）からなる。平均化回路部２３で要し
た遅延チップ段数Ｎ（上記例では、Ｎ＝１２８×３）
と、データ遅延回路部２８の遅延チップ段数Ｍとの間に
は、Ｍ＝（Ｎ−１）／２の関係が成立する。これは、目
的のデータ信号をその前後に所定チップ数ずつ位置した
１群のパイロット信号から求めた位相補正値によって位
相誤差を補正するためである。
【００２７】この例では、Ｍ＝１９１．５になるため、
シフトレジスタの遅延チップ段数Ｍは、「１９１」また
は「１９２」とする。Ｄｓ２８１は、１チップ遅延ゲー
トＤｃ２８０を１２８段接続して形成した１シンボル相
当の遅延ゲートユニットであり、全遅延チップ段数を
「１９１」または「１９２」にするために、上記遅延ゲ
ートユニット２８１に、６３段または６４段の１チップ
遅延ゲートＤｃ２８０からなる半シンボル遅延ゲートユ
ニットＤｓ’２８２が接続されている。
シフトレジスタの遅延チップ段数Ｍは、「１９１」また
は「１９２」とする。Ｄｓ２８１は、１チップ遅延ゲー
トＤｃ２８０を１２８段接続して形成した１シンボル相
当の遅延ゲートユニットであり、全遅延チップ段数を
「１９１」または「１９２」にするために、上記遅延ゲ
ートユニット２８１に、６３段または６４段の１チップ
遅延ゲートＤｃ２８０からなる半シンボル遅延ゲートユ
ニットＤｓ’２８２が接続されている。
【００２８】位相補正回路３０は、例えば図６に示すよ
うに、データ遅延回路部２８から出力された遅延データ
２９のＩ'、Ｑ'成分を、乗算器３０１Ａ、３０１Ｂ、３
０２Ａ、３０２Ｂで、補正信号２４のＣＯＳφ、ＳＩＮ
φとそれぞれ乗算した後、加算器３０３Ａ，減算器３０
３Ｂで加算と減算をすることによって、位相ずれによる
データ信号値の誤差を補正する。これによって、データ
逆拡散回路部３２で目的とするデータ信号(Ｉ、Ｑ)３５
の復調が可能となる。
うに、データ遅延回路部２８から出力された遅延データ
２９のＩ'、Ｑ'成分を、乗算器３０１Ａ、３０１Ｂ、３
０２Ａ、３０２Ｂで、補正信号２４のＣＯＳφ、ＳＩＮ
φとそれぞれ乗算した後、加算器３０３Ａ，減算器３０
３Ｂで加算と減算をすることによって、位相ずれによる
データ信号値の誤差を補正する。これによって、データ
逆拡散回路部３２で目的とするデータ信号(Ｉ、Ｑ)３５
の復調が可能となる。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
のＣＤＭＡ移動通信システムにおける検波回路では、パ
イロット信号から検出した位相誤差の平均化処理と、受
信信号の遅延および位相補正処理を拡散符号のチップレ
ートで行っているため、これらの処理を行う回路部を高
速のクロックで動作させる必要があり、結果的に検波回
路の構成部品が高価になり、消費電力が大きくなるとい
う問題があった。
のＣＤＭＡ移動通信システムにおける検波回路では、パ
イロット信号から検出した位相誤差の平均化処理と、受
信信号の遅延および位相補正処理を拡散符号のチップレ
ートで行っているため、これらの処理を行う回路部を高
速のクロックで動作させる必要があり、結果的に検波回
路の構成部品が高価になり、消費電力が大きくなるとい
う問題があった。
【００３０】本発明の目的は、位相補正処理を低速クロ
ックで実行でき、消費電力を低減できるＣＤＭＡ移動通
信システム用の移動局および検波方法を提供することに
ある。
ックで実行でき、消費電力を低減できるＣＤＭＡ移動通
信システム用の移動局および検波方法を提供することに
ある。
【００３１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明による移動局では、パイロット信号逆拡散回
路部から拡散符号のチップレートで出力された位相誤差
信号と、データ信号逆拡散回路部から拡散符号のチップ
レートで出力されたデータ信号とを、それぞれ送信デー
タのシンボルレートに変換した後、上記位相誤差信号か
ら生成した補正信号によって上記データ信号の位相補正
を行うようにしたことを特徴とする。
に、本発明による移動局では、パイロット信号逆拡散回
路部から拡散符号のチップレートで出力された位相誤差
信号と、データ信号逆拡散回路部から拡散符号のチップ
レートで出力されたデータ信号とを、それぞれ送信デー
タのシンボルレートに変換した後、上記位相誤差信号か
ら生成した補正信号によって上記データ信号の位相補正
を行うようにしたことを特徴とする。
【００３２】この場合、位相補正信号（ＣＯＳφ、ＳＩ
Ｎφ）は、シンボルレートに変換された位相誤差信号
（Δｃｏｓφ、Δｓｉｎφ）をそれぞれシンボルレート
でシフト動作する比較的低速のシフトレジスタによって
直並列変換し、複数シンボル分の位相誤差信号を加算器
で平均化することによって得られる。
Ｎφ）は、シンボルレートに変換された位相誤差信号
（Δｃｏｓφ、Δｓｉｎφ）をそれぞれシンボルレート
でシフト動作する比較的低速のシフトレジスタによって
直並列変換し、複数シンボル分の位相誤差信号を加算器
で平均化することによって得られる。
【００３３】また、従来装置では、受信信号の位相を補
正をした後、データ信号用拡散符号で逆拡散することに
よってデータ信号のＩ、Ｑ成分を抽出していたが、本発
明では、直交検波によって得られた受信信号のＩ、Ｑ成
分をデータ信号逆拡散回路で逆拡散した後、該逆拡散回
路から出力されるデータ信号群の伝送レートをシンボル
レートに変換し、遅延回路を介して位相補正回路部に入
力する。
正をした後、データ信号用拡散符号で逆拡散することに
よってデータ信号のＩ、Ｑ成分を抽出していたが、本発
明では、直交検波によって得られた受信信号のＩ、Ｑ成
分をデータ信号逆拡散回路で逆拡散した後、該逆拡散回
路から出力されるデータ信号群の伝送レートをシンボル
レートに変換し、遅延回路を介して位相補正回路部に入
力する。
【００３４】
【作用】上記構成によれば、位相誤差信号の平均化、デ
ータ信号の遅延および位相補正のための処理をシンボル
レートで行うようにしているため、これらの回路部分を
低速のクロックで動作させることが可能となり、これに
よって消費電力を抑えることができる。
ータ信号の遅延および位相補正のための処理をシンボル
レートで行うようにしているため、これらの回路部分を
低速のクロックで動作させることが可能となり、これに
よって消費電力を抑えることができる。
【００３５】
【実施例】図１は、本発明によるＣＤＭＡ移動通信シス
テム用の検波回路の構成を示すブロック図であり、図３
に示した従来システムとの比較を容易にするために、同
一の回路要素には図３と同一の符号を適用してある。
テム用の検波回路の構成を示すブロック図であり、図３
に示した従来システムとの比較を容易にするために、同
一の回路要素には図３と同一の符号を適用してある。
【００３６】図１において、２１は直交検波された受信
信号（Ｉ'、Ｑ'）１をパイロット信号用拡散符号で逆拡
散し、位相誤差を示す信号（Δｃｏｓφ、Δｓｉｎφ）
２２を出力するパイロット信号逆拡散回路部、４１は、
上記逆拡散回路部２１からチップレートで出力される位
相誤差信号２２をシンボルレートの信号（Δｃｏｓ
φ'、Δｓｉｎφ'）２２’に変換するためのアキュムレ
ータ、４３は、上記位相誤差信号Δｃｏｓφ'、Δｓｉ
ｎφ'について、それぞれ複数シンボル期間の平均化さ
れた値を求め、位相補正信号２４として出力する平均化
回路部、２５は拡散符号を発生する拡散符号発生回路
部、２６はパイロット信号用拡散符号（ＰＮ-IP、ＰＮ
-QP）、２７はデータ信号用拡散符号（ＰＮ-ID、ＰＮ
-QD）、４２は、受信信号をデータ用拡散符号２７で逆
拡散するためのデータ逆拡散回路部、４４は、逆拡散回
路部４２で逆拡散されたデータ信号１２の伝送速度をチ
ップレートからシンボルレートに変換するためのアキュ
ムレータ、４８は、シンボルレートをもつデータ信号１
４を位相誤差信号の平均化所要時間に応じた時間だけ遅
延させるためのデータ遅延回路部、４９は、データ遅延
回路部４８から出力された受信データに含まれる位相誤
差を位相補正信号２４によって補正するための位相補正
回路部、３５は位相補正された復調データ（Ｉ、Ｑ）で
ある。
信号（Ｉ'、Ｑ'）１をパイロット信号用拡散符号で逆拡
散し、位相誤差を示す信号（Δｃｏｓφ、Δｓｉｎφ）
２２を出力するパイロット信号逆拡散回路部、４１は、
上記逆拡散回路部２１からチップレートで出力される位
相誤差信号２２をシンボルレートの信号（Δｃｏｓ
φ'、Δｓｉｎφ'）２２’に変換するためのアキュムレ
ータ、４３は、上記位相誤差信号Δｃｏｓφ'、Δｓｉ
ｎφ'について、それぞれ複数シンボル期間の平均化さ
れた値を求め、位相補正信号２４として出力する平均化
回路部、２５は拡散符号を発生する拡散符号発生回路
部、２６はパイロット信号用拡散符号（ＰＮ-IP、ＰＮ
-QP）、２７はデータ信号用拡散符号（ＰＮ-ID、ＰＮ
-QD）、４２は、受信信号をデータ用拡散符号２７で逆
拡散するためのデータ逆拡散回路部、４４は、逆拡散回
路部４２で逆拡散されたデータ信号１２の伝送速度をチ
ップレートからシンボルレートに変換するためのアキュ
ムレータ、４８は、シンボルレートをもつデータ信号１
４を位相誤差信号の平均化所要時間に応じた時間だけ遅
延させるためのデータ遅延回路部、４９は、データ遅延
回路部４８から出力された受信データに含まれる位相誤
差を位相補正信号２４によって補正するための位相補正
回路部、３５は位相補正された復調データ（Ｉ、Ｑ）で
ある。
【００３７】パイロット信号逆拡散回路部２１は、受信
信号（Ｉ'，Ｑ'）１をパイロット信号用の拡散符号（Ｐ
Ｎ-IP、ＰＮ-QP）２６で逆拡散する。この場合、受信信
号Ｉ'、Ｑ'の双方を、乗算器２１０Ａ〜２１１Ｂにおい
て、パイロット信号拡散符号２６のＩ、Ｑ成分（ＰＮ
-IP、ＰＮ-QP）でそれぞれ逆拡散した後、図示したよう
に加算器２１２Ａ、減算器２１２Ｂを用いて加算、減算
を行うことによって、位相ずれ角度φに依存した値（位
相誤差）Δｃｏｓφ、Δｓｉｎφを得る。逆拡散回路部
２１からチップレートで出力された位相誤差信号２２
は、アキュムレータ４１で１シンボル期間（１２８チッ
プ期間）毎に積分してシンボルレートの位相誤差信号
（Δｃｏｓφ'、Δｓｉｎφ'）２２’に変換した後、平
均化回路部４３に供給される。
信号（Ｉ'，Ｑ'）１をパイロット信号用の拡散符号（Ｐ
Ｎ-IP、ＰＮ-QP）２６で逆拡散する。この場合、受信信
号Ｉ'、Ｑ'の双方を、乗算器２１０Ａ〜２１１Ｂにおい
て、パイロット信号拡散符号２６のＩ、Ｑ成分（ＰＮ
-IP、ＰＮ-QP）でそれぞれ逆拡散した後、図示したよう
に加算器２１２Ａ、減算器２１２Ｂを用いて加算、減算
を行うことによって、位相ずれ角度φに依存した値（位
相誤差）Δｃｏｓφ、Δｓｉｎφを得る。逆拡散回路部
２１からチップレートで出力された位相誤差信号２２
は、アキュムレータ４１で１シンボル期間（１２８チッ
プ期間）毎に積分してシンボルレートの位相誤差信号
（Δｃｏｓφ'、Δｓｉｎφ'）２２’に変換した後、平
均化回路部４３に供給される。
【００３８】上記平均化回路部４３は、複数シンボル期
間に入力される位相誤差信号Δｃｏｓφ'、Δｓｉｎφ'
をそれぞれ平均化することによって、受信データの位相
補正信号（ＳＩＮφ、ＣＯＳφ）２４を生成する。上記
平均化回路部４３の構成の１例を図７に示す。
間に入力される位相誤差信号Δｃｏｓφ'、Δｓｉｎφ'
をそれぞれ平均化することによって、受信データの位相
補正信号（ＳＩＮφ、ＣＯＳφ）２４を生成する。上記
平均化回路部４３の構成の１例を図７に示す。
【００３９】Ｄｓ（４３０）は、１シンボルの遅延時間
をもつアナログゲートである。この例では、位相誤差信
号Δｃｏｓφ'、Δｓｉｎφ'からノイズを取り除くため
に、シンボルレートで入力される位相誤差信号Δｃｏｓ
φ'、Δｓｉｎφ'を、それぞれ２段のシンボル遅延ゲー
ト４３０からなるシフトレジスタＳＲ−Ａ、ＳＲ−Ｂに
入力し、シフトレジスタの入力信号および各遅延ゲート
の出力信号からなる３シンボル分の位相誤差信号をそれ
ぞれ加算器４３１、４３２で加算する。上記各加算器４
３１、４３２は、それぞれの加算結果に適当な係数を掛
けることによって位相誤差信号Δｃｏｓφ'、Δｓｉｎ
φ'を平均化し、これを位相補正信号（ＣＯＳφとＳＩ
Ｎφ）として出力する。なお、シフトレジスタＳＲ−
Ａ、ＳＲ−Ｂは、図４に示した従来技術のようにチップ
レートで高速に動作する多数のチップ遅延ゲートで構成
する必要はなく、シンボルレートで動作する低速の遅延
ゲートを適用できる。
をもつアナログゲートである。この例では、位相誤差信
号Δｃｏｓφ'、Δｓｉｎφ'からノイズを取り除くため
に、シンボルレートで入力される位相誤差信号Δｃｏｓ
φ'、Δｓｉｎφ'を、それぞれ２段のシンボル遅延ゲー
ト４３０からなるシフトレジスタＳＲ−Ａ、ＳＲ−Ｂに
入力し、シフトレジスタの入力信号および各遅延ゲート
の出力信号からなる３シンボル分の位相誤差信号をそれ
ぞれ加算器４３１、４３２で加算する。上記各加算器４
３１、４３２は、それぞれの加算結果に適当な係数を掛
けることによって位相誤差信号Δｃｏｓφ'、Δｓｉｎ
φ'を平均化し、これを位相補正信号（ＣＯＳφとＳＩ
Ｎφ）として出力する。なお、シフトレジスタＳＲ−
Ａ、ＳＲ−Ｂは、図４に示した従来技術のようにチップ
レートで高速に動作する多数のチップ遅延ゲートで構成
する必要はなく、シンボルレートで動作する低速の遅延
ゲートを適用できる。
【００４０】データ逆拡散回路部４２では、受信信号
Ｉ'を乗算器４２０Ａ、４２１Ａに、また、受信信号Ｑ'
を乗算器４２０Ｂ、４２１Ｂに入力し、上記乗算器４２
０Ａと４２０Ｂにはデータ用拡散符号ＰＮ-IDを供給
し、乗算器４２１Ａと４２１Ｂにはデータ用拡散符号Ｐ
Ｎ-QDを供給することによって、逆拡散された４系統の
データ信号１２を得る。これらの逆拡散されたデータ信
号１２は、乗算器４２０Ａ〜４２１Ｂと対応して設けら
れた４つのアキュムレータ４４（４４Ａ〜４４Ｂ’）に
よって、チップレートからシンボルレートに変換され
る。シンボルレートのデータ信号１４は、データ遅延回
路部４８によって、平均化回路部４３における平均化所
要時間によって決まる所定の時間だけ遅延された後、位
相補正回路部４９に供給される。
Ｉ'を乗算器４２０Ａ、４２１Ａに、また、受信信号Ｑ'
を乗算器４２０Ｂ、４２１Ｂに入力し、上記乗算器４２
０Ａと４２０Ｂにはデータ用拡散符号ＰＮ-IDを供給
し、乗算器４２１Ａと４２１Ｂにはデータ用拡散符号Ｐ
Ｎ-QDを供給することによって、逆拡散された４系統の
データ信号１２を得る。これらの逆拡散されたデータ信
号１２は、乗算器４２０Ａ〜４２１Ｂと対応して設けら
れた４つのアキュムレータ４４（４４Ａ〜４４Ｂ’）に
よって、チップレートからシンボルレートに変換され
る。シンボルレートのデータ信号１４は、データ遅延回
路部４８によって、平均化回路部４３における平均化所
要時間によって決まる所定の時間だけ遅延された後、位
相補正回路部４９に供給される。
【００４１】上記データ遅延回路部４８の構成の１例を
図８に示す。
図８に示す。
【００４２】位相誤差の平均化に要したシンボル数Ｎと
上記遅延回路部４８で必要とする遅延シンボル数Ｍの間
にはＭ＝（Ｎ−１）／２の関係が成立するため、図７に
示したように、平均化回路部４３で２シンボルのシフト
レジスタを用いた場合（Ｎ＝２）、データ遅延回路部４
８で必要な遅延シンボル数はＭ＝１となる。この場合、
データ遅延回路部４８は、図８に示すように、各アキュ
ムレータ出力をシンボル周期で動作する１段のシンボル
遅延ゲート（Ｄｓ）４８０（４８０Ａ〜４８０Ｂ’）に
よって遅延すればよい。
上記遅延回路部４８で必要とする遅延シンボル数Ｍの間
にはＭ＝（Ｎ−１）／２の関係が成立するため、図７に
示したように、平均化回路部４３で２シンボルのシフト
レジスタを用いた場合（Ｎ＝２）、データ遅延回路部４
８で必要な遅延シンボル数はＭ＝１となる。この場合、
データ遅延回路部４８は、図８に示すように、各アキュ
ムレータ出力をシンボル周期で動作する１段のシンボル
遅延ゲート（Ｄｓ）４８０（４８０Ａ〜４８０Ｂ’）に
よって遅延すればよい。
【００４３】位相補正回路部４９は、遅延回路部４８か
らシンボルレートで出力されたデータ信号１６の値を位
相補正信号２４に応じて補正することによって、位相ず
れの影響を除去したデータ信号Ｉ、Ｑに変換する。
らシンボルレートで出力されたデータ信号１６の値を位
相補正信号２４に応じて補正することによって、位相ず
れの影響を除去したデータ信号Ｉ、Ｑに変換する。
【００４４】上記位相補正回路部１７の構成の１例を図
９に示す。
９に示す。
【００４５】遅延データ信号１６のうち、Ｉ成分の信号
は乗算器４９０Ａと４９０Ａ’で、Ｑ成分の信号は乗算
器４９０Ｂと４９０Ｂ’で、それぞれ位相補正信号ＣＯ
Ｓφ、およびＳＩＮφと乗算され、乗算結果を加算器１
９０Ａと減算器４９１Ｂによって図９に示すように加算
および減算することにより、位相補正されたデータ信号
（Ｉ、Ｑ）３５が得られる。従って、これらのデータ信
号３５を図示しない復号回路で処理することによって、
基地局から送信されたデータを復調することが可能とな
る。
は乗算器４９０Ａと４９０Ａ’で、Ｑ成分の信号は乗算
器４９０Ｂと４９０Ｂ’で、それぞれ位相補正信号ＣＯ
Ｓφ、およびＳＩＮφと乗算され、乗算結果を加算器１
９０Ａと減算器４９１Ｂによって図９に示すように加算
および減算することにより、位相補正されたデータ信号
（Ｉ、Ｑ）３５が得られる。従って、これらのデータ信
号３５を図示しない復号回路で処理することによって、
基地局から送信されたデータを復調することが可能とな
る。
【００４６】本実施例によれば、受信信号をパイロット
信号用およびデータ信号用の拡散符号で逆拡散して得ら
れたチップレートのパルス列１２、２２をシンボルレー
トのパルス列に変換した後、位相補正するようにしてい
るため、位相補正に必要な回路部分の動作クロックを低
速化できる。
信号用およびデータ信号用の拡散符号で逆拡散して得ら
れたチップレートのパルス列１２、２２をシンボルレー
トのパルス列に変換した後、位相補正するようにしてい
るため、位相補正に必要な回路部分の動作クロックを低
速化できる。
【００４７】実施例では、位相誤差信号を３シンボルで
平均化する例について述べたが、平均化の対象とするシ
ンボル数を５シンボル、７シンボル、あるいは９シンボ
ルに増やした場合、データ遅延部のシンボル遅延ゲート
の接続段数はそれぞれ２段、３段、４段に設定すればよ
い。
平均化する例について述べたが、平均化の対象とするシ
ンボル数を５シンボル、７シンボル、あるいは９シンボ
ルに増やした場合、データ遅延部のシンボル遅延ゲート
の接続段数はそれぞれ２段、３段、４段に設定すればよ
い。
【００４８】また、図１の回路構成において、平均化回
路部４３、データ遅延回路部４８、および位相補正回路
部４９の機能をディジタル信号プロセッサによるソフト
ウエアで実現するようにしてもよい。この場合、ディジ
タル信号処理プロセッサは、シンボルレートの入力信号
を処理すればよいため、位相補正のためのプログラム実
行回数を大幅に削減できる。
路部４３、データ遅延回路部４８、および位相補正回路
部４９の機能をディジタル信号プロセッサによるソフト
ウエアで実現するようにしてもよい。この場合、ディジ
タル信号処理プロセッサは、シンボルレートの入力信号
を処理すればよいため、位相補正のためのプログラム実
行回数を大幅に削減できる。
【００４９】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、パイロット信号用およびデータ信号用の拡散
符号で逆拡散して得られたチップレートの信号１２、２
２をシンボルレートに変換した後、位相補正するように
しているため、位相補正に必要な回路部分の動作を低速
化でき、ＣＤＭＡ移動通信システムの移動局の消費電力
を抑えることができる。また、上記位相補正をソフトウ
エアで実行する場合、実行頻度を抑えることが可能であ
り、信号処理プロセッサのオーバーヘッドを少なくでき
る。
によれば、パイロット信号用およびデータ信号用の拡散
符号で逆拡散して得られたチップレートの信号１２、２
２をシンボルレートに変換した後、位相補正するように
しているため、位相補正に必要な回路部分の動作を低速
化でき、ＣＤＭＡ移動通信システムの移動局の消費電力
を抑えることができる。また、上記位相補正をソフトウ
エアで実行する場合、実行頻度を抑えることが可能であ
り、信号処理プロセッサのオーバーヘッドを少なくでき
る。
【図１】本発明によるＣＤＭＡ移動通信システムにおけ
る移動局の検波回路の１実施例を示すブロック図。
る移動局の検波回路の１実施例を示すブロック図。
【図２】基地局における直交変調回路と移動局における
直交検波回路を示す図。
直交検波回路を示す図。
【図３】ＣＤＭＡ移動通信システムにおける移動局の検
波回路の従来技術の１例を示すブロック図。
波回路の従来技術の１例を示すブロック図。
【図４】従来技術における位相誤差信号の平均化回路部
２３の構成を示す図。
２３の構成を示す図。
【図５】従来技術におけるデータ遅延回路部２８の構成
を示す図。
を示す図。
【図６】従来技術における位相補正回路部３０の構成を
示す図。
示す図。
【図７】本発明における位相誤差信号の平均化回路部４
３の構成を示す図。
３の構成を示す図。
【図８】本発明におけるデータ遅延回路部４８の構成の
１例を示す図。
１例を示す図。
【図９】本発明における位相補正回路部４９の構成の１
例を示す図。
例を示す図。
【図１０】（Ａ）はＱＰＳＫの信号空間図、（Ｂ）は位
相誤差を説明するための図。
相誤差を説明するための図。
１…受信データ、２１…パイロット信号逆拡散回路部、
３４、４１、４４…アキュムレータ、２３、４３…平均
化回路部、２４…位相制御信号、２５…拡散符号発生
部、２６…パイロット信号用拡散符号、２７…データ信
号用拡散符号、２８、４８…データ遅延回路部、３０、
４９…位相補正回路部、３２、４２…データ逆拡散回路
部、３５…復調データ、５１…基地局、５２…移動局、
５５…無線周波数帯域、５６…ローパスフィルタ、２３
０、２８０…チップ遅延ゲート、２３１、２８１、４８
０…シンボル遅延ゲート、２３５、２３６、４３１、４
３２…加算器、２８２…半シンボル遅延ゲート。
３４、４１、４４…アキュムレータ、２３、４３…平均
化回路部、２４…位相制御信号、２５…拡散符号発生
部、２６…パイロット信号用拡散符号、２７…データ信
号用拡散符号、２８、４８…データ遅延回路部、３０、
４９…位相補正回路部、３２、４２…データ逆拡散回路
部、３５…復調データ、５１…基地局、５２…移動局、
５５…無線周波数帯域、５６…ローパスフィルタ、２３
０、２８０…チップ遅延ゲート、２３１、２８１、４８
０…シンボル遅延ゲート、２３５、２３６、４３１、４
３２…加算器、２８２…半シンボル遅延ゲート。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 7/00 Ａ
Claims (6)
- 【請求項１】基地局がパイロット信号と送信データの
Ｉ、Ｑ成分をそれぞれ固有の拡散符号によってスペクト
ラム拡散多重化した後、直交変調して送信するＣＤＭＡ
(CodeDivision Multiple Access）移動通信システムの
ための移動局であって、 受信信号をＩ成分多重化信号とＱ成分多重化信号に分離
するための直交検波回路（504、520）と、 上記Ｉ成分多重化信号とＱ成分多重化信号をそれぞれパ
イロット信号のＩ成分およびＱ成分に固有の拡散符号を
用いて逆拡散し、上記直交検波回路と上記基地局が備え
る直交変調回路との間の位相ずれ量に対応した値をもつ
第１、第２の位相誤差信号を生成するための第１の逆拡
散回路（21）と、 上記第１の逆拡散回路から供給される上記位相誤差信号
を処理し、送信データのシンボルレートをもつ第１、第
２の位相補正信号を生成するための回路（41、43）と、 上記Ｉ成分多重化信号とＱ成分多重化信号をそれぞれ受
信すべきデータチャネルのＩ成分およびＱ成分に固有の
拡散符号を用いて逆拡散し、一組のデータ信号群を出力
するための第２の逆拡散回路（42）と、 上記第２の逆拡散回路から出力されたデータ信号群の伝
送レートを上記送信データのシンボルレートに変換する
ためのレート変換回路（44）と、 上記シンボルレートに変換された各データ信号の値を上
記第１、第２の位相補正信号に応じて補正することによ
って、位相誤差を含まないＩ成分データ信号とＱ成分デ
ータ信号を生成するための位相補正回路（48、49）とか
らなることを特徴とする移動局。 - 【請求項２】前記補正信号を生成する回路が、 前記第１の逆拡散回路から供給された第１、第２の位相
誤差信号の伝送レートを前記データ信号のシンボルレー
トに変換するためのレート変換回路（41）と、 上記
レート変換回路から供給される第１、第２の位相誤差信
号をそれぞれ所定の期間内で平均化することによって、
前記第１、第２の位相補正信号を生成するための一対の
平均化回路（43：SR-A、SR-B）とからなり、 前記位相補正回路が、 シンボルレートに変換された前記データ信号群を 上記
平均化回路における信号遅延時間によって決まる所定の
時間だけ遅延させるための遅延回路（48）と、 上記
遅延回路から供給されたデータ信号群の信号値を上記第
１、第２の位相補正信号に応じて補正し、該補正された
データ信号群から前記Ｉ成分データ信号とＱ成分データ
信号を生成する演算回路（49）とからなることを特徴と
する請求項１の移動局。 - 【請求項３】前記一対の平均化回路のそれぞれが、前記
レート変換回路から時系列的に受信した複数シンボル期
間の位相誤差信号を並列的に出力するための直並列変換
回路（SR-A、SR-B）と、上記直並列変換回路から出力さ
れた複数の位相誤差信号から、上記複数シンボル期間で
平均化された値をもつ位相補正信号を生成するための手
段（235,236）とからなり、 前記遅延回路（44）が、上記直並列変換回路から並列的
に出力される複数の位相誤差信号のうちの中央部に位置
したものと対応したデータ信号を前記演算回路に供給す
るように、前記データ信号を遅延させることを特徴とす
る請求項２の移動局。 - 【請求項４】基地局がパイロット信号と送信データの
Ｉ、Ｑ成分をそれぞれ固有の拡散符号によってスペクト
ラム拡散多重化した後、直交変調して送信するＣＤＭＡ
(CodeDivision Multiple Access）移動通信システムの
ための移動局であって、 受信信号を直交検波によってＩ成分多重化信号とＱ成分
多重化信号に分離するための直交検波回路と、 上記Ｉ成分多重化信号とＱ成分多重化信号を それぞれ
パイロット信号のＩ成分およびＱ成分に固有の拡散符号
を用いて逆拡散し、上記直交検波回路と上記基地局が備
える直交変調回路との間の位相ずれ量に対応した値をも
つ第１、第２の位相誤差信号を生成するための第１の逆
拡散回路（21）と、 上記第１の逆拡散回路から供給された第１、第２の位相
誤差信号の伝送レートを上記送信データのシンボルレー
トに変換するための第１のレート変換器（22）と、 上記各Ｉ成分多重化信号とＱ成分多重化信号を それぞ
れ受信すべきデータチャネルのＩ成分およびＱ成分に固
有の拡散符号を用いて逆拡散し、一組のデータ信号群を
出力するための第２の逆拡散回路（42）と、 上記第２の逆拡散回路から出力されたデータ信号群の伝
送レートを上記送信データのシンボルレートに変換する
ための第２のレート変換器（44）と、 上記第１のレート変換器から供給されるシンボルレート
の位相誤差信号に基づいて、上記第２のレート変換器か
ら供給されるデータ信号群の各信号値を補正することに
よって、位相誤差を含まないＩ成分データ信号とＱ成分
データ信号を生成するための信号処理装置（43,48,49）
とからなることを特徴とする移動局。 - 【請求項５】前記信号処理装置が、 前記第１のレート変換器から供給される第１、第２の位
相誤差信号をそれぞれ所定の期間内で平均化することに
よって、第１、第２の位相補正信号を生成するための平
均化手段（43）と、 前記第２のレート変換器から供給されるデータ信号群を
上記平均化手段における信号遅延時間によって決まる所
定の時間だけ遅延させるための遅延手段（48）とを有
し、 上記遅延手段によって遅延されたデータ信号群の各信号
値が上記第１、第２の位相補正信号に応じて補正される
ことを特徴とする請求項１の移動局。 - 【請求項６】基地局から移動局に、スペクトラム拡散に
よって多重化されたパイロット信号および送信データを
直交変調して送信するCDMA(Code Division Multiple Ac
cess）移動通信システムにおける移動局のための検波方
法であって、 受信信号を直交検波してＩ成分多重化信号とＱ成分多重
化信号に分離する；上記Ｉ成分多重化信号とＱ成分多重
化信号をそれぞれパイロット信号のＩ成分およびＱ成分
に固有の拡散符号を用いて逆拡散し、逆拡散によって得
られた信号から第１、第２の位相誤差信号を生成するス
テップと、 上記各Ｉ成分多重化信号とＱ成分多重化信号をそれぞれ
受信すべきデータチャネルのＩ成分およびＱ成分に固有
の拡散符号を用いて逆拡散し、一組のデータ信号群を生
成するステップと、 上記第１、第２の位相誤差信号を処理して、送信データ
のシンボルレートをもつ第１、第２の位相補正信号を生
成するステップと、 上記データ信号群の伝送レートを送信データのシンボル
レートに変換するステップと、 上記シンボルレートに変換された上記データ信号群の信
号値を上記第１、第２の位相補正信号に従って補正し、
補正されたデータ信号群から位相誤差を含まないＩ成分
データ信号とＱ成分データ信号を生成するステップとか
らなることを特徴とする検波方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16037195A JP3323698B2 (ja) | 1994-07-20 | 1995-06-27 | Ｃｄｍａ移動通信システムの移動局および検波方法 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16767594 | 1994-07-20 | ||
| JP6-167675 | 1994-07-20 | ||
| JP16037195A JP3323698B2 (ja) | 1994-07-20 | 1995-06-27 | Ｃｄｍａ移動通信システムの移動局および検波方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0888589A true JPH0888589A (ja) | 1996-04-02 |
| JP3323698B2 JP3323698B2 (ja) | 2002-09-09 |
Family
ID=26486909
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16037195A Expired - Lifetime JP3323698B2 (ja) | 1994-07-20 | 1995-06-27 | Ｃｄｍａ移動通信システムの移動局および検波方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3323698B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999027672A1 (fr) * | 1997-11-21 | 1999-06-03 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Appareil d'estimation de voies, recepteur et emetteur-recepteur a acces multiple par code de repartition comportant chacun cet appareil |
| US6219391B1 (en) | 1997-08-20 | 2001-04-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Wireless communication apparatus and wireless communication method |
| US7072325B1 (en) | 1998-03-04 | 2006-07-04 | Nec Corporation | Cellular system |
| KR100552076B1 (ko) * | 1997-06-18 | 2006-09-20 | 가부시키가이샤 엔.티.티.도코모 | Cdma통신시스템에있어서의신호수신장치 |
| JP2014155091A (ja) * | 2013-02-12 | 2014-08-25 | Toshiba Corp | 無線送信装置、無線受信装置、及び方法 |
-
1995
- 1995-06-27 JP JP16037195A patent/JP3323698B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100552076B1 (ko) * | 1997-06-18 | 2006-09-20 | 가부시키가이샤 엔.티.티.도코모 | Cdma통신시스템에있어서의신호수신장치 |
| US6219391B1 (en) | 1997-08-20 | 2001-04-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Wireless communication apparatus and wireless communication method |
| WO1999027672A1 (fr) * | 1997-11-21 | 1999-06-03 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Appareil d'estimation de voies, recepteur et emetteur-recepteur a acces multiple par code de repartition comportant chacun cet appareil |
| US6647003B1 (en) | 1997-11-21 | 2003-11-11 | Ntt Mobile Commmunications Network, Inc. | Channel estimation unit, and CDMA receiver and CDMA transceiver with channel estimation unit |
| US7072325B1 (en) | 1998-03-04 | 2006-07-04 | Nec Corporation | Cellular system |
| US7609679B2 (en) | 1998-03-04 | 2009-10-27 | Nec Corporation | Cellular system |
| JP2014155091A (ja) * | 2013-02-12 | 2014-08-25 | Toshiba Corp | 無線送信装置、無線受信装置、及び方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3323698B2 (ja) | 2002-09-09 |
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