JPH07240766A - 同期検波回路 - Google Patents
同期検波回路Info
- Publication number
- JPH07240766A JPH07240766A JP6031536A JP3153694A JPH07240766A JP H07240766 A JPH07240766 A JP H07240766A JP 6031536 A JP6031536 A JP 6031536A JP 3153694 A JP3153694 A JP 3153694A JP H07240766 A JPH07240766 A JP H07240766A
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- JP
- Japan
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- signal
- transmission
- symbol
- candidate
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 移動体での受信などによる受信レベル変動に
伴って位相変動があっても正確に同期検波できるように
する。 【構成】 受信信号をサンプリングして受信サンプル信
号を得るサンプル手段２１と、伝送路の推定を行う伝送
路推定手段２３と、送信シンボルの候補を全て出力する
送信シンボル候補出力手段２５と、出力された送信シン
ボルの各候補に伝送路推定手段２３が出力する伝送路推
定値を乗算して受信信号のレプリカを各候補毎に得る乗
算手段２６と、この乗算手段２６が出力する各候補毎の
受信信号のレプリカと、サンプル手段２１が出力する受
信サンプル信号との差を求める減算手段２４と、この減
算手段２４が出力する差信号の中で最も差成分が小さい
候補を送信シンボルと判定する判定手段２８とを設け、
この判定手段２８が判定した送信シンボルと受信サンプ
ル信号とに応じて伝送路推定手段２３での伝送路の推定
値を更新するようにした。
伴って位相変動があっても正確に同期検波できるように
する。 【構成】 受信信号をサンプリングして受信サンプル信
号を得るサンプル手段２１と、伝送路の推定を行う伝送
路推定手段２３と、送信シンボルの候補を全て出力する
送信シンボル候補出力手段２５と、出力された送信シン
ボルの各候補に伝送路推定手段２３が出力する伝送路推
定値を乗算して受信信号のレプリカを各候補毎に得る乗
算手段２６と、この乗算手段２６が出力する各候補毎の
受信信号のレプリカと、サンプル手段２１が出力する受
信サンプル信号との差を求める減算手段２４と、この減
算手段２４が出力する差信号の中で最も差成分が小さい
候補を送信シンボルと判定する判定手段２８とを設け、
この判定手段２８が判定した送信シンボルと受信サンプ
ル信号とに応じて伝送路推定手段２３での伝送路の推定
値を更新するようにした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば高能率符号化が
行われた送信データを受信する場合に適用して好適な同
期検波回路に関する。
行われた送信データを受信する場合に適用して好適な同
期検波回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、自動車電話，携帯用電話などの無
線通信に適用される受信装置は、例えば図８に示すよう
に構成されていた。即ち、図８において１はアンテナを
示し、このアンテナ１で受信した信号を混合器２に供給
し、第１の局部発振器３が出力する周波数信号を受信信
号に混合し、中間周波信号とする。そして、この中間周
波信号をバンドパスフィルタ４を介して混合器５に供給
し、第２の局部発振器６が出力する周波数信号を中間周
波信号に混合し、ベースバンド信号とする。そして、こ
のベースバンド信号をタイミング検出回路７と同期検波
回路８に供給する。
線通信に適用される受信装置は、例えば図８に示すよう
に構成されていた。即ち、図８において１はアンテナを
示し、このアンテナ１で受信した信号を混合器２に供給
し、第１の局部発振器３が出力する周波数信号を受信信
号に混合し、中間周波信号とする。そして、この中間周
波信号をバンドパスフィルタ４を介して混合器５に供給
し、第２の局部発振器６が出力する周波数信号を中間周
波信号に混合し、ベースバンド信号とする。そして、こ
のベースバンド信号をタイミング検出回路７と同期検波
回路８に供給する。
【０００３】タイミング検出回路７では、供給されるベ
ースバンドの受信信号より同期成分を検出し、この検出
した同期成分に同期したタイミング信号を生成させ、こ
のタイミング信号を同期検波回路８に供給する。そし
て、同期検波回路８では、供給されるベースバンドの受
信信号を、タイミング信号に同期して検波し、検波され
た復調信号が出力端子９に得られる。
ースバンドの受信信号より同期成分を検出し、この検出
した同期成分に同期したタイミング信号を生成させ、こ
のタイミング信号を同期検波回路８に供給する。そし
て、同期検波回路８では、供給されるベースバンドの受
信信号を、タイミング信号に同期して検波し、検波され
た復調信号が出力端子９に得られる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このような構成で復調
信号が得られるが、自動車電話，携帯用電話などの移動
通信端末が受ける受信信号には、移動中の受信によるフ
ェーディングで位相歪みが生じる。この位相歪みが生じ
ると、良好な同期検波ができなくなって、復調データに
エラーが発生してしまう。
信号が得られるが、自動車電話，携帯用電話などの移動
通信端末が受ける受信信号には、移動中の受信によるフ
ェーディングで位相歪みが生じる。この位相歪みが生じ
ると、良好な同期検波ができなくなって、復調データに
エラーが発生してしまう。
【０００５】従来、このフェーディングによる位相歪み
を補正するためには、ＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド
・ループ回路）により位相歪みを補正することが行われ
ていた。図９はこの場合の回路構成を示す図で、入力端
子１１に得られるベースバンドの受信信号を乗算器１２
に供給し、この乗算器１２で電圧制御発振器１６の出力
を受信信号に加算する。そして、乗算器１２の乗算出力
をシンボル判定回路１３及び位相検出回路１４に供給
し、位相検出回路１４で乗算出力の位相を検出し、検出
した位相データをループフィルタ１５を介して電圧制御
発振器１６に供給し、この検出した位相に基づいた発振
をさせる。
を補正するためには、ＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド
・ループ回路）により位相歪みを補正することが行われ
ていた。図９はこの場合の回路構成を示す図で、入力端
子１１に得られるベースバンドの受信信号を乗算器１２
に供給し、この乗算器１２で電圧制御発振器１６の出力
を受信信号に加算する。そして、乗算器１２の乗算出力
をシンボル判定回路１３及び位相検出回路１４に供給
し、位相検出回路１４で乗算出力の位相を検出し、検出
した位相データをループフィルタ１５を介して電圧制御
発振器１６に供給し、この検出した位相に基づいた発振
をさせる。
【０００６】そして、シンボル判定回路１３では、タイ
ミング検出回路から端子１７に供給されるタイミング信
号に同期して、乗算器１２の乗算出力よりシンボル判定
が行われ、出力端子１８に復調信号を得る。
ミング検出回路から端子１７に供給されるタイミング信
号に同期して、乗算器１２の乗算出力よりシンボル判定
が行われ、出力端子１８に復調信号を得る。
【０００７】このようにＰＬＬ回路を使用した同期検波
回路によると、ＰＬＬ回路を構成するループにより位相
歪みが補正された状態で検波でき、フェーディングによ
る影響を軽減することができる。
回路によると、ＰＬＬ回路を構成するループにより位相
歪みが補正された状態で検波でき、フェーディングによ
る影響を軽減することができる。
【０００８】ところが、この図９に示す回路の場合で
も、フェーディングが発生した状態では、位相同期を維
持することが困難な場合が多々あり、ＰＬＬ回路による
検波回路では、フェーディング発生時の対応が充分では
なかった。即ち、ＰＬＬ回路による検波回路では、フェ
ーディングによる受信レベル変動を伴う位相変動があっ
た場合には、同期維持が困難であった。また、ＰＬＬ回
路は回路構成が複雑である不都合があった。
も、フェーディングが発生した状態では、位相同期を維
持することが困難な場合が多々あり、ＰＬＬ回路による
検波回路では、フェーディング発生時の対応が充分では
なかった。即ち、ＰＬＬ回路による検波回路では、フェ
ーディングによる受信レベル変動を伴う位相変動があっ
た場合には、同期維持が困難であった。また、ＰＬＬ回
路は回路構成が複雑である不都合があった。
【０００９】本発明はかかる点に鑑み、移動体での受信
などによる受信レベル変動に伴って位相変動があっても
正確に同期検波できるようにすることを目的とする。
などによる受信レベル変動に伴って位相変動があっても
正確に同期検波できるようにすることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、例えば図１に
示すように、受信信号を所定のタイミング信号に同期し
てサンプリングして受信サンプル信号を得るサンプル手
段２１と、伝送路の推定を行う伝送路推定手段２３と、
送信シンボルの候補を全て出力する送信シンボル候補出
力手段２５と、この送信シンボル候補出力手段２５が出
力する送信シンボルの各候補に、伝送路推定手段２３が
出力する伝送路推定値を乗算して、受信信号のレプリカ
を各候補毎に得る乗算手段２６と、この乗算手段２６が
出力する各候補毎の受信信号のレプリカと、サンプル手
段２１が出力する受信サンプル信号との差を求める減算
手段２４と、この減算手段２４が出力する差信号の中で
最も差成分が小さい候補を送信シンボルと判定する判定
手段２８とを設け、この判定手段２８が判定した送信シ
ンボルと受信サンプル信号とに応じて伝送路推定手段２
３での伝送路の推定値を更新するようにしたものであ
る。
示すように、受信信号を所定のタイミング信号に同期し
てサンプリングして受信サンプル信号を得るサンプル手
段２１と、伝送路の推定を行う伝送路推定手段２３と、
送信シンボルの候補を全て出力する送信シンボル候補出
力手段２５と、この送信シンボル候補出力手段２５が出
力する送信シンボルの各候補に、伝送路推定手段２３が
出力する伝送路推定値を乗算して、受信信号のレプリカ
を各候補毎に得る乗算手段２６と、この乗算手段２６が
出力する各候補毎の受信信号のレプリカと、サンプル手
段２１が出力する受信サンプル信号との差を求める減算
手段２４と、この減算手段２４が出力する差信号の中で
最も差成分が小さい候補を送信シンボルと判定する判定
手段２８とを設け、この判定手段２８が判定した送信シ
ンボルと受信サンプル信号とに応じて伝送路推定手段２
３での伝送路の推定値を更新するようにしたものであ
る。
【００１１】またこの場合に、送信シンボル候補出力手
段から出力させる送信シンボルの各候補毎に最適な過去
のパスの遷移を記憶し、それぞれの遷移で特定のシンボ
ルに収束した段階で、この特定のシンボルを送信シンボ
ルと判定するようにしたものである。
段から出力させる送信シンボルの各候補毎に最適な過去
のパスの遷移を記憶し、それぞれの遷移で特定のシンボ
ルに収束した段階で、この特定のシンボルを送信シンボ
ルと判定するようにしたものである。
【００１２】また、このパスの遷移に基づいて判定する
場合に、ビタビアルゴリズムにより最適な過去のパスの
選択を行うようにしたものである。
場合に、ビタビアルゴリズムにより最適な過去のパスの
選択を行うようにしたものである。
【００１３】さらに、それぞれの場合において、４相位
相変調方式により変調された信号を受信信号とし、送信
シンボル候補出力手段から出力させる送信シンボルの候
補として、４相位相変調方式で取り得る４つの候補を用
意するようにしたものである。
相変調方式により変調された信号を受信信号とし、送信
シンボル候補出力手段から出力させる送信シンボルの候
補として、４相位相変調方式で取り得る４つの候補を用
意するようにしたものである。
【００１４】さらに、それぞれの場合において、受信信
号を複素信号として処理し、減算手段が出力する差信号
を２乗して実信号とし、この実信号で差成分が最も小さ
い候補を判定するようにしたものである。
号を複素信号として処理し、減算手段が出力する差信号
を２乗して実信号とし、この実信号で差成分が最も小さ
い候補を判定するようにしたものである。
【００１５】
【作用】本発明によると、受信サンプル信号に基づいて
伝送路の推定を行い、推定した伝送路より送信されたシ
ンボルを判定するので、フェーディングによる受信レベ
ル変動を伴う位相変動があっても、正確にシンボル判定
を行うことができる。
伝送路の推定を行い、推定した伝送路より送信されたシ
ンボルを判定するので、フェーディングによる受信レベ
ル変動を伴う位相変動があっても、正確にシンボル判定
を行うことができる。
【００１６】この場合、送信シンボルの各候補毎に最適
な過去のパスの遷移を記憶し、それぞれの遷移で特定の
シンボルに収束した段階で、この特定のシンボルを送信
シンボルと判定するようにしたことで、パスの遷移を考
慮したより正確なシンボル判定ができるようになる。
な過去のパスの遷移を記憶し、それぞれの遷移で特定の
シンボルに収束した段階で、この特定のシンボルを送信
シンボルと判定するようにしたことで、パスの遷移を考
慮したより正確なシンボル判定ができるようになる。
【００１７】また、このパスの遷移に基づいて判定する
場合に、ビタビアルゴリズムにより最適な過去のパスの
選択を行うようにしたことで、簡単な演算処理で最適な
パスの選択ができるようになる。
場合に、ビタビアルゴリズムにより最適な過去のパスの
選択を行うようにしたことで、簡単な演算処理で最適な
パスの選択ができるようになる。
【００１８】さらに、受信信号を複素信号として処理
し、減算手段が出力する差信号を２乗して実信号とし、
この実信号で差成分が最も小さい候補を判定するように
したことで、複素信号の受信信号から簡単にシンボル判
定ができるようになる。
し、減算手段が出力する差信号を２乗して実信号とし、
この実信号で差成分が最も小さい候補を判定するように
したことで、複素信号の受信信号から簡単にシンボル判
定ができるようになる。
【００１９】
【実施例】以下、本発明の第１の実施例を図１及び図２
を参照して説明する。
を参照して説明する。
【００２０】本例においては、デジタルデータの無線通
信が行われる無線電話システムの移動端末の受信回路に
適用したもので、Ｉ成分とＱ成分とを直交変調して４値
の位相値とする４相位相変調方式（正確にはπ／４シフ
トＤＱＰＳＫ方式）で変調されたデータの受信を行うも
のである。即ち、図２に示すように、直交する２軸
（Ｉ，Ｑ）で形成される位相で９０°ずつずれた位置ａ
0 ，ａ1 ，ａ2 ，ａ3 の４値の何れかが送信シンボルと
された変調方式である。
信が行われる無線電話システムの移動端末の受信回路に
適用したもので、Ｉ成分とＱ成分とを直交変調して４値
の位相値とする４相位相変調方式（正確にはπ／４シフ
トＤＱＰＳＫ方式）で変調されたデータの受信を行うも
のである。即ち、図２に示すように、直交する２軸
（Ｉ，Ｑ）で形成される位相で９０°ずつずれた位置ａ
0 ，ａ1 ，ａ2 ，ａ3 の４値の何れかが送信シンボルと
された変調方式である。
【００２１】本例の検波回路は図１に示すように構成さ
れる。図１において、２１はアナログ／デジタル変換器
を示し、このアナログ／デジタル変換器２１はタイミン
グ信号入力端子２２に得られるタイミング信号に同期し
て、供給されるベースバンドの受信信号のサンプリング
を行い、そのサンプリング値を受信信号サンプルｒとし
て出力する。そして、この受信信号サンプルｒを、伝送
路推定回路２３と減算器２４に供給する。伝送路推定回
路２３では、この受信信号サンプルｒの状態と、後述す
るシンボル判定値とより伝送路の状態を推定し、推定し
た伝送路推定値ｘを出力する。
れる。図１において、２１はアナログ／デジタル変換器
を示し、このアナログ／デジタル変換器２１はタイミン
グ信号入力端子２２に得られるタイミング信号に同期し
て、供給されるベースバンドの受信信号のサンプリング
を行い、そのサンプリング値を受信信号サンプルｒとし
て出力する。そして、この受信信号サンプルｒを、伝送
路推定回路２３と減算器２４に供給する。伝送路推定回
路２３では、この受信信号サンプルｒの状態と、後述す
るシンボル判定値とより伝送路の状態を推定し、推定し
た伝送路推定値ｘを出力する。
【００２２】また、２５はシンボル候補発生回路を示
し、このシンボル候補発生回路２５はこの回路で受信す
る可能性のある４個の送信シンボル｛ａ0 ，ａ1 ，
ａ2 ，ａ3｝を発生する。そして、シンボル候補発生回
路２５が出力する４個のシンボル｛ａ0 ，ａ1 ，ａ2 ，
ａ3 ｝を乗算器２６に供給し、それぞれのシンボルに上
述した伝送路推定値ｘを乗算し、伝送路の状態が考慮さ
れた４個の受信信号のレプリカ｛ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ
3 ｝を得る。そして、この４個の受信信号のレプリカ
｛ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ3 ｝を減算器２４に供給する。
なお、乗算器２６での処理は、後述するように受信信号
のレプリカが複素信号であり、複素共役による乗算処理
が行われる。
し、このシンボル候補発生回路２５はこの回路で受信す
る可能性のある４個の送信シンボル｛ａ0 ，ａ1 ，
ａ2 ，ａ3｝を発生する。そして、シンボル候補発生回
路２５が出力する４個のシンボル｛ａ0 ，ａ1 ，ａ2 ，
ａ3 ｝を乗算器２６に供給し、それぞれのシンボルに上
述した伝送路推定値ｘを乗算し、伝送路の状態が考慮さ
れた４個の受信信号のレプリカ｛ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ
3 ｝を得る。そして、この４個の受信信号のレプリカ
｛ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ3 ｝を減算器２４に供給する。
なお、乗算器２６での処理は、後述するように受信信号
のレプリカが複素信号であり、複素共役による乗算処理
が行われる。
【００２３】減算器２４では、アナログ／デジタル変換
器２１が出力する受信信号サンプルｒから、４個の受信
信号のレプリカ｛ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ3 ｝を減算し、
差信号を４個の受信信号のレプリカ毎に得る。この４個
の差信号を｛ｅ0 ，ｅ1 ，ｅ 2 ，ｅ3 ｝とする。
器２１が出力する受信信号サンプルｒから、４個の受信
信号のレプリカ｛ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ3 ｝を減算し、
差信号を４個の受信信号のレプリカ毎に得る。この４個
の差信号を｛ｅ0 ，ｅ1 ，ｅ 2 ，ｅ3 ｝とする。
【００２４】そして、この４個の差信号｛ｅ0 ，ｅ1 ，
ｅ2 ，ｅ3 ｝を２乗回路２７に供給し、それぞれの差信
号毎に２乗する処理を行う。この２乗の処理は、ここま
での受信信号処理が複素信号であるために、実信号とす
るために行う（図１で二重線で示す信号の流れが複素信
号の伝送路）。
ｅ2 ，ｅ3 ｝を２乗回路２７に供給し、それぞれの差信
号毎に２乗する処理を行う。この２乗の処理は、ここま
での受信信号処理が複素信号であるために、実信号とす
るために行う（図１で二重線で示す信号の流れが複素信
号の伝送路）。
【００２５】そして、２乗された差信号｛｜ｅ0 ｜2 ，
｜ｅ1 ｜2 ，｜ｅ2 ｜2 ，｜ｅ3 ｜ 2 ｝を、シンボル判
定回路２８に供給する。このシンボル判定回路２８で
は、２乗された４個の差信号｛｜ｅ0 ｜2 ，｜ｅ
1 ｜2 ，｜ｅ2 ｜2 ，｜ｅ3 ｜2 ｝の中から、最も値の
小さいものに対応した送信シンボル候補を、送信された
シンボルであると判定する処理を行う。即ち、例えば４
個の２乗された差信号の中で信号｜ｅ0 ｜2 が最も値が
小さいとき、送信シンボル候補ａ0 を送信されたシンボ
ルａであると判定する。そして、判定した送信シンボル
ａを復調信号出力端子２９から後段の受信信号処理回路
（図示せず）に供給すると共に、伝送路推定回路２３に
供給する。
｜ｅ1 ｜2 ，｜ｅ2 ｜2 ，｜ｅ3 ｜ 2 ｝を、シンボル判
定回路２８に供給する。このシンボル判定回路２８で
は、２乗された４個の差信号｛｜ｅ0 ｜2 ，｜ｅ
1 ｜2 ，｜ｅ2 ｜2 ，｜ｅ3 ｜2 ｝の中から、最も値の
小さいものに対応した送信シンボル候補を、送信された
シンボルであると判定する処理を行う。即ち、例えば４
個の２乗された差信号の中で信号｜ｅ0 ｜2 が最も値が
小さいとき、送信シンボル候補ａ0 を送信されたシンボ
ルａであると判定する。そして、判定した送信シンボル
ａを復調信号出力端子２９から後段の受信信号処理回路
（図示せず）に供給すると共に、伝送路推定回路２３に
供給する。
【００２６】そして、伝送路推定回路２３では、判定し
た送信シンボルａと受信信号サンプルｒとを比較し、判
定した送信シンボルａに対する受信信号サンプルｒの状
態より伝送路の状態を推定し、上述した伝送路推定値ｘ
を出力する。
た送信シンボルａと受信信号サンプルｒとを比較し、判
定した送信シンボルａに対する受信信号サンプルｒの状
態より伝送路の状態を推定し、上述した伝送路推定値ｘ
を出力する。
【００２７】このようにして行われる検波処理は、伝送
路の状態を推定して送信シンボルを判定するものである
ので、受信信号に受信レベル変動を伴う位相変動があっ
ても、伝送路の状態の推定が正確にできれば、正確に送
信シンボルを判定することができる。従って、移動中の
自動車内などで受信する場合のように、フェーディング
による受信レベル変動を伴う位相変動があっても、正確
にシンボル判定を行うことができる。
路の状態を推定して送信シンボルを判定するものである
ので、受信信号に受信レベル変動を伴う位相変動があっ
ても、伝送路の状態の推定が正確にできれば、正確に送
信シンボルを判定することができる。従って、移動中の
自動車内などで受信する場合のように、フェーディング
による受信レベル変動を伴う位相変動があっても、正確
にシンボル判定を行うことができる。
【００２８】次に、本発明の第２の実施例を、図３〜図
５を参照して説明する。この図３〜図５において、上述
した第１の実施例で説明した図１及び図２に対応する部
分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
５を参照して説明する。この図３〜図５において、上述
した第１の実施例で説明した図１及び図２に対応する部
分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【００２９】本例においては、図３に示すように、アナ
ログ／デジタル変換器２１がタイミング信号入力端子２
２に得られるタイミング信号に同期してサンプリングし
た受信信号サンプルｒを、伝送路推定回路３６と減算器
２４に供給する。伝送路推定回路３６では、この受信信
号サンプルｒの状態と、後述するパスメモリ３５から供
給されるシンボル判定値とより伝送路の状態を推定し、
推定した伝送路推定値ｘを出力する。
ログ／デジタル変換器２１がタイミング信号入力端子２
２に得られるタイミング信号に同期してサンプリングし
た受信信号サンプルｒを、伝送路推定回路３６と減算器
２４に供給する。伝送路推定回路３６では、この受信信
号サンプルｒの状態と、後述するパスメモリ３５から供
給されるシンボル判定値とより伝送路の状態を推定し、
推定した伝送路推定値ｘを出力する。
【００３０】この場合の伝送路推定値ｘは、各送信シン
ボル毎に持つ。即ち、例えば図４に示すように、時刻ｋ
において存在し得る４個の送信シンボルＳ0 (k) ，Ｓ1
(k)，Ｓ2 (k) ，Ｓ3 (k) の中の任意の送信シンボル
（図ではＳ1 (k) ）について考えると、１シンボル前の
時刻ｋ−１における全ての状態｛Ｓ0 (k-1) ，Ｓ1 (k-
1) ，Ｓ2 (k-1) ，Ｓ3 (k-1) ｝から、この時刻ｋにお
ける状態Ｓ1 (k) へと遷移し得る（後述する処理で何れ
か１つの遷移が正しい遷移であると選択される）。ここ
では、この全ての状態遷移の場合の伝送路推定値ｘを、
伝送路推定回路３６が判断して出力する。
ボル毎に持つ。即ち、例えば図４に示すように、時刻ｋ
において存在し得る４個の送信シンボルＳ0 (k) ，Ｓ1
(k)，Ｓ2 (k) ，Ｓ3 (k) の中の任意の送信シンボル
（図ではＳ1 (k) ）について考えると、１シンボル前の
時刻ｋ−１における全ての状態｛Ｓ0 (k-1) ，Ｓ1 (k-
1) ，Ｓ2 (k-1) ，Ｓ3 (k-1) ｝から、この時刻ｋにお
ける状態Ｓ1 (k) へと遷移し得る（後述する処理で何れ
か１つの遷移が正しい遷移であると選択される）。ここ
では、この全ての状態遷移の場合の伝送路推定値ｘを、
伝送路推定回路３６が判断して出力する。
【００３１】そして、伝送路推定回路２３が出力する全
ての状態遷移に対応した伝送路推定値ｘを、系列推定回
路３０内の伝送路推定値メモリ３１に供給する。この伝
送路推定値メモリ３１は、過去の伝送路推定値を記憶す
るメモリで、このメモリ３１が記憶した全ての状態遷移
に対応した伝送路推定値ｘを乗算器２６に供給する。
ての状態遷移に対応した伝送路推定値ｘを、系列推定回
路３０内の伝送路推定値メモリ３１に供給する。この伝
送路推定値メモリ３１は、過去の伝送路推定値を記憶す
るメモリで、このメモリ３１が記憶した全ての状態遷移
に対応した伝送路推定値ｘを乗算器２６に供給する。
【００３２】また、系列推定回路３０はシンボル候補発
生回路３２を備え、この回路で受信する可能性のある４
個の送信シンボルａi （ｉ＝０，１，２，３）を発生す
る。そして、シンボル候補発生回路２５が出力するシン
ボルａi を乗算器２６に供給し、それぞれのシンボルａ
i 毎に伝送路推定値ｘを乗算し、伝送路の状態が考慮さ
れた４個の受信信号のレプリカ｛ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ
3 ｝を、各送信シンボル候補毎に得る。そして、この各
送信シンボル候補毎に４個の受信信号のレプリカ
｛ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ3 ｝を減算器２４に供給する。
生回路３２を備え、この回路で受信する可能性のある４
個の送信シンボルａi （ｉ＝０，１，２，３）を発生す
る。そして、シンボル候補発生回路２５が出力するシン
ボルａi を乗算器２６に供給し、それぞれのシンボルａ
i 毎に伝送路推定値ｘを乗算し、伝送路の状態が考慮さ
れた４個の受信信号のレプリカ｛ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ
3 ｝を、各送信シンボル候補毎に得る。そして、この各
送信シンボル候補毎に４個の受信信号のレプリカ
｛ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ3 ｝を減算器２４に供給する。
【００３３】減算器２４では、アナログ／デジタル変換
器２１が出力する受信信号サンプルｒから、各送信シン
ボル毎に４個の受信信号のレプリカ｛ｒ0 ，ｒ1 ，
ｒ2 ，ｒ 3 ｝を減算し、差信号を４個の受信信号のレプ
リカ毎に得る。この４個の差信号を｛ｅ0 ，ｅ1 ，
ｅ2 ，ｅ3 ｝とする。
器２１が出力する受信信号サンプルｒから、各送信シン
ボル毎に４個の受信信号のレプリカ｛ｒ0 ，ｒ1 ，
ｒ2 ，ｒ 3 ｝を減算し、差信号を４個の受信信号のレプ
リカ毎に得る。この４個の差信号を｛ｅ0 ，ｅ1 ，
ｅ2 ，ｅ3 ｝とする。
【００３４】そして、この４個の差信号｛ｅ0 ，ｅ1 ，
ｅ2 ，ｅ3 ｝を２乗回路２７に供給し、それぞれの差信
号毎に２乗する処理を行う。この２乗の処理は、ここま
での受信信号処理が複素信号であるために、実信号とす
るために行う（図３で二重線で示す信号の流れが複素信
号の伝送路）。
ｅ2 ，ｅ3 ｝を２乗回路２７に供給し、それぞれの差信
号毎に２乗する処理を行う。この２乗の処理は、ここま
での受信信号処理が複素信号であるために、実信号とす
るために行う（図３で二重線で示す信号の流れが複素信
号の伝送路）。
【００３５】そして、２乗された差信号｛｜ｅ0 ｜2 ，
｜ｅ1 ｜2 ，｜ｅ2 ｜2 ，｜ｅ3 ｜ 2 ｝を、系列推定回
路３０内のパス選択回路３３に供給する。このパス選択
回路３３に供給される差信号は、時刻ｋ−１における状
態Ｓｉ(k-1) から時刻ｋにおける状態Ｓｉ(k) への遷移
のブランチメトリックとなり、このブランチメトリック
を使用したビタビアルゴリズムによる系列推定回路３０
での処理で送信シンボルを判定する。
｜ｅ1 ｜2 ，｜ｅ2 ｜2 ，｜ｅ3 ｜ 2 ｝を、系列推定回
路３０内のパス選択回路３３に供給する。このパス選択
回路３３に供給される差信号は、時刻ｋ−１における状
態Ｓｉ(k-1) から時刻ｋにおける状態Ｓｉ(k) への遷移
のブランチメトリックとなり、このブランチメトリック
を使用したビタビアルゴリズムによる系列推定回路３０
での処理で送信シンボルを判定する。
【００３６】この系列推定回路３０での送信シンボルの
判定処理について説明すると、パス選択回路３３にはパ
スメトリックメモリ３４が接続され、１サンプル前の時
刻ｋ−１における各状態Ｓｉ(k-1) のメトリックを記憶
する。そして、２乗回路２７からパス選択回路３３に供
給される遷移のブランチメトリックに、パスメトリック
メモリ３４に記憶された時刻ｋ−１における各状態Ｓｉ
(k-1) のメトリックを加算し、加算値が最大になるパス
が選択される。そして、選択されたパスのデータがパス
メモリ３５に記憶される。
判定処理について説明すると、パス選択回路３３にはパ
スメトリックメモリ３４が接続され、１サンプル前の時
刻ｋ−１における各状態Ｓｉ(k-1) のメトリックを記憶
する。そして、２乗回路２７からパス選択回路３３に供
給される遷移のブランチメトリックに、パスメトリック
メモリ３４に記憶された時刻ｋ−１における各状態Ｓｉ
(k-1) のメトリックを加算し、加算値が最大になるパス
が選択される。そして、選択されたパスのデータがパス
メモリ３５に記憶される。
【００３７】例えば図４に示す例の場合のように、時刻
ｋにおける送信シンボルＳ1 (k) は、１シンボル前の時
刻ｋ−１における状態Ｓ2 (k-1) からの遷移が最適なパ
スであると選択されたとすると、このパスのデータをパ
スメモリ３５に記憶させる。
ｋにおける送信シンボルＳ1 (k) は、１シンボル前の時
刻ｋ−１における状態Ｓ2 (k-1) からの遷移が最適なパ
スであると選択されたとすると、このパスのデータをパ
スメモリ３５に記憶させる。
【００３８】そして、パスメモリ３５では、各送信シン
ボルＳｉからのパスで示される遷移で特定の送信シンボ
ルに収束したとき、この収束した送信シンボルを送信シ
ンボルであると判断する。即ち、例えば図５に示すよう
に、時刻ｋの各送信シンボル候補Ｓ0 ，Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ
3 毎に推定した最適なパスで、時刻ｋ−１の送信シンボ
ルを推定する。そして次に、時刻ｋ−１の各送信シンボ
ルから最適なパスを推定し、以下順に時刻ｋ−２，ｋ−
３，ｋ−４‥‥とパスを推定して行く。ここで、ビタビ
アルゴリズムでは順にパスを推定することで、ある時点
で特定の送信シンボル候補に収束する。例えば図５の例
では、時刻ｋ−４の時点で送信シンボルＳ1 に各パスが
収束し、この時刻ｋ−４の送信シンボルがシンボルＳ1
であると判断する。
ボルＳｉからのパスで示される遷移で特定の送信シンボ
ルに収束したとき、この収束した送信シンボルを送信シ
ンボルであると判断する。即ち、例えば図５に示すよう
に、時刻ｋの各送信シンボル候補Ｓ0 ，Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ
3 毎に推定した最適なパスで、時刻ｋ−１の送信シンボ
ルを推定する。そして次に、時刻ｋ−１の各送信シンボ
ルから最適なパスを推定し、以下順に時刻ｋ−２，ｋ−
３，ｋ−４‥‥とパスを推定して行く。ここで、ビタビ
アルゴリズムでは順にパスを推定することで、ある時点
で特定の送信シンボル候補に収束する。例えば図５の例
では、時刻ｋ−４の時点で送信シンボルＳ1 に各パスが
収束し、この時刻ｋ−４の送信シンボルがシンボルＳ1
であると判断する。
【００３９】そして、系列推定回路３０のパスメモリ３
５で判断した送信シンボルのデータを、復調信号として
出力端子２９から出力させると共に、伝送路推定回路３
６に供給する。
５で判断した送信シンボルのデータを、復調信号として
出力端子２９から出力させると共に、伝送路推定回路３
６に供給する。
【００４０】このようにして、パスの遷移を考慮してビ
タビアルゴリズムにより送信シンボルの判定を行うこと
で、第１の実施例の場合よりもより正確な送信シンボル
の判定ができるようになる。ここで、図６及び図７に各
実施例の回路で同期検波した場合の復調データのビット
エラーレートの変化を、受信信号のＳ／Ｎの変化に対応
させて示す。図６は静止状態で受信した場合のビットエ
ラーレートの変化を示す図で、図７は移動している状態
（即ちフェーディングが発生している状態）で受信した
場合のビットエラーレートの変化を示す図である。
タビアルゴリズムにより送信シンボルの判定を行うこと
で、第１の実施例の場合よりもより正確な送信シンボル
の判定ができるようになる。ここで、図６及び図７に各
実施例の回路で同期検波した場合の復調データのビット
エラーレートの変化を、受信信号のＳ／Ｎの変化に対応
させて示す。図６は静止状態で受信した場合のビットエ
ラーレートの変化を示す図で、図７は移動している状態
（即ちフェーディングが発生している状態）で受信した
場合のビットエラーレートの変化を示す図である。
【００４１】まず、図６の静止状態について説明する
と、同期検波で復調した場合の理論値をα1 、遅延検波
で復調した場合の理論値をα2 、第１の実施例の検波回
路（図１の回路）で復調した場合の値をα3 で示す。こ
の図に示されるように、第１の実施例の検波回路で復調
した場合の値α3 は、同期検波の理論値α1 に近い値と
なり、遅延検波の理論値よりも優れていて、良好な復調
ができることが判る。なお、第２の実施例の検波回路
（図３の回路）で復調した場合の値は、第１の実施例の
検波回路で復調した場合の値α3 とほぼ同じになる。
と、同期検波で復調した場合の理論値をα1 、遅延検波
で復調した場合の理論値をα2 、第１の実施例の検波回
路（図１の回路）で復調した場合の値をα3 で示す。こ
の図に示されるように、第１の実施例の検波回路で復調
した場合の値α3 は、同期検波の理論値α1 に近い値と
なり、遅延検波の理論値よりも優れていて、良好な復調
ができることが判る。なお、第２の実施例の検波回路
（図３の回路）で復調した場合の値は、第１の実施例の
検波回路で復調した場合の値α3 とほぼ同じになる。
【００４２】そして、図７のフェーディングが発生して
いる状態について説明すると、同期検波で復調した場合
の理論値をβ1 、遅延検波で復調した場合の理論値をβ
2 、ＰＬＬによる同期検波（図９に示す回路）で復調し
た場合の値をβ3 、第１の実施例の検波回路で復調した
場合の値をβ4 、第２の実施例の検波回路で復調した場
合の値をβ5 とする。この図に示されるように、第１の
実施例の検波回路で復調した場合の値β4 は、ＰＬＬに
よる同期検波で復調した場合に比べて、優れている。ま
た、第２の実施例の検波回路で復調した場合の値β
5 は、この第１の実施例の値β4 よりも更に優れてい
て、遅延検波の理論値β2 よりも優れていることが判
る。
いる状態について説明すると、同期検波で復調した場合
の理論値をβ1 、遅延検波で復調した場合の理論値をβ
2 、ＰＬＬによる同期検波（図９に示す回路）で復調し
た場合の値をβ3 、第１の実施例の検波回路で復調した
場合の値をβ4 、第２の実施例の検波回路で復調した場
合の値をβ5 とする。この図に示されるように、第１の
実施例の検波回路で復調した場合の値β4 は、ＰＬＬに
よる同期検波で復調した場合に比べて、優れている。ま
た、第２の実施例の検波回路で復調した場合の値β
5 は、この第１の実施例の値β4 よりも更に優れてい
て、遅延検波の理論値β2 よりも優れていることが判
る。
【００４３】このように、本発明の各実施例による同期
検波回路によると、ビットエラーレートの少ない良好な
復調データが得られる。特に、移動中に受信する場合の
ようにフェーディングが発生して、受信レベル変動を伴
う位相変動があった場合でも同期維持ができ、ビットエ
ラーレートの少ない良好な復調データが得られる。
検波回路によると、ビットエラーレートの少ない良好な
復調データが得られる。特に、移動中に受信する場合の
ようにフェーディングが発生して、受信レベル変動を伴
う位相変動があった場合でも同期維持ができ、ビットエ
ラーレートの少ない良好な復調データが得られる。
【００４４】なお、上述各実施例では、π／４シフトＤ
ＱＰＳＫ方式で変調されたシンボル候補が４状態の受信
信号の復調に適用したが、状態数が４状態のものには限
らないと共に、他の位相変調方式で変調された受信信号
の復調にも適用できることは勿論である。
ＱＰＳＫ方式で変調されたシンボル候補が４状態の受信
信号の復調に適用したが、状態数が４状態のものには限
らないと共に、他の位相変調方式で変調された受信信号
の復調にも適用できることは勿論である。
【００４５】
【発明の効果】本発明によると、受信サンプル信号に基
づいて伝送路の推定を行い、推定した伝送路より送信さ
れたシンボルを判定するので、フェーディングによる受
信レベル変動を伴う位相変動があっても、正確にシンボ
ル判定を行うことができる。
づいて伝送路の推定を行い、推定した伝送路より送信さ
れたシンボルを判定するので、フェーディングによる受
信レベル変動を伴う位相変動があっても、正確にシンボ
ル判定を行うことができる。
【００４６】この場合、送信シンボルの各候補毎に最適
な過去のパスの遷移を記憶し、それぞれの遷移で特定の
シンボルに収束した段階で、この特定のシンボルを送信
シンボルと判定するようにしたことで、パスの遷移を考
慮したより正確なシンボル判定ができるようになる。
な過去のパスの遷移を記憶し、それぞれの遷移で特定の
シンボルに収束した段階で、この特定のシンボルを送信
シンボルと判定するようにしたことで、パスの遷移を考
慮したより正確なシンボル判定ができるようになる。
【００４７】また、このパスの遷移に基づいて判定する
場合に、ビタビアルゴリズムにより最適な過去のパスの
選択を行うようにしたことで、簡単な演算処理で最適な
パスの選択ができるようになる。
場合に、ビタビアルゴリズムにより最適な過去のパスの
選択を行うようにしたことで、簡単な演算処理で最適な
パスの選択ができるようになる。
【００４８】さらに、受信信号を複素信号として処理
し、減算手段が出力する差信号を２乗して実信号とし、
この実信号で差成分が最も小さい候補を判定するように
したことで、複素信号の受信信号から簡単にシンボル判
定ができるようになる。
し、減算手段が出力する差信号を２乗して実信号とし、
この実信号で差成分が最も小さい候補を判定するように
したことで、複素信号の受信信号から簡単にシンボル判
定ができるようになる。
【図１】本発明の第１の実施例を示す構成図である。
【図２】送信シンボル候補を示す説明図である。
【図３】本発明の第２の実施例を示す構成図である。
【図４】本発明の第２の実施例による状態遷移のパスの
選択例を示す説明図である。
選択例を示す説明図である。
【図５】本発明の第２の実施例によるパスの推定状態の
一例を示す説明図である。
一例を示す説明図である。
【図６】本発明による検波回路と従来の検波回路とを比
較した静止状態でのＳ／Ｎ対平均誤り率を示す特性図で
ある。
較した静止状態でのＳ／Ｎ対平均誤り率を示す特性図で
ある。
【図７】本発明による検波回路と従来の検波回路とを比
較した移動状態でのＳ／Ｎ対平均誤り率を示す特性図で
ある。
較した移動状態でのＳ／Ｎ対平均誤り率を示す特性図で
ある。
【図８】受信系の一例を示す構成図である。
【図９】従来の同期検波回路の一例を示す構成図であ
る。
る。
２１ アナログ／デジタル変換器 ２２ タイミング信号入力端子 ２３ 伝送路推定回路 ２４ 減算器 ２５ シンボル候補発生回路 ２６ 乗算器 ２７ ２乗回路 ２８ シンボル判定回路 ２９ 復調信号出力端子 ３０ 系列推定回路 ３１ 伝送路推定値メモリ ３２ シンボル候補発生回路 ３３ パス選択回路 ３４ パスメトリックメモリ ３５ パスメモリ ３６ 伝送路推定回路
Claims (5)
- 【請求項１】 受信信号を所定のタイミング信号に同期
してサンプリングして受信サンプル信号を得るサンプル
手段と、 伝送路の推定を行う伝送路推定手段と、 送信シンボルの候補を全て出力する送信シンボル候補出
力手段と、 該送信シンボル候補出力手段が出力する送信シンボルの
各候補に、上記伝送路推定手段が出力する伝送路推定値
を乗算して、受信信号のレプリカを各候補毎に得る乗算
手段と、 該乗算手段が出力する各候補毎の受信信号のレプリカ
と、上記サンプル手段が出力する受信サンプル信号との
差を求める減算手段と、 該減算手段が出力する差信号の中で最も差成分が小さい
候補を送信シンボルと判定する判定手段とを設け、 該判定手段が判定した送信シンボルと上記受信サンプル
信号とに応じて上記伝送路推定手段での伝送路の推定値
を更新するようにした同期検波回路。 - 【請求項２】 送信シンボル候補出力手段から出力させ
る送信シンボルの各候補毎に最適な過去のパスの遷移を
記憶し、それぞれの遷移で特定のシンボルに収束した段
階で、この特定のシンボルを送信シンボルと判定するよ
うにした請求項１記載の同期検波回路。 - 【請求項３】 ビタビアルゴリズムにより最適な過去の
パスの選択を行うようにした請求項２記載の同期検波回
路。 - 【請求項４】 ４相位相変調方式により変調された信号
を受信信号とし、 送信シンボル候補出力手段から出力させる送信シンボル
の候補として、４相位相変調方式で取りうる４つの候補
を用意するようにした請求項１〜３のいずれかに記載の
同期検波回路。 - 【請求項５】 受信信号を複素信号として処理し、減算
手段が出力する差信号を２乗して実信号とし、この実信
号で差成分が最も小さい候補を判定するようにした請求
項１〜４のいずれかに記載の同期検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6031536A JPH07240766A (ja) | 1994-03-01 | 1994-03-01 | 同期検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6031536A JPH07240766A (ja) | 1994-03-01 | 1994-03-01 | 同期検波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07240766A true JPH07240766A (ja) | 1995-09-12 |
Family
ID=12333922
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6031536A Pending JPH07240766A (ja) | 1994-03-01 | 1994-03-01 | 同期検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07240766A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6560272B1 (en) | 1998-08-03 | 2003-05-06 | Nec Corporation | Decode circuit for code division multiple access receiver |
-
1994
- 1994-03-01 JP JP6031536A patent/JPH07240766A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6560272B1 (en) | 1998-08-03 | 2003-05-06 | Nec Corporation | Decode circuit for code division multiple access receiver |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040803 |