JPH0828751B2 - 自動車のデジタルセルラー受信装置内の等化器に基づく最大尤度シーケンス推定 - Google Patents

自動車のデジタルセルラー受信装置内の等化器に基づく最大尤度シーケンス推定

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JPH0828751B2 JP4194891A JP19489192A JPH0828751B2 JP H0828751 B2 JPH0828751 B2 JP H0828751B2 JP 4194891 A JP4194891 A JP 4194891A JP 19489192 A JP19489192 A JP 19489192A JP H0828751 B2 JPH0828751 B2 JP H0828751B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタルセルラー通信
に関し、特に自動車のデジタルセルラー受信装置におい
て使用するための等化手段に基づく最大尤度シーケンス
推定に関する。
【０００２】
【従来の技術】セルラー環境における通信チャンネル
は、伝送された信号に歪みをもたらす結合を強要する。
信号の感知されたパワーレベルが広い領域にわたって急
速に上昇し降下するレイリーフェーディングは、少なく
とも波長の分数のかなりの量（例えばセルラー間で約３
０ｃｍ）だけ長さの相違する反復パスを有する信号の結
合から生ずる。シンボルを伝送するために必要な時間に
ほぼ等しいパスの伝送時間における差は、第２の問題で
ある遅延の広がりを生ずる。
【０００３】遅延の広がりは、伝送された信号の多重遅
延レプリカの受信を生ずる。それぞれのレイリーフェー
ディングレプリカは振幅および位相がランダムに分布
し、この複素数の量が変化する割合は自動車の速度に関
連するドップラー帯域によって制限される。周波数の非
選択的環境において、受信機の整合フィルタのサンプル
された出力は、伝送されたデータの相関されていない推
定値を供給する。このように不連続の時間サンプルに関
して、チャンネルはデルタ関数に比例するインパルス応
答を示す。一方、遅延の広がりによって、不連続時間の
チャンネルインパルス応答は、多くのシンボル時間にエ
ネルギを生ずるように広げられる。伝送された信号にお
けるチャンネルの影響は、チャンネルのインパルス応答
と伝送された情報の畳込みとして観測される。故に、チ
ャンネルは畳込み符号処理をエミュレートする。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】これは、畳込み符号の
一般的な復調に類似する方法を使用することによって伝
送された情報を推定する可能性、すなわち最大尤度シー
ケンス推定技術を導く。さらに幅広く適用される前方エ
ラー訂正復調環境とは異なり、反転エラー訂正復調環境
における符号化処理の詳細は、受信機の従来技術におい
ては知られていない。符号化処理の形を推定する必要性
に関する問題は、本発明によって解決される。
【０００５】システムの複雑さを減少し、フェーディン
グチャンネルにおいてより良い特性を提供する、自動車
電話において使用される等化器によって実行される処理
を向上させることが所望される。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、デジタルセル
ラー自動車電話用受信機の心臓部を形成することのでき
る等化方法を提供する。本発明は、ビットエラー率の特
性を顕著に増加する「時間反転」等化を可能とする非実
時間動作モードと、最大尤度シーケンス推定の使用と、
伝送チャンネルのインパルス応答の推定中に可変係数の
最小２乗平均追跡の使用と、積分されたシンボルタイミ
ング調整およびキャリア追跡アルゴリズムの使用とを含
む多くの利点を提供する。
【０００７】特に、本発明は既知のプリアンブルデータ
および伝送データを含む受信されたシンボルを処理する
方法に関し、その方法は周波数選択性フェーディングチ
ャンネルによって生ずるパワーフェーディングの影響を
補償する。本発明の特別な観点は、遅延の広がったフェ
ーディングチャンネルから受信されるサンプルを処理す
る方法を具備し、そのサンプルはタイムスロット中に伝
送されるデータのブロックに関連している。また、その
方法はデータを判定するように適合され、次のステップ
を具備する。（１）タイムスロット中に受信されるサン
プルを記憶する。（２）伝送チャンネルインパルス応答
においてフェーディングの深さが最大となる時間におけ
る位置を決定することによって、判定エラーの可能性が
最も大きいタイムスロット内の位置を推定する。（３）
伝送データの推定値を生成するために、予め決められた
最大尤度シーケンス推定過程を使用して、最初に受信さ
れたサンプルによって開始し、フェーディングの深さが
最大となる位置を越えるまで続行して、記憶されたサン
プルを処理する。（４）伝送データの推定値を生成する
ために、予め定められた最大尤度シーケンス推定処理を
使用して、最後に受信されたサンプルによって開始し、
サンプルが記憶された時間シーケンスに対して反対方向
に向けて上記の決められた位置を越えるまで続行して、
記憶されたサンプルを処理する。（５）上記２つの処理
ステップと同時に、最大尤度シーケンス推定過程におい
て使用される伝送チャンネルインパルス応答特性の推定
値を生成する。（６）データ判定を発生するために、前
記推定値発生ステップの出力を処理する。
【０００８】チャンネルインパルス応答の推定値を発生
するステップは通常可変タップの係数の使用を含み、こ
の係数は、実際に受信されたサンプルと既知の伝送信号
を推定されたチャンネルを通すことによって合成される
サンプルとの間の差の平方を最小化することによって、
推定されたチャンネルのインパルス応答内のタップ設定
を推定することによって決定される。処理は、チャンネ
ルインパルス応答の以前の推定値と最新の情報に基づい
た新たな推定値とを組合わせ、タイムスロット内の位置
の関数として以前の推定値と新しい推定値との比率を変
化させることによって、反復的に行われる。
【０００９】方法は、次のステップを具備しているシン
ボルタイミングの調整処理を含む。（１）タイムスロッ
ト中に受信されるサンプルを記憶する。（２）伝送チャ
ンネルインパルス応答特性の推定値を生成する。（３）
タイムスロット中に受信されるサンプルの部分集合を使
用し、推定されたチャンネルインパルス応答が実際のチ
ャンネルインパルス応答と整合する度合いの測定値を含
むエラー測定値を生成する。（４）上記測定に関し、１
以上のサンプルが時間的に早められ、１以上のサンプル
が時間的に遅延されている、異なる時間オフセットを有
する同時に記録されたサンプルを使用して、複数の同様
な測定値を生成する。（５）上記エラー測定値を最小化
するビット時間設定を検索し、新たに決定されたビット
時間設定を反映するためにサンプリングを調整する。
【００１０】方法は、次のステップを具備しているキャ
リアオフセット追跡方法を含む。（１）時間的に連続し
てタイムスロット中に受信されるサンプルを記憶する。
（２）フェーディングの深さが最大のタイムスロット内
の位置を推定する。（３）伝送チャンネルのインパルス
応答の推定値を発生する。（４）各タイムスロットの受
信中に、フェーディングの深さが最大の推定された位置
を含まないタイムスロットの半分を選択する。（５）２
つの推定されたチャンネルインパルス応答タップのそれ
ぞれ２つのサンプル、フェーディングの深さが最大の推
定された位置に依存するプリアンブルの直後またはポス
トアンブル中の第１の予め定められた数のシンボル、お
よびフェーディングの深さが最大の推定された位置に依
存する遅いあるいは早い第２の予め決められた数のシン
ボルを記録する。（６）ビットタイミング中に決定され
る情報から主タップを選択する。（７）選択された主タ
ップに対して記録した設定を使用し、位相変化を計算
し、周波数オフセットの推定値を生成する。（８）キャ
リア追跡を調整するためにフィードバック信号として使
用するのに適合したキャリアオフセットの推定値を生成
するために、多くのバーストにわたって周波数オフセッ
トの推定値を瀘波する。方法は、次のステップを具備し
ているキャリアオフセット追跡方法を含む。（１）等化
処理中にタイムスロット内の選択されたシンボル位置に
おける推定されたチャンネルインパルス応答内の１以上
のタップの２つ以上のサンプルを記録する。（２）各タ
イムスロットにおける２つ以上のサンプルの間のの位相
差を観測することによって、複数のタイムスロットのそ
れぞれにおける周波数オフセット推定値を発生する。
（３）正確な周波数オフセット推定値を生ずるために瀘
波処理を使用することによって、複数の周波数オフセッ
ト推定値を結合する。（４）正確な周波数オフセット推
定値を補償するために、制御可能な周波数源を調整す
る。
【００１１】さらに本発明は、データ判定に適合され
る、遅延の広がったフェーディングチャンネルから受信
されるサンプルを処理する前方の最大尤度推定方法を使
用する。この方法は次のステップを具備する。タイムス
ロット中に受信されたサンプルを記憶する。伝送データ
の推定値を発生するために予め決められた最大尤度シー
ケンス推定過程を使用して、タイムスロットの最初に受
信されたサンプルによって開始し、タイムスロットの最
後に受信されたサンプルを越えるまで続行して、記憶さ
れたサンプルを処理する。上記処理と同時に、最大尤度
シーケンス推定過程において使用される、伝送チャンネ
ルのインパルス応答特性の推定値を発生させ、データ判
定を発生するために前記ステップの出力を処理する。
【００１２】最大尤度シーケンス推定方法は、例えば判
定帰還型等化器のような別の等化器と比較される時に、
顕著な性能が分かる。フェーディングの環境において使
用されるデジタルセルラー電話の性能に対して定められ
た工業標準規格に関して、本発明の最大尤度シーケンス
推定過程を組み込んでいる等化器の性能は卓越してい
る。これは、現在のデジタルセルラー自動車電話の規格
に一致する、あるいは近づけることが可能である唯一の
過程である。時間反転動作は、性能をさらに向上し、標
準の自動車受信機を合理的な複雑さで実現することがで
きる。
【００１３】
【実施例】図１を参照すると、図１は、フェーディング
チャンネルを有する自動車環境における受信に関連した
問題を示す。図１は、水平軸上の時間に対して、垂直軸
上の典型的なフェーディングチャンネルからの受信パワ
ーレベルを示すグラフである。パワーフェーディングＦ
の位置は、通常のタイムスロットに関連して示されてい
る。グラフの下のダイアグラムは、同じ時間軸に対し
て、フェーディングチャンネルのフレーム構造を示す。
フレーム構造の下のタイムスロットは拡大して示され、
タイムスロットはプリアンブルＰＲおよび符号化された
デジタル確認カラーコードフィールド（ＣＤＶＣＣ）を
含み、これらは本発明の等化器を使用する受信システム
を初期化するために使用される既知のデータから構成さ
れる。これに続いて、チャンネルの次のシンボルに対す
るプリアンブルであるポストアンブルＰＯがある。図１
の最下部分において、本発明に従った等化処理が矢印
「Ａ」および「Ｂ」で示されている。この処理におい
て、本発明の等化器は本発明の目的を達成するために、
パワーフェーディングの位置を通って前方および時間反
転計算の処理を行なう。これは、図２および図３に関連
して以下に詳細に記載される。
【００１４】図２は、本発明の原理に従った最大尤度シ
ーケンス推定装置として機能する等化器21を組込んでい
るデジタルセルラー自動車電話受信システム20のブロッ
ク図である。システム20は増幅器22を具備し、その出力
は周波数源23およびミキサ24を具備しているダウンコン
バータによってアナログフィルタ25に結合される。アナ
ログ−デジタルコンバータ26は、ダウンコンバートされ
たデータをデジタル化するためにアナログフィルタ25に
結合される。整合フィルタ27は、アナログ−デジタルコ
ンバータ26と本発明の等化器21との間に結合される。等
化器21は、メモリ30、最大尤度シーケンス推定メトリッ
クの計算に適合されている４状態等化トレリス31、チャ
ンネルインパルス応答推定器32および等化制御回路33を
具備する。
【００１５】直列結合したＡＧＣ回路35および利得制御
回路38は増幅器22に結合される。等化制御回路33は整合
フィルタ27の出力に結合され、周波数源23の１入力に結
合されている。シンボルサンプリング（ビットタイミン
グ）時間制御回路37は、等化制御回路33およびアクイジ
ション回路36に結合され、アナログ−デジタルコンバー
タ26に制御信号を供給する。整合フィルタ27の出力は、
ＡＧＣ回路35およびアクイジション回路36に結合され、
また、周波数源23を制御し、等化器21の初期化に使用さ
れるトレーニングデータを供給するために使用される等
化制御回路33にも結合される。
【００１６】動作において、８５．０５ＭＨｚの中心周
波数を有する部分的にフィルタされたＩＦ信号は、利得
制御可能な増幅器22に入力する。結果的に得られた信号
は、周波数源23およびミキサ24を使用して４６１．７ｋ
Ｈｚにダウンコンバートされる。この信号は、重要な３
０ｋＨｚ帯域の外側の受信された信号の多くを排除する
ために、狭いアナログフィルタ25を使用して瀘波され
る。その結果の信号は、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）
コンバータ26を使用してサンプリングされ、８ビットの
デジタルサンプルに変換される。１６タップの僅かの間
隔のデジタルＦＩＲフィルタ27は、等化器21に入力され
るシンボルの間隔だけ隔てられたサンプルを生成するた
めに、整合フィルタ処理を実行する。整合フィルタ27と
実質的に同様な時間的なオフセット整合フィルタ34は、
等化制御回路33を介してビットタイミング制御回路37に
よって使用されるために設けられている。
【００１７】最大尤度シーケンス推定の基本原理は良く
知られており、ビダビ復調に基いている。最大尤度シー
ケンス推定過程は、以下に略述される。チャンネルは、
相当のエネルギ、例えばＮ個のシンボルを含んでいるイ
ンパルス応答を有する。送信機が、Ｎ個よりずっと長い
シンボルのシーケンスを伝送すると仮定する。伝送され
たシーケンスは状態間の転移として記載され、それにお
ける各状態はＮ−１個の伝送されたシンボルの１グルー
プに対応する。それ故に、状態は伝送されたシンボルの
重複したグループに相当する。結果的な状態において、
１構成シンボルを除いてすべて同じであり、状態間の可
能性がある転移はこれに対応して制限される。各サンプ
ルが受信されるとき、推定されたチャンネルインパルス
応答でそのシーケンスを畳込むことによって、その値に
寄与するＮ個のシンボルの全ての可能性あるシーケンス
を等化トレリス31は考慮する。仮定されたシーケンスの
ぞれぞれに関して、畳込みの結果は、いくつかの経路
（統計値によって定められメトリックと呼ばれる）にお
いて測定されるサンプルに相当し、あるいは相当しな
い。それぞれの基準において、測定されたサンプルに最
もよく適合する（最良のメトリック）の仮定シーケンス
は、伝送された可能性が最も高い。しかしながら、ある
状態のみの転移が可能である制限のもと、多くのサンプ
ルにわたって、最小累積メトリックを有するパス（状態
のシーケンス）は最大尤度を有する。これは、復調器が
選択したものである。
【００１８】システム20には、送信機に使用される符号
器の形態の事前の知識がない。それ故、等化器21の動作
は、符号器の状態、チャンネルインパルス応答（ＣＩ
Ｒ）の推定値の正確さに依存する。図２はまた、チャン
ネルインパルス応答の推定に使用される信号を示す。目
的は、その入力として伝送された情報シンボル｛ａ
（ｎ）｝を取り込み、整合フィルタから得られるサンプ
ル｛ｚ（ｎ）｝をその出力として生成するトランスバー
サル有限インパルス応答フィルタの形態を推定すること
である。プリアンブルおよび符号化デジタル確認カラー
コードの伝送中に、受信機では｛ａ（ｎ）｝の値が分か
っている。しかしながら、他の時間には、推定された値
｛ａd （ｎ）｝のみが、チャンネルインパルス応答推定
過程において使用可能である。この依存関係は、顕著な
性能低下の可能性をもたらす。判定エラーが等化器から
生じ、これらがチャンネルインパルス応答の推定値を更
新するために使用される場合、判定エラーはさらなる判
定エラーおよび等化過程の破壊に循環的に誘導される可
能性が高まる。この現象は「チャンネルインパルス応答
追跡破壊」と呼ばれる。このような困難さは、最小の信
号対雑音比の周期において、あるいは受信信号パワーが
スロットの受信中に最小である時に生じ易い。
【００１９】北アメリカのデジタルセルラーシステム用
の自動車および基地装置間のインターフェイスが記載さ
れているＩＳ−５４規格では、各情報タイムスロット
は、プリアンブルとして規定された既知のシーケンスに
よって先行される。それ故、受信機によって見られるよ
うに、タイムスロット中の情報は、このタイムスロット
のプリアンブルおよび次のスロットのプリアンブルの既
知のシーケンスによって両側で境界を定められる。した
がって、この等化器21はチャンネルインパルス追跡破壊
の影響を緩和するために適合される。問題が生ずる最も
可能性のある瞬間を見付けることによって、等化器の動
作は前方および時間反転方向の両方からその瞬間に近づ
き、その両方はトレーニングに効果的である既知の情報
シーケンスによって始まる。チャンネルインパルス応答
追跡破壊が生ずると仮定すると、この方法は、減衰点を
予測し、この点を越える等化を避けることによって、影
響されるシンボルの数を最小にする。
【００２０】自動車用装置に最低限必要な性能が記載さ
れているＩＳ−５５において規定されている最大速度１
００ｋｍ／ｈｒでは、フェード間の平均時間は約１２ミ
リ秒である。タイムスロットの継続時間を約６．７ミリ
セカンドとすると、タイムスロット内に２つの顕著なフ
ェーディングの生ずる可能性は小さい。しかしながら、
スロットの中心付近は符号化したデジタル確認カラーコ
ードフィールドである。チャンネルインパルス応答追跡
破壊の後であっても、チャンネルインパルス応答推定器
32は、伝送データの確実性により、符号化したデジタル
確認カラーコードの処理中に回復する可能性が高い。多
重フェーディングが心配される周期は、約３．５ミリセ
カンドである。この時間中に生ずる２以上の深いフェー
ディングの可能性は非常に低い。したがって、時間反転
の等化は、デジタルセルラーの環境におけるビットエラ
ー率特性を改善する。
【００２１】本発明の等化器21は、Ｎを推定されたチャ
ンネルインパルス応答の長さとして、Ｎ＝２に相当する
４状態の技術を使用する。この選択は、チャンネルのイ
ンパルス応答の２つの（シンボルの間隔のあいた）サン
プルにおけるエネルギが優位を占めることを想定する。
チャンネルインパルス応答追跡破壊の問題を避けるた
め、反転等化が、受信されるタイムスロットの最小パワ
ーに続くそれらのシンボルに対して使用される。
【００２２】特に図３は、図２の等化器21に基づいた最
大尤度シーケンス推定において実行される処理を示す。
第１のステップは、シンボル番号によってパワーフェー
ディングの位置を見付けることを含む（枠51）。処理は
パワーフェーディングの位置に向って前方方向で開始す
る。シンボル番号は０と設定され（枠52）、それから増
分される（枠53）。次に処理されたシンボルがトレーニ
ングシンボルであるか否かを判定する（枠54）。シンボ
ルがトレーニングシンボルであった場合、トレーニング
データが挿入される（枠57）。トレーニングシンボルが
処理されない場合、メトリックを可能であれば判定も生
成するために等化トレリスが使用される（枠55）。これ
は、以下に略述される等化を使用して達成される。そし
て、判定がなされたか否かを決定する（枠56）。判定が
されていた場合、チャンネルインパルス応答の推定値が
生成される（枠58）。判定されない場合、あるいはチャ
ンネルインパルス応答の推定値が生成されている場合、
パワーフェーディングの位置に付加的シンボルの予め決
められた番号を加えたものとシンボル番号とが比較され
る（枠59）。フェーディング位置に付加的なシンボルの
予め決められた番号を加えたものに到達するまで、シン
ボル番号を段階的に増加し（枠53）、ステップ（枠54−
59）を反復することによって、処理が繰返される。
【００２３】一度、所望のシンボル位置に達すると（枠
59）、次の連続したタイムスロット、すなわち例えばシ
ンボル番号１７７のプリアンブルによって開始して、反
転方向に向けて処理が実行される。シンボル番号は１７
８に設定され（枠62）、段階的に減少される（枠63）。
そして、その処理されるシンボルがトレーニングシンボ
ルであるか否かを判定する（枠64）。シンボルがトレー
ニングシンボルであった場合、トレーニングデータが挿
入される（枠67）。トレーニングシンボルが処理されな
い場合、分岐するメトリックおよび可能であれば判定も
生成するために等化トレリスが使用される（枠65）。こ
れは以下に略述される等化を使用して達成される。そし
て、判定がなされたか否かを決定する（枠66）。判定が
なされた場合、チャンネルインパルス応答の推定値が生
成される（枠68）。判定がなされない場合、あるいはチ
ャンネルインパルス応答の推定値が生成されると、パワ
ーフェーディングの位置から付加的なシンボルの予め決
められた番号を減じたものとシンボル番号とが比較され
る（枠69）。フェーディング位置から付加的なシンボル
の予め決められた番号を減じたものに到達するまで、シ
ンボル番号を段階的に減少し（枠63）、ステップ（枠64
乃至69）を繰返すことによって、処理が反復される。
【００２４】特に動作において、等化器21に入力するサ
ンプルをｚ（ｎ）とし、出力判定をａ（ｎ）とする。ａ
（ｎ）の正確さの確率は、バースト内の位置に依存す
る。ａ（ｎ）が確実に得られる時、ａ（ｎ）の数値はａ
t （ｎ）で表され、トレーニングのためにチャンネルイ
ンパルス応答推定器32によって使用される。そうでない
時、ａ（ｎ）の最適な推定値は、ａd （ｎ）で表される
等化トレリス31のトレースバック判定過程の出力であ
る。
【００２５】等化トレリス31は以下のように動作する。
等化は、プリアンブルの開始から最小パワーシンボルの
後のＭシンボルまで、前方方向に進む。反転方向におい
ても、最小パワーポイントを越えてＭシンボルまで連続
して進み、同じことがなされる。この重複は、全ての尤
度におけるトレリスによるトレースバックが最小のパワ
ーポイントによって単一パスに集まることを確実にす
る。
【００２６】実際の判定のためのトレースバックは、等
化過程の完了まで生じない。しかしながら、最終的なト
レースバックに加えて、現在を維持するためにチャンネ
ルインパルス応答推定のためのデータ推定値を供給する
ことは等化中の仮の判定に必要である。これらの仮判定
をする際におけるトレードオフは、（ａ）情報が最新で
あるほどチャンネルのインパルス応答推定値は最新であ
り（高速では、チャンネルが不変にはほど遠いため）、
さらに（ｂ）仮判定がなされる前に検討されたシンボル
の数が多いほど判定が正確であり、したがってエラーが
チャンネルインパルス応答推定値に導かれる確率は低く
なる。４状態等化の場合では、導入された遅延の拘束長
の数に対する感度は非常に低い。
【００２７】分岐するメトリックは、以下の式を使用し
て等化器21において計算される。
【００２８】
【数１】 ここで、 app- state(l)は電位入力データと共同する仮
定状態を表し、 ah (l,n) は対応する伝送信号（配列位
置）であり、Ｃはチャンネルのインパルス応答の現在の
推定値を表し、ｚは整合フィルタ27の測定された出力で
ある。
【００２９】チャンネル推定器32は、チャンネルの推定
であるトランスバーサルフィルタ27の係数を決定する２
次最小２乗平均アルゴリズムを使用する。
【００３０】
【数２】 ここで、Ｃ0 （ｋ）およびＣ1 （ｋ）は、推定されたチ
ャンネルインパルス応答タップの複素数の値であり、Ｃ
so（ｋ）およびＣn （ｋ）は、２次動作を許容する推定
されたチャンネルインパルス応答タップに関連した複素
数の中間値であり、Ｋ1 およびＫ2 はチャンネルインパ
ルス応答推定過程の追跡率を制御する実利得値であり、
ｚ（ｋ）は受信機の整合フィルタからのシンボルの間隔
だけあけてサンプルされた複素数出力であり、ａ（ｋ）
は伝送されたシンボルの推定された複素数値あるいは既
知の複素数値である。
【００３１】これらの式における値Ｋ1 およびＫ2 は、
適合割合、ならびに雑音および判定エラーに対する感度
を制御する。したがって、エラー率を最小にするため
に、チャンネルにおける変化を追跡する能力と不十分な
入力情報のための特性劣化との間のトレードオフが、Ｋ
1 およびＫ2 の値を最適にするために必要とされる。Ｋ
1 およびＫ2 の最適な値は、瞬間的な信号対雑音比の関
数として変化し、したがってフェーディングの深さの関
数として変化する。故に、各バースト中に値を修正する
アルゴリズムは、一定の設定によって達成される特性と
比較してかなり改善された特性を有するとして評価され
た。
【００３２】Ｋ1 およびＫ2 の値を修正するための方法
は、良好な特性をもたらす。この方法を以下に示す。
【００３３】１．最も深いフェーディングに対応すると
して決定されたシンボルに適用するＫ1 およびＫ2 の
値、Ｋ1-フェード、Ｋ2-フェードを設定する。
【００３４】２．フェーディング位置において選ばれた
値に到達するために、それぞれの値を以下の式を用いて
（予め設定したスロープＫ1-スロープおよびＫ2-スロー
プで）直線的に調節する。
【００３５】前進方向処理前−初期化 Ｋ1 ＝Ｋ1-フェード−Ｋ1-スロープ・フェード- 位置 Ｋ2 ＝Ｋ2-フェード−Ｋ2-スロープ・フェード- 位置 反転処理前−初期化 Ｋ1 ＝Ｋ1-フェード−Ｋ1-スロープ・（１７７−フェー
ド- 位置） Ｋ2 ＝Ｋ2-フェード−Ｋ2-スロープ・（１７７−フェー
ド- 位置） 処理中−各シンボルが処理されている時 Ｋ1 ＝Ｋ1 ＋Ｋ1-スロープ Ｋ2 ＝Ｋ2 ＋Ｋ2-スロープ ここで、Ｋ1-フェードはフェーディングの深さが最大で
ある推定されたシンボルのＫ1 の実数値であり、Ｋ2-フ
ェードはフェーディングの深さが最大である推定された
シンボルのＫ2 の実数値であり、Ｋ1-スロープは各シン
ボルの処理中に適用されるＫ1 における実数増分であ
り、Ｋ2-スロープは各シンボルの処理中に適用されるＫ
2 における実数増分であり、フェード- 位置はフェーデ
ィングの深さが最大である推定されたシンボル番号であ
り、ラスト- 位置は最終シンボルのシンボル番号であ
る。
【００３６】パワーフェーディングの位置の推定は、整
合フィルタ27から受信されたシンボルの使用、およびこ
れらのシンボルの受信中に活性状態であるＡＧＣ回路35
の設定を必要とする。ＡＧＣ回路設定に対する増幅器22
の応答が実際上瞬間的であるので、この情報の利用にお
ける主な遅延は整合フィルタ27において生ずる。このフ
ィルタ27は線形位相フィルタ（一定の遅延）であり、利
用できる入力情報はエンベロープパワーの正確な推定に
容易に変換される。このエンベロープは、シンボルの約
１０倍にわたり、長方形のＦＩＲフィルタによって、優
れた特性で平均化される。
【００３７】アクイジション完了後、キャリア周波数の
オフセットは２００Ｈｚ以下であるべきである。悪影響
なしに動作するためにこのオフセットは約２０Ｈｚ以下
であるべきである。このようにキャリアオフセットの推
定および訂正は、アクイジション後に続行しなければな
らない。使用される方法は、周波数オフセットが生じた
時、チャンネルインパルス応答のタップがオフセットに
比例した割合で一定して回転するという事実を利用す
る。それ故、固定された周期にわたるタップ位相の変化
は、周波数制御に適用する注目すべき特性を提供する。
これらの一定した変化率に加えてランダムな位相変化が
生じるので、周波数オフセットを抽出するためにフィル
タが使用されることに注意すべきである。実際に、アイ
クジション後の最大の予測オフセットは２００Ｈｚであ
るが、約１０００Ｈｚのオフセットが解決される。使用
される方法は以下の通りである。
【００３８】１．各バーストの受信中において、最も深
いフェーディングが含まれていないバーストの半分が追
跡のために選択される。これは、低い信号振幅による転
移を一般的に伴う位相の高い変化率の回避のためであ
る。
【００３９】２．２つの推定されたチャンネルインパル
ス応答タップのそれぞれ２つのサンプルは、プリアンブ
ルの直後（あるいはフェーディングがスロットの初めの
半分の間に生じた場合には、ポストアンブル中に誘導さ
れる）、および２０シンボルの後（あるいは２０のシン
ボル前）のものが記録される。毎秒２４３０００シンボ
ルのシンボル速度では、１００Ｈｚのオフセットは２０
のシンボル期間中に２９．６度の平均回転を生ずる。１
８０度を超過する回転に関しては、観測される回転は１
８０度以下であるが反対方向である。このエイリアジン
グは、約３００Ｈｚ以上の周波数オフセットの特性に影
響を与える。しかしながら、通常の動作においては、こ
のようなエイリアジングから生ずる特性に対する損害
は、追跡におけるアンチ−エイリアジングフィルタによ
って最小となることが示された。２０シンボルのサンプ
リング窓の選択は、このエイリアジングに基づいてい
る。一方、より長い窓は雑音不感性を改善する。
【００４０】３．ビットタイミングの最適な調整中に決
定される情報から、主タップが選択される。このタップ
の記録された設定を使用して位相変化が計算され、周波
数オフセットの推定値が生成される。
【００４１】４．これらの推定値は、主としてドップラ
ーオフセットおよびガウス性雑音のランダムな（平均ゼ
ロ）存在のために生ずる「雑音」を減少するために、多
くのバーストにわたって瀘波される。フィルタ出力はキ
ャリアオフセットの推定値を提供し、周波数制御ハード
ウェアを直接更新するために使用される。オフセットは
次の式で与えられる。
【００４２】 ｆ- オフセット- 推定k+1 =(1-Ｋfo)f- オフセット- 推
定k +Ｋfo観測された周波数 ここで、観測された周波数は観測された位相変化から得
られ、定数Ｋfoは推定過程の集中率を制御し、ｆ- オフ
セット- 推定k はフレーム「ｋ」で推定された周波数オ
フセットであり、Ｋfoは周波数追跡の集中率を制御する
定数である。ｆ-オフセット- 推定が周波数源の分解能
の半分に達する場合、周波数におけるステップが供給さ
れる。例えば、分解能が２０Ｈｚであり、ｆ- オフセッ
ト- 推定が１０Ｈｚを越える場合に、基準における２０
Ｈｚの変化が与えられる。同時に、ｆ- オフセット- 推
定が再び初期化される。
【００４３】図５を参照すると、キャリア周波数オフセ
ットの補償を実行するために、等化器21により実行され
る処理を示すフロー図が示されている。すでに位置決定
されたフェーディングを使用して、周波数オフセット推
定のために、受信されたスロットの第１または第２の半
分のいずれを使用するかが判定される（枠100 ）。この
判定に基づいて、スロットの適切な半分から２０シンボ
ルのサンプルが取られる（枠101,102 ）。選択に際し、
個々のタップが比較され、大きい方が選択される（判定
103,104 ）。選択された２回で選ばれたタップの位相
は、「観測された周波数」、オフセットの雑音推定値を
生成するために減ぜられる（枠105 乃至108 ）。これ
は、オフセットの正確な推定値を生ずるために瀘波され
る（枠109 ）。周波数制御の設定における調節がこのオ
フセットを減少させる場合、そのような判定がなされ
（判定110 ）、その判定が実行される（枠111 ）。
【００４４】等化器は、ビットタイミングにおけるエラ
ーにほとんど無反応である。しかしながら次の理由のた
めに、シンボルのタイミングの調節が等化器の動作中続
行される。アクイジションによって生ずる初期の推定値
は、最適なタイミングとかなり相違するので、特性は調
節から利益を被る。送信および受信シンボルのタイミン
グクロックは約５ｐｐｍだけ相違し、１フレーム当り約
０．１μＳ（あるいは８秒ごとに１シンボル）のドリフ
トを生ずる。このドリフトは補償されなければならな
い。実際に、個々の独立に遅延された信号パスは平均強
度においてランダムに増減し、異なるシンボルのタイミ
ングによって最良に満たされた状況を生ずる。最適なシ
ンボルタイミングは、これらの変化する状況を追跡する
能力に依存する。
【００４５】シンボルタイミングの制御の動作は次の通
りである。方法は、ダイレクトシーケンス拡散スペクト
ル受信機においてしばしば使用されるアーリーレイトゲ
ート方法に類似性を有する。各バーストが受信された
時、予期されたプリアンブルと実際に受信されたプリア
ンブルの間のエラーが測定される。加えて、別のフレー
ムにおいて、同じ入力サンプルの時間的に進んだまたは
遅れた形態について、同様の測定が行われる。タイミン
グの調節が必要でない場合、その時のタイミングによっ
て生ずるエラーは、別のエラーよりも（平均に対して）
小さくなければならない。これはその場合でないとき、
あるいは早いまたは遅いエラー推定値の間に一貫した格
差があるときに調節される。この過程は、単に図４に示
されるようにエラー統計を最小にするビットタイミング
の検索である。使用される制御ループは、送信機に対す
るドリフトに相当するタイミングにおける一貫した変化
の推定器を含む。約１０ｐｐｍ程度のドリフトが、この
ループによって補償される。
【００４６】この最小値の検索は、局部的（全体的でな
い）な最小値の存在の可能性によって妨げられる場合が
ある。事実、この統計に対して、２つの最小値の存在が
普通（図２に見られる等化器構造に含まれる２つのタッ
プに相当する）である。この競合を解決するために採ら
れる方法を次に示す。さらに進んだ最小値が好ましいサ
ンプリング時間と推定される。複数の最小値は、例えば
１０μＳ以下の低レベルの遅延の広がりが存在するとき
に一般的に生ずる。このような状態下では、（シンボル
間隔の）チャンネルインパルス応答における推定された
パスの大きさの割合は、さらに進んだ最小値の領域にお
いて、さらに遅延した場合とかなり相違する。タップの
大きさの割合は、選択された最小値の適合性を判定する
ために統計値を供給する。
【００４７】図６および図７を参照すると、ビットタイ
ミングを制御するために等化器21によってなされる処理
のフロー図が示されている。入力（枠80）は、時間通り
あるいは時間オフセットのサンプル（ｚ（ｎ）およびｚ
オフセット（ｎ））および時間オフセットの方向を示す
ためのフラグを含む。時間通りのサンプルは、それらが
通常のトレーニング83中であるような等化器21に与えら
れる。同様に、時間オフセットのサンプルは等化器21
（枠84）に与えられる。両方の場合において、（既知の
正しいパスの）分岐メトリックは、サンプルが期待値に
整合する度合いの尺度（エラーcum およびエラーオフセ
ットcum ）を供給するために、後のシンボルにわたって
累積される。
【００４８】別の過程において、トレーニング過程の終
了時でのチャンネルインパルス応答として推定される、
２つのタップのそれぞれの大きさが計算される（枠8
5）。多数のフレームにわたってこれらのタップの割合
を平均化すると（枠86乃至89）、ビットタイミングが不
適当な局部的最小値を選択したか否かについての判断が
可能となる。しきい値に達した場合（枠90）、ビットタ
イミングは十分なシンボル時間によって早められる（枠
91）。サンプルが得られる相対時間を考慮し（枠92）、
エラーcum およびエラーオフセットcum 測定値が、適当
な時間調節の雑音推定値を生成するために結合される
（枠93,94 ）。この推定値は、実際のタイミングオフセ
ットの調節値を生成するために瀘波される（枠95）。一
貫したドリフトを補償するために、付加的な項「drift
- est 」は、この影響を監視し、補償する。
【００４９】このように、自動車デジタルセルラー受信
機で利用するための等化方法に基づいた最大尤度シーケ
ンス推定方法が記載されている。上記実施例は、本発明
の原理の応用を表す多くの特定の実施例のうちのいくつ
かを単に示すことが理解される。明らかに、多くのおよ
び別の変化は本発明の技術的範囲内から逸脱することな
しに当業者によって容易に工夫されることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】時間に対するフェーディングチャンネルの振幅
のグラフおよびチャンネルにおける信号図。
【図２】本発明の原理に従った等化器に基づいた最大尤
度シーケンス推定を組込んでいるデジタルセルラー自動
車電話受信機のブロック図。
【図３】図２の等化器に基づいた最大尤度シーケンス推
定における処理を示すフロー図。
【図４】本発明の通常の受信信号の水平軸のビットタイ
ミングオフセットに対する縦軸の相対エラーのグラフ。
【図５】キャリア周波数オフセット補償を実行するため
の本発明の等化器による処理を示しているフロー図。
【図６】ビットタイミングを実行するための本発明の等
化器による処理を示しているフロー図。
【図７】ビットタイミングを実行するための本発明の等
化器による処理を示しているフロー図。
【符号の説明】
21…最大尤度シーケンス推定用等化器、23…周波数源、
24…ミキサ、26…アナログ−デジタルコンバータ、27…
整合フィルタ、30…メモリ、31…等化トレリス、32…イ
ンパルス応答推定器、33…等化制御装置、37…時間制御
回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 7/26 (72)発明者 ジョン・エル・ワトソン アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92008、カールスバード、ナンバービー、 ビレッジ・ドライブ 525 (72)発明者 ティー・ジー・ビシュワナス アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92126、サンディエゴ、エイダーマン・ア ベニュー・ナンバー15 10626 (56)参考文献 特開 平３−85846（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−273464（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−500344（ＪＰ，Ａ) 東明洋、鈴木博「高速デジタル移動通信 における方向選択形等化方式の平均ＢＥＲ 特性」、1990年電子情報通信学会春季全国 大会講演論論文集，Ｂ−316

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 デジタルセルラー受信機においてタイム
    スロット中に伝送されたデータのブロックに関連したチ
    ャンネルから受信されたサンプルの処理方法において、 伝送データの推定値を生成し、パワーフェーディングの
    位置を見つけるために、予め選択された最大尤度シーケ
    ンス推定過程を使用して、タイムスロットの最初に受信
    されたサンプルによって開始し、タイムスロットの最後
    に受信されたサンプルを越えるまで続行してサンプルを
    処理し、 最大尤度シーケンス推定過程において使用されるチャン
    ネルのインパルス応答特性の推定値を同時に生成し、 伝送データに関する最終判定を生成するために２つの処
    理ステップの結果を使用するステップを具備しているこ
    とを特徴とする受信されたサンプルの処理方法。
  2. 【請求項２】 サンプルが伝送チャンネルのタイムスロ
    ット中において順次受信されるデジタル通信受信機にお
    けるサンプリングタイミングの調整方法おいて、 時間的に連続してタイムスロット中に受信されるサンプ
    ルを記憶し、 伝送チャンネルインパルス応答の推定値を生成し、 タイムスロット中に受信されるサンプルの部分集合を使
    用し、その中から、推定されたチャンネルインパルス応
    答が実際のチャンネルインパルス応答と整合する度合い
    の第１の測定を含むエラー測定値を生成し、 第１の測定に対して時間的に１以上のサンプルが早めら
    れ１以上のサンプルが遅延されている、異なる時間オフ
    セットを有する同時に記録されたサンプルを使用して、
    複数の同様な測定値を生成し、 複数のこのような測定値を瀘波することによって、上記
    エラー測定値を最小化するビット時間設定を決定し、新
    たに決定されたビット時間設定を反映するようにサンプ
    リングを調整するステップを具備していることを特徴と
    するサンプリングタイミングの調整方法。
  3. 【請求項３】 プリアンブルおよびポストアンブルを含
    むサンプルが伝送チャンネルのタイムスロット中に順次
    受信されるデジタル通信受信機におけるキャリアオフセ
    ット追跡方法において、 時間的に連続してタイムスロット中に受信されるサンプ
    ルを記憶し、 フェーディングの深さが最大のタイムスロット内の位置
    を推定し、 伝送チャンネルのインパルス応答の推定値を発生し、 各タイムスロットの受信中に、フェーディングの深さが
    最大の推定された位置を含まないタイムスロットの半分
    を選択し、 フェーディングの深さが最大の推定された位置に応じて
    プリアンブルの直後またはポストアンブル中の第１の予
    め定められた数のシンボル、およびフェーディングの深
    さが最大の推定された位置に応じて遅いあるいは早い第
    ２の予め決められた数のシンボルの、２つの推定された
    チャンネルインパルス応答タップのそれぞれ２つのサン
    プルを記録し、 ビットタイミング中に決定される情報から主タップを選
    択し、 選択された主タップに対して記録した設定を使用し、位
    相変化を計算し、周波数オフセットの推定値を生成し、 キャリア追跡を調整するためにフィードバック信号とし
    て使用するのに適合したキャリアオフセットの推定値を
    生成するために、多くのバーストにわたって周波数オフ
    セットの推定値を瀘波するステップを具備していること
    を特徴とするキャリアオフセット追跡方法。
JP4194891A 1991-06-27 1992-06-29 自動車のデジタルセルラー受信装置内の等化器に基づく最大尤度シーケンス推定 Expired - Lifetime JPH0828751B2 (ja)

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US722440 1991-06-27
US07/722,440 US5263026A (en) 1991-06-27 1991-06-27 Maximum likelihood sequence estimation based equalization within a mobile digital cellular receiver

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KR (1) KR960006476B1 (ja)
AT (1) ATE165702T1 (ja)
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CA (1) CA2068964A1 (ja)
DE (1) DE69225274T2 (ja)
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