DE69624020T2

DE69624020T2 - Nullzwischenfrequenz-Empfänger

Info

Publication number: DE69624020T2
Application number: DE69624020T
Authority: DE
Inventors: Steven Bly; Mark Vernon Lane; William Mark Siddall
Original assignee: Tait Electronics Ltd
Current assignee: Tait Electronics Ltd
Priority date: 1995-02-21
Filing date: 1996-02-21
Publication date: 2003-07-17
Anticipated expiration: 2016-02-22
Also published as: FI960780A0; EP0729230A1; ES2184833T3; DE69624020D1; FI112132B; FI960780A; US5715281A; EP0729230B1

Description

Technisches Gebiet

Diese Erfindung betrifft den Empfang von frequenzmodulierten (FM) oder phasenmodulierten (PM) Funksignalen, und insbesondere einen Funkempfänger mit einer Mittenfrequenz von null Hertz bei der letzten Stufe der Zwischenfrequenz (ZF)-Verarbeitung. Der Empfänger kann in einem landgestützten mobilen Funksystem Verwendung finden.
Die meisten heutzutage verwendeten Funksysteme verwenden Frequenzmolulation-, Frequenzumtastung- oder Phasenumtastung-Techniken, um einem Funkfrequenz (RF)-Träger eine Information zu verleihen. Die gesamte Modulationsinformation in diesen Systemen ist in der momentanen Phase oder Frequenz des Trägersignals enthalten.

Hintergrund

Ein typischer Null-ZF-Empfänger wandelt ein RF-Signal in ein Null-ZF- oder Basisbandsignal durch Abwärtsverschieben des empfangenen Signals um ein Ausmaß, welches gleich, oder praktisch gleich desjenigen der Trägerfrequenz ist. Relativ einfache Tiefpassfilter können dann verwendet werden, um RF-Signale sowohl in schmalbandigen als auch breitbandigen FM- oder PM-Funksystemen zu empfangen.
Der Abwärtswandlungsprozess wird in einer oder mehreren analogen Mischstufen implementiert, normalerweise durch die Ordnung der Wandlung bezeichnet. Beispielsweise würde ein Empfänger mit drei Mischstufen ein Dreifach-Wandlungs-Empfänger genannt werden. Das Basisbandsignal wird dann digital verarbeitet, um die Modulationsinformation wiederzugewinnen.
Empfänger mit direkter Wandlung leiden an DC (Gleichspannung)-Offsetfehlern, die durch die analogen Basisbandabschnitte des Empfängers eingeführt werden. Diese Offsets können um ein Vielfaches größer sein als das kleinste zu detektierende Signal und bewirken unerwünschte Effekte wie eine Empfindlichkeitsreduzierung des Empfängers.
Die standardmäßige Korrektur, die für Fachleute gut verständlich ist, besteht darin, spezielle Schaltkreise zu verwenden, um die DC-Offsets von dem Basisbandsignal zu entfernen. Diese Schaltkreise sind normalerweise Hochpassfilter mit einer Transmission von Null für DC und einem Halbwertspunkt von einigen Hz. Ein ungünstiger Nebeneffekt des Filterns ist es, dass Informationen von dem empfangenen Signal ebenfalls entfernt werden können und zu einer Verzerrung des demodulierten Signals führen können.
Ein Ansatz zum Überwinden der Nebeneffekte einer DC-Offset-Entfernung wurde in US 5,003,621 beschrieben. Darin ist ein Zweifachwandlung-FM-Empfänger beschrieben, der einen Phasenregelkreis mit einem kleinen Frequenzoffset verwendet, um die Effekte des Filterns auf eine empfangene Modulation zu minimieren. Durch Verwenden eines kleinen Frequenzoffsets wird das Band der Frequenzen, die durch die DC-Korrektur entfernt werden, in einen Bereich des empfangenen Spektrums übersetzt, in welchem das Vorliegen einer signifikanten Information am wenigsten wahrscheinlich ist.

Abriss der Erfindung

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen alternativen Null-ZF- Empfänger bereitzustellen, bei welchem die Trägerkomponente des Null-ZF- Signals minimiert ist, so dass die Effekte der DC-Offsetkorrektur wiederum reduziert sind.
Diese Aufgabe wird durch einen Empfänger gelöst, der wie hier beschrieben arbeitet. Der Empfänger umfasst einen Mischer mit wenigstens einem lokalen Oszillator, der empfangene FM- oder PM-Signale in analoge Basisbandsignale umsetzt, einen Analog-zu-Digital-Wandler und einen Demodulator, wobei dies im Allgemeinen Standardkomponenten sind.
Die Erfindung ist im Besonderen in den beigefügten unabhängigen Ansprüchen 1 und 6 definiert.
Der Empfänger umfasst auch Komponenten, die die Basisbandsignale verfolgen und justieren, um zu gewährleisten, dass eine Mittenfrequenz gehalten wird, die ausreichend nahe an null Hertz ist, und die den Mischer modulieren, um die Signalstärke auf der Mittenfrequenz auf Null zu setzen oder im Wesentlichen zu minimieren. Dies ermöglicht es, DC-Offsetfehler ohne einen Verlust von signifikanter niederfrequenter Information zu korrigieren.
Verschiedene alternative Systeme zum Verfolgen und Nullsetzen sind beschrieben. In einer bevorzugten Ausführungsform werden von dem Demodulator abgeleitete Signale dazu verwendet, die Mittenfrequenz zu verfolgen und/oder auf Null zu setzen. In einer weiteren Ausführungsform wird die Mittenfrequenz durch Messen der Leistung verfolgt, die zwischen den gleichphasigen und Quadratur-Basisbandsignalen verteilt wird. Die Signalstärke auf der Mittenfrequenz kann in dieser Ausführungsform minimiert werden, indem der Mischer mit einem direkt erzeugten niederfrequenten Signal moduliert wird.
Alternative Kombinationen der Systeme zur Verfolgung und zum Nullen aus irgendeiner dieser Ausführungsformen, oder aus anderen möglichen Ausführungsformen, können ebenfalls implementiert werden.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Zwei bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, wobei
Fig. 1 einen Null-ZF-Empfänger mit Schleifen zur Trägerverfolgung und Nullung zeigt, und
Fig. 2 einen weiteren Empfänger mit alternativen Anordnungen zur Verfolgung und Nullung zeigt.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen Fig. 1 zeigt einen Null-ZF-Empfänger gemäß der Erfindung. RF-Signale mit einer Frequenz- oder Phasenmodulation werden durch eine Antenne 101 empfangen und durch die Wandlungsstufen 102 auf eine Nicht-Null-ZF gewandelt. Es können eine oder mehrere Frequenzübersetzungs- oder Mischstufen vorgesehen sein. Jede Stufe wird durch eine geeignete Frequenzquelle versorgt, gekennzeichnet als Synthesizer 103. Eine gewisse Bandpassfilterung findet in den RF-zu-ZF-Wandlungsstufen statt, um einen erforderlichen Kanal zu wählen und aus dem Mischen resultierende Bildantworten zu dämpfen. Der Prozess der Wandlung von einer RF zu einer Nicht-Null-ZF ist hinreichend verstanden und erfordert keine weitere Diskussion.
Die Stufe zur Wandlung von Nicht-Null-ZF zu Null-ZF 104 besteht aus gleichphasigen und Quadraturmischern, die gleichphasige bzw. Quadratur- Basisbandsignale erzeugen. Diese Mischer werden durch einen Oszillator 105 angesteuert, dessen Trägerfrequenz durch eine Steuereinrichtung 106 auf der Mittenfrequenz des Nicht-Null-ZF-Signals gehalten wird. Die analogen Basisbandsignale werden durch den Analog-zu-Digital-Wandler 107 in digitale Signale umgewandelt, und es kann eine geeignete Bandbreite durch die digitalen Auswahlfilter 108A und 108B gewählt werden. Die Grenzfrequenz dieser Filter wird einfach zur Anpassung an verschiedene Kanalabstände in mobilen Funksystemen justiert, üblicherweise 12,5, 20 und 25 kHz.
Die analogen Mischstufen führen unerwünschte DC-Offsets und ein übermäßiges niederfrequentes Rauschen (1/f-Rauschen) in die Basisbandsignale ein. Diese unerwünschten Komponenten werden durch Hochpassfilter 109A und 109B entfernt. Jedes Filter besitzt eine Transmission von Null bei DC und liefert praktisch eine unendliche Dämpfung der DC-Komponente der Basisbandsignale.
Die FM- oder PM-Information wird durch einen Frequenz- oder Phasendemodulator 110 detektiert, der die Ausgabe zu einem Postdemodulationsprozessor 111 und zu den Trägerfrequenzverfolgungs- und Nullsetzschleifen 113 weiterleitet. Ein Tiefpassfilter kann den Schleifen 113 vorangehen, um hörbare Frequenzen zu entfernen und eine Verringerung von Abtastraten in den Schleifen zu erlauben. Das Trägerfrequenzverfolgungsschleifendurchgangsfilter 114 verwendet die niederfrequente Modulationsinformation, um die Mittenfrequenz des abwärts gewandelten RF- Signals auf genau null Hertz zu halten. Die Trägernullsetzschleife moduliert mittels des Impulsfrequenzteilers 121 den Oszillator 105, so dass die Trägerkomponente des Null-ZF-Signals minimiert wird.
Der Postdemodulationsprozessor 111 führt für mobile FM- oder PM-Funksysteme geeignete Verarbeitungsfunktionen durch, wie eine Nachentzerrungsfilterung oder Signalentschlüsselung. Sprechfrequenzbandinformation von dem Prozessor kann durch den Digital-zu-Analog-Wandler 112 in ein Signal zur hörbaren Ausgabe umgewandelt werden. Der Postdemodulationsprozessor 111 kann außerdem eine digitale Ausgabe zu anderen Teilen des Empfängers liefern.
Die Trägerfrequenzverfolgungsschleife besteht aus dem Schleifenfilter 114, das eine Modulationsinformation von dem Demodulator 110 verwendet, um den Frequenzsynthesizer 103 und/oder den Oszillator 105 über die Steuereinrichtung 106 zu justieren. Diese Modulationsinformation ist typischerweise eine DC (und niederfrequente) Komponente, die durch den Demodulationsprozess erzeugt wird, proportional zu dem Zwischenfrequenzoffset von Null. Die Steuerwege von dem Schleifenfilter 114 zu dem Frequenzsynthesizer 103 und der Steuereinrichtung 106 sind in gestrichelten Linien gezeigt, da einer oder beide Wege verwendet werden können. Insgesamt wird die Trägerfrequenz des Null-ZF-Signals, welches zu dem Analog-zu-Digital-Wandler 107 geleitet wird, auf null Hertz gehalten.
Die Trägernullsetzschleife besteht aus einem direkten digitalen Sinuswellensynthesizer 115, einem einstellbaren Bandpassfilter 116, einem Abweichungsdetektor 117, einem Referenzkomparator 118, einem Referenzsignal 119, einem Schleifenfilter 120, einem Impulsfrequenzteiler 121, einem Verzögerungskompensator 122 und einem Signalmultiplexer 123. Die Schleife arbeitet in zwei mit A oder B bezeichneten Moden. Der Modus A ist in dem Empfänger freigegeben, wenn das RF-Eingangssignal eine CTCSS- Information enthält, was ein kontinuierlicher Ton auf einer von 37 Standardfrequenzen im Bereich von 67 bis 250,3 Hz ist. Der Modus B ist freigegeben, wenn das RF-Signal keine CTGSS-Information enthält.
Auf eine Freigabe des Modus A hin wird durch das einstellbare Bandpassfilter 116, welches eine Bandbreite von einigen 10 Hertz und eine Mittenfrequenz besitzt, die gleich einer der Standard-CTCSS-Frequenzen eingestellt ist, eine CTCSS-Information gewählt. Die Mittenfrequenz kann aus einer in dem Empfänger gespeicherten Information vorhergesagt werden oder kann durch einen Nicht-Vorhersage-CTCSS-Detektor in den Prozessor 111 geliefert werden und wird durch den digitalen Synthesizer 115 eingestellt.
Der direkte digitale Synthesizer 115 erzeugt ein Quadraturpaar von Sinuswellen auf der geeigneten CTCSS-Frequenz, welches in den einstellbaren Bandpassfilter 116 geleitet wird. Das Filter erfüllt zwei Funktionen, wobei es eine Funktion ist, eine relativ rauschfreie Abschätzung der empfangenen CTCSS-Frequenz zu erhalten. Die andere ist es, den Abweichungsdetektor 117 mit den gleichphasigen und den Quadratur-Komponenten der Differenzfrequenz zwischen der Standard-CTCSS-Frequenz, die durch den Synthesizer 115 erzeugt wird, und der von dem Demodulator 110 empfangenen CTCSS-Frequenz zu versorgen. Normalerweise beträgt die maximale Differenz weniger als 0,5% der Standardfrequenz.
Das einstellbare Bandpassfilter 116 ist als ein Weaver-Modulator gezeigt, es können jedoch eine Reihe von anderen Schaltkreisen verwendet werden. Die Betriebsweise des Modulators ist erläutert in "A Third Method of Generation and Detection of Single-Sideband Signals" DK Weaver Jr, Proc. IRE, Dec. 1956 und ist in der Technik gut verstanden, vgl. auch US 2,928,055.
Der Detektor 117 schätzt die Frequenzabweichung des empfangenen CTCSS- Tons in dem Frequenzspektrum durch Berechnen der Amplitude des Zeigers bzw. Phasors ab, der durch die gleichphasigen und Quadratur-Komponenten des Differenzfrequenzsignals von dem Filter 116 dargestellt wird. Der Demodulator 110 arbeitet digital mit einer exakt bekannten Amplitude-zu-Frequenz- Charakteristik, so dass die Amplitude des Signals von dem Detektor 117 ein präzises Maß der Frequenzabweichung liefert.
Der Abweichungskomparator 118 subtrahiert dann die gemessene Frequenzabweichung von einem Referenzabweichungssignal 119. Die Referenz wird empirisch derart gewählt, dass, wenn die gemessene CTCSS-Abweichung gleich der Referenzabweichung ist, die Trägerkomponente des Null-ZF-Signals minimiert wird und die Ausgabe des Komparators 118 Null ist. Die Amplitude der Trägerkomponente ist proportional zu dem Wert der Bessel-Funktion nullter Ordnung der ersten Art bei der gemessenen Frequenzabweichung. Die Nullstellen dieser Bessel-Funktion treten, gemäß Standardtabellen, bei Abweichungen von 2,405, 5,52, 8,655 usw. auf. Wenn die CTCSS-Abweichung einen Modulationsindex mit einem dieser Werte liefert, so wird die Trägerkomponente des empfangenen CTCSS-Signals Null sein.
Das Schleifenfilter 120 integriert die Ausgabe des Komparators 118 und leitet eine multiplikative Konstante an den Impulsfrequenzteiler 121. Der Verzögerungskompensator 122 ist programmierbar, um derart justiert zu werden, dass die Gesamtverzögerung von den Abwärtswandlungsmischern 104 zu dem Oszillator 105 über Komponenten 107 bis 110 und 116 bis 121 eine ganze Anzahl von CTCSS-Tonperioden ist. Eine Ausgabe von dem Kompensator 122 wird zu dem Multiplexer 123 geleitet und in dem Impulsfrequenzteiler 121 mit der Konstante von dem Schleifenfilter 120 multipliziert. Die programmierbare Verzögerung ist derart eingeführt, dass der modulierte Oszillator 105 in Phase mit dem den Mischern 104 dargebotenen empfangenen CTCSS-modulierten Signal ist, um die Schleifenstabilität durch Maximierung der Phasenreserve zu steigern.
Im Modus A ist die Gesamtwirkung der Trägernullsetzschleife daher, den Modulationsindex des empfangenen CTCSS-modulierten Signals durch eine Frequenzmodulation des Oszillators 105 zu modifizieren, und zwar mit einer geeignet gefilterten, skalierten und zeitlich verschobenen Version des empfangenen Signals. Das etwaige, dem Mischer 104 dargebotene Signal wird dadurch im Besonderen justiert zur Minimierung der Trägerkomponente des empfangenen Signals. Diese Trägerkomponente würde normalerweise durch die Filter 109 gedämpft, die notwendig sind, um niederfrequentes Rauschen und DC- Offsetfehler zu entfernen, was zu einer Verzerrung des demodulierten Signals und einer Empfindlichkeitsreduzierung des Empfängers durch einen Verlust an Information führt. Diese normalerweise nachteiligen Effekte der DC-Null- Schaltkreise werden dadurch vermindert.
In dem Modus B verwendet der Empfänger eine durch den direkten digitalen Synthesizer 115 als ein Ersatz erzeugte niederfrequente Sinuswelle, wenn die empfangenen FM- oder PM-Signale kein CTCSS enthalten. Es kann eine Sinuswellenfrequenz von ungefähr 100 Hz gewählt werden. Der Signalmultiplexer 123 gibt dann die Ausgabe des digitalen Synthesizers 115 zu dem Impulsfrequenzteiler 121 weiter, anstatt die Ausgabe von dem Verzögerungskompensator 122. Die Abweichung dieses Signals wird dann dazu verwendet, das dem Mischer 104 wie zuvor dargebotene Signal zu modulieren. Der Verzögerungskompensator kann deaktiviert werden.
Fig. 2 zeigt einen weiteren Null-ZF-Empfänger gemäß der Erfindung. Die Abwärtswandlungsmischstufen 102 und 104 sind im Allgemeinen ähnlich denjenigen von Fig. 1, wie auch die A/D (107)-, Filter (108, 109)- und Demodulation (110)-Systeme. Lediglich die Komponenten 140 zur Trägerverfolgung und Nullsetzung sind im Wesentlichen verschieden. Eine Kombination der Verfolgung unter Verwendung von Demodulationsinformationen wie in Fig. 1 mit einer Nullsetzung unter Verwendung einer direkten Erzeugung eines niederfrequenten Signals wie in Fig. 2 wäre selbstverständlich möglich, wie auch eine Verfolgung gemäß Fig. 2 und eine Nullsetzung gemäß Fig. 1 oder andere Kombinationen unter Verwendung eines Teils oder der gesamten Prozeduren, die in irgendeiner Figur veranschaulicht sind.
Bei dieser Ausführungsform wird die Trägerverfolgung ermöglicht durch ein Überwachen der zwischen gleichphasigen und Quadratursignalkomponenten verteilten Leistung. Digitale Filter 130A und 130B nehmen gleichphasige und Quadratursignale, wie gezeigt, von dem Analog-zu-Digital-Wandler 107 auf, oder sind möglicherweise mit dem Wandler 107 gekoppelt über Bandbreitenauswahlfilter 108A und 108B und die Hochpassfilter 109A und 109B. Die beiden Filter 130A und 130B filtern das komplexe Frequenzsignal, um Realteile und Imaginärteile darzustellen, die um null Hertz zentriert sind. Die Ausgabe dieser Filter wird in Leistungsdetektoren 131A bzw. 131B geführt.
Eine Ausgabe von diesen Leistungsdetektoren 131A und 131B repräsentiert die zwischen den Real- und Imaginärfrequenzkomponenten der Basisbandsignale verteilte Leistung. Indem die Differenz zwischen den Ausgaben der Leistungsdetektoren herangezogen wird, kann der Grad an Asymmetrie in der Leistung des empfangenen Signals aufgrund eines Frequenzoffset überwacht werden. Ein Differenzsignal, das durch einen Addierer 132 erhalten wird, wird dann durch das Schleifenfilter 114 geführt, um als eine Steuerspannung zum Korrigieren der Frequenz des Oszillators 105 oder des Frequenzsynthesizers 103 verwendet zu werden.
Eine alternative Trägernullsetzschleife ist ebenfalls in dieser Figur gezeigt, bestehend aus einem direkten digitalen Sinuswellensynthesizer 115, Impulsfrequenzteilern 127, 128 und einem Verzögerungskompensator 122, ähnlich denjenigen von Fig. 1. Dieses Verfahren der Trägernullung arbeitet entweder bei Anwesenheit oder bei Abwesenheit von CTCSS oder einer anderen niederfrequenten Modulation.
Der direkte digitale Synthesizer 115 erzeugt eine niederfrequente Sinuswelle, die in der Amplitude mittels eines Impulsfrequenzteilers 127 mit einem Faktor modscale 125 multipliziert wird und zur Modulation des Oszillators 105 verwendet wird. Wie in Fig. 2 ist die Amplitude der Trägerkomponente des Oszillators 105 proportional zu dem Wert der Bessel-Funktion nullter Ordnung erster Art bei der Frequenzabweichung. Die Abweichung der Oszillator Modulation wird durch Einstellen von modscale 125 justiert, um die Bessel- Funktion auf eine Nullstelle zu reduzieren, welche, gemäß Standardtabellen, bei Abweichungen von 2,405, 5,52, 8,655 etc. auftritt.
Falls gewünscht, kann dieser zusätzliche Ton, der am Ausgang des Frequenzdemodulators 110 vorliegt, durch Subtrahieren einer geeignet amplitudenskalierten und verzögerten Version des Signals von dem Synthesizer 115 entfernt werden. Das zusätzliche Signal wird somit mittels des Impulsfrequenzteilers 128 durch subscale 126 skaliert und durch den Kompensator 122 verzögert, bevor es mittels des Addierers 133 von der Ausgabe des Demodulators 110 subtrahiert wird. Die Entfernung des zusätzlichen Tons ist nicht zwingend erforderlich.
Es wurden Empfänger für modulierte RF-Signale beschrieben. Eine Umwandlung dieser Signale in ein Basisband durch analoge Mischstufen führt DC-Offsetfehler ein, die durch geeignete Filter vor der Demodulation entfernt werden. Eine Trägerverfolgung und -Nullsetzung gemäß der Erfindung kann dazu verwendet werden, eine entsprechende Entfernung von niederfrequenter Signalinformation zu vermeiden.

Claims

1. Funkempfänger mit einer Zwischenfrequenz von Null zum Zurückgewinnen von Modulationsinformationen aus empfangenen frequenz- oder phasenmodulierten Signalen, der Folgendes umfasst:

Mischmittel (104, 105, 106), die die empfangenen Signale mit wenigstens einem lokalen Oszillatorsignal mischen, um gleichphasige und analoge Quadratur-Basisbandsignale zu erzeugen,

einen mit dem Mischmittel gekoppelten A/D-Wandler (107), der die analogen Basisbandsignale in digitale Basisbandsignale umwandelt,

ein mit dem A/D-Wandler gekoppeltes Demodulationsmittel (110), das die digitalen Basisbandsignale digital demoduliert und filtert, um digitale Modulationsinformationen zu erzeugen,

ein Trägerverfolgungsmittel (114), das das wenigstens eine lokale Oszillatorsignal und/oder ein Frequenzsynthetisiersignal einstellt, um die analogen Basisbandsignale auf einer Mittenfrequenz von im Wesentlichen null Hertz zu halten, und

ein Trägernullungsmittel (115-128), das das wenigstens eine lokale Oszillatorsignal einstellt, um die Signalstärke auf der Mittenfrequenz der analogen Basisbandsignale im Wesentlichen zu minimieren.

2. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem das Trägerverfolgungsmittel mit dem Demodulationsmittel gekoppelt ist und das wenigstens eine lokale Oszillatorsignal und/oder das Frequenzsynthetisiersignal mit einem Teil der Demodulationsinformationen justiert.

3. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem das Trägernullungsmittel mit dem Demodulationsmittel gekoppelt ist und das wenigstens eine lokale Oszillatorsignal mit einem Teil der Demodulationsinformationen justiert.

4. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem das Trägerverfolgungsmittel mit dem A/D-Wandler gekoppelt ist und das wenigstens eine lokale Oszillatorsignal und/oder das Frequenzsynthetisiersignal gemäß den Leistungsmessungen der gleichphasigen und Ouadratur-Basisbandsignale (130-132) justiert.

5. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem das Trägernullungsmittel ein Niederfrequenzsignal erzeugt, das das wenigstens eine lokale Oszillatorsignal moduliert.

6. Verfahren zum Empfangen von frequenz- oder phasenmodulierten Signalen und zum Zurückgewinnen von Modulationsinformationen, das die folgenden Schritte umfasst:

Mischen der empfangenen Signale in einem Mischmittel mit dem wenigstens einen lokalen Oszillatorsignal, um gleichphasige und Quadratur-Basisbandsignale zu erzeugen,

Umwandeln der analogen Basisbandsignale in digitale Basisbandsignale,

Demodulieren der digitalen Basisbandsignale, um digitale Modulationsinformationen zu erzeugen,

Justieren des wenigstens einen lokalen Oszillatorsignals und/oder eines Frequenzsynthetisiersignals, um die analogen Basisbandsignale auf einer Mittenfrequenz von im Wesentlichen null Hertz zu halten, und

Justieren des wenigstens einen lokalen Oszillatorsignals, um die Signalstärke auf der Mittenfrequenz der analogen Basisbandsignale im Wesentlichen zu minimieren.

7. Verfahren nach Anspruch 6, ferner umfassend das Modulieren des wenigstens einen lokalen Oszillatorsignals und/oder Frequenzsynthetisiersignals mit einem Teil der Modulationsinformationen, um die Mittenfrequenz auf null Hertz zu halten und die Signalstärke auf der Mittenfrequenz zu minimieren.

8. Verfahren nach Anspruch 6, ferner umfassend das Überwachen der Leistung in den gleichphasigen und Quadratur-Basisbandsignalen, um die Mittenfrequenz auf im Wesentlichen null Hertz zu halten.

9. Verfahren nach Anspruch 6, ferner umfassend das Erzeugen eines Zusatzsignals, das das wenigstens eine lokale Oszillatorsignal moduliert und dadurch die Signalstärke auf der Mittenfrequenz minimiert.

10. Verfahren nach Anspruch 9, ferner umfassend das Entfernen des Zusatzsignals nach der Demodulation der digitalen Basisbandsignale.