DE69420727T2

DE69420727T2 - Tuner mit direktumsetzung

Info

Publication number: DE69420727T2
Application number: DE69420727T
Authority: DE
Inventors: Felix Aschwanden
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1993-06-04
Filing date: 1994-06-06
Publication date: 2000-01-05
Anticipated expiration: 2014-06-07
Also published as: US5999802A; EP0701745A1; EP0701745B1; DE69420727D1; KR960702957A; WO1994029948A1; KR100305410B1; CN1125016A; CN1061489C

Description

Gebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft einen sogenannten "Tuner mit Direktumsetzung", der insbesondere in einem Fernsehempfänger nützlich ist.

Hintergrund der Erfindung

Ein früherer Tunertyp, der als "abgestimmter Hochfrequenz-Tuner" (TRF = tuned radio frequency tuner) bekannt ist, enthielt mehrere Hochfrequenz (HF)-Verstärker, die alle auf die Frequenz des HF-Signals des gewünschten Übertragungskanals abgestimmt wurden. Darauf folgt unmittelbar ein Detektierbereich ohne Zwischenschaltung eines Mischers, wie er in späteren Tunern angewendet wurde. Ein derartiger Tuner konnte wegen des Fehlens eines Mischers einen relativ verzerrungsfreien Betrieb ermöglichen. Derartige TRF-Tuner haben jedoch eine große Abmessung und unterliegen Problemen in der Stabilität und der Verstärkungssteuerung aufgrund der Anzahl vpn benötigten HF-Verstärkern. Außerdem liefern TRF-Tuner kein konstantes oder adäquates Maß an Signal-Selektivität.
Der Tunertyp, der heutzutage in erster Linie angewendet wird, ist ein "Überlagerungs"- oder "Superheterodyn"-Tuner. In seiner einfachsten Ausführungsform, bekannt als Tuner mit einer "einzigen Umsetzung", enthält er einen abstimmbaren HF- Verstärker, gefolgt von einer Frequenz-Umsetzstufe mit einem Mischer und einem Überlagerungsoszillator. Die Frequenz-Umsetzstufe erzeugt ein Zwischenfrequenz (ZF)-Signal, das dem empfangenen HF-Signal entspricht, jedoch eine niedrigere Frequenz hat. Das ZF-Signal wird durch einen ZF-Filterbereich gefiltert, und das resultierende Signal wird einem Detektierbereich zugeführt. Die Kombination der Umsetzstufe und des darauffolgenden ZF-Filterbereichs bewirkt eine nennenswert bessere Selektionseigenschaft als ein TRF-Tuner. Die Frequenz des Signals des Überlagerungsoszillators ist um die gewünschte Frequenz des ZF-Signals versetzt (im allgemeinen höher) gegenüber der Frequenz des gewünschten HF-Signals. In einem Fernsehempfänger wird das Signal des Überlagerungsoszillators so gesteuert, daß es die Frequenz des dem HF-Bildträger entsprechenden ZF-Bildträgers annimmt mit einer Nennfrequenz zum Beispiel bei 45,75 MHz in den Vereinigten Staaten und 38,9 MHz in Europa.
Ein Tuner mit einer einzigen Umsetzung kann relativ klein und kostengünstig ausgeführt werden. Er erzeugt jedoch unerwünschte Intermodulations- und Kreuzmodulations-Produkte aufgrund der dritten Komponente und Komponenten höherer Ordnung der Signal-Übertragungseigenschaften des in der Frequenz-Umsetzstufe enthaltenen Mischers. Verschiedene unerwünschte Umsetzprodukte, auf dem Tunergebiet bekannt als "Bild", Halb-ZF" und "ZF-Schwinger", bilden nach wie vor ein Problem. Das ZF-Filter wird so ausgebildet, daß unerwünschte Umsetzprodukte minimiert und Einflüsse durch Nachbarkanäle (Selektivität) unterdrückt werden. Somit ist die Wahl der ZF-Frequenz ein Kompromiß. Daher können die Unterdrückung der unerwünschten Umsetzprodukte und die Selektivität des Tuners unzureichend sein.
Die Unzulänglichkeiten eines Tuners mit einer einzigen Umsetzung wurden besonders lästig aufgrund der ansteigenden Anzahl von "aneinandergrenzenden" Kanälen, wie sie heute in großen Kabel-Fernsehnetzen vorliegen. Durch die Einführung von digitalen Fernseh-Übertragungssystemen, so wie für hochauflösendes Fernsehen (HDTV = high definition television) wird das Problem noch schwieriger, weil diese Systeme das verfügbare Kanalspektrum voll ausnutzen und nur ein geringer Sicherheitsabstand von einigen hundert Kilohertz (kHz) zwischen den Kanälen besteht. Zusätzlich muß die Gesamt-Frequenzkennlinie eines Tuners zur Abstimmung digitaler Fernsehsignale bis zu den Kanten des Kanals flach verlaufen, muß jedoch trotzdem einen sehr steilen "Abfall" (Dämpfung) an den Kanten für eine ausreichende Nachbarkanal-Unterdrückung enthalten. Dadurch wird der Aufbau eines geeigneten ZF- Filters verkompliziert, da in digitalen Systemen keine Nyquist-Flanken und Tonfallen, die den Aufbau des ZF-Filters vereinfachen, angewendet werden können. Zusätzlich wird daran gedacht, während eines Übertragungszeitraums sowohl analoge als auch digitale Fernsehsignale zu übertragen. In diesem Fall wird eine noch größere Selektivität zwischen benachbarten Kanälen für einen guten Empfang der digitalen Signale erforderlich, da digitale Fernsehsignale mit wesentlich weniger Leistung als analoge Fernsehsignale übertragen werden.
Die Abwandlung mit der "Doppelumsetzung" des Überlagerungstuners wurde entwickelt, um die Mängel des Tuners mit einer einzigen Umsetzung zu überwinden. In diesem Tunertyp folgen auf eine erste Umsetzstufe ein erster ZF-Filterbereich, eine zweite Umsetzstufe und eine zweite ZF-Filterstufe. Der erste ZF-Bereich hat einen sehr hohen Frequenzbereich, im allgemeinen in der Größenordnung von 620 MHz. Der zweite ZF-Bereich hat einen wesentlich kleineren Frequenzbereich, im allgemeinen denselben wie den des einzigen ZF-Filterbereichs eines Tuners mit einer einzigen Umsetzung. Auf den zweiten ZF-Bereich folgt ein Detektierbereich.
Die sehr hohe Frequenz des ersten ZF-Filterbereichs plaziert die HF-Signale entsprechend den unerwünschten Umsetzeinflüssen, wie den "Bild"-Einfluß bei Frequenzen, die durch abstimmbare HF-Stufen leicht unterdrückt werden, die der ersten Umsetzstufe vorangehen. Die zweite ZF mit niedriger Frequenz bewirkt die benötigte Nachbarkanal-Selektivität, wie sie für den modernen Fernsehempfang erforderlich ist. Unglücklicherweise erfordert ein Tunersystem mit doppelter Umsetzung zusätzliche HF- und ZF-Schaltungen, verglichen mit einem Tuner mit einer einzigen Umsetzung, und ein großer Teil der zusätzlichen Schaltungen muß bei relativ hohen Frequenzen arbeiten, die eine aufwendige Abschirmung erfordern. Daher ist ein Tuner mit Doppelumsetzung relativ groß in den Abmessungen und teuer.
Ein anderer Tunertyp, bekannt als Tuner mit "direkter Umsetzung" hat eine verbesserte Unterdrückung unerwünschter Umsetzprodukte und Selektivitäts- Eigenschaften, verglichen mit den TRF- und Überlagerungs-Tunern. Ein Tuner mit Direktumsetzung arbeitet nach einem dritten Abstimmverfahren, bei dem die Frequenz eines Überlagerungsoszillator-Signals einer ersten Frequenz-Umsetzstufe in die Mitte des Frequenzbandes des gewünschten Kanals gelegt wird. Das Produkt der ersten Umsetzstufe hat eine relativ niedrige Frequenz. Es gibt keine Bildeinflüsse, weil die Frequenz der ersten Umsetzstufe in dem Spektrum des gewünschten HF- Signals liegt. Zusätzlich macht der sehr niedrige Frequenzbereich des an dem Ausgang der ersten Umsetzstufe erzeugten Signals es möglich, auf einfache Weise ein Filter vorzusehen, das die Signale eines Nachbarkanals unterdrücken kann.
Unglücklicherweise werden, da das Signal des ersten Überlagerungsoszillators in der Mitte des Frequenzbandes des gewünschten Kanals liegt, das obere und das untere Seitenband des gewünschten Kanals in den Frequenzbereich des ersten ZF-Signals umgesetzt, so daß das untere Seitenband (LSB = lower side band) in Wirklichkeit in das obere Seitenband (USB = upper side band) in dem Spektrum des ersten ZF- Signals gefaltet wird. Da das LSB und das USB denselben Frequenzbereich einnehmen, müssen das LSB und das USB vor der Detektion wieder voneinander getrennt werden. Um dies zu erreichen, ist, wie in Fig. 1 gezeigt, ein Tuner mit direkter Umsetzung vorgesehen.
Grundsätzlich enthält der Tuner mit Direktumsetzung zwei Kanäle, jeder mit zwei Umsetzstufen. Das empfangene HF-Signal wird jedem von zwei Mischern M1A und M1B über einen abgestimmten HF-Verstärker zugeführt, der eine Verstärkung und ein gewisses Maß an Selektivität bewirkt. In erwünschter Weise wird die Verstärkung des HF-Verstärkers automatisch durch das (nicht dargestellte) Signal für eine automatische Verstärkungsregelung (AGC = automatic gain control) gesteuert. Das Signal des Überlagerungsoszillators, das durch einen ersten Überlagerungsoszillator LO1 erzeugt wird, ist auf die Mittenfrequenz ω&sub0; des Frequenzbandes des gewünschten Kanals zwischen dem unteren Seitenband (LSB) und dem oberen Seitenband (USB) abgestimmt, wie es in Fig. 2a gezeigt ist. Das erste Überlagerungsoszillator-Signal wird durch eine Phasenschieberschaltung PS1 in Quadraturkomponenten aufgespalten, die zur Ansteuerung der Mischer MIA und M1B dienen. Die jeweiligen ZF-Ausgangssignale der Mischer M1A und M1B werden durch zwei Tiefpaßfilter LPF A und LPF B gefiltert. Die Tiefpaßfilter LPF A und LPF B bewirken die notwendige Selektivität zur Unterdrückung der Einflüsse von den Nachbarkanälen und Produkten höherer Ordnung der Mischer M1A und M1B.
Jedes der Ausgangssignale der Mischer M1A und M1B enthält sowohl einen Teil eines unteren Seitenbands und einen Teil eines oberen Seitenbands entsprechend den Teilen LSB und USB des empfangenen HF-Signals. Jedoch ist, wie oben gezeigt, der Teil LSB umgeklappt oder gefaltet, so daß er dem Teil UBS überlagert ist und denselben Frequenzbereich einnimmt, wie in Fig. 2b dargestellt ist. Die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter LPF A und LPF B werden jeweils einem eines zweiten Paares von Mischern M2A und M2B zugeführt. Die Mischer M2A und M2B werden jeweils durch eines eines zweiten Paares von Quadratursignalen eines Überlagerungsoszillators gesteuert, das durch einen zweiten Überlagerungsoszillator LO2 und eine zweite Phasenschieberschaltung PS2 erzeugt wird. Jedes der Signale des zweiten Überlagerungsoszillators hat eine Frequenz ωN oberhalb der Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter LPF A und LPF B zur Erfüllung des Nyquist-Kriteriums. Die Ausgangssignale der Mischer M2A und M2B werden in einer Addiereinheit SU addiert und erzeugen ein Ausgangssignal mit einem Spektrum, das getrennte Teile des unteren und oberen Seitenbands enthält, wie es in Fig. 2c dargestellt ist. Dieses Ausgangssignal wird einem (nicht dargestellten) Demodulator zugeführt, der es demoduliert, und das demodulierte Ergebnis wird weiteren Signal-Verarbeitungsbereichen zugeführt.
Die Wirkungsweise des in Fig. 1 dargestellten Tuners mit Direktumsetzung kann mathematisch durch Betrachtung eines sehr einfachen Falls verstanden werden, in dem angenommen wird, daß das empfangene HF-Signal eine sinusförmige Komponente des oberen Seitenbands von sin (ω&sub0; + ω&sub1;) und eine sinusförmige Komponente des unteren Seitenbands von sind (ω&sub0; - ω&sub2;) enthält, wie es in Fig. 3a gezeigt ist. Es wird auch angenommen, daß die Verstärkungen und Phasenverschiebungen der beiden Kanäle identisch sind. Die Phasenlagen der Signalkomponenten, die an verschiedenen Punkten des Tuners mit direkter Umsetzung entstehen, sind durch die Vektorpfeile in Fig. 1 angedeutet. Außerdem sind die Koeffizienten der den Signalkomponenten entsprechenden verschiedenen mathematischen Faktoren in der folgenden Beschreibung normiert.
Die Quadratursignale des ersten Überlagerungsoszillators, die den ersten Mischern M1A und M1B zugeführt werden, werden ausgedrückt als sin ω&sub0; beziehungsweise cos ω&sub1;, und die Quadratursignale des zweiten Überlagerungsoszillators, die den zweiten Mischern M2A und M2B zugeführt werden, werden ausgedrückt als sin ωN beziehungsweise cos ωN. Das folgende Signal entsteht an dem Ausgang des Tiefpaßfilters LPF A:
cos ω&sub1; + cosω&sub2;
Das folgende Signal entsteht an dem Ausgang des Tiefpaßfilters LPF B:
sin ω&sub1; - sin ω&sub2;
Die Spektren der Ausgangssignale der Tiefpaßfilter LPF A und LPF B sind in Fig. 3b dargestellt.
Das Ergebnis des zweiten Mischvorgangs durch den Mischer M2A erzeugt das folgende Ausgangssignal:
sin (ωN + ω&sub1;) + sin (ωN - ω&sub1;) + sin (ωN + ω&sub2;) + sin (ωN - ω&sub2;)
Das Ergebnis des zweiten Mischvorgangs durch den Mischer M2B erzeugt das folgende Ausgangssignal:
sin (ωN + ω&sub1;) - sin (ωN - ω&sub1;) - sin (ωN + ω&sub2;) + sin (ωN - ω&sub2;)
Die Addition der beiden Ausgangssignale der beiden Mischer M2A und M2B durch den Addierer SU ergibt das folgende Signal:
sin (ωN + ω&sub1;) + sin (ωN - ω&sub2;)
Das Spektrum des Ausgangssignals des Addierers SU ist in Fig. 3c dargestellt.
Der Betrieb des Tuners mit direkter Umsetzung ist abhängig von der Unterdrückung der in den beiden Kanälen gebildeten unerwünschten Komponenten (vergleiche die oben genannten Ausgangssignale der Mischer M2A und M2B einschließlich der Ausdrücke sin (ωN - ω&sub1;) und sin (ωN + ω&sub2;)). Wie oben erwähnt, geht die Beschreibung der soweit erfolgten Wirkungsweise des Tuners mit direkter Umsetzung davon aus, daß die Verstärkungswerte und Phasenverschiebungen der entsprechenden Bauteile der beiden Kanäle identisch sind, wodurch sich eine vollständige Unterdrückung der unerwünschten Komponenten nach der Addition der Ausgangssignale der beiden Kanäle durch den Addierer SU ergibt. In der Praxis sind jedoch der Verstärkungswert und die Phaseneigenschaften der beiden Kanäle nicht gleich und ändern sich mit der Temperatur und mit der Zeit. Die Verstärkungs- und Phaseneigenschaften beeinflussen die Phase und die Größe der in Fig. 1 dargestellten Vektoren. Als Ergebnis erfolgt keine vollständige Unterdrückung der unerwünschten Komponenten mehr und bewirkt die Erzeugung von unerwünschten Störkomponenten in dem durch den Addierer SU gelieferten Ausgangssignal und die Verringerung der Qualität des demodulierten Signals. Das ist insbesondere der Fall, wenn das empfangene HF-Signal relativ komplex ist, wie ein Fernsehsignal, und nicht nur einfach eine untere und eine obere sinusförmige Komponente enthält, wie es in der obigen Beschreibung angenommen wurde.
Die Erzeugung von unerwünschten Störkomponenten, wenn ein Fernsehsignal durch einen Tuner mit Direktumsetzung von dem in Fig. 1 dargestellten Typ abgestimmt wird, ist in den Fig. 4a, 4b und 4c dargestellt. Fig. 4a zeigt das Spektrum eines Fernsehsignals eines einzigen Kanals. Es enthält einen Bildträger (PIX), einen Farbträger (SC) und einen Tonträger (SOUND). Die Frequenz cao des Signals des ersten Überlagerungsoszillators liegt etwa in der Mitte zwischen dem Bildträger und dem Tonträger. Fig. 4b zeigt das Spektrum des Signals von dem ersten Mischvorgang. Fig. 4c zeigt das Spektrum des Ausgangssignals des Addierers SU. Für jede gewünschte Komponenten des Ausgangssignals des Addierers SU rechts von der Frequenz ωN des zweiten Überlagerungsoszillator-Signals besteht ein unerwünschtes "Pendant" auf der linken Seite, und für jede gewünschte Komponente des Ausgangssignals des Addierers SU auf der linken Seite der Frequenz ωN ein unerwünschtes "Pendant" auf der rechten Seite. Zum Beispiel besteht ein "Pendant" des Bildträgers rechts von ωN zwischen dem Farbträger und dem Tonträger. Die Anwesenheit der unerwünschten "Pendants" verursacht Störmuster in dem demodulierten Videosignal und kann auch das demodulierte Tonsignal nachteilig beeinflussen. Derartige unerwünschte Komponenten sollten für eine optimale Wirkungsweise des Fernsehempfängers mit einer Dämpfung in der Größenordnung von 45 bis 50 dB unterdrückt werden. Das bedeutet, daß der Verstärkungs- und Phasenfehler für eine optimale Wirkungsweise des Fernsehempfängers in erwünschter Weise kleiner gehalten werden sollte als 0,05 dB beziehungsweise 0,5º. Derartige Standards in der Leistungsfähigkeit können mit manuellen Einstellungen nicht erreicht und aufrechterhalten werden.
Ein Beispiel eines konventionellen Empfängers mit Direktumsetzung ist beschrieben von Gehring et al. in der US-PS 4 944 025 mit dem Titel DIRECT CONVERSION FM RECEIVER WITH OFFSET, ausgegeben am 24. 7. 1990. Der Empfänger enthält einen HF-Eingang, der über zwei Kanäle mit einer Addierschaltung verbunden ist, die ein umgesetztes Ausgangssignal für einen Demodulator liefert. Jeder Kanal enthält einen ersten Mischer, eine Filterstufe und einen zweiten Mischer. Ein erster Überlagerungsoszillator liefert Signale in Quadraturphase innerhalb des Spektrums des HF- Eingangssignals an den ersten Mischer, und ein zweiter Überlagerungsoszillator lie fert Signale in Quadraturphase mit einer Frequenz oberhalb der Durchlaßbandbreiten der Filterstufen an die zweiten Mischerstufen. Diese Vorrichtung enthält jedoch keine Korrektur für die Verzerrungen des gleichphasigen und des Quadratursignals, wie oben beschrieben, die durch Unterschiede in den Verstärkungs- und Phasen- Eigenschaften der beiden Kanäle entstehen können, wodurch eine vollständige Unterdrückung unerwünschter Störkomponenten verhindert wird.
Ein bekanntes Verfahren zur Korrektur von Signalen in Quadraturphase ist beschrieben von Werner Reich in der US-PS 4 926 443 mit dem Titel CORRECTION CIRCUIT FOR A DIGITAL QUADRATURE-SIGNAL PAIR, ausgegeben am 15. Mai 1990. Die Schaltung enthält eine den Wert bestimmende Stufe und eine den Fehler ermittelnde Stufe. Die den Wert bestimmende Stufe bestimmt einen Maximalwert und einen Minimalwert für das gleichphasige Signal, einen Maximalwert und einen Minimalwert für das Quadratursignal und zwei Haltewerte für das Quadratursignal, die dem Maximalwert und dem Minimalwert des gleichphasigen Signals entsprechen. Diese Signale werden in der Fehler-Ermitllungsstufe dazu benutzt, ein Fehlersignal für den gleichphasigen Versatz, ein Fehlersignal für den Quadraturversatz, ein Phasenfehlersignal und ein Amplituden-Fehlersignal abzuleiten, aus denen ein Korrektursignal für den gleichphasigen Versatz, ein Korrektursignal für den Quadraturversatz, ein Korrektursignal für die Quadraturphase und ein Korrektursignal für die Quadraturamplitude durch zugeordnete Steuereinheiten gebildet werden. Dieses System ist jedoch relativ komplex.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Anordnung zur automatischen Verringerung der Vestärkungs- und Phasendifferenz-Fehler der beiden Kanäle eines Tuners mit Direktumsetzung zu schaffen, um die Erzeugung von unerwünschten Komponenten in dem Ausgangssignal zu verringern, und diese Aufgabe mit einer Korrekturschaltung mit einem relativ einfachen Aufbau zu lösen.
Die Erfindung ist in dem beigefügten unabhängigen Anspruch 1 angegeben, während vorteilhafte Ausführungsformen in den beigefügten abhängigen Ansprüchen angegeben sind.

Kurzbeschreibung der Zeichnung

In der Zeichnung betreffen die Fig. 1, 2a-2c, 3a-3c und 4a-4c den Hintergrund der Erfindung und wurden bereits vorher beschrieben.
Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Tuners mit Direktumsetzung, wie er im Stand der Technik bekannt ist,
Fig. 2a, 2b und 2c sind graphische Darstellungen von Signalspektren an verschiedenen Punkten des in Fig. 1 dargestellten Tuners mit Direktumsetzung,
Fig. 3a, 3b und 3c sind graphische Darstellungen von Signalspektren an verschiedenen Punkten des in Fig. 1 dargestellten Tuners mit Direktumsetzung, unter der Annahme, daß das Eingangssignal aus zwei sinusförmigen Komponenten besteht, und
Fig. 4a, 4b und 4c sind graphische Darstellungen von Signalspektren an verschiedenen Punkten des in Fig. 1 dargestellten Tuners mit Direktumsetzung, wenn das Eingangssignal ein analoges Fernsehsignal enthält.
Die übrigen Figuren der Zeichnung betreffen die Ausführungsform der Erfindung, Kurz gesagt:
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild eines Tuners mit Direktumsetzung mit einer Anordnung zum automatischen Verstärkungs- und Phasenausgleich gemäß einem Aspekt der Erfindung,
Fig. 6 ist ein Vektordiagramm zum besseren Verständnis, wie die Verstärkungs- und Phasenfehler durch die Anordnung für den automatischen Verstärkungs- und Phasenausgleich gemessen werden,
Fig. 7a und 7b, 8a und 8b und 9a und 9b sind graphische Darstellungen von Spektren der Phasen- und Verstärkungsfehler zum besseren Verständnis, wie die durch die Anordnung zum automatischen Verstärkungs- und Phasenausgleich verwendeten Informationen gewonnen werden,
Fig. 10 ist ein Vektordiagramm zum besseren Verständnis, wie die Informationen für die Phasen- und Verstärkungskorrektur, die durch die Anordnung für den automatischen Verstärkungs- und Phasenausgleich benutzt werden, gewonnen werden,
Fig. 11a und 11b sind graphische Darstellungen von Spektren der Phasen- und Verstärkungs-Korrekturverläufe, wie sie für den Phasen- und Verstärkungsausgleich be nötigt werden und sich aus den in den Fig. 7a und 7b, 8a und 8b, 9a und 9b und 10 dargestellten Vorgängen ergeben,
Fig. 12 ist ein Flußdiagramm und zeigt die Gesamtwirkungsweise der Anordnung für den automatischen Verstärkungs- und Phasenausgleich.

Detaillierte Beschreibung der Zeichnung

Der in Fig. 5 dargestellte Tuner mit Direktumsetzung ist im allgemeinen ähnlich zu dem in Fig. 1 dargestellten Tuner, enthält jedoch zusätzliche Bauteile für einen Kompromiß zwischen einer automatischen Verstärkungs- und Phasenentzerrung gemäß einem Aspekt der Erfindung sowie bestimmte zugehörige Bauteile. Diejenigen Bauteile des in Fig. 5 dargestellten Tuners mit Direktumsetzung, die dieselben oder ähnliche Funktionen wie die entsprechenden Bauteile des in Fig. 1 dargestellten Tuners mit Direktumsetzung haben, sind mit denselben oder ähnlichen Bezugszeichen versehen und werden nicht erneut im Detail beschrieben.
Die Anordnung zur automatischen Verstärkungs- und Phasenentzerrung enthält ein Verstärkungs- und Phasen-Korrekturnetzwerk mit einer ersten, mit GC bezeichneten Verstärkungs-Steuereinheit und einer zweiten Verstärkungs-Steuereinheit, die tatsächlich für die Phasenkorrektur benutzt wird und daher mit PC bezeichnet ist. Das Verstärkungs- und Phasen-Korrekturnetzwerk liegt im Kanal A zwischen LPF A und dem Ausgangsaddierer SU2. Die Einheit GC für die Verstärkungskorrektur und die Einheit PC für die Phasenkorrektur enthalten jeweils programmierbare digitale Filter, die von einem Mikrocomputer MC so gesteuert werden, daß sie die Verstärkungs- und Phaseneigenschaften des Kanals A so einstellen, daß die Verstärkungs- und Phaseneigenschaften der Kanäle A und B im wesentlichen identisch sind. Die Einheit GC für die Verstärkungskorrektur und die Einheit PC für die Phasenkorrektur können zum Beispiel Filter mit endlichem Ansprechverhalten (FIR = finite impulse response) enthalten. Der Mikrocomputer MC tastet die an den Punkten A und B stehenden Signale durch ein Prüfsignal unmittelbar von den zweiten Mischern M2A und M2B ab und ermittelt die relativen Amplituden- und Phasenlagen der abgetasteten Signale und liefert dadurch Steuersignale für die Filterkoefflzienten für die Einheit GC für die Verstärkungskorrektur und die Einheit PC für die Phasenkorrektur. Zu diesem Zweck erzeugt der Mikrocomputer MC ein mit ωREF bezeichnetes Referenzsignal, das als ein Testsignal unmittelbar hinter den ersten Mischern M1A und M1B eingefügt wird, zum Beispiel über Widerstände RA und RB. Der Mikrocomputer MC tastet auch aufgrund des empfangenen HF-Signals für den ausgewählten Kanal die an den Punkten A und B stehenden Signale ab und ermittelt die relativen Amplituden und Phasenlagen der abgetasteten Signale zur Bildung der Steuersignale für die Filterkoeffizienten. Die Erzeugung der Steuersignale für die Filterkoeffizienten wird später näher beschrieben. Der Mikrocomputer kann denselben Mikrocomputer enthalten, der zur Steuerung anderer Funktionen des Fernsehempfängers dient.
In der in Fig. 5 dargestellten Ausführungsform erfolgt die Korrektur der Verstärkung und der Phase durch die Zufügung von zwei Signalen, die in Quadraturphase zueinander stehen, wie später näher im Detail anhand des in Fig. 10 dargestellten Vektordiagramms beschrieben wird. Zu diesem Zweck sind die Verstärkungs- Korrektureinheit GC und die Phasen-Korrektureinheit PC (die in Wirklichkeit eine andere Verstärkungs-Korrektureinheit ist) in getrennten Wegen enthalten, in denen die jeweiligen Signale in Quadraturphase zueinander stehen. Im einzelnen empfängt die Verstärkungs-Korrektureinheit GC ein Signal an einem Punkt C an dem Ausgang des zweiten Mischers M2A, während die Phasen-Korrektureinheit PC ein Signal an einem Punkt F am Ausgang eines zusätzlichen Mischers M3 empfängt. Dasselbe Überlagerungsoszillator-Signal, das dem zweiten Mischer M2B des Kanals B zugeführt wird, wird dem zusätzlichen Mischer M3 zugeführt, so daß die den Mischern M2A und M3 zugeführten Oszillatorsignale in Quadraturphase zueinander stehen (sin coN beziehungsweise cos ωN). Daher stehen die an den Punkten C und F gebildeten Signale in Quadraturphase zueinander. Das Ausgangssingnal der Verstärkungs-Steuereinheit GC am Punkt C' wird dem Ausgangssignal der Phasen-Korrektureinheit PC an einem Punkt F durch eine zusätzliche Addiereinheit SU2 hinzugefügt. Das an einem Punkt G an dem Ausgang der zusätzlichen Addiereinheit SU2 erzeugte Signal wird durch eine Addiereinheit SU1 mit dem Signal kombiniert, das an einem Punkt D an dem Ausgang eines Mischers M2B erzeugt wird, die der Addiereinheit SU des in Fig. 1 dargestellten Tuners mit Direktumsetzung entspricht. Das an einem Punkt E an dem Ausgang des Addierers SU1 gebildete Signal wird einem (nicht dargestellten) Demodulatorbereich zugeführt.
Da die Vorrichtung für die Verstärkungs- und Phasenentzerrung in dem in Fig. 5 dargestellten Tuner mit Direktumsetzung in digitaler Form ausgebildet ist, sind Analog/Digital-Konverter ADC A und ADC B zusätzlich in den jeweiligen Kanälen A und B vor den zweiten Umsetzstufen vorgesehen. Der ADC A und der ADC B empfangen verstärkte Versionen der Ausgangssignale von LPF A und LPF B von jeweiligen Verstärkern AMP A und AMP B und liefern jeweilige digitale Versionen der Ausgangssignale von LPF A und LPF B. Die Ausgangssignale der Verstärker AMP A und AMP B werden über eine kapazitive Kopplung über jeweilige Kondensatoren CA und CB den Eingängen des ADC A und ADC B zugeführt, um Probleme bei der Abweichung der Gleichspannung zu vermeiden. Die Verstärker können entfallen, wenn die Ausgangssignale von LPF A und LPF B ausreichende Amplituden haben, um eine zuverlässige Analog/Digital-Umsetzung zu ermöglichen. In dem in Fig. 5 dargestellten Tuner mit Direktumsetzung enthalten die zweiten Mischer M2A und M2B digitale Multiplizierer anstelle von analogen Mischern, und die Addierer SU1 und SU2 sind digitale Addierer.
Vor der Beschreibung des Vorgangs der Verstärkungs- und Phasenentzerrung im Detail ist es nützlich, die Art der Verstärkungs- und Phasenfehler zu beschreiben. Die Verstärkungs- und Phasenfehler können aufgeteilt werden in sogenannte "Ripple" (Welligkeit)- und "Gleichspannungs"-Fehler. Die "Ripple"-Fehler entstehen durch die Unterschiede zwischen den Verstärkungs- und Phasenverläufen der Tiefpaßfilter LPF A und LPF B. Der Fehler ändert sich als Funktion der ZF-Frequenz, ist jedoch für alle empfangenen Fernsehkanäle konstant. Der "Gleichspannungs"-Fehler entsteht durch Quadraturfehler und Verstärkungsunterschiede zwischen den ersten Mischern MIA und M2B. Er ist für einen ausgewählten Kanal konstant, ändert sich jedoch mit der Frequenz des ersten Überlagerungsoszillators. Die zweiten Mischer M2A und M2B führen keine zusätzlichen Fehler ein, wenn sie in digitaler Form ausgebildet sind, was in dem in Fig. 5 dargestellten Tuner mit Direktumsetzung der Fall ist.
Es gibt einen weiteren Fehler, der als ein "Asymmetrie"-Fehler bezeichnet werden kann und auftritt, wenn die ersten Mischer M1A und M1B als ein Doppel-Gegentakt- Mischer ausgebildet sind. Die Anwendung eines Doppel-Gegentakt-Mischers ist erwünscht, da er die Kopplung des HF-Signals und des Signals des Überlagerungsos zillators mit dem Ausgang des Mischers aufgrund seines Gegentaktaufbaus verringert. Jedoch ist ein Doppel-Gegentaktmischer nicht vollkommen symmetrisch, und das ergibt etwas unterschiedliche Verstärkungs- und Phaseneigenschaften für die HF-Signalkomponenten, die eine Frequenz unterhalb der Frequenz wo des ersten Überlagerungsoszillators aufweisen, verglichen mit HF-Signalkomponenten mit einer Frequenz oberhalb der Frequenz des ersten Überlagerungsoszillator-Signals. Der "Asymmetrie"-Fehler ist gering und kann in den meisten Fällen vernachlässigt werden. Er kann jedoch, wenn erwünscht, auch korrigiert werden, wie es später beschrieben wird.
Es ist möglich, die Verstärkungs- und Phasenfehler mit einem Wobbelgenerator zu messen, der an den Antenneneingang angeschlossen ist und den Frequenzbereich eines ausgewählten Kanals "durchwobbelt". Dieses Verfahren ist relativ kompliziert und teuer. Die getrennte Messung der Ripple- und Gleichspannungsfehler ist einfacher.
Der Ripple-Fehler kann mit einem Mehrfrequenz-Referenzsignal gemessen werden, das in Fig. 5 mit COREF bezeichnet ist. Das Referenzsignal hat einen schmalen Frequenzbereich, der nur so breit sein muß, daß er den ZF-Frequenzbereich überdeckt. Untersuchungen haben gezeigt, daß acht bis zehn diskrete Testfrequenzen ausreichen, ausreichende Ergebnisse zu erzielen. Das Referenzsignal kann mit einem (nicht dargestellten) Oszillator unter Steuerung durch einen Mikrocomputer MC oder direkt durch den Mikrocomputer MC unter Verwendung einer sogenannten Look-Up- Tabelle erzeugt werden. Während der Untersuchung des Ripple-Fehlers muß der Tuner daran gehindert werden, auf das empfangene HF-Signal anzusprechen. Das kann durch Abschalten des ersten Überlagerungsoszillators (LO1) oder durch Stillegen der HF-Stufe erfolgen. Die Ripple-Fehler können jedesmal gemessen werden, wenn das Fernsehgerät eingeschaltet oder wenn ein neuer Kanal gewählt wird. Wenn der Ripple-Fehler einmal gemessen wurde, wird wieder der normale Betrieb des Tuners ausgelöst.
Die Gleichspannungsfehler der Mischer M1A und M1B sind von dem Überlagerungsoszillator oder dem Kanal abhängig, jedoch ansonsten über den Frequenzbereich jedes Kanals konstant. Daher können die Gleichspannungsfehler durch An wendung eines Prüfsignals mit einer einzigen Frequenz für jeden gewählten Kanal gemessen werden. Jedoch können in vorteilhafter Weise der Bildträger und der Tonträger des empfangenen Fernehsignals dazu dienen, die Gleichspannungsfehler zu messen. Beide Träger sind in der Frequenz bekannt und haben eine hohe Energie, die die Messung zuverlässig macht. Die Verwendung sowohl des Bildträgers als auch des Tonträgers ermöglicht die Korrektur der Asymmetrie-Fehler, weil, wie in Fig. 4a gezeigt, die Frequenz des Bildträgers unterhalb der Frequenz wo des Signals des ersten Überlagerungsoszillators liegt und die Frequenz des Tonträgers oberhalb der Frequenz des Signals des ersten Überlagerungsoszillators liegt. Die Träger werden an Punkten A und B an den Ausgängen des ADC A und ACD B während des Auftretens der breiten Vertikal-Ausgleichsimpulse gemessen, wenn der Bildträger seine höchste Energie hat, jedoch nicht mit Videoinformationen moduliert ist. Da jedoch der Bildträger und der Tonträger anwesend sind, müssen die Träger voneinander getrennt werden. Die Trennung kann nach der Messung durch den Mikrocomputer MC gemäß einem Software-Filterprogramm durchgeführt werden. Zum Beispiel können Tiefpaß- und Hochpaß-Filterkennlinien durch Anwendung eines Programms MatLabTM gewonnen werden, das von MATHWORKS, Inc. of Massachusetts handelsüblich verfügbar ist. Die Kennlinien des Hochpaß- und des Tiefpaßfilters können dazu verwendet werden, die Teile der Meßwerte aufgrund des Bildträgers und des Tonträgers voneinander zu trennen. Alternativ kann der Mikrocomputer MC eine digitale Signal-Prozessoreinheit (DSP) mit digitalen Filtern enthalten, und ein Mikroprozessor kann in vorteilhafter Weise angewendet werden. In diesem Fall können die digitalen Filter dazu dienen, den Bildträger und den Tonträger voneinander zu trennen.
Der Phasenfehler für eine bestimmte Untersuchung kann durch Betrachtung der Vektoren "a" und "b" berechnet werden, die die an den Punkten A und B gemessenen digitalen Signale darstellen, sowie des Vektors "c", der ihre Differenzen als die drei Seiten eines Dreiecks darstellt, wie es in Fig. 6 gezeigt ist, sowie durch Anwendung des geometrischen Cosinussatzes zur Ermittlung des Winkels y zwischen den Vektoren "a" und "b". Der Verstärkungsfehler ist das Verhältnis der Größen der Vektoren "a" und "b". Das gilt nur für die RMS (route mean square = effektiv)-Werte, so daß eine Anzahl an Abtastungen erforderlich ist. Im einzelnen werden für jede Abtastung die Signalwerte (A und B) an den Punkten A und B gemessen und durch den Mikrocomputer MC quadriert (A² und B²). Zusätzlich wird für jede Abtastung die Differenz zwischen den Signalwerten (A - B) an den Punkten A und B berechnet und quadriert ((A - B)²). Die quadrierten Werte aller Abtastungen werden addiert. Die quadrierte Größe der dritten Seite "c" des Dreiecks steht in Beziehung zu der Summe der quadrierten Werte der Differenzwerte (Σ(A-B)²). Die Quadratwurzel des Verhältnisses der Summen der quadrierten Signalwerte ((ΣA²/ΣB²)1/2) ist proportional zu den relativen Verstärkungswerten der beiden Kanäle. Die in Fig. 6 dargestellte Cosinusgleichung dient zur Berechnung des relativen Phasenwinkels y aus den jeweiligen Summen der quadrierten Werte. Es muß eine relativ große Zahl von Abtastwerten, zum Beispiel in der Größenordnung von 500 oder mehr, verwendet werden, da sich die Größen der an den Punkten A und B gemessenen Signale ständig ändern, insbesondere während der Messungen der Gleichspannungs- und Asymmetrie-Fehler, wenn die gemessenen Signale auf den Trägern des empfangenen HF-Signals beruhen. Dieses Verfahren liefert eine ausreichende Genauigkeit in einer Ausführung mit acht Bit.
Die Anwendung der Cosinusgleichung in der oben beschriebenen Weise ergibt keine zuverlässigen Ergebnisse für sehr kleine Phasendifferenzwinkel. Das Problem wird in Software durch die Addition einer Phasenverschiebung zu einer der Signalmessungen an den Punkten A und B gelöst. Die Phasenverschiebung wird später von der berechneten Phasendifferenz wieder subtrahiert.
Wenn die Verstärkungs- und Phasenfehlerwerte gemessen und in dem Mikrocomputer MC gespeichert worden sind, können die notwendigen Koeffizienten für die Korrekturfilter berechnet werden. Die Fig. 7a und 7b zeigen Beispiele von gemessenen Fehlern für die Ripple-Phase und die Verstärkung für eine Hälfte des empfangenen Spektrums. Die Phasen- und Verstärkungsfehler für die andere Hälfte des Spektrums werden durch Bildung des Spiegelbilds des bestehenden Phasenfehlers um den Nullpunkt und des Spiegelbildes des bestehenden Verstärkungsfehlers um die Vertikalachse gewonnen. Die sich daraus ergebenden vollständigen Spektren der Fehler für die Ripple-Phase und die Verstärkung sind in den Fig. 8a und 8b dargestellt.
Die Fehlerergebnisse der Ripple-Phase und der Verstärkung müssen mit den Fehlerergebnissen der Gleichspannungsphase und der Verstärkung kombiniert werden. Im einzelnen wird der Gleichspannungs-Phasenfehler zu dem Fehlerergebnis für die Ripple-Phase addiert, dargestellt in Fig. 8a. Der Fehler in der Gleichspannungsverstärkung wird dazu benutzt, das Fehlerergebnis für die Ripple-Verstärkung zu vervielfachen, gezeigt in Fig. 8b.
Wenn Asymmetrie-Fehler bestehen, können sie durch Anwendung der Asymmetrie- Fehler kompensiert werden, die mittels des Bildträgers und des Tonträgers gemessen wurden, wie oben bereits beschrieben. Im einzelnen wird der Asymmetrie- Phasenfehler für den Bildträger zu der linkes Seite des Fehlerergebnisses für die Ripple-Phase addiert, wie in Fig. 8a gezeigt, und der Asymmetrie-Phasenfehler für den Tonträger wird auf der rechten Seite hinzugefügt. Der Asymmetrie- Verstärkungsfehler für den Bildträger dient zum Vervielfachen der linken Seite des Fehlerergebnisses für die Ripple-Verstärkung gemäß Fig. 8b, und der Asymmetrie- Verstärkungsfehler für den Tonträger dient zum Vervielfachen der rechten Seite. Als Ergebnis der Kombination der Asymmetrie-Fehler mit den Ripple-Fehlern kann ein Schritt in der Mitte der Kennlinien entstehen. In manchen Fällen sind die Asymmetrie-Fehler gering und können ignoriert werden, und daher wird nur die Berücksichtigung des Bildträgers benötigt. In dem vorliegenden Beispiel wird angenommen, daß die Asymmetrie-Fehler gering sind, und wurden daher ignoriert.
Die endgültigen Verläufe des Phasen- und Verstärkungsfehlers sind in den Fig. 9a und 9b dargestellt. Die in den Fig. 9a und 9b dargestellten Verläufe des Phasen- und Verstärkungsfehlers können selbst nicht zur Berechnung der Koeffizienten für das Fehlerkorrekturfilter für die Einheit GC für die Korrektur der Verstärkung und die Einheit PC für die Korrektur der Phase verwendet werden. Vielmehr müssen die in den Fig. 9a und 9b dargestellten Verläufe von Frequenzpunkt zu Frequenzpunkt in den Fig. 11a und 11b dargestellten Korrekturverläufe für die Phase und die Verstärkung umgesetzt werden. Die Art, in der dies erfolgt, wird durch das in Fig. 10 dargestellte Vektordiagramm erläutert. In Fig. 10 entsprechend die Vektoren den Signalen, die an den entsprechend bezeichneten Punkten des in Fig. 5 dargestellten Tuners mit Direktumsetzung stehen. Gemäß Fig. 10 werden die Phasen (d)- und Verstärkungsfehler bei jedem Frequenzpunkt des in den Fig. 9a und 9b dargestellten Verlaufs dazu benutzt, einen Koeffizienten für die Änderung der Größe des Vektors C und einen Koeffizienten für die Änderung der Größe eins Quadraturvektors F zu berechnen, so daß dann, wenn die resultierenden Vektoren C' und F' kombiniert werden, der Vektor G gebildet wird, der gegenüber dem Vektor B gleiche Amplitude, aber entgegengesetzte Phase hat und daher bei einer Addition zu dem Vektor D eine Auslöschung bewirkt. Die in den Fig. 11a und 11b dargestellten gewünschten Verläufe für die Kompensation der Phasen- und Verstärkungskorrektur entsprechen den Multiplikationsfaktoren für die Vektoren C und F, die für die Erzeugung der Vektoren C' und F' für jede abgetastete Frequenz auf der Frequenzachse benötigt werden. Die in den Fig. 11a und 11b dargestellten Verläufe sind aufgrund der Wechselwirkung zwischen Verstärkung und Phase nicht symmetrisch.
Die Koeffizienten für die Phasenkorrektur-Einheit PC und die Verstärkungskorrektur- Einheit GC können durch Anwendung des MatLabTM FIR2-Programms aus den in den Fig. 11a und 11b dargestellten Verläufen berechnet werden. Es sei bemerkt, daß die Koeffizienten für Frequenzen unterhalb der Frequenz ωN des zweiten Überlagerungsoszillators und diejenigen, die für Frequenzen oberhalb der Frequenz ωN des zweiten Überlagerungsoszillators benötigt werden, wegen des inversen Lagezusammenhangs zwischen den gewünschten Komponenten und den unerwünschten Komponenten, jeweils entgegengesetzten Seiten der in den Fig. 11a und 11b dargestellten Verläufe entsprechen. Dieser Faktor ist auf einfache Weise in der Hardware, also der Schaltung, enthalten, indem das Signal am Punkt D invertiert wird, wie es durch den Inverter I in Fig. 5 dargestellt ist, oder das Signal am Punkt D von dem Signal am Punkt G subtrahiert wird.
Wenn die Filterkoeffizienten für den ausgewählten Kanal einmal berechnet worden sind, werden sie für eine Wiedergewinnung gespeichert, jedesmal, wenn derselbe Kanal erneut gewählt wird. Daher ist der Empfänger empfangsbereit, wenn ein neuer Kanal gewählt wird, ohne daß zunächst "neue" Filterkoeffizienten berechnet werden. Die Temperatur beeinflußt die Abweichung der Bauteile wie Spulen und Kondensatoren in dem ZF-Filter und beeinflußt daher die Verläufe des Verstärkungs- und Phasenfehlers. Es wurde jedoch herausgefunden, daß es nicht notwendig ist, die Messungen für die Ripple-Verstärkung und den Phasenfehler durchzuführen in anderen Fällen als denen, in denen der Empfänger zum ersten Mal wieder eingeschaltet wird oder vielleicht, wenn eine neuer Kanal zum ersten Mal gewählt wird. Daher ist es nicht notwendig, den Empfang eines Programms zu unterbrechen. Die Messung der Gleichspannungsverstärkung und des Phasenfehlers ist kein Problem, da das Signal des empfangenen Fernsehkanals ständig überwacht werden kann, ohne den Normalbetrieb des Tuners zu beeinträchtigen.
Es wurde herausgefunden, daß die Lage der Frequenz wo des Signals des ersten Überlagerungsoszillators innerhalb des Spektrums des HF-Signals dazu verwendet werden kann, den Betrieb des Tuners mit Direktumsetzung zu optimieren. Zum Beispiel sollte die Frequenz des Signals des ersten Überlagerungsoszillators für NTSC- Fernsehsignale in erwünschter Weise zwischen 1,7 und 2 MHz oberhalb des Bildträgers (siehe Fig. 4a) liegen und für PAL-Fernsehsignale zwischen 2 und 2,8 MHz oberhalb des Bildträgers liegen. Die Frequenz des Signals des ersten Überlagerungsoszillators kann in Übereinstimmung mit der Kanalnummer bestimmt werden, zum Beispiel durch ein Abstimm-Steuersystem mit einer phasenverkoppelten Schleife (manchmal als "Frequenzsynthesizer" bezeichnet). In diesem Fall kann der Mikrocomputer MC dazu dienen, die Frequenz des die Frequenz bestimmenden programmierbaren Teilers der phasenverkoppelten Schleife zu steuern. Eine Anordnung zur automatischen Feinabstimmung (AFT = automatic fine tuning) durch die Frequenz des Bildträgers kann dazu verwendet werden, die Frequenz des Signals des ersten Überlagerungsoszillators bei der gewünschten Frequenz zu halten. Die Frequenz des Bildträgers kann während des Vorgangs der Messung des Gleichspannungsfehlers durch den Mikrocomputer MC gemessen werden, wenn die Signale an den Punkten A und B abgetastet werden.
Der in Fig. 1 dargestellte Tuner mit Direktumsetzung wurde soweit für die Abstimmung von analogen Fernsehsignalen beschrieben, wobei die Signale des Bildträgers, des Tonträgers und des Farbträgers gemäß einer konventionellen Fernsehnorm wie NTSC, PAL oder SECAM auf HF-Träger moduliert sind. Jedoch kann der Tuner mit Direktumsetzung auch nützlich und tatsächlich noch nützlicher sein für die Abstimmung von digitalen Fernsehsignalen wie zum Beispiel HDTV (high definition television = Fernsehen mit hoher Auflösung)-Signalen. Wie oben erwähnt, machen HDTV-Systeme vollen Gebrauch von dem verfügbaren Kanalspektrum, haben nur einen kleinen Sicherheitsabstand von einigen Hundert Kilohertz (kHz) zwischen den Kanälen und erfordern eine Tunerkennlinie, die bis zu den Kanalkanten flach verläuft, jedoch für eine ausreichende Nachbarkanalunterdrückung an den Kanten sehr steil ist. Ein Tuner mit Direktumsetzung ist für ein derartiges HDTV-Gebiet besonders geeignet, da er einen niedrigen ZF-Frequenzbereich hat, der die Anwendung von einfachen und wirkungsvollen Filtern ermöglicht. Ein ZF-Filter mit einem scharfen Unterdrückungsbereich und einem großen Sperrbereich ("stop-band") ist bei niedrigen Frequenzen wesentlich leichter zu realisieren als bei den konventionellen ZF-Frequenzen (38 MHz und höher).
Während der soweit beschriebene Tuner mit Direktumsetzung zur Abstimmung von digitalen Fernsehsignalen gut geeignet ist, müssen bestimmte Änderungen eingefügt werden, da diskrete Träger, die für die Messung der Gleichspannugnsverstärkungs- und Phasenfehler benutzt werden können, gewöhnlich in einem digitalen Fernsehsystem nicht übertragen werden. Es wurde jedoch herausgefunden, daß die Spektren von digitalen Fernsehsignalen, die normalerweise flach verlaufen und Ähnlichkeit zu einem Zufallsrauschen haben, für eine genaue Messung der Gleichspannungsfehler verwendet werden können. Die Verwendung der Spektren von digitalen Fernsehsignalen für die Messung der Gleichspannungsfehler kann die Anwendung von mehreren Abtastungen erfordern, als wenn Bildträger oder Tonträger verwendet werden. Zum Beispiel können Abtastungen über zehn bis zwanzig Fernsehzeilen notwendig werden. In einem Tuner mit Direktumsetzung zum Abstimmen digitaler Fernsehsignale wird dasselbe Verfahren für die Messung der Ripple-Verstärkung und der Phasenfehler unter Verwendung eines Referenzsignals mit mehreren Frequenzen, wie es vorher für einen Tuner mit direkter Umsetzung zur Abstimmung analoger Fernsehsignale geschrieben wurde, angewendet.
Selbst wenn die Spektren der empfangenen digitalen Fernsehsignale für ein bestimmtes digitales Fernsehsystem nicht flach sind, können die Spektren dennoch benutzt werden, um die Gleichspannungsverstärkung und die Phasendifferenz- Fehler zu messen, vorausgesetzt, daß die Form der Spektren für die Änderung von Filterkoeffizienten geeignet ist.
Digitale Fernsehsignale sind widerstandsfähiger als analoge Fernsehsignale, und daher ist die Erzeugung von unerwünschten Störfrequenzkomponenten weniger kri tisch. Es ist daher nicht erforderlich, zu beachten, daß die kleinen asymmetrischen Fehler und die größeren Toleranzen für die Verstärkungs- und Phasenfehler akzeptierbar sind.
In einem Fernsehempfänger, der sowohl analoge Fernsehsignale als auch digitale Fernsehsignale verarbeiten kann, kann ein einziger Tuner mit Direktumsetzung für die Abstimmung des analogen und des digitalen Fernsehsignals verwendet werden. Das in Fig. 12 dargestellte Flußdiagramm faßt den Betrieb des Tuners mit Direktumsetzung zusammen, der oben beschrieben wurde, und zeigt zusätzlich seine Wirkungsweise in einem Fernsehempfänger mit zwei Betriebsarten. Wie in dem Flußdiagramm gezeigt, werden, nachdem der Empfänger eingeschaltet oder ein gewünschter Kanal gewählt wurde, die Daten für die vorher gespeicherte Entzerrung von Verstärkung und Phase für den gewählten Kanal aus dem Speicher zurückgewonnen und einer Einheit für die Verstärkungskorrektur GC und einer Einheit für die Phasenkorrektur PC zugeführt, die Messungen für den Ripple-Fehler durchführt. Danach erfolgt die Ermittlung der Anwesenheit oder der Abwesenheit einer Bildträgers die Auswahl entweder eines Zweiges für ein analoges Fernsehsignal beziehungsweise eines Zweiges für ein digitales Fernsehsignal des Programms zum Messen der Gleichspannungsfehler und zur Berechnung der Filterkoeffizienten.
Wenngleich die Erfindung an einer speziellen Ausführungsform beschrieben wurde, wird davon ausgegangen, daß der Fachmann auf diesem Gebiet Abwandlungen durchführen wird. Zum Beispiel kann, wenngleich einzelne Verstärkungs- und Phasenkorrektur-Einheiten in der Ausführungsform verwendet wurden, ein einziges digitales Filter vorgesehen sein, das sowohl die Verstärkungskorrektur als auch die Phasenkorrektur bewirkt. Ein derartiges Filter kann entweder in der Form FIR (finite impulse response = endliches Impuls-Ansprechverhalten) oder in der Form IIR (infinite impulse response = unbegrenztes Impuls-Ansprechverhalten) aufgebaut sein. Außerdem kann, wenngleich die Einheit GC für die Verstärkungskorrektur und die Einheit PC für die Phasenkorrektur in der Ausführungsform in demselben Kanal liegen, eine dieser Einheiten in dem einen Kanal und die andere in dem anderen Kanal liegen. Außerdem kann, wenngleich in der Ausführungsform zwei Analog/Digital- Konverter benutzt werden, ein einziger ADC benutzt werden, der im Multiplex die Signale an den Meßpunkten der beiden Kanäle abtastet. Schließlich können, wenn gleich die Anwendung eines Bildträgers und eines Tonträgers für die Messungen des Gleichspannungs- und Asymmetrie-Fehlers in einem Tuner mit Direktumsetzung zur Abstimmung der analogen Fernsehsignale beschrieben wurde, auch andere Bauteile verwendet werden. Zum Beispiel kann in der Messung des Asymmetrie-Fehlers statt des Tonträgers auch der Farbträger verwendet werden. Schließlich kann außerdem, wenngleich das Referenzsignal in der Ausführungsform hinter den ersten Mischern eingefügt wird, das Referenzsignal an anderen Stellen als in der HF-Stufe eingefügt werden. In demselben Sinne können, wenngleich die Meßpunkte der Ausführungsform vor den zweiten Mischern liegen, weil die zweiten Mischer in digitaler Form ausgebildet sind, andere Meßpunkte verwendet werden, die zum Beispiel hinter den zweiten Mischern liegen. Außerdem ist es, wenngleich ein Tuner mit Direktumsetzung mit Mitteln für eine automatische Verstärkungs- und Phasenentzerrung, die oben beschrieben wurden, für die Abstimmung der Fernsehsignale gut geeignet ist, ebenso nützlich für die Abstimmung von anderen Typen von Kommunikationssignalen. Diese und andere Abwandlungen sollen innerhalb des Schutzumfangs der folgenden Ansprüche liegen.

Claims

1. Abstimmvorrichtung zum Abstimmen eines Empfängers auf ein ausgewähltes Signal von mehreren an einem HF-Eingang empfangenen HF-Signalen zum Erzeugen eines Ausgangssignals an einem Ausgang, enthaltend:

einen ersten Kanal (KANAL A) und einen zweiten Kanal (KANAL B) je mit einem Eingang und einem Ausgang und, in der genannten Reihenfolge, eine erste Mischerstufe (M1A, M1B), eine Filterstufe (LPF A, LPF B) und eine zweite Mischerstufe (M2A, M2B) zwischen dem Eingang und dem Ausgang,

wobei die Eingänge des ersten und des zweiten Kanals mit dem HF-Eingang verbunden sind,

eine Addiereinheit (SU1) mit einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang, wobei die Ausgänge des ersten und des zweiten Kanals mit jeweiligen Eingängen der Addiereinheit (SU1) verbunden sind und der Ausgang der Addiereinheit (SU1) mit dem Ausgang der Abstimmvorrichtung verbunden ist, Mittel zum Liefern erster Überlagerungsoszillator-Signale (sin wo, cos wo) mit derselben Frequenz, jedoch mit Quadraturphase zueinander, zu den ersten Mischerstufen (MIA, M1 B), wobei die Frequenz der ersten Überlagerungsoszillator-Signale (sin ω&sub0;, cos wo) innerhalb des Frequenzspektrums des ausgewählten HF-Signals liegt, Mittel zum Liefern zweiter Überlagerungsoszillator-Signale (sin (ωN, cos ωN) mit derselben Frequenz, jedoch in Quadraturphase zueinander, zu den zweiten Mischerstufen (M2A, M2B), wobei die Frequenz der zweiten Überlagerungsoszillator-Signale (sin ωN, cos ωN) oberhalb der Durchlaßbandbreiten der jeweiligen Filterstufen liegt, gekennzeichnet durch:

Mittel (MC) zum Überwachen des ersten und des zweiten Signals, die an jeweiligen Punkten (A, B) innerhalb des ersten und des zweiten Kanals erzeugt werden, Mittel (GC, PC) zum Einstellen der relativen Verstärkung und der Phasenverschiebung des ersten und des zweiten Kanals vor der Addierung der Ausgangssignale des ersten und des zweiten Kanals in der Addiereinheit, und

mit den Überwachungs- und Einstellmitteln verbundene Steuermittel (MC, RA, RB) zum Einfügen eines Referenzsignals (ωREF) in beide Kanäle zur automatischen Steuerung der Verstärkungs- und Phasenverschiebungs-Einstellmittel (GC, PC) zur Verringerung der Unterschiede zwischen den relativen Amplituden und Phasenlagen des ersten und des zweiten Kanals aufgrund der relativen Amplituden und Phasenlagen des ersten und des zweiten Signals.

2. Abstimmvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal mehrere Frequenzen enthält und

die Steuermittel (MC) auf das erste und das zweite Signal ansprechen, wie es durch das Referenzsignal (ωREF) bei jeder der mehreren Frequenzen beeinflußt wird.

3. Abstimmvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal (ωREF) mehrere Frequenzen enthält und die automatischen Steuermittel auf das erste und das zweite Signal ansprechen, wie es durch das Referenzsignal (ωREF) bei jeder der mehreren Frequenzen des Referenzsignals beeinflußt wird.

4. Abstimmvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungs-Einstellmittel mit einem zusätzlichen Addiernetzwerk (SU2) zwischen dem zweiten Mischer und dem Ausgang des einen Kanals in Kaskade geschaltet sind,

daß die Einstellmittel für die Phasenverschiebung einen zusätzlichen Mischer (M3) und zusätzliche Verstärkungs-Einstellmittel enthalten, die in Kaskade zwischen der ersten Filterstufe und dem Ausgang des einen Kanals (A) liegen, und

daß die zusätzliche Mischerstufe (M3) ein Signal empfängt, das dieselbe Frequenz (ωN) hat wie die Frequenz des zweiten Überlagerungsoszillator-Signals des einen Kanals, jedoch in Quadraturphase (cos ωN).