DE69304933T2 - ERZEUGUNG EINES KOHERENTSIGNALS UNTER VERWENDUNG EINES ADAPTIVEN FILTERS FüR AUSLOSUNG UND SYNCHRONE DETEKTION IN EINEM DIGITALEN FUNKEMPFäNGER - Google Patents
ERZEUGUNG EINES KOHERENTSIGNALS UNTER VERWENDUNG EINES ADAPTIVEN FILTERS FüR AUSLOSUNG UND SYNCHRONE DETEKTION IN EINEM DIGITALEN FUNKEMPFäNGERInfo
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Description
- Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein digitale Rundfunkempfänger, die Kohärent- (d.h. Synchron-) Gleichrichtung einsetzen, und spezieller die Erzeugung eines kohärenten Signals durch Verwendung von adaptiven Schmalband- Sperrfilterverfahren ohne die Verwendung einer Phasenverriegelungsschleife.
- Kohärentgleichrichtung (d.h. Synchrongleichrichtung) ist ein wohlbekanntes Verfahren, das bei einer Vielzahl von Rundfunkempfängern, insbesondere Empfängern für amplitudenmodulierte Signale, eingesetzt wird. Diese Art der Demodulierung erfordert, daß der Empfänger ein Signal zur Verfügung hat, das dieselbe Phase und Frequenz wie das ursprüngliche Modulationssignal aufweist, das zuvor zur Signalübertragung verwendet wurde. Kohärentgleichrichtung wird verwendet, um kommerzielle Mono- und Stereo-AM-Rundfunksendungen und den Stereo-Differenzkanal in kommerziellen FM-Stereo-Rundfunksendungen zu demodulieren.
- Das kohärente Signal, das man bei der Kohärentgleichrichtung verwendet, wird typisch mit Hilfe einer Phasenverriegelungsschleife (phase-locked loop, PLL) erzeugt. FM-Stereosendungen schließen die Übertragung eines Pilotsignals ein, das vom Empfänger isoliert und in die Phasenverriegelungsschleife eingespeist wird. In AM-Empfängern ist die PLL mit dem Trägersignal synchronisiert, das als
- Mittenfrequenz der AM-Sendung übertragen wird.
- Obwohl kommerzielle AM- und FM-Sendungen aus einem modulierten Analogsignal bestehen, findet es immer weitere Verbreitung, das empfangene Analogsignal in ein Digitalsignal umzuwandeln und das Rundfunksignal digital zu verarbeiten. Solche digitalen signalverarbeitenden (DSP-) Empfänger weisen verschiedene Vorteile auf, darunter Schaltkreisintegration, verringerte Größe, exakte Betriebsweise, minimaler Nachstellungsbedarf, sowie die Fähigkeit, Signalverarbeitung für verschiedene Audiofunktionen zu vereinigen (z.B. Klangregelung, Konzertsaalemulation und Entzerrung).
- Es ist wohlbekannt, daß für Digitalsysteme eine Abtastfrequenz verwendet werden muß, die mindestens doppelt so groß wie die Frequenz des darzustellenden Analogsignals ist. Daher würde ein digitales Abtasten von FM-Rundfunksignalen bei deren übertragenen Radiofrequenzen von mehr als 100 MHz Abtastfrequenzen von mehr als 200 MHz erfordern, was nicht wünschenswert ist. Stattdessen ist es wünschenswert, einen Analogtuner zu verwenden, um ein Signal bei einer niedrigeren Frequenz zu erzeugen (z.B. ein demoduliertes Signal oder ein Signal bei einer Zwischenfrequenz), das unter Verwendung einer niedrigeren Abtastfrequenz dargestellt werden kann. Zum Beispiel wird ein Standard-Analogtuner verwendet, um eine FM-Zwischenfrequenz (IF) von 10.7 MHz zu erzeugen, die FM- gleichgerichtet wird und so ein analoges Basisbandsignal bildet. Das Basisbandsignal hat einen Frequenzbereich von 50 bis 53 kHz und wird in einem Analog-Digital-Wandler (ADC) digitalisiert Ein Pilotsignal wird aus dem FM- Basisbandsignal unter Verwendung eines digitalen Bandpasses isoliert. Das Pilotsignal wird dann in eine digitale Phasenverriegelungsschleife eingespeist, um ein kohärentes Digitalsignal zu erzeugen.
- Digitale Phasenverriegelungsschleifen leiden unter verschiedenen Nachteilen. Wie in jeder Phasenverriegelungsschleife verlangsamt die Notwendigkeit eines Schleifenfilters den Synchronisiervorgang der Phasenverriegelungsschleife und begrenzt auch den maximalen Erfassungsbereich. Darüber hinaus beansprucht eine digitale Phasenverriegelungsschleife übermäßig viel Verarbeitungszeit und Softwarecode.
- In "Proceedings of the IEEE", Bd. 63, Nr.12, Dezember 1975, S. 1692-1715; Widrow et al., "Adaptive Noise Cancelling; Principles and Applications", wurde bereits die Verwendung adaptiver Rauschunterdrückung vorgeschlagen. In dem Verfahren wird eine Primäreingabe verwendet, die das gestörte Signal und ein Referenzsignal enthält, das ein Rauschen enthält, das auf irgendeine unbekannte Art mit dem Primärrauschen korreliert ist. Das Referenzsignal wird adaptiv gefiltert und von der Primäreingabe abgezogen, wodurch man das Ausgabesignal erhält. In dieser früheren Quelle findet sich jedoch keine Beschreibung eines Rundfunkempfängers und kein Hinweis auf den Vorteil, der aus der Verwendung von Adaptivfilterverfahren bei der Isolierung eines Pilotsignals in einem Rundfunkempfänger erwachsen könnte.
- Die vorliegende Erfindung weist die Vorteile schnelleren Synchronisierens mit einem gewünschten Signal auf, eines größeren Erfassungsbereiches, eines effizienteren Betriebs und verringerter Anforderungen an den Software code. In einer Hinsicht erzeugt die Erfindung ein kohärentes Signal durch Verwendung von adaptiven Schmalband-Sperrfilterverfahren. Insbesondere umfaßt ein Rundfunkempfänger, der in Reaktion auf ein Stereoeingabesignal, das einen Summenkanal, einen Differenzkanal und ein Pilotsignal einschließt, ein kohärentes Signal erzeugt, eine Summiervorrichtung mit einem ersten und einem zweiten Eingang sowie einem Ausgang zur Erzeugung eines durch einen Schmalband- Sperrfilter geleiteten Signals entsprechend der Differenz zwischen den Signalen, die in den ersten und zweiten Eingang eingespeist wurden. Der erste Eingang ist gekoppelt, um dieses Stereoeingabesignal zu empfangen, und der zweite Eingang ist gekoppelt, um das kohärente Signal zu empfangen. Eine Signalquelle liefert ein Referenzsignal mit einer Frequenz, die ungefähr gleich der eingespeisten Pilotfrequenz ist. Die adaptive Vorrichtung empfängt das Referenzsignal und das durch den Schmalband-Sperrfilter geleitete Signal, um das kohärente Signal so zu erzeugen, daß das durch den Schmalband-Sperrfilter geleitete Signal minimiert wird. Eine synchrone Detektor vorrichtung, die mit der Summiervorrichtung gekoppelt ist, und die adaptive Vorrichtung demodulieren zumindest einen Teil des durch den Schmalband-Sperrfilter geleiteten Signals in Reaktion auf das kohärente Signal. Das Referenzsignal kann aus einem Pilotsignal oder einem Trägersignal auf einer Zwischenfrequenz bestehen. Die Minimierung des durch den Schmalband-Sperrfilter geleiteten Signals wird durch eine Methode der kleinsten Fehlerquadrate (LMS) erreicht.
- Die Erfindung wird nun anhand eines Beispiels unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben werden, in denen:
- Abbildung 1 ein Blockdiagramm ist, das einen Rundfunkempfänger nach dem Stand der Technik zeigt, in dem eine Phasenverriegelungsschleife verwendet wird;
- Abbildung 2 das Übertragungsspektrum einer FM-Stereo-Multiplex-Radiosendung zeigt;
- Abbildung 3 ein Blockdiagramm ist, das einen adaptiven Schmalband-Sperrfilter zur Erzeugung eines kohärenten Signals für den FM-Stereoempfang zeigt;
- Abbildung 4 ein Blockdiagramm ist, das einen adaptiven Schmalband-Sperrfilter zur Erzeugung eines kohärenten Signals für den Empfang von AM- Stereosendungen zeigt;
- Abbildung 5 ein Blockdiagramm ist, das den adaptiven Leitungsverstärkungsfilter (ALE) aus Abbildung 4 zeigt.
- Abbildung 1 zeigt einen digitalen Empfänger nach dem Stand der Technik, in dem eine digitale Phasenverriegelungsschleife (PLL) verwendet wird. Eine Antenne 10 empfängt Signale einer Radiosendung. Diese Signale mit Radiofrequenz (RF) sind mit einem Analogtuner 11 gekoppelt, der ein Signal mit einer Zwischenfrequenz (IF) erzeugt. Das IF-Signal wird in einen FM-Demodulator 12 eingespeist, wo es demoduliert wird, um ein analoges FM-Multiplexsignal (MPX) im Basisband zu erzeugen. Das analoge MPX-Signal wird durch einen Tiefpaß 13 zu einem Analog- Digitalwandler (ADC) 14 geleitet. Tiefpaß 13 verhindert die Verzerrung des Signals bei der Digitalumwandlung. ADC 14 übergibt einem Block zur digitalen Signalverarbeitung (DSP) 15 ein digitales FM-MPX-Signal.
- Wie in Abbildung 2 gezeigt, enthält das Spektrum des demodulierten FM-MPX- Signals einen Stereo-Summenkanal 30, einen Stereo-Differenzkanal mit Seitenbändern 31 und 32 und ein Stereopilotsignal 33 bei einer Pilotfrequenz fp von 19 kHz. Der Stereo-Differenzkanal wird zur Bildung eines Zweiseitenbandsignals mit unterdrückter Trägerwelle amplitudenmoduliert. Die unterdrückte Trägerwelle befindet sich bei der Frequenz 2fp (d.h. 38 kHz), die man durch Verdoppelung des Stereopilotsignals erhält.
- Wieder Bezug nehmend auf Abbildung 1 gewinnt ein Tiefpaß 16 den Stereo- Summenkanal aus dem FM-MPX-Signal zurück und stellt einer Stereodecodermatrix 17 ein L+R-Signal zur Verfügung. Ein Pilotbandpaß 18 isoliert das Pilotsignal aus dem FM-MPX-Signal und stellt das Pilotsignal einer Phasenverriegelungsschleife (PLL) 20 zur Verfügung. Insbesondere wird das gefilterte Pilotsignal mit einem Eingang eines digitalen Phasenvergleichsgliedes 21 gekoppelt. Der Ausgang des Phasenvergleichsgliedes 21 ist über einen digitalen Schleifenfilter 22 mit einem digitalen, spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 23 gekoppelt. Der Ausgang von VCO 23 ist mit dem Eingang eines Verdopplers 24 und einem zweiten Eingang des Phasenvergleichsgliedes 21 gekoppelt. Wenn die PLL mit dem Pilotsignal synchronisiert ist, so sind Phase und Frequenz des Ausgabesignals von VCO 23 gleich dem Pilotsignal, jedoch mit konstanter Amplitude und niedrigem Rauschen. Die Frequenz des VCO-Signals wird im Verdoppler 24 verdoppelt. Das wiederhergestellte Trägersignal wird zur Demodulierung des Stereo-Differenzkanals des FM-MPX-Signals in den Eingang eines synchronen Detektor-Demodulators/Mixers 25 eingespeist. Der demodulierte Differenzkanal wird durch einen Tiefpaß 26 geleitet, um ein L-R-Signal zu ergeben, das mit dem zweiten Eingang der Matrix 17 gekoppelt wird. Das L+R- und L-R- Signal werden in der Matrix 17 addiert und subtrahiert, um in der auf dem Fachgebiet bekannten Weise das rechte und linke Stereosignal zu ergeben.
- Die im DSP-Block 15 gezeigten Funktionen werden durch Verwendung von Softwarebefehlen in einem DSP-Mikroprozessor verwirklicht. Eine relativ große Menge an Softwarebefehlen ist nötig, um das digitale Phasenvergleichsglied, den digitalen Schleifenfilter und den digitalen VCO zu verwirklichen. Daher ist der Speicherplatz zur Speicherung der Softwarebefehle und Daten relativ groß und die vom DSP-Mikroprozessor benötigte Ausführungszeit zur Verwirklichung der Phasenverriegelungsschleife relativ lang. Außerdem verlängert das Vorhandensein des digitalen Schleifenfilters, wenn er auch zur Stabilisierung der Phasenverriegelungsschleife benötigt wird, die Zeit, die zum Synchronisieren mit der Phase benötigt wird, und begrenzt dadurch den maximalen Erfassungsbereich der Phasenverriegelungsschleife.
- Die vorliegende Erfindung, wie in Abbildung 3 gezeigt ist, vermeidet diese mit Phasenverriegelungsschleifen zusammenhängenden Schwierigkeiten. Das digitale FM-MPX-Signal wird in einen adaptiven Schmalband-Sperrfilter 40 eingespeist, der mit Hilfe von DSP-Softwarebefehlen verwirklicht wird. Ein Summierer 41 empfängt das digitale MPX-Signal an einem Eingang. Der adaptive Schmalband-Sperrfilter 40 versucht, die Größe eines durch den Schmalband-Sperrfilter geleiteten Ausgangssignals von Summierer 41 wie folgt zu minimieren. Eine Referenzsignalquelle 42 liefert ein Referenzsignal, das ungefähr gleich der Frequenz des Signals ist, mit dem man sich synchronisieren möchte, d.h., des 19- kHz-Pilotsignals. Die Frequenz des Referenzsignals muß nur ungefähr gleich der Pilotfrequenz sein, da ein etwaiger Frequenzunterschied durch die Adaption des Filters ausgeglichen wird. Dennoch verbessert sich die Erfassungszeit, wenn ein genaues Referenzsignal verwendet wird. Die Referenzquelle 42 kann einen Oszillator oder einen Taktgeber zur Erzeugung eines 19-kHz-Signals umfassen, oder sie kann das von einem Bandpaß abgenommene Pilotsignal selbst sein. Das Referenzsignal, mit x(i) bezeichnet, wird in einen Vervielfacher 43 und einen 90- Grad-Phasenverschieber 44 eingespeist, um ein phasenverschobenes Signal zu ergeben, das mit y(i) bezeichnet wird. Die Signale x(i) und y(i) können so als Cosinus- bzw. Sinussignal dargestellt werden. Das Signal y(i) wird in einen Vervielfacher 45 eingespeist. Gewichtsfaktoren w&sub1;(i) und w&sub2;(i) werden mit den zweiten Eingängen der Vervielfacher 43 bzw. 45 gekoppelt. Die Ausgabesignale der Vervielfacher 43 und 45 werden im Summierer 47 miteinander addiert, dessen Ausgabe das kohärente Unterdrückungssignal liefert, das mit dem subtrahierenden Eingang an Summierer 41 verbunden wird.
- Das durch den Schmalband-Sperrfilter geleitete Ausgabesignal von Summierer 41 stellt ein Fehlersignal e(i) für Adapterblock 46 dar. Adapterblock 46 erhält auch Eingaben von x(i) und y(i) zur Berechnung der Gewichtswerte der Gewichtsfaktoren w&sub1;(i) und w&sub2;(i). Die Gewichtsfaktoren w&sub1; und w&sub2; werden angepaßt, um die resultierende Phase des kohärenten Unterdrückungssignals so zu verändern, daß es dem Pilotsignal im FM-MPX-Signal entspricht. Insbesondere paßt Adapterblock 46 die Gewichtsfaktoren w&sub1; und w&sub2; entsprechend folgender Formel an:
- w&sub1;(i) = w1(i-1) + x(i) "m" e(i) und
- w&sub2;(i) = w&sub2;(i-1) + y(i) "m" e(i),
- wobei m eine Konstante ist, die die Adaptionsrate regelt und vorzugsweise in einen Bereich von etwa 0.01 bis 0.1 fällt (am besten etwa gleich 0.066), und wobei i = 1, 2, 3,... den gegenwärtigen Abtastzyklus bezeichnen. Ausgangsgewichtsfaktoren beim Abtastzyklus i =0 werden vorher auf beliebige Werte festgelegt (w&sub1;(0) und w&sub2;(0) können z.B. auf das 0.5-fache ihres Maximalwertes gesetzt werden).
- Das kohärente Signal aus Summierer 47 wird an einen automatischen Verstärkungsregelungsblock (AGC) 50 gekoppelt, um das Signal auf einen Maximalwert von eins zu normieren (z.B. durch Multiplikation jedes kohärenten Signals mit dem Kehrwert eines Durchschnittswertes des über mehrere Zyklen hinweg gemittelten kohärenten Signals). Das AGC-veränderte kohärente Signal wird mit einem Frequenzverdoppler 51 gekoppelt. Das kohärente Signal wird mit einem Eingang eines Vervielfachers 52 und einem Eingang eines Gliedes 53 zur Phasenverschiebung um 90 Grad gekoppelt. Das phasenverschobene Signal wird mit einem zweiten Eingang von Vervielfacher 52 gekoppelt. Da das kohärente Signal ein sinusförmiges Signal ist, führt der Vervielfacher 52 die Multiplikation wie eine Multiplikation von Sinus mit Cosinus aus, was zu einem Ausgabesignal führt, das gleich einem Cosinus mit der doppelten Frequenz des kohärenten Signals ist. Das frequenzverdoppelte Signal wird auf einen Eingang des synchronen Demodulierers (d.h. Mixers) 25 gegeben.
- Das durch den Schmalband-Sperrfilter geleitete Signal aus Summierer 41 wird mit dem Eingang des Tiefpasses 16 und dem ersten Eingang des synchronen Demodulierers 25 gekoppelt. Aus dem durch den Schmalband-Sperrfilter geleiteten Signal wurde das FM-Stereopilotsignal entfernt, was eine Vereinfachung des Tiefpasses 15 oder eine verbesserte Leistung gestattet.
- Eine alternative Ausführungsform für den Empfang eines AM-Signals, insbesondere eines AM-Stereosignals, durch Quadraturmodulierung ist in Abbildung 4 gezeigt. In diesem Fall möchte man sich mit einem Trägersignal mit einer Zwischenfrequenz synchronisieren. Aufgrund der Schwankungen der tatsächlichen Frequenz des IF- Signals (hervorgerufen beispielsweise durch Temperaturschwankungen im Analogtuner) ist der adaptive Schmalband-Sperrfilter zusätzlich mit einem adaptiven Leitungsverstärker ausgerüstet, um die Erfassungszeit und den Erfassungsbereich zu verbessern. Genauer wird ein adaptiver Leitungsverstärker eingesetzt, um das Referenzsignal für den adaptiven Schmalband-Sperrfilter bereitzustellen. Der adaptive Leitungsverstärker wirkt als Bandpaß mit variabler Mittenfrequenz zur Verstärkung der Trägerfrequenz im AM-IF-Signal.
- Daher wird das AM-IF-Signal aus einem ADC (nicht gezeigt) mit dem Eingang des Summierers 41 und dem Eingang eines adaptiven Leitungsverstärkers (ALE) 55 gekoppelt. Das verstärkte Signal mit Trägerfrequenz stellt das Eingabesignal x(i) für den adaptiven Schmalband-Sperrfilter dar.
- In dieser Ausführungsform ist das AM-IF-Signal mit dem Eingang eines phasengleichen synchronen Demodulierers (I-Demodulierer) 56 gekoppelt. Das kohärente Signal mit angepaßter Verstärkung von AGC-Block 50 wird mit einem zweiten Eingang des I-Demodulierers 56 gekoppelt. Synchrone Demodulierung erzeugt ein phasengleiches demoduliertes Ausgabesignal I. Für monophone Sendungen ist nichts anderes erforderlich. Bei einem quadraturmodulierten AM- Stererosignal empfängt jedoch auch ein Quadraturphasen-Demodulierer (Q- Demodulierer) 57 das IF-Signal. Das kohärente Signal mit angepaßter Verstärkung von AGC-Block 50 wird in einem Phasenverschieber 58 um 90 Grad phasenverschoben. Das verschobene Signal wird an einen zweiten Eingang des Q- Demodulierers 57 geleitet, der ein Quadratur-Ausgabesignal Q erzeugt. Bei Phasenquadratur-AM-Rundfunk ist das Ausgabesignal Q das Stereo- Differenzsignal. Die Ausgabesignale I und Q können dann in einer Stereodemodulationsmatrix in Stereosignale demoduliert werden.
- ALE 55 ist genauer in Abbildung 5 gezeigt. ALE nimmt die Form eines Rekursivfilters an, um einen hohen Q-Faktor zu liefern, um die Seitenbandsignale im AM-Signal stark zu dämpfen. Das AM-IF-Eingangssignal a(i) ist mit einem Ausgang von Summierer 60 und dem Eingang einer Verzögerungseinheit 61 gekoppelt. Der Ausgang der Verzögerungseinheit 61 ist mit einem Eingang eines Vervielfachers 62, dem Eingang einer Verzögerungseinheit 70 und einem Eingang eines RLS-Adapterblockes 63 gekoppelt. Der Adapterblock 63 übergibt einen Gewichtsfaktor w&sub3;(i) multipliziert mit einer Konstanten "K" einem zweiten Eingang des Vervielfachers 62, der das Produkt k w&sub3;(i) mit den verzögerten Signalen von Verzögerungseinheit 61 multipliziert und das Ergebnis an einen Eingang des Summierers 64 überträgt. Der Ausgang der Verzögerungseinheit 70 ist mit einem Eingang des Vervielfachers 65 gekoppelt, dessen zweiter Eingang einen konstanten Gewichtsfaktor w&sub4; empfängt und das Produkt an einen zweiten Eingang des Summierers 64 weitergibt.
- Der Ausgang des Summierers 64 ist mit dem subtrahierenden Eingang an Summierer 60 gekoppelt. Ferner liefert der Ausgang des Summierers 64 das Ausgangssignal x(i) von ALE 55 an den adaptiven Schmalband-Sperrfilter. Die Ausgabe von Summierer 60 stellt ein Fehlersignal dar, das weiter mit Adapterblock 63 gekoppelt ist.
- Ein rekursiver Bereich von ALE 55 schließt eine Verzögerungseinheit 66 ein, die das Ausgabesignal x(i) empfängt. Der verzögerte Ausgang von Verzögerungseinheit 66 ist mit einem Eingang von Vervielfacher 67, dem Eingang einer Verzögerungseinheit 68 und einem Eingang des Adapterblockes 63 gekoppelt. Der Adapterblock 63 übergibt den Gewichtsfaktor w&sub3;(i) an einen zweiten Eingang des Vervielfachers 67, dessen Ausgang mit Summierer 64 gekoppelt ist. Der Ausgang der Verzögerungseinheit 68 ist mit einem Eingang des Vervielfachers 69 gekoppelt. Ein unveränderlicher Gewichtsfaktor w&sub5; wird an den zweiten Eingang des Vervielfachers 69 übergeben und das Produkt aus Vervielfacher 69 ist mit einem Eingang von Summierer 64 gekoppelt. Jede Ausgabe x(i) von ALE 55 ist daher wie folgt festgelegt:
- x(i) = a(i-1) k w&sub4; + x(i-1) w&sub3;(i) + x(i-2) w&sub5;.
- Adapterblock 63 führt eine rekursive Berechnung nach der Methode der kleinsten Fehlerquadrate (RLS) durch, um das Fehlersignal error(i) zu minimieren. Daher ist der Gewichtsfaktor w&sub3;(i) festgelegt durch:
- w&sub3;(i) = w&sub3;(i-1) + k m error(i) a(i-1) + x(i-1),
- wobei m die Adaptionsratenkonstante ist und die Konstante k durch den Q-Faktor von ALE 55 festgelegt wird. Die konstanten Gewichtsfaktoren w&sub4; und w&sub5; legen den Q-Faktor fest, der vorzugsweise bei etwa 175 liegt, während der Gewichtsfaktor w&sub3; die Mittenfrequenz festlegt.
Claims (7)
1. Ein digitaler Stereo-Multiplex-Rundfunkempfänger zur Erzeugung eines
kohärenten Signals in Reaktion auf ein Stereoeingabesignal, das einen
Summenkanal, einen Differenzkanal und ein Pilotsignal einschließt, der Empfänger
umfassend:
eine Summiervorrichtung (41) mit einem ersten und einem zweiten Eingang sowie
einem Ausgang zur Erzeugung eines durch einen Schmalband-Sperrfilter geleiteten
Signals entsprechend der Differenz zwischen den Signalen, die in diesen ersten
und zweiten Eingang eingespeist wurden, wobei dieser erste Eingang gekoppelt
ist, um dieses Stereoeingabesignal zu empfangen, und dieser zweite Eingang
gekoppelt ist, um das kohärente Signal zu empfangen;
eine Signalquelle (42), die ein Referenzsignal mit einer Frequenz liefert, die
ungefähr gleich dem eingespeisten Pilotsignal ist;
eine adaptive Vorrichtung (46), die dieses Referenzsignal und dieses durch den
Schmalband-Sperrfilter geleitete Signal empfängt, um ein kohärentes Signal so zu
erzeugen, daß dieses durch den Schmalband-Sperrfilter geleitete Signal minimiert
wird; und
eine synchrone Detektorvorrichtung (25), die mit dieser Summiervorrichtung
(41) und dieser adaptiven Vorrichtung (46) gekoppelt ist, um zumindest einen Teil
dieses durch den Schmalband-Sperrfilter geleiteten Signais in Reaktion auf dieses
kohärente Signal zu demodulieren.
2. Ein Empfänger nach Anspruch 1, worin diese adaptive Vorrichtung (46) eine
Vielzahl von Gewichtsfaktoren einschließt, die durch Verwendung eines LMS-
Verfahrens minimiert werden.
3. Ein Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, worin diese Signalquelle (42) aus einem
festen Oszillator besteht.
4. Ein Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, worin diese Signalquelle aus einem
variablen Bandpaß (55) besteht, der zum Empfangen dieses Eingabesignals
gekoppelt ist.
5. Ein Empfänger nach Anspruch 4, worin dieser variable Bandpaß (55) aus einem
adaptiven Leitungsverstärkungsfilter besteht.
6. Ein Empfänger nach irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, worin die
Signalquelle (42) erste und zweite Signale liefert, deren Frequenz jeweils im
wesentlichen gleich dem Pilotsignal ist, wobei diese ersten und zweiten Signale im
wesentlichen zueinander in Phasenquadratur stehen;
wobei die adaptive Vorrichtung (46) so angeordnet ist, daß sie ausgewählte
Gewichtsfaktoren auf diese ersten und zweiten Signale anwendet; und
ferner eine Summiervorrichtung (47) zum Summieren der gewichteten ersten und
zweiten Signale bereitgestellt ist, um dieses kohärente Signal zu erzeugen.
7. Ein Empfänger nach irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, worin dieser
Demodulierer einen Frequenzverdoppler (51) zum Verdoppeln der Frequenz dieses
kohärenten Signals umfaßt sowie einen Mixer (25), um dieses verdoppelte Signal
und dieses durch den Schmalband-Sperrfilter geleitete Signal zu mischen.
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