JP3671111B2 - Ｒｄｓデータ復調器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、欧州で既に実用化されているＲＤＳ（Radio Data System ）放送を復調するためのＲＤＳデータ復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＲＩ（Auto-fahrer Rundfunk Informations ）放送は、交通渋滞などの緩和を図るための情報提供サービスとして欧州で普及している。このＡＲＩ放送によるシステムでは、道路交通情報を放送する放送局は、ＳＫ信号と呼ばれる５７ｋＨｚの副搬送波を音声信号に多重する。受信機は、かかるＳＫ信号を認識する検出部を有し、この検出結果より現在受信中の放送局から交通情報放送が得られるか否かを識別できる。
【０００３】
さらに、この副搬送波は、ある特定の周波数で振幅変調され、その特定の周波数を受信機が検出することにより、地域情報や交通情報放送の開始、終了が認識される。地域情報を与える情報はＢＫ信号、交通情報の開始、終了を与える情報はＤＫ信号と呼ばれている。これらの、ＳＫ信号、ＢＫ信号、ＤＫ信号をまとめてＡＲＩ変調信号と呼ぶ。
【０００４】
このシステムをさらに発展させ、多種の情報サービスをデジタルデータとして提供することを目的としたＲＤＳ放送も知られている。このＲＤＳ放送仕様は、Ｅ．Ｂ．Ｕ．（European Broadcasting Union ）によって規格化され、送信側では、伝送データに差分エンコードを施し、差分エンコードされた信号で１．１８７５ｋＨｚのクロックを２相ＰＳＫ変調する。さらに、この２相ＰＳＫ変調信号によって副搬送波である５７ｋＨｚ信号を副搬送波抑圧型振幅変調し、その両側波帯（ＤＳＢ）信号が音声信号に多重される。この両側波帯信号をＲＤＳ変調信号と呼ぶ。
【０００５】
受信機は、前述の仕様で送信されるＤＳＢ信号を復調し、Ｅ．Ｂ．Ｕの規格にしたがってデータと同期をとり、メッセージを解読する事ができる。なお、ＲＤＳ変調信号の副搬送波は、ステレオ放送を示すパイロット信号（１９ｋＨｚ）の第３次高調波と同相か直交位相の関係に設定される。
【０００６】
また、ＲＤＳ信号とＡＲＩ信号とは、同時送出が可能である。この時、それぞれの副搬送波は同じ周波数（５７ｋＨｚ）に設定され、その位相は常に直交位相の関係にある。また、ＲＤＳ変調信号の主搬送波に対する周波数偏移は±２ｋＨｚであるがＡＲＩ変調信号と同時送出の場合はＲＤＳ変調信号の周波数偏移は±１．２ｋＨｚ、ＡＲＩ信号の周波数偏移は±３．５ｋＨｚに設定される。
【０００７】
図３に音声信号１に多重されたＲＤＳ変調信号２とＡＲＩ変調信号３のスペクトラムを示す。このようなＲＤＳ変調信号を受信機側が認識するには、当然、専用の復調器が必要となる。以下、これについて図を参照しながら説明する。図４は、従来のＲＤＳデータ復調器の例である。ＲＤＳデータ復調器は、アナログ信号処理技術を用いて復調されたアナログＦＭ復調信号６からＲＤＳ変調信号を抽出し出力するためのフィルタ手段４と、その出力７からＲＤＳデータ信号とＲＤＳデータ復調のための再生クロック信号を出力するＲＤＳ復調手段５とで構成される。
【０００８】
従来、このフィルタ手段４は、スイッチトキャパシタ回路などのアナログフィルタを使用するのが一般的であり、その出力７には、音声信号から分離されたＲＤＳ変調信号が現れる。なお、放送局が、ＡＲＩ変調信号を同時に送出している場合には、ＲＤＳ変調信号とＡＲＩ変調信号が同時に現れる。
【０００９】
抽出されたＲＤＳ変調信号、ＡＲＩ変調信号は、ＲＤＳ復調手段５に入力される。ＲＤＳ復調手段５は、ＤＳＢ復調用として、コスタスループ型ＰＬＬを有する。コスタスループ型ＰＬＬは、図５に示すように、乗算器８、９、位相比較器１０、ループフィルタ１１及び、ＶＣＯ１２から構成される。この型のＰＬＬでは、副搬送波が存在しなくても同期が行われるのが特徴であり、ＶＣＯに対して副搬送波が０度、あるいは９０度で同期が行われる。よって、副搬送波がないＲＤＳ変調信号を復調するのに適している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した従来のＲＤＳデータ復調器では、ＲＤＳ変調信号のみが送出されている場合には、同期検波出力１３からＤＳＢ復調されたＲＤＳ変調信号が得られるが、ＲＤＳ変調信号とＡＲＩ変調信号が同時に送出されている場合は、直交検波出力１４からＤＳＢ復調されたＲＤＳ変調信号が得られる。これは、ＡＲＩ信号の方がＲＤＳ信号より変調度が高いため、同時に送出されている場合には、ＡＲＩ変調信号の方に同期がかかるからであり、ＡＲＩ変調信号と直交関係にあるＲＤＳ変調信号は、直交検波出力１４に現れることになる。
【００１１】
よって、コスタスループ型ＰＬＬを使用する場合は、ＡＲＩ変調信号とＲＤＳ変調信号の同時送出に対応するために信号の切り換えが必要となる。特開昭６２−２０６９２９に開示されている方法は、この工夫がなされたものである。特開昭６２−２０６９２９では、図５に示すように、同期検波出力１３側にＡＲＩ信号検出回路１５を設け、ＡＲＩ信号の有無を判定する。さらに、同期検波出力１３と直交検波出力１４のどちらか一方を選択するための信号切り換え回路１６が設けられ、ＡＲＩ信号検出回路１５の判定結果によって、同期検波出力１３または直交検波出力１４の一方が後段に出力され、ＤＳＢ復調されたＲＤＳ信号を取り出すというものである。
【００１２】
しかしながら、かかる構成では、ＲＤＳ変調信号とＡＲＩ変調信号とが同時送出された場合、ＡＲＩ信号検出回路１５でＡＲＩ信号を検出するまでの間は、ＤＳＢ復調されたＲＤＳ信号を取り出すことができず、ＲＤＳデータの取得に時間がかかるという問題がある。
【００１３】
逆に、ＲＤＳ変調信号のみが送出された場合でも、ステレオ放送を示すパイロット信号（１９ｋＨｚ）がマルチパス等により歪んだ時に生じる３次高調波に上記のコスタスループ型ＰＬＬがロックしてしまい、ＡＲＩ信号検出回路１５が、ＡＲＩ信号を検出したと誤判定し、結果として、信号切り換え回路１６を誤って切り換えてしまうという問題がある。
【００１４】
このことから見て、ＲＤＳ復調手段５の前段で、ＡＲＩ変調信号とＲＤＳ変調信号とを分離し、ＲＤＳ変調信号のみをＲＤＳ復調手段５に入力させる手法がＲＤＳデータの取得には都合がよいと考えられる。
【００１５】
ＡＲＩ変調信号を分離するこのような手法の一例として、Ｅ．Ｂ．Ｕ．の技術資料（Design princi ples for VHF/FM radio receivers using the EBU radio-data system RDS ）には、ＣＣＤ（Charge Coupled Device ）による遅延回路によってＡＲＩ変調信号を減衰させるためのフィルタ手段を構成することが提案されている。
【００１６】
しかしながら、ＡＲＩ変調信号とＲＤＳ変調信号とは、図３に示すごとく非常に近接しており、ＡＲＩ変調信号のみを減衰させるためには、Ｑの高いフィルタが要求される。よって、この手法では、通過阻止周波数の素子によるバラツキが避けられず、素子規模も大きくなるという問題があり、量産には適していない。
【００１７】
本発明は、上記のような課題を解消するために考案されたものであり、回路規模を増大させることなく高精度にＡＲＩ信号を減衰させ、ＡＲＩ変調信号の有無に関わらず、常に安定したＲＤＳデータの取得が可能であり、しかも、従来のようなＡＲＩ信号検出回路や信号切り換え回路を必要としないＲＤＳデータ復調回路を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明によれば、ＲＤＳデータ復調器は、アナログＦＭ復調信号を入力とし、前記アナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復調信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、前記デジタルＦＭ復調信号を入力とし、５７ｋＨｚに伝送零点を有し、ＡＲＩ変調信号を減衰させるための第１の無限インパルス応答型フィルタと、前記無限インパルス応答型フィルタ１の出力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特性を有し、ＲＤＳ変調信号を抽出するための第２の無限インパルス応答型フィルタと、前記第２の無限インパルス応答型フィルタの出力を入力とし、その入力信号からＲＤＳデータ信号とＲＤＳデータ復調のための再生クロック信号とを出力するＲＤＳ復調手段とを備えて構成され、前記第１の無限インパルス応答型フィルタは、その信号処理周期がＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数で行われ、その伝達関数の分母のＺ −１ の項が零であることを特徴とする。
【００１９】
請求項２記載の発明によれば、ＲＤＳデータ復調器は、アナログＦＭ復調信号を入力とし、前記アナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復調信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、前記デジタルＦＭ復調信号を入力とし、５７ｋＨｚに伝送零点を有し、ＡＲＩ変調信号を減衰させるための第１の無限インパルス応答型フィルタと、前記無限インパルス応答型フィルタ１の出力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特性を有し、ＲＤＳ変調信号を抽出するための第２の無限インパルス応答型フィルタと、前記第２の無限インパルス応答型フィルタの出力を入力とし、その入力信号からＲＤＳデータ信号とＲＤＳデータ復調のための再生クロック信号とを出力するＲＤＳ復調手段とを備えて構成され、前記第２の無限インパルス応答型フィルタは、その信号処理周期がＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数で行われ、その伝達関数の分母のＺ −１ の項が零であることを特徴とする。
【００２１】
【作用】
本発明のＲＤＳデータ復調器は、以上のように構成したので、アナログ信号処理技術を使用して復調されたアナログＦＭ復調信号が、アナログ／デジタル変換手段１８によってデジタルＦＭ復調信号１９に変換され、前記デジタルＦＭ復調信号１９が、５７ｋＨｚに伝送零点を有し主としてＡＲＩ変調信号を減衰させることを目的とした第１の無限インパルス応答型フィルタ２０と、前記第１の無限インパルス応答型フィルタ２０の出力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特性を有し主としてＲＤＳ変調信号を抽出することを目的とした第２の無限インパルス応答型フィルタ２２を通過し、ＲＤＳ復調手段２４に入力される。
【００２２】
よって、ＲＤＳ復調手段２４に入力されるＡＲＩ変調信号は、十分に減衰させられているため、ＲＤＳ変調信号とＡＲＩ変調信号とが同時送出された場合であっても、従来のように、ＡＲＩ信号を検出する必要がなく、さらに、ＲＤＳ変調信号がノイズの影響を受け、復調された信号の信頼性が減少してしまうこともない。
【００２３】
また、無限インパルス応答型フィルタを使用することによって、ＡＲＩ変調信号のみを減衰させるためのＱの高いフィルタの実現が容易となり、さらには、素子による通過阻止周波数のバラツキがなく、素子の規模も小さいという効果が得られる。
【００２４】
さらには、第１の無限インパルス応答型フィルタの信号処理周期をＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数に設定してあるので、その伝達関数の分母のＺ-1の項を零とすることができる。よって、伝送零点の周波数をＡＲＩ変調信号の副搬送波に一致させることができるので、デジタルフィルタに特有の量子化誤差がなくなり、高精度にＡＲＩ信号を減衰することができ、ハードウエアも削減できる効果が得られる。
【００２５】
同様に、第２の無限インパルス応答型フィルタの信号処理周期をＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数に設定してあるので、その伝達関数の分母のＺ-1の項を零とすることができる。よって、通過中心周波数をＡＲＩ変調信号の副搬送波に一致させることができ、デジタルフィルタに特有の量子化誤差がなくなるので、高精度にＲＤＳ信号を通過させることができ、ハードウエアも削減できる効果が得られる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳細に説明する。
図１は、本発明の好適な一実施例としてのＲＤＳデータ復調器を示している。このＲＤＳデータ復調器においては、まず、アナログ信号処理技術により復調されたアナログＦＭ復調信号１７が、アナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復調信号に変換するアナログ／デジタル変換手段１８によって、デジタルＦＭ復調信号１９に変換される。
【００２７】
ついで、５７ｋＨｚに伝送零点を有し主としてＡＲＩ変調信号を減衰させることを目的とした第１の無限インパルス応答型フィルタ２０によって、デジタルＦＭ復調信号１９からＡＲＩ変調信号が減衰させられた信号２１が得られる。ＡＲＩ変調信号が減衰させられた信号２１は、さらに、５７ｋＨｚに通過特性を有し主としてＲＤＳ変調信号を抽出することを目的とした第２の無限インパルス応答型フィルタ２２に入力される。第２の無限インパルス応答型フィルタ２２によってＲＤＳ変調信号（帯域が同じなのでＡＲＩ変調信号も含まれているが十分減衰させられているので問題ない）２３が得られ、ＲＤＳ変調信号は、ＲＤＳ復調手段２４に入力される。
【００２８】
ＲＤＳ復調手段２４は、その入力信号からＲＤＳデータ信号２５とＲＤＳデータ復調のための再生クロック信号２６とを後段へ出力するが、かかる部分については従来と同様であるので詳細な説明は割愛する。
【００２９】
図２は、本発明で使用する無限インパルス応答型フィルタの信号線図である。図２に示すように、無限インパルス応答型フィルタは、１サンプリング時間（１／Ｆ）に相当する時間分だけ入力信号を遅延する遅延手段２７と、入力信号に係数（Ａ１、Ａ２、Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２）を乗じる係数器２８と、複数の入力を加算して出力する加算器２９であらわされる。この型の伝達関数Ｈ（Ｚ）は、次式で表される。
【００３０】
Ｈ（Ｚ）＝（Ｂ0 ＋Ｂ1 Ｚ-1＋Ｂ2 Ｚ-2）／（１−Ａ1 Ｚ-1−Ａ2 Ｚ-2）
【００３１】
図２に示す無限インパルス応答型フィルタは係数器２８に乗じる係数（Ａ１、Ａ２、Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２）によってさまざまなフィルタの種類を実現できる。例えば、帯域通過型フィルタ特性をもたせたい場合、伝達関数ＨBPF は、以下の式のようになる。
【００３２】
ＨBPF （Ｚ）＝Ｂ（１−Ｚ-2）／（１−Ａ1 Ｚ-1−Ａ2 Ｚ-2）
【００３３】
さらに、帯域阻止型フィルタ特性をもたせたい場合には、伝達関数ＨBEF は、以下の式のようになる。
【００３４】
ＨBEF （Ｚ）＝Ｂ（１＋Ｚ-2）／（１−Ａ1 Ｚ-1−Ａ2 Ｚ-2）
【００３５】
第１の無限インパルス応答型フィルタ２０、第２の無限インパルス応答型フィルタ２２は、ＨBEF の式、ＨBPF の式に基づいて構成される。ここで、ＨBEF の式、及びＨBPF の式における各係数は以下の意味合いをもつことになる。すなわち、Ａ１はそのフィルタの通過阻止周波数、あるいは通過中心周波数、Ａ２はそのフィルタのＱ、Ｂは通過帯域における入出力の増幅度を決める要素となる。なお、ＨBEF の式、ＨBPF の式のフィルタは、必要に応じて、縦列接続することも可能である。
【００３６】
図２に示すデジタルフィルタは、演算（係数の乗算）がデジタル処理により行われるため素子のばらつきといった要素がなく、従来のスイッチトキャパシタ回路などのアナログフィルタよりもフィルタの特性は高精度のものとなり、ＡＲＩ変調信号の減衰を目的としたフィルタや、ＲＤＳ変調信号の抽出を目的としたフィルタを少ない素子数で構成するのに最適である。
【００３７】
また、サンプリング周期（１／Ｆ）もフィルタの特性を決める要素であり、本発明では、特に、サンプリング周波数Ｆを５７ｋＨｚ（ＲＤＳ変調信号の副搬送波）の４倍とし、上記のＨBEF の式、ＨBPF の式におけるパラメータＡ１を０と設定している。この結果、ＨBPF の式で実現される帯域通過型フィルタの通過中心周波数は、５７ｋＨｚとなり、ＲＤＳ変調信号の副搬送波と一致することになる。同様に、ＨBEF の式で実現される帯域阻止型フィルタの通過阻止周波数も５７ｋＨｚとなり、ＡＲＩ変調信号の副搬送波と一致する。
【００３８】
Ａ１が０であることは、Ａ１が量子化による誤差の影響を受けないこと、換言すれば、ＨBEF の式、ＨBPF の式で実現されるフィルタの通過阻止周波数、あるいは通過中心周波数が量子化による影響を受けないことを意味する。さらには、零という係数はその係数器の出力が零ということであり、係数器が不要ということになる。
【００３９】
以上、説明したとおり、サンプリング周期（１／Ｆ）を、ＲＤＳ変調信号の副搬送波の４倍とすることで、そのフィルタの伝達関数の分母のＺ-1の項を零にでき、高精度のフィルタを簡単な演算で構成することが可能となり、しかもハードウエアの削減につながる。
【００４０】
上記に説明のように、ＡＲＩ変調信号は、第１の無限インパルス応答型フィルタ２０によって、高精度に減衰させられる。その出力からはＡＲＩ変調信号が減衰させられた信号２１が得られ、第２の無限インパルス応答型フィルタ２２によって、ＲＤＳ変調信号と減衰させられたＡＲＩ変調信号とが抽出され、ＲＤＳ復調手段２４に信号２３として入力される。ここで、ＡＲＩ変調信号はＲＤＳ変調信号より十分小さく、ＲＤＳ復調手段の内部にあるコスタスループＰＬＬ回路３３がＡＲＩ変調信号やパイロット信号の高調波に同期するとはなく、ＲＤＳ変調信号に同期がかかる。よって、ＡＲＩ変調信号の有無に関わらず同期検波出力３４からＤＳＢ復調信号が得られ、従来のような同期検波出力３４と、直交検波出力３５との切り換えを行う信号切り換え回路が不要となる。
【００４１】
また、ＤＳＢ復調に要する時間もＡＲＩ変調信号の有無によらず一定となるため、常に安定なＲＤＳデータの供給が可能となる。ＤＳＢ復調されたＲＤＳ変調信号は、２相ＰＳＫ復調手段３６によって２相ＰＳＫ復調され、同時にクロック再生手段３７によって、再生クロック信号２６を出力する。２相ＰＳＫ復調された信号は差分デコード手段３８により差分デコードされＲＤＳデータ信号２５として出力される。
【００４２】
なお、本発明では、帯域阻止型フィルタを帯域通過型フィルタより前段に設けるようにしている。これは、帯域阻止型フィルタは、Ｑが高いため群遅延歪みによる影響を受けやすいので、群遅延歪みを受けている帯域通過型フィルタの出力を帯域阻止型フィルタに入力すると、ＡＲＩ成分がきれいに減衰できないことによる。
【００４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のＲＤＳデータ復調器によれば、従来のようなＡＲＩ検出回路及び信号切り換え回路が不要となる。また、デジタルフィルタで実現されたフィルタは、演算（係数の乗算）がデジタル処理により行われるため素子のばらつきといった要素がなく、従来のスイッチトキャパシタ回路などのアナログフィルタよりもフィルタの特性は高精度のものとなる。さらには、無限インパルス応答型フィルタを使用することにより、回路規模を小さくすることができる。
【００４４】
また、無限インパルス応答型フィルタの信号処理周期をＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数とすることで、その伝達関数の分母のＺ-1の項を零とすることができ、伝送零点あるいは通過帯域の周波数をＲＤＳ変調信号やＡＲＩ変調信号の副搬送波に一致させることができる。よって、デジタルフィルタに特有の量子化誤差がなくなるので、高精度に目標信号を減衰、または抽出でき、ハードウエアの規模も１層削減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】実施例における無限インパルス応答型フィルタの信号線図である。
【図３】音声信号に多重されたＲＤＳ変調信号とＡＲＩ変調信号のスペクトラム図である。
【図４】従来のＲＤＳデータ復調器の構成図である。
【図５】従来のコスタスループ型ＰＬＬの構成図である。
【符号の説明】
１ ・・・・ 音声信号
２ ・・・・ ＲＤＳ変調信号
３ ・・・・ ＡＲＩ変調信号
４ ・・・・ フィルタ手段
５ ・・・・ ＲＤＳ復調手段
８ ・・・・ 乗算器
９ ・・・・ 乗算器
１０ ・・・・ 位相比較器
１１ ・・・・ ループフィルタ
１２ ・・・・ ＶＣＯ
１５ ・・・・ ＡＲＩ信号検出回路
１６ ・・・・ 信号切り換え回路
１８ ・・・・ デジタル／アナログ変換手段
２０ ・・・・ 無限インパルス応答型フィルタ
２２ ・・・・ 無限インパルス応答型フィルタ
２４ ・・・・ ＲＤＳ復調手段
２７ ・・・・ 遅延手段
２８ ・・・・ 係数器
２９ ・・・・ 加算器
３６ ・・・・ ２相ＰＳＫ復調手段
３７ ・・・・ クロック再生手段
３８ ・・・・ 差分デコード手段
【発明の属する技術分野】
本発明は、欧州で既に実用化されているＲＤＳ（Radio Data System ）放送を復調するためのＲＤＳデータ復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＲＩ（Auto-fahrer Rundfunk Informations ）放送は、交通渋滞などの緩和を図るための情報提供サービスとして欧州で普及している。このＡＲＩ放送によるシステムでは、道路交通情報を放送する放送局は、ＳＫ信号と呼ばれる５７ｋＨｚの副搬送波を音声信号に多重する。受信機は、かかるＳＫ信号を認識する検出部を有し、この検出結果より現在受信中の放送局から交通情報放送が得られるか否かを識別できる。
【０００３】
さらに、この副搬送波は、ある特定の周波数で振幅変調され、その特定の周波数を受信機が検出することにより、地域情報や交通情報放送の開始、終了が認識される。地域情報を与える情報はＢＫ信号、交通情報の開始、終了を与える情報はＤＫ信号と呼ばれている。これらの、ＳＫ信号、ＢＫ信号、ＤＫ信号をまとめてＡＲＩ変調信号と呼ぶ。
【０００４】
このシステムをさらに発展させ、多種の情報サービスをデジタルデータとして提供することを目的としたＲＤＳ放送も知られている。このＲＤＳ放送仕様は、Ｅ．Ｂ．Ｕ．（European Broadcasting Union ）によって規格化され、送信側では、伝送データに差分エンコードを施し、差分エンコードされた信号で１．１８７５ｋＨｚのクロックを２相ＰＳＫ変調する。さらに、この２相ＰＳＫ変調信号によって副搬送波である５７ｋＨｚ信号を副搬送波抑圧型振幅変調し、その両側波帯（ＤＳＢ）信号が音声信号に多重される。この両側波帯信号をＲＤＳ変調信号と呼ぶ。
【０００５】
受信機は、前述の仕様で送信されるＤＳＢ信号を復調し、Ｅ．Ｂ．Ｕの規格にしたがってデータと同期をとり、メッセージを解読する事ができる。なお、ＲＤＳ変調信号の副搬送波は、ステレオ放送を示すパイロット信号（１９ｋＨｚ）の第３次高調波と同相か直交位相の関係に設定される。
【０００６】
また、ＲＤＳ信号とＡＲＩ信号とは、同時送出が可能である。この時、それぞれの副搬送波は同じ周波数（５７ｋＨｚ）に設定され、その位相は常に直交位相の関係にある。また、ＲＤＳ変調信号の主搬送波に対する周波数偏移は±２ｋＨｚであるがＡＲＩ変調信号と同時送出の場合はＲＤＳ変調信号の周波数偏移は±１．２ｋＨｚ、ＡＲＩ信号の周波数偏移は±３．５ｋＨｚに設定される。
【０００７】
図３に音声信号１に多重されたＲＤＳ変調信号２とＡＲＩ変調信号３のスペクトラムを示す。このようなＲＤＳ変調信号を受信機側が認識するには、当然、専用の復調器が必要となる。以下、これについて図を参照しながら説明する。図４は、従来のＲＤＳデータ復調器の例である。ＲＤＳデータ復調器は、アナログ信号処理技術を用いて復調されたアナログＦＭ復調信号６からＲＤＳ変調信号を抽出し出力するためのフィルタ手段４と、その出力７からＲＤＳデータ信号とＲＤＳデータ復調のための再生クロック信号を出力するＲＤＳ復調手段５とで構成される。
【０００８】
従来、このフィルタ手段４は、スイッチトキャパシタ回路などのアナログフィルタを使用するのが一般的であり、その出力７には、音声信号から分離されたＲＤＳ変調信号が現れる。なお、放送局が、ＡＲＩ変調信号を同時に送出している場合には、ＲＤＳ変調信号とＡＲＩ変調信号が同時に現れる。
【０００９】
抽出されたＲＤＳ変調信号、ＡＲＩ変調信号は、ＲＤＳ復調手段５に入力される。ＲＤＳ復調手段５は、ＤＳＢ復調用として、コスタスループ型ＰＬＬを有する。コスタスループ型ＰＬＬは、図５に示すように、乗算器８、９、位相比較器１０、ループフィルタ１１及び、ＶＣＯ１２から構成される。この型のＰＬＬでは、副搬送波が存在しなくても同期が行われるのが特徴であり、ＶＣＯに対して副搬送波が０度、あるいは９０度で同期が行われる。よって、副搬送波がないＲＤＳ変調信号を復調するのに適している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した従来のＲＤＳデータ復調器では、ＲＤＳ変調信号のみが送出されている場合には、同期検波出力１３からＤＳＢ復調されたＲＤＳ変調信号が得られるが、ＲＤＳ変調信号とＡＲＩ変調信号が同時に送出されている場合は、直交検波出力１４からＤＳＢ復調されたＲＤＳ変調信号が得られる。これは、ＡＲＩ信号の方がＲＤＳ信号より変調度が高いため、同時に送出されている場合には、ＡＲＩ変調信号の方に同期がかかるからであり、ＡＲＩ変調信号と直交関係にあるＲＤＳ変調信号は、直交検波出力１４に現れることになる。
【００１１】
よって、コスタスループ型ＰＬＬを使用する場合は、ＡＲＩ変調信号とＲＤＳ変調信号の同時送出に対応するために信号の切り換えが必要となる。特開昭６２−２０６９２９に開示されている方法は、この工夫がなされたものである。特開昭６２−２０６９２９では、図５に示すように、同期検波出力１３側にＡＲＩ信号検出回路１５を設け、ＡＲＩ信号の有無を判定する。さらに、同期検波出力１３と直交検波出力１４のどちらか一方を選択するための信号切り換え回路１６が設けられ、ＡＲＩ信号検出回路１５の判定結果によって、同期検波出力１３または直交検波出力１４の一方が後段に出力され、ＤＳＢ復調されたＲＤＳ信号を取り出すというものである。
【００１２】
しかしながら、かかる構成では、ＲＤＳ変調信号とＡＲＩ変調信号とが同時送出された場合、ＡＲＩ信号検出回路１５でＡＲＩ信号を検出するまでの間は、ＤＳＢ復調されたＲＤＳ信号を取り出すことができず、ＲＤＳデータの取得に時間がかかるという問題がある。
【００１３】
逆に、ＲＤＳ変調信号のみが送出された場合でも、ステレオ放送を示すパイロット信号（１９ｋＨｚ）がマルチパス等により歪んだ時に生じる３次高調波に上記のコスタスループ型ＰＬＬがロックしてしまい、ＡＲＩ信号検出回路１５が、ＡＲＩ信号を検出したと誤判定し、結果として、信号切り換え回路１６を誤って切り換えてしまうという問題がある。
【００１４】
このことから見て、ＲＤＳ復調手段５の前段で、ＡＲＩ変調信号とＲＤＳ変調信号とを分離し、ＲＤＳ変調信号のみをＲＤＳ復調手段５に入力させる手法がＲＤＳデータの取得には都合がよいと考えられる。
【００１５】
ＡＲＩ変調信号を分離するこのような手法の一例として、Ｅ．Ｂ．Ｕ．の技術資料（Design princi ples for VHF/FM radio receivers using the EBU radio-data system RDS ）には、ＣＣＤ（Charge Coupled Device ）による遅延回路によってＡＲＩ変調信号を減衰させるためのフィルタ手段を構成することが提案されている。
【００１６】
しかしながら、ＡＲＩ変調信号とＲＤＳ変調信号とは、図３に示すごとく非常に近接しており、ＡＲＩ変調信号のみを減衰させるためには、Ｑの高いフィルタが要求される。よって、この手法では、通過阻止周波数の素子によるバラツキが避けられず、素子規模も大きくなるという問題があり、量産には適していない。
【００１７】
本発明は、上記のような課題を解消するために考案されたものであり、回路規模を増大させることなく高精度にＡＲＩ信号を減衰させ、ＡＲＩ変調信号の有無に関わらず、常に安定したＲＤＳデータの取得が可能であり、しかも、従来のようなＡＲＩ信号検出回路や信号切り換え回路を必要としないＲＤＳデータ復調回路を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明によれば、ＲＤＳデータ復調器は、アナログＦＭ復調信号を入力とし、前記アナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復調信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、前記デジタルＦＭ復調信号を入力とし、５７ｋＨｚに伝送零点を有し、ＡＲＩ変調信号を減衰させるための第１の無限インパルス応答型フィルタと、前記無限インパルス応答型フィルタ１の出力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特性を有し、ＲＤＳ変調信号を抽出するための第２の無限インパルス応答型フィルタと、前記第２の無限インパルス応答型フィルタの出力を入力とし、その入力信号からＲＤＳデータ信号とＲＤＳデータ復調のための再生クロック信号とを出力するＲＤＳ復調手段とを備えて構成され、前記第１の無限インパルス応答型フィルタは、その信号処理周期がＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数で行われ、その伝達関数の分母のＺ −１ の項が零であることを特徴とする。
【００１９】
請求項２記載の発明によれば、ＲＤＳデータ復調器は、アナログＦＭ復調信号を入力とし、前記アナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復調信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、前記デジタルＦＭ復調信号を入力とし、５７ｋＨｚに伝送零点を有し、ＡＲＩ変調信号を減衰させるための第１の無限インパルス応答型フィルタと、前記無限インパルス応答型フィルタ１の出力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特性を有し、ＲＤＳ変調信号を抽出するための第２の無限インパルス応答型フィルタと、前記第２の無限インパルス応答型フィルタの出力を入力とし、その入力信号からＲＤＳデータ信号とＲＤＳデータ復調のための再生クロック信号とを出力するＲＤＳ復調手段とを備えて構成され、前記第２の無限インパルス応答型フィルタは、その信号処理周期がＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数で行われ、その伝達関数の分母のＺ −１ の項が零であることを特徴とする。
【００２１】
【作用】
本発明のＲＤＳデータ復調器は、以上のように構成したので、アナログ信号処理技術を使用して復調されたアナログＦＭ復調信号が、アナログ／デジタル変換手段１８によってデジタルＦＭ復調信号１９に変換され、前記デジタルＦＭ復調信号１９が、５７ｋＨｚに伝送零点を有し主としてＡＲＩ変調信号を減衰させることを目的とした第１の無限インパルス応答型フィルタ２０と、前記第１の無限インパルス応答型フィルタ２０の出力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特性を有し主としてＲＤＳ変調信号を抽出することを目的とした第２の無限インパルス応答型フィルタ２２を通過し、ＲＤＳ復調手段２４に入力される。
【００２２】
よって、ＲＤＳ復調手段２４に入力されるＡＲＩ変調信号は、十分に減衰させられているため、ＲＤＳ変調信号とＡＲＩ変調信号とが同時送出された場合であっても、従来のように、ＡＲＩ信号を検出する必要がなく、さらに、ＲＤＳ変調信号がノイズの影響を受け、復調された信号の信頼性が減少してしまうこともない。
【００２３】
また、無限インパルス応答型フィルタを使用することによって、ＡＲＩ変調信号のみを減衰させるためのＱの高いフィルタの実現が容易となり、さらには、素子による通過阻止周波数のバラツキがなく、素子の規模も小さいという効果が得られる。
【００２４】
さらには、第１の無限インパルス応答型フィルタの信号処理周期をＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数に設定してあるので、その伝達関数の分母のＺ-1の項を零とすることができる。よって、伝送零点の周波数をＡＲＩ変調信号の副搬送波に一致させることができるので、デジタルフィルタに特有の量子化誤差がなくなり、高精度にＡＲＩ信号を減衰することができ、ハードウエアも削減できる効果が得られる。
【００２５】
同様に、第２の無限インパルス応答型フィルタの信号処理周期をＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数に設定してあるので、その伝達関数の分母のＺ-1の項を零とすることができる。よって、通過中心周波数をＡＲＩ変調信号の副搬送波に一致させることができ、デジタルフィルタに特有の量子化誤差がなくなるので、高精度にＲＤＳ信号を通過させることができ、ハードウエアも削減できる効果が得られる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳細に説明する。
図１は、本発明の好適な一実施例としてのＲＤＳデータ復調器を示している。このＲＤＳデータ復調器においては、まず、アナログ信号処理技術により復調されたアナログＦＭ復調信号１７が、アナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復調信号に変換するアナログ／デジタル変換手段１８によって、デジタルＦＭ復調信号１９に変換される。
【００２７】
ついで、５７ｋＨｚに伝送零点を有し主としてＡＲＩ変調信号を減衰させることを目的とした第１の無限インパルス応答型フィルタ２０によって、デジタルＦＭ復調信号１９からＡＲＩ変調信号が減衰させられた信号２１が得られる。ＡＲＩ変調信号が減衰させられた信号２１は、さらに、５７ｋＨｚに通過特性を有し主としてＲＤＳ変調信号を抽出することを目的とした第２の無限インパルス応答型フィルタ２２に入力される。第２の無限インパルス応答型フィルタ２２によってＲＤＳ変調信号（帯域が同じなのでＡＲＩ変調信号も含まれているが十分減衰させられているので問題ない）２３が得られ、ＲＤＳ変調信号は、ＲＤＳ復調手段２４に入力される。
【００２８】
ＲＤＳ復調手段２４は、その入力信号からＲＤＳデータ信号２５とＲＤＳデータ復調のための再生クロック信号２６とを後段へ出力するが、かかる部分については従来と同様であるので詳細な説明は割愛する。
【００２９】
図２は、本発明で使用する無限インパルス応答型フィルタの信号線図である。図２に示すように、無限インパルス応答型フィルタは、１サンプリング時間（１／Ｆ）に相当する時間分だけ入力信号を遅延する遅延手段２７と、入力信号に係数（Ａ１、Ａ２、Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２）を乗じる係数器２８と、複数の入力を加算して出力する加算器２９であらわされる。この型の伝達関数Ｈ（Ｚ）は、次式で表される。
【００３０】
Ｈ（Ｚ）＝（Ｂ0 ＋Ｂ1 Ｚ-1＋Ｂ2 Ｚ-2）／（１−Ａ1 Ｚ-1−Ａ2 Ｚ-2）
【００３１】
図２に示す無限インパルス応答型フィルタは係数器２８に乗じる係数（Ａ１、Ａ２、Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２）によってさまざまなフィルタの種類を実現できる。例えば、帯域通過型フィルタ特性をもたせたい場合、伝達関数ＨBPF は、以下の式のようになる。
【００３２】
ＨBPF （Ｚ）＝Ｂ（１−Ｚ-2）／（１−Ａ1 Ｚ-1−Ａ2 Ｚ-2）
【００３３】
さらに、帯域阻止型フィルタ特性をもたせたい場合には、伝達関数ＨBEF は、以下の式のようになる。
【００３４】
ＨBEF （Ｚ）＝Ｂ（１＋Ｚ-2）／（１−Ａ1 Ｚ-1−Ａ2 Ｚ-2）
【００３５】
第１の無限インパルス応答型フィルタ２０、第２の無限インパルス応答型フィルタ２２は、ＨBEF の式、ＨBPF の式に基づいて構成される。ここで、ＨBEF の式、及びＨBPF の式における各係数は以下の意味合いをもつことになる。すなわち、Ａ１はそのフィルタの通過阻止周波数、あるいは通過中心周波数、Ａ２はそのフィルタのＱ、Ｂは通過帯域における入出力の増幅度を決める要素となる。なお、ＨBEF の式、ＨBPF の式のフィルタは、必要に応じて、縦列接続することも可能である。
【００３６】
図２に示すデジタルフィルタは、演算（係数の乗算）がデジタル処理により行われるため素子のばらつきといった要素がなく、従来のスイッチトキャパシタ回路などのアナログフィルタよりもフィルタの特性は高精度のものとなり、ＡＲＩ変調信号の減衰を目的としたフィルタや、ＲＤＳ変調信号の抽出を目的としたフィルタを少ない素子数で構成するのに最適である。
【００３７】
また、サンプリング周期（１／Ｆ）もフィルタの特性を決める要素であり、本発明では、特に、サンプリング周波数Ｆを５７ｋＨｚ（ＲＤＳ変調信号の副搬送波）の４倍とし、上記のＨBEF の式、ＨBPF の式におけるパラメータＡ１を０と設定している。この結果、ＨBPF の式で実現される帯域通過型フィルタの通過中心周波数は、５７ｋＨｚとなり、ＲＤＳ変調信号の副搬送波と一致することになる。同様に、ＨBEF の式で実現される帯域阻止型フィルタの通過阻止周波数も５７ｋＨｚとなり、ＡＲＩ変調信号の副搬送波と一致する。
【００３８】
Ａ１が０であることは、Ａ１が量子化による誤差の影響を受けないこと、換言すれば、ＨBEF の式、ＨBPF の式で実現されるフィルタの通過阻止周波数、あるいは通過中心周波数が量子化による影響を受けないことを意味する。さらには、零という係数はその係数器の出力が零ということであり、係数器が不要ということになる。
【００３９】
以上、説明したとおり、サンプリング周期（１／Ｆ）を、ＲＤＳ変調信号の副搬送波の４倍とすることで、そのフィルタの伝達関数の分母のＺ-1の項を零にでき、高精度のフィルタを簡単な演算で構成することが可能となり、しかもハードウエアの削減につながる。
【００４０】
上記に説明のように、ＡＲＩ変調信号は、第１の無限インパルス応答型フィルタ２０によって、高精度に減衰させられる。その出力からはＡＲＩ変調信号が減衰させられた信号２１が得られ、第２の無限インパルス応答型フィルタ２２によって、ＲＤＳ変調信号と減衰させられたＡＲＩ変調信号とが抽出され、ＲＤＳ復調手段２４に信号２３として入力される。ここで、ＡＲＩ変調信号はＲＤＳ変調信号より十分小さく、ＲＤＳ復調手段の内部にあるコスタスループＰＬＬ回路３３がＡＲＩ変調信号やパイロット信号の高調波に同期するとはなく、ＲＤＳ変調信号に同期がかかる。よって、ＡＲＩ変調信号の有無に関わらず同期検波出力３４からＤＳＢ復調信号が得られ、従来のような同期検波出力３４と、直交検波出力３５との切り換えを行う信号切り換え回路が不要となる。
【００４１】
また、ＤＳＢ復調に要する時間もＡＲＩ変調信号の有無によらず一定となるため、常に安定なＲＤＳデータの供給が可能となる。ＤＳＢ復調されたＲＤＳ変調信号は、２相ＰＳＫ復調手段３６によって２相ＰＳＫ復調され、同時にクロック再生手段３７によって、再生クロック信号２６を出力する。２相ＰＳＫ復調された信号は差分デコード手段３８により差分デコードされＲＤＳデータ信号２５として出力される。
【００４２】
なお、本発明では、帯域阻止型フィルタを帯域通過型フィルタより前段に設けるようにしている。これは、帯域阻止型フィルタは、Ｑが高いため群遅延歪みによる影響を受けやすいので、群遅延歪みを受けている帯域通過型フィルタの出力を帯域阻止型フィルタに入力すると、ＡＲＩ成分がきれいに減衰できないことによる。
【００４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のＲＤＳデータ復調器によれば、従来のようなＡＲＩ検出回路及び信号切り換え回路が不要となる。また、デジタルフィルタで実現されたフィルタは、演算（係数の乗算）がデジタル処理により行われるため素子のばらつきといった要素がなく、従来のスイッチトキャパシタ回路などのアナログフィルタよりもフィルタの特性は高精度のものとなる。さらには、無限インパルス応答型フィルタを使用することにより、回路規模を小さくすることができる。
【００４４】
また、無限インパルス応答型フィルタの信号処理周期をＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数とすることで、その伝達関数の分母のＺ-1の項を零とすることができ、伝送零点あるいは通過帯域の周波数をＲＤＳ変調信号やＡＲＩ変調信号の副搬送波に一致させることができる。よって、デジタルフィルタに特有の量子化誤差がなくなるので、高精度に目標信号を減衰、または抽出でき、ハードウエアの規模も１層削減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】実施例における無限インパルス応答型フィルタの信号線図である。
【図３】音声信号に多重されたＲＤＳ変調信号とＡＲＩ変調信号のスペクトラム図である。
【図４】従来のＲＤＳデータ復調器の構成図である。
【図５】従来のコスタスループ型ＰＬＬの構成図である。
【符号の説明】
１ ・・・・ 音声信号
２ ・・・・ ＲＤＳ変調信号
３ ・・・・ ＡＲＩ変調信号
４ ・・・・ フィルタ手段
５ ・・・・ ＲＤＳ復調手段
８ ・・・・ 乗算器
９ ・・・・ 乗算器
１０ ・・・・ 位相比較器
１１ ・・・・ ループフィルタ
１２ ・・・・ ＶＣＯ
１５ ・・・・ ＡＲＩ信号検出回路
１６ ・・・・ 信号切り換え回路
１８ ・・・・ デジタル／アナログ変換手段
２０ ・・・・ 無限インパルス応答型フィルタ
２２ ・・・・ 無限インパルス応答型フィルタ
２４ ・・・・ ＲＤＳ復調手段
２７ ・・・・ 遅延手段
２８ ・・・・ 係数器
２９ ・・・・ 加算器
３６ ・・・・ ２相ＰＳＫ復調手段
３７ ・・・・ クロック再生手段
３８ ・・・・ 差分デコード手段
Claims (2)
- アナログＦＭ復調信号を入力とし、前記アナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復調信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
前記デジタルＦＭ復調信号を入力とし、５７ｋＨｚに伝送零点を有し、ＡＲＩ変調信号を減衰させるための第１の無限インパルス応答型フィルタと、
前記無限インパルス応答型フィルタ１の出力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特性を有し、ＲＤＳ変調信号を抽出するための第２の無限インパルス応答型フィルタと、
前記第２の無限インパルス応答型フィルタの出力を入力とし、その入力信号からＲＤＳデータ信号とＲＤＳデータ復調のための再生クロック信号とを出力するＲＤＳ復調手段とを備え、
前記第１の無限インパルス応答型フィルタは、その信号処理周期がＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数で行われ、その伝達関数の分母のＺ −１ の項が零であることを特徴とするＲＤＳデータ復調器。 - アナログＦＭ復調信号を入力とし、前記アナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復調信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
前記デジタルＦＭ復調信号を入力とし、５７ｋＨｚに伝送零点を有し、ＡＲＩ変調信号を減衰させるための第１の無限インパルス応答型フィルタと、
前記無限インパルス応答型フィルタ１の出力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特性を有し、ＲＤＳ変調信号を抽出するための第２の無限インパルス応答型フィルタと、
前記第２の無限インパルス応答型フィルタの出力を入力とし、その入力信号からＲＤＳデータ信号とＲＤＳデータ復調のための再生クロック信号とを出力するＲＤＳ復調手段とを備え、
前記第２の無限インパルス応答型フィルタは、その信号処理周期がＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数で行われ、その伝達関数の分母のＺ −１ の項が零であることを特徴とするＲＤＳデータ復調器。
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