JPH11252032A - Ｒｄｓデータ復調器 - Google Patents
Ｒｄｓデータ復調器Info
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- JPH11252032A JPH11252032A JP10066262A JP6626298A JPH11252032A JP H11252032 A JPH11252032 A JP H11252032A JP 10066262 A JP10066262 A JP 10066262A JP 6626298 A JP6626298 A JP 6626298A JP H11252032 A JPH11252032 A JP H11252032A
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H2201/00—Aspects of broadcast communication
- H04H2201/10—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system
- H04H2201/13—Aspects of broadcast communication characterised by the type of broadcast system radio data system/radio broadcast data system [RDS/RBDS]
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 回路規模を増大させることなく高精度にＡＲ
Ｉ信号を減衰させ、ＡＲＩ変調信号の有無に関わらず、
常に安定したＲＤＳデータの取得が可能であり、しかも
ＲＤＳデータの取得時間に差がないＲＤＳデータ復調器
を提供する。 【解決手段】 アナログＦＭ復調信号を入力とし、前記
アナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復調信号に変換す
るアナログ／デジタル変換手段と、前記デジタルＦＭ復
調信号を入力とし、５７ｋＨｚに伝送零点を有し、ＡＲ
Ｉ変調信号を減衰させるための第１の無限インパルス応
答型フィルタと、前記無限インパルス応答型フィルタ１
の出力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特性を有し、ＲＤ
Ｓ変調信号を抽出するための第２の無限インパルス応答
型フィルタと、前記第２の無限インパルス応答型フィル
タの出力を入力とし、その入力信号からＲＤＳデータ信
号とＲＤＳデータ復調のための再生クロック信号とを出
力するＲＤＳ復調手段と、を備えたＲＤＳデータ復調
器。
Ｉ信号を減衰させ、ＡＲＩ変調信号の有無に関わらず、
常に安定したＲＤＳデータの取得が可能であり、しかも
ＲＤＳデータの取得時間に差がないＲＤＳデータ復調器
を提供する。 【解決手段】 アナログＦＭ復調信号を入力とし、前記
アナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復調信号に変換す
るアナログ／デジタル変換手段と、前記デジタルＦＭ復
調信号を入力とし、５７ｋＨｚに伝送零点を有し、ＡＲ
Ｉ変調信号を減衰させるための第１の無限インパルス応
答型フィルタと、前記無限インパルス応答型フィルタ１
の出力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特性を有し、ＲＤ
Ｓ変調信号を抽出するための第２の無限インパルス応答
型フィルタと、前記第２の無限インパルス応答型フィル
タの出力を入力とし、その入力信号からＲＤＳデータ信
号とＲＤＳデータ復調のための再生クロック信号とを出
力するＲＤＳ復調手段と、を備えたＲＤＳデータ復調
器。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、欧州で既に実用化
されているＲＤＳ（Radio Data System ）放送を復調す
るためのＲＤＳデータ復調器に関する。
されているＲＤＳ（Radio Data System ）放送を復調す
るためのＲＤＳデータ復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＡＲＩ（Auto-fahrer Rundfunk Informa
tions ）放送は、交通渋滞などの緩和を図るための情報
提供サービスとして欧州で普及している。このＡＲＩ放
送によるシステムでは、道路交通情報を放送する放送局
は、ＳＫ信号と呼ばれる５７ｋＨｚの副搬送波を音声信
号に多重する。受信機は、かかるＳＫ信号を認識する検
出部を有し、この検出結果より現在受信中の放送局から
交通情報放送が得られるか否かを識別できる。
tions ）放送は、交通渋滞などの緩和を図るための情報
提供サービスとして欧州で普及している。このＡＲＩ放
送によるシステムでは、道路交通情報を放送する放送局
は、ＳＫ信号と呼ばれる５７ｋＨｚの副搬送波を音声信
号に多重する。受信機は、かかるＳＫ信号を認識する検
出部を有し、この検出結果より現在受信中の放送局から
交通情報放送が得られるか否かを識別できる。
【０００３】さらに、この副搬送波は、ある特定の周波
数で振幅変調され、その特定の周波数を受信機が検出す
ることにより、地域情報や交通情報放送の開始、終了が
認識される。地域情報を与える情報はＢＫ信号、交通情
報の開始、終了を与える情報はＤＫ信号と呼ばれてい
る。これらの、ＳＫ信号、ＢＫ信号、ＤＫ信号をまとめ
てＡＲＩ変調信号と呼ぶ。
数で振幅変調され、その特定の周波数を受信機が検出す
ることにより、地域情報や交通情報放送の開始、終了が
認識される。地域情報を与える情報はＢＫ信号、交通情
報の開始、終了を与える情報はＤＫ信号と呼ばれてい
る。これらの、ＳＫ信号、ＢＫ信号、ＤＫ信号をまとめ
てＡＲＩ変調信号と呼ぶ。
【０００４】このシステムをさらに発展させ、多種の情
報サービスをデジタルデータとして提供することを目的
としたＲＤＳ放送も知られている。このＲＤＳ放送仕様
は、Ｅ．Ｂ．Ｕ．（European Broadcasting Union ）に
よって規格化され、送信側では、伝送データに差分エン
コードを施し、差分エンコードされた信号で１．１８７
５ｋＨｚのクロックを２相ＰＳＫ変調する。さらに、こ
の２相ＰＳＫ変調信号によって副搬送波である５７ｋＨ
ｚ信号を副搬送波抑圧型振幅変調し、その両側波帯（Ｄ
ＳＢ）信号が音声信号に多重される。この両側波帯信号
をＲＤＳ変調信号と呼ぶ。
報サービスをデジタルデータとして提供することを目的
としたＲＤＳ放送も知られている。このＲＤＳ放送仕様
は、Ｅ．Ｂ．Ｕ．（European Broadcasting Union ）に
よって規格化され、送信側では、伝送データに差分エン
コードを施し、差分エンコードされた信号で１．１８７
５ｋＨｚのクロックを２相ＰＳＫ変調する。さらに、こ
の２相ＰＳＫ変調信号によって副搬送波である５７ｋＨ
ｚ信号を副搬送波抑圧型振幅変調し、その両側波帯（Ｄ
ＳＢ）信号が音声信号に多重される。この両側波帯信号
をＲＤＳ変調信号と呼ぶ。
【０００５】受信機は、前述の仕様で送信されるＤＳＢ
信号を復調し、Ｅ．Ｂ．Ｕの規格にしたがってデータと
同期をとり、メッセージを解読する事ができる。なお、
ＲＤＳ変調信号の副搬送波は、ステレオ放送を示すパイ
ロット信号（１９ｋＨｚ）の第３次高調波と同相か直交
位相の関係に設定される。
信号を復調し、Ｅ．Ｂ．Ｕの規格にしたがってデータと
同期をとり、メッセージを解読する事ができる。なお、
ＲＤＳ変調信号の副搬送波は、ステレオ放送を示すパイ
ロット信号（１９ｋＨｚ）の第３次高調波と同相か直交
位相の関係に設定される。
【０００６】また、ＲＤＳ信号とＡＲＩ信号とは、同時
送出が可能である。この時、それぞれの副搬送波は同じ
周波数（５７ｋＨｚ）に設定され、その位相は常に直交
位相の関係にある。また、ＲＤＳ変調信号の主搬送波に
対する周波数偏移は±２ｋＨｚであるがＡＲＩ変調信号
と同時送出の場合はＲＤＳ変調信号の周波数偏移は±
１．２ｋＨｚ、ＡＲＩ信号の周波数偏移は±３．５ｋＨ
ｚに設定される。
送出が可能である。この時、それぞれの副搬送波は同じ
周波数（５７ｋＨｚ）に設定され、その位相は常に直交
位相の関係にある。また、ＲＤＳ変調信号の主搬送波に
対する周波数偏移は±２ｋＨｚであるがＡＲＩ変調信号
と同時送出の場合はＲＤＳ変調信号の周波数偏移は±
１．２ｋＨｚ、ＡＲＩ信号の周波数偏移は±３．５ｋＨ
ｚに設定される。
【０００７】図３に音声信号１に多重されたＲＤＳ変調
信号２とＡＲＩ変調信号３のスペクトラムを示す。この
ようなＲＤＳ変調信号を受信機側が認識するには、当
然、専用の復調器が必要となる。以下、これについて図
を参照しながら説明する。図４は、従来のＲＤＳデータ
復調器の例である。ＲＤＳデータ復調器は、アナログ信
号処理技術を用いて復調されたアナログＦＭ復調信号６
からＲＤＳ変調信号を抽出し出力するためのフィルタ手
段４と、その出力７からＲＤＳデータ信号とＲＤＳデー
タ復調のための再生クロック信号を出力するＲＤＳ復調
手段５とで構成される。
信号２とＡＲＩ変調信号３のスペクトラムを示す。この
ようなＲＤＳ変調信号を受信機側が認識するには、当
然、専用の復調器が必要となる。以下、これについて図
を参照しながら説明する。図４は、従来のＲＤＳデータ
復調器の例である。ＲＤＳデータ復調器は、アナログ信
号処理技術を用いて復調されたアナログＦＭ復調信号６
からＲＤＳ変調信号を抽出し出力するためのフィルタ手
段４と、その出力７からＲＤＳデータ信号とＲＤＳデー
タ復調のための再生クロック信号を出力するＲＤＳ復調
手段５とで構成される。
【０００８】従来、このフィルタ手段４は、スイッチト
キャパシタ回路などのアナログフィルタを使用するのが
一般的であり、その出力７には、音声信号から分離され
たＲＤＳ変調信号が現れる。なお、放送局が、ＡＲＩ変
調信号を同時に送出している場合には、ＲＤＳ変調信号
とＡＲＩ変調信号が同時に現れる。
キャパシタ回路などのアナログフィルタを使用するのが
一般的であり、その出力７には、音声信号から分離され
たＲＤＳ変調信号が現れる。なお、放送局が、ＡＲＩ変
調信号を同時に送出している場合には、ＲＤＳ変調信号
とＡＲＩ変調信号が同時に現れる。
【０００９】抽出されたＲＤＳ変調信号、ＡＲＩ変調信
号は、ＲＤＳ復調手段５に入力される。ＲＤＳ復調手段
５は、ＤＳＢ復調用として、コスタスループ型ＰＬＬを
有する。コスタスループ型ＰＬＬは、図５に示すよう
に、乗算器８、９、位相比較器１０、ループフィルタ１
１及び、ＶＣＯ１２から構成される。この型のＰＬＬで
は、副搬送波が存在しなくても同期が行われるのが特徴
であり、ＶＣＯに対して副搬送波が０度、あるいは９０
度で同期が行われる。よって、副搬送波がないＲＤＳ変
調信号を復調するのに適している。
号は、ＲＤＳ復調手段５に入力される。ＲＤＳ復調手段
５は、ＤＳＢ復調用として、コスタスループ型ＰＬＬを
有する。コスタスループ型ＰＬＬは、図５に示すよう
に、乗算器８、９、位相比較器１０、ループフィルタ１
１及び、ＶＣＯ１２から構成される。この型のＰＬＬで
は、副搬送波が存在しなくても同期が行われるのが特徴
であり、ＶＣＯに対して副搬送波が０度、あるいは９０
度で同期が行われる。よって、副搬送波がないＲＤＳ変
調信号を復調するのに適している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した従来
のＲＤＳデータ復調器では、ＲＤＳ変調信号のみが送出
されている場合には、同期検波出力１３からＤＳＢ復調
されたＲＤＳ変調信号が得られるが、ＲＤＳ変調信号と
ＡＲＩ変調信号が同時に送出されている場合は、直交検
波出力１４からＤＳＢ復調されたＲＤＳ変調信号が得ら
れる。これは、ＡＲＩ信号の方がＲＤＳ信号より変調度
が高いため、同時に送出されている場合には、ＡＲＩ変
調信号の方に同期がかかるからであり、ＡＲＩ変調信号
と直交関係にあるＲＤＳ変調信号は、直交検波出力１４
に現れることになる。
のＲＤＳデータ復調器では、ＲＤＳ変調信号のみが送出
されている場合には、同期検波出力１３からＤＳＢ復調
されたＲＤＳ変調信号が得られるが、ＲＤＳ変調信号と
ＡＲＩ変調信号が同時に送出されている場合は、直交検
波出力１４からＤＳＢ復調されたＲＤＳ変調信号が得ら
れる。これは、ＡＲＩ信号の方がＲＤＳ信号より変調度
が高いため、同時に送出されている場合には、ＡＲＩ変
調信号の方に同期がかかるからであり、ＡＲＩ変調信号
と直交関係にあるＲＤＳ変調信号は、直交検波出力１４
に現れることになる。
【００１１】よって、コスタスループ型ＰＬＬを使用す
る場合は、ＡＲＩ変調信号とＲＤＳ変調信号の同時送出
に対応するために信号の切り換えが必要となる。特開昭
６２−２０６９２９に開示されている方法は、この工夫
がなされたものである。特開昭６２−２０６９２９で
は、図５に示すように、同期検波出力１３側にＡＲＩ信
号検出回路１５を設け、ＡＲＩ信号の有無を判定する。
さらに、同期検波出力１３と直交検波出力１４のどちら
か一方を選択するための信号切り換え回路１６が設けら
れ、ＡＲＩ信号検出回路１５の判定結果によって、同期
検波出力１３または直交検波出力１４の一方が後段に出
力され、ＤＳＢ復調されたＲＤＳ信号を取り出すという
ものである。
る場合は、ＡＲＩ変調信号とＲＤＳ変調信号の同時送出
に対応するために信号の切り換えが必要となる。特開昭
６２−２０６９２９に開示されている方法は、この工夫
がなされたものである。特開昭６２−２０６９２９で
は、図５に示すように、同期検波出力１３側にＡＲＩ信
号検出回路１５を設け、ＡＲＩ信号の有無を判定する。
さらに、同期検波出力１３と直交検波出力１４のどちら
か一方を選択するための信号切り換え回路１６が設けら
れ、ＡＲＩ信号検出回路１５の判定結果によって、同期
検波出力１３または直交検波出力１４の一方が後段に出
力され、ＤＳＢ復調されたＲＤＳ信号を取り出すという
ものである。
【００１２】しかしながら、かかる構成では、ＲＤＳ変
調信号とＡＲＩ変調信号とが同時送出された場合、ＡＲ
Ｉ信号検出回路１５でＡＲＩ信号を検出するまでの間
は、ＤＳＢ復調されたＲＤＳ信号を取り出すことができ
ず、ＲＤＳデータの取得に時間がかかるという問題があ
る。
調信号とＡＲＩ変調信号とが同時送出された場合、ＡＲ
Ｉ信号検出回路１５でＡＲＩ信号を検出するまでの間
は、ＤＳＢ復調されたＲＤＳ信号を取り出すことができ
ず、ＲＤＳデータの取得に時間がかかるという問題があ
る。
【００１３】逆に、ＲＤＳ変調信号のみが送出された場
合でも、ステレオ放送を示すパイロット信号（１９ｋＨ
ｚ）がマルチパス等により歪んだ時に生じる３次高調波
に上記のコスタスループ型ＰＬＬがロックしてしまい、
ＡＲＩ信号検出回路１５が、ＡＲＩ信号を検出したと誤
判定し、結果として、信号切り換え回路１６を誤って切
り換えてしまうという問題がある。
合でも、ステレオ放送を示すパイロット信号（１９ｋＨ
ｚ）がマルチパス等により歪んだ時に生じる３次高調波
に上記のコスタスループ型ＰＬＬがロックしてしまい、
ＡＲＩ信号検出回路１５が、ＡＲＩ信号を検出したと誤
判定し、結果として、信号切り換え回路１６を誤って切
り換えてしまうという問題がある。
【００１４】このことから見て、ＲＤＳ復調手段５の前
段で、ＡＲＩ変調信号とＲＤＳ変調信号とを分離し、Ｒ
ＤＳ変調信号のみをＲＤＳ復調手段５に入力させる手法
がＲＤＳデータの取得には都合がよいと考えられる。
段で、ＡＲＩ変調信号とＲＤＳ変調信号とを分離し、Ｒ
ＤＳ変調信号のみをＲＤＳ復調手段５に入力させる手法
がＲＤＳデータの取得には都合がよいと考えられる。
【００１５】ＡＲＩ変調信号を分離するこのような手法
の一例として、Ｅ．Ｂ．Ｕ．の技術資料（Design princ
i ples for VHF/FM radio receivers using the EBUrad
io-data system RDS ）には、ＣＣＤ（Charge Coupled
Device ）による遅延回路によってＡＲＩ変調信号を減
衰させるためのフィルタ手段を構成することが提案され
ている。
の一例として、Ｅ．Ｂ．Ｕ．の技術資料（Design princ
i ples for VHF/FM radio receivers using the EBUrad
io-data system RDS ）には、ＣＣＤ（Charge Coupled
Device ）による遅延回路によってＡＲＩ変調信号を減
衰させるためのフィルタ手段を構成することが提案され
ている。
【００１６】しかしながら、ＡＲＩ変調信号とＲＤＳ変
調信号とは、図３に示すごとく非常に近接しており、Ａ
ＲＩ変調信号のみを減衰させるためには、Ｑの高いフィ
ルタが要求される。よって、この手法では、通過阻止周
波数の素子によるバラツキが避けられず、素子規模も大
きくなるという問題があり、量産には適していない。
調信号とは、図３に示すごとく非常に近接しており、Ａ
ＲＩ変調信号のみを減衰させるためには、Ｑの高いフィ
ルタが要求される。よって、この手法では、通過阻止周
波数の素子によるバラツキが避けられず、素子規模も大
きくなるという問題があり、量産には適していない。
【００１７】本発明は、上記のような課題を解消するた
めに考案されたものであり、回路規模を増大させること
なく高精度にＡＲＩ信号を減衰させ、ＡＲＩ変調信号の
有無に関わらず、常に安定したＲＤＳデータの取得が可
能であり、しかも、従来のようなＡＲＩ信号検出回路や
信号切り換え回路を必要としないＲＤＳデータ復調回路
を提供することを目的とする。
めに考案されたものであり、回路規模を増大させること
なく高精度にＡＲＩ信号を減衰させ、ＡＲＩ変調信号の
有無に関わらず、常に安定したＲＤＳデータの取得が可
能であり、しかも、従来のようなＡＲＩ信号検出回路や
信号切り換え回路を必要としないＲＤＳデータ復調回路
を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明によ
れば、ＲＤＳデータ復調器は、アナログＦＭ復調信号を
入力とし、前記アナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復
調信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、前記
デジタルＦＭ復調信号を入力とし、５７ｋＨｚに伝送零
点を有し、ＡＲＩ変調信号を減衰させるための第１の無
限インパルス応答型フィルタと、前記無限インパルス応
答型フィルタ１の出力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特
性を有し、ＲＤＳ変調信号を抽出するための第２の無限
インパルス応答型フィルタと、前記第２の無限インパル
ス応答型フィルタの出力を入力とし、その入力信号から
ＲＤＳデータ信号とＲＤＳデータ復調のための再生クロ
ック信号とを出力するＲＤＳ復調手段と、を備えて構成
される。
れば、ＲＤＳデータ復調器は、アナログＦＭ復調信号を
入力とし、前記アナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復
調信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、前記
デジタルＦＭ復調信号を入力とし、５７ｋＨｚに伝送零
点を有し、ＡＲＩ変調信号を減衰させるための第１の無
限インパルス応答型フィルタと、前記無限インパルス応
答型フィルタ１の出力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特
性を有し、ＲＤＳ変調信号を抽出するための第２の無限
インパルス応答型フィルタと、前記第２の無限インパル
ス応答型フィルタの出力を入力とし、その入力信号から
ＲＤＳデータ信号とＲＤＳデータ復調のための再生クロ
ック信号とを出力するＲＤＳ復調手段と、を備えて構成
される。
【００１９】請求項２記載の発明によれば、請求項１記
載のＲＤＳデータ復調器における前記第１の無限インパ
ルス応答型フィルタは、その信号処理周期がＲＤＳ信号
の副搬送波の４倍の周波数で行われ、その伝達関数の分
母のＺ-1の項が零であることを特徴とする。
載のＲＤＳデータ復調器における前記第１の無限インパ
ルス応答型フィルタは、その信号処理周期がＲＤＳ信号
の副搬送波の４倍の周波数で行われ、その伝達関数の分
母のＺ-1の項が零であることを特徴とする。
【００２０】請求項３記載の発明によれば、請求項１記
載のＲＤＳデータ復調器における前記第２の無限インパ
ルス応答型フィルタは、その信号処理周期がＲＤＳ信号
の副搬送波の４倍の周波数で行われ、その伝達関数の分
母のＺ-1の項が零であることを特徴とする。
載のＲＤＳデータ復調器における前記第２の無限インパ
ルス応答型フィルタは、その信号処理周期がＲＤＳ信号
の副搬送波の４倍の周波数で行われ、その伝達関数の分
母のＺ-1の項が零であることを特徴とする。
【００２１】
【作用】本発明のＲＤＳデータ復調器は、以上のように
構成したので、アナログ信号処理技術を使用して復調さ
れたアナログＦＭ復調信号が、アナログ／デジタル変換
手段１８によってデジタルＦＭ復調信号１９に変換さ
れ、前記デジタルＦＭ復調信号１９が、５７ｋＨｚに伝
送零点を有し主としてＡＲＩ変調信号を減衰させること
を目的とした第１の無限インパルス応答型フィルタ２０
と、前記第１の無限インパルス応答型フィルタ２０の出
力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特性を有し主としてＲ
ＤＳ変調信号を抽出することを目的とした第２の無限イ
ンパルス応答型フィルタ２２を通過し、ＲＤＳ復調手段
２４に入力される。
構成したので、アナログ信号処理技術を使用して復調さ
れたアナログＦＭ復調信号が、アナログ／デジタル変換
手段１８によってデジタルＦＭ復調信号１９に変換さ
れ、前記デジタルＦＭ復調信号１９が、５７ｋＨｚに伝
送零点を有し主としてＡＲＩ変調信号を減衰させること
を目的とした第１の無限インパルス応答型フィルタ２０
と、前記第１の無限インパルス応答型フィルタ２０の出
力を入力とし、５７ｋＨｚに通過特性を有し主としてＲ
ＤＳ変調信号を抽出することを目的とした第２の無限イ
ンパルス応答型フィルタ２２を通過し、ＲＤＳ復調手段
２４に入力される。
【００２２】よって、ＲＤＳ復調手段２４に入力される
ＡＲＩ変調信号は、十分に減衰させられているため、Ｒ
ＤＳ変調信号とＡＲＩ変調信号とが同時送出された場合
であっても、従来のように、ＡＲＩ信号を検出する必要
がなく、さらに、ＲＤＳ変調信号がノイズの影響を受
け、復調された信号の信頼性が減少してしまうこともな
い。
ＡＲＩ変調信号は、十分に減衰させられているため、Ｒ
ＤＳ変調信号とＡＲＩ変調信号とが同時送出された場合
であっても、従来のように、ＡＲＩ信号を検出する必要
がなく、さらに、ＲＤＳ変調信号がノイズの影響を受
け、復調された信号の信頼性が減少してしまうこともな
い。
【００２３】また、無限インパルス応答型フィルタを使
用することによって、ＡＲＩ変調信号のみを減衰させる
ためのＱの高いフィルタの実現が容易となり、さらに
は、素子による通過阻止周波数のバラツキがなく、素子
の規模も小さいという効果が得られる。
用することによって、ＡＲＩ変調信号のみを減衰させる
ためのＱの高いフィルタの実現が容易となり、さらに
は、素子による通過阻止周波数のバラツキがなく、素子
の規模も小さいという効果が得られる。
【００２４】さらには、第１の無限インパルス応答型フ
ィルタの信号処理周期をＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の
周波数に設定してあるので、その伝達関数の分母のＺ-1
の項を零とすることができる。よって、伝送零点の周波
数をＡＲＩ変調信号の副搬送波に一致させることができ
るので、デジタルフィルタに特有の量子化誤差がなくな
り、高精度にＡＲＩ信号を減衰することができ、ハード
ウエアも削減できる効果が得られる。
ィルタの信号処理周期をＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の
周波数に設定してあるので、その伝達関数の分母のＺ-1
の項を零とすることができる。よって、伝送零点の周波
数をＡＲＩ変調信号の副搬送波に一致させることができ
るので、デジタルフィルタに特有の量子化誤差がなくな
り、高精度にＡＲＩ信号を減衰することができ、ハード
ウエアも削減できる効果が得られる。
【００２５】同様に、第２の無限インパルス応答型フィ
ルタの信号処理周期をＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周
波数に設定してあるので、その伝達関数の分母のＺ-1の
項を零とすることができる。よって、通過中心周波数を
ＡＲＩ変調信号の副搬送波に一致させることができ、デ
ジタルフィルタに特有の量子化誤差がなくなるので、高
精度にＲＤＳ信号を通過させることができ、ハードウエ
アも削減できる効果が得られる。
ルタの信号処理周期をＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周
波数に設定してあるので、その伝達関数の分母のＺ-1の
項を零とすることができる。よって、通過中心周波数を
ＡＲＩ変調信号の副搬送波に一致させることができ、デ
ジタルフィルタに特有の量子化誤差がなくなるので、高
精度にＲＤＳ信号を通過させることができ、ハードウエ
アも削減できる効果が得られる。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面を参
照しつつ詳細に説明する。図１は、本発明の好適な一実
施例としてのＲＤＳデータ復調器を示している。このＲ
ＤＳデータ復調器においては、まず、アナログ信号処理
技術により復調されたアナログＦＭ復調信号１７が、ア
ナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復調信号に変換する
アナログ／デジタル変換手段１８によって、デジタルＦ
Ｍ復調信号１９に変換される。
照しつつ詳細に説明する。図１は、本発明の好適な一実
施例としてのＲＤＳデータ復調器を示している。このＲ
ＤＳデータ復調器においては、まず、アナログ信号処理
技術により復調されたアナログＦＭ復調信号１７が、ア
ナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復調信号に変換する
アナログ／デジタル変換手段１８によって、デジタルＦ
Ｍ復調信号１９に変換される。
【００２７】ついで、５７ｋＨｚに伝送零点を有し主と
してＡＲＩ変調信号を減衰させることを目的とした第１
の無限インパルス応答型フィルタ２０によって、デジタ
ルＦＭ復調信号１９からＡＲＩ変調信号が減衰させられ
た信号２１が得られる。ＡＲＩ変調信号が減衰させられ
た信号２１は、さらに、５７ｋＨｚに通過特性を有し主
としてＲＤＳ変調信号を抽出することを目的とした第２
の無限インパルス応答型フィルタ２２に入力される。第
２の無限インパルス応答型フィルタ２２によってＲＤＳ
変調信号（帯域が同じなのでＡＲＩ変調信号も含まれて
いるが十分減衰させられているので問題ない）２３が得
られ、ＲＤＳ変調信号は、ＲＤＳ復調手段２４に入力さ
れる。
してＡＲＩ変調信号を減衰させることを目的とした第１
の無限インパルス応答型フィルタ２０によって、デジタ
ルＦＭ復調信号１９からＡＲＩ変調信号が減衰させられ
た信号２１が得られる。ＡＲＩ変調信号が減衰させられ
た信号２１は、さらに、５７ｋＨｚに通過特性を有し主
としてＲＤＳ変調信号を抽出することを目的とした第２
の無限インパルス応答型フィルタ２２に入力される。第
２の無限インパルス応答型フィルタ２２によってＲＤＳ
変調信号（帯域が同じなのでＡＲＩ変調信号も含まれて
いるが十分減衰させられているので問題ない）２３が得
られ、ＲＤＳ変調信号は、ＲＤＳ復調手段２４に入力さ
れる。
【００２８】ＲＤＳ復調手段２４は、その入力信号から
ＲＤＳデータ信号２５とＲＤＳデータ復調のための再生
クロック信号２６とを後段へ出力するが、かかる部分に
ついては従来と同様であるので詳細な説明は割愛する。
ＲＤＳデータ信号２５とＲＤＳデータ復調のための再生
クロック信号２６とを後段へ出力するが、かかる部分に
ついては従来と同様であるので詳細な説明は割愛する。
【００２９】図２は、本発明で使用する無限インパルス
応答型フィルタの信号線図である。図２に示すように、
無限インパルス応答型フィルタは、１サンプリング時間
（１／Ｆ）に相当する時間分だけ入力信号を遅延する遅
延手段２７と、入力信号に係数（Ａ１、Ａ２、Ｂ０、Ｂ
１、Ｂ２）を乗じる係数器２８と、複数の入力を加算し
て出力する加算器２９であらわされる。この型の伝達関
数Ｈ（Ｚ）は、次式で表される。
応答型フィルタの信号線図である。図２に示すように、
無限インパルス応答型フィルタは、１サンプリング時間
（１／Ｆ）に相当する時間分だけ入力信号を遅延する遅
延手段２７と、入力信号に係数（Ａ１、Ａ２、Ｂ０、Ｂ
１、Ｂ２）を乗じる係数器２８と、複数の入力を加算し
て出力する加算器２９であらわされる。この型の伝達関
数Ｈ（Ｚ）は、次式で表される。
【００３０】Ｈ（Ｚ）＝（Ｂ0 ＋Ｂ1 Ｚ-1＋Ｂ2 Ｚ-2）
／（１−Ａ1 Ｚ-1−Ａ2 Ｚ-2）
／（１−Ａ1 Ｚ-1−Ａ2 Ｚ-2）
【００３１】図２に示す無限インパルス応答型フィルタ
は係数器２８に乗じる係数（Ａ１、Ａ２、Ｂ０、Ｂ１、
Ｂ２）によってさまざまなフィルタの種類を実現でき
る。例えば、帯域通過型フィルタ特性をもたせたい場
合、伝達関数ＨBPF は、以下の式のようになる。
は係数器２８に乗じる係数（Ａ１、Ａ２、Ｂ０、Ｂ１、
Ｂ２）によってさまざまなフィルタの種類を実現でき
る。例えば、帯域通過型フィルタ特性をもたせたい場
合、伝達関数ＨBPF は、以下の式のようになる。
【００３２】ＨBPF （Ｚ）＝Ｂ（１−Ｚ-2）／（１−Ａ
1 Ｚ-1−Ａ2 Ｚ-2）
1 Ｚ-1−Ａ2 Ｚ-2）
【００３３】さらに、帯域阻止型フィルタ特性をもたせ
たい場合には、伝達関数ＨBEF は、以下の式のようにな
る。
たい場合には、伝達関数ＨBEF は、以下の式のようにな
る。
【００３４】ＨBEF （Ｚ）＝Ｂ（１＋Ｚ-2）／（１−Ａ
1 Ｚ-1−Ａ2 Ｚ-2）
1 Ｚ-1−Ａ2 Ｚ-2）
【００３５】第１の無限インパルス応答型フィルタ２
０、第２の無限インパルス応答型フィルタ２２は、ＨBE
F の式、ＨBPF の式に基づいて構成される。ここで、Ｈ
BEF の式、及びＨBPF の式における各係数は以下の意味
合いをもつことになる。すなわち、Ａ１はそのフィルタ
の通過阻止周波数、あるいは通過中心周波数、Ａ２はそ
のフィルタのＱ、Ｂは通過帯域における入出力の増幅度
を決める要素となる。なお、ＨBEF の式、ＨBPF の式の
フィルタは、必要に応じて、縦列接続することも可能で
ある。
０、第２の無限インパルス応答型フィルタ２２は、ＨBE
F の式、ＨBPF の式に基づいて構成される。ここで、Ｈ
BEF の式、及びＨBPF の式における各係数は以下の意味
合いをもつことになる。すなわち、Ａ１はそのフィルタ
の通過阻止周波数、あるいは通過中心周波数、Ａ２はそ
のフィルタのＱ、Ｂは通過帯域における入出力の増幅度
を決める要素となる。なお、ＨBEF の式、ＨBPF の式の
フィルタは、必要に応じて、縦列接続することも可能で
ある。
【００３６】図２に示すデジタルフィルタは、演算（係
数の乗算）がデジタル処理により行われるため素子のば
らつきといった要素がなく、従来のスイッチトキャパシ
タ回路などのアナログフィルタよりもフィルタの特性は
高精度のものとなり、ＡＲＩ変調信号の減衰を目的とし
たフィルタや、ＲＤＳ変調信号の抽出を目的としたフィ
ルタを少ない素子数で構成するのに最適である。
数の乗算）がデジタル処理により行われるため素子のば
らつきといった要素がなく、従来のスイッチトキャパシ
タ回路などのアナログフィルタよりもフィルタの特性は
高精度のものとなり、ＡＲＩ変調信号の減衰を目的とし
たフィルタや、ＲＤＳ変調信号の抽出を目的としたフィ
ルタを少ない素子数で構成するのに最適である。
【００３７】また、サンプリング周期（１／Ｆ）もフィ
ルタの特性を決める要素であり、本発明では、特に、サ
ンプリング周波数Ｆを５７ｋＨｚ（ＲＤＳ変調信号の副
搬送波）の４倍とし、上記のＨBEF の式、ＨBPF の式に
おけるパラメータＡ１を０と設定している。この結果、
ＨBPF の式で実現される帯域通過型フィルタの通過中心
周波数は、５７ｋＨｚとなり、ＲＤＳ変調信号の副搬送
波と一致することになる。同様に、ＨBEF の式で実現さ
れる帯域阻止型フィルタの通過阻止周波数も５７ｋＨｚ
となり、ＡＲＩ変調信号の副搬送波と一致する。
ルタの特性を決める要素であり、本発明では、特に、サ
ンプリング周波数Ｆを５７ｋＨｚ（ＲＤＳ変調信号の副
搬送波）の４倍とし、上記のＨBEF の式、ＨBPF の式に
おけるパラメータＡ１を０と設定している。この結果、
ＨBPF の式で実現される帯域通過型フィルタの通過中心
周波数は、５７ｋＨｚとなり、ＲＤＳ変調信号の副搬送
波と一致することになる。同様に、ＨBEF の式で実現さ
れる帯域阻止型フィルタの通過阻止周波数も５７ｋＨｚ
となり、ＡＲＩ変調信号の副搬送波と一致する。
【００３８】Ａ１が０であることは、Ａ１が量子化によ
る誤差の影響を受けないこと、換言すれば、ＨBEF の
式、ＨBPF の式で実現されるフィルタの通過阻止周波
数、あるいは通過中心周波数が量子化による影響を受け
ないことを意味する。さらには、零という係数はその係
数器の出力が零ということであり、係数器が不要という
ことになる。
る誤差の影響を受けないこと、換言すれば、ＨBEF の
式、ＨBPF の式で実現されるフィルタの通過阻止周波
数、あるいは通過中心周波数が量子化による影響を受け
ないことを意味する。さらには、零という係数はその係
数器の出力が零ということであり、係数器が不要という
ことになる。
【００３９】以上、説明したとおり、サンプリング周期
（１／Ｆ）を、ＲＤＳ変調信号の副搬送波の４倍とする
ことで、そのフィルタの伝達関数の分母のＺ-1の項を零
にでき、高精度のフィルタを簡単な演算で構成すること
が可能となり、しかもハードウエアの削減につながる。
（１／Ｆ）を、ＲＤＳ変調信号の副搬送波の４倍とする
ことで、そのフィルタの伝達関数の分母のＺ-1の項を零
にでき、高精度のフィルタを簡単な演算で構成すること
が可能となり、しかもハードウエアの削減につながる。
【００４０】上記に説明のように、ＡＲＩ変調信号は、
第１の無限インパルス応答型フィルタ２０によって、高
精度に減衰させられる。その出力からはＡＲＩ変調信号
が減衰させられた信号２１が得られ、第２の無限インパ
ルス応答型フィルタ２２によって、ＲＤＳ変調信号と減
衰させられたＡＲＩ変調信号とが抽出され、ＲＤＳ復調
手段２４に信号２３として入力される。ここで、ＡＲＩ
変調信号はＲＤＳ変調信号より十分小さく、ＲＤＳ復調
手段の内部にあるコスタスループＰＬＬ回路３３がＡＲ
Ｉ変調信号やパイロット信号の高調波に同期するとはな
く、ＲＤＳ変調信号に同期がかかる。よって、ＡＲＩ変
調信号の有無に関わらず同期検波出力３４からＤＳＢ復
調信号が得られ、従来のような同期検波出力３４と、直
交検波出力３５との切り換えを行う信号切り換え回路が
不要となる。
第１の無限インパルス応答型フィルタ２０によって、高
精度に減衰させられる。その出力からはＡＲＩ変調信号
が減衰させられた信号２１が得られ、第２の無限インパ
ルス応答型フィルタ２２によって、ＲＤＳ変調信号と減
衰させられたＡＲＩ変調信号とが抽出され、ＲＤＳ復調
手段２４に信号２３として入力される。ここで、ＡＲＩ
変調信号はＲＤＳ変調信号より十分小さく、ＲＤＳ復調
手段の内部にあるコスタスループＰＬＬ回路３３がＡＲ
Ｉ変調信号やパイロット信号の高調波に同期するとはな
く、ＲＤＳ変調信号に同期がかかる。よって、ＡＲＩ変
調信号の有無に関わらず同期検波出力３４からＤＳＢ復
調信号が得られ、従来のような同期検波出力３４と、直
交検波出力３５との切り換えを行う信号切り換え回路が
不要となる。
【００４１】また、ＤＳＢ復調に要する時間もＡＲＩ変
調信号の有無によらず一定となるため、常に安定なＲＤ
Ｓデータの供給が可能となる。ＤＳＢ復調されたＲＤＳ
変調信号は、２相ＰＳＫ復調手段３６によって２相ＰＳ
Ｋ復調され、同時にクロック再生手段３７によって、再
生クロック信号２６を出力する。２相ＰＳＫ復調された
信号は差分デコード手段３８により差分デコードされＲ
ＤＳデータ信号２５として出力される。
調信号の有無によらず一定となるため、常に安定なＲＤ
Ｓデータの供給が可能となる。ＤＳＢ復調されたＲＤＳ
変調信号は、２相ＰＳＫ復調手段３６によって２相ＰＳ
Ｋ復調され、同時にクロック再生手段３７によって、再
生クロック信号２６を出力する。２相ＰＳＫ復調された
信号は差分デコード手段３８により差分デコードされＲ
ＤＳデータ信号２５として出力される。
【００４２】なお、本発明では、帯域阻止型フィルタを
帯域通過型フィルタより前段に設けるようにしている。
これは、帯域阻止型フィルタは、Ｑが高いため群遅延歪
みによる影響を受けやすいので、群遅延歪みを受けてい
る帯域通過型フィルタの出力を帯域阻止型フィルタに入
力すると、ＡＲＩ成分がきれいに減衰できないことによ
る。
帯域通過型フィルタより前段に設けるようにしている。
これは、帯域阻止型フィルタは、Ｑが高いため群遅延歪
みによる影響を受けやすいので、群遅延歪みを受けてい
る帯域通過型フィルタの出力を帯域阻止型フィルタに入
力すると、ＡＲＩ成分がきれいに減衰できないことによ
る。
【００４３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のＲＤＳデ
ータ復調器によれば、従来のようなＡＲＩ検出回路及び
信号切り換え回路が不要となる。また、デジタルフィル
タで実現されたフィルタは、演算（係数の乗算）がデジ
タル処理により行われるため素子のばらつきといった要
素がなく、従来のスイッチトキャパシタ回路などのアナ
ログフィルタよりもフィルタの特性は高精度のものとな
る。さらには、無限インパルス応答型フィルタを使用す
ることにより、回路規模を小さくすることができる。
ータ復調器によれば、従来のようなＡＲＩ検出回路及び
信号切り換え回路が不要となる。また、デジタルフィル
タで実現されたフィルタは、演算（係数の乗算）がデジ
タル処理により行われるため素子のばらつきといった要
素がなく、従来のスイッチトキャパシタ回路などのアナ
ログフィルタよりもフィルタの特性は高精度のものとな
る。さらには、無限インパルス応答型フィルタを使用す
ることにより、回路規模を小さくすることができる。
【００４４】また、無限インパルス応答型フィルタの信
号処理周期をＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数とす
ることで、その伝達関数の分母のＺ-1の項を零とするこ
とができ、伝送零点あるいは通過帯域の周波数をＲＤＳ
変調信号やＡＲＩ変調信号の副搬送波に一致させること
ができる。よって、デジタルフィルタに特有の量子化誤
差がなくなるので、高精度に目標信号を減衰、または抽
出でき、ハードウエアの規模も１層削減できる。
号処理周期をＲＤＳ信号の副搬送波の４倍の周波数とす
ることで、その伝達関数の分母のＺ-1の項を零とするこ
とができ、伝送零点あるいは通過帯域の周波数をＲＤＳ
変調信号やＡＲＩ変調信号の副搬送波に一致させること
ができる。よって、デジタルフィルタに特有の量子化誤
差がなくなるので、高精度に目標信号を減衰、または抽
出でき、ハードウエアの規模も１層削減できる。
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】実施例における無限インパルス応答型フィルタ
の信号線図である。
の信号線図である。
【図３】音声信号に多重されたＲＤＳ変調信号とＡＲＩ
変調信号のスペクトラム図である。
変調信号のスペクトラム図である。
【図４】従来のＲＤＳデータ復調器の構成図である。
【図５】従来のコスタスループ型ＰＬＬの構成図であ
る。
る。
１ ・・・・ 音声信号 ２ ・・・・ ＲＤＳ変調信号 ３ ・・・・ ＡＲＩ変調信号 ４ ・・・・ フィルタ手段 ５ ・・・・ ＲＤＳ復調手段 ８ ・・・・ 乗算器 ９ ・・・・ 乗算器 １０ ・・・・ 位相比較器 １１ ・・・・ ループフィルタ １２ ・・・・ ＶＣＯ １５ ・・・・ ＡＲＩ信号検出回路 １６ ・・・・ 信号切り換え回路 １８ ・・・・ デジタル／アナログ変換手段 ２０ ・・・・ 無限インパルス応答型フィルタ ２２ ・・・・ 無限インパルス応答型フィルタ ２４ ・・・・ ＲＤＳ復調手段 ２７ ・・・・ 遅延手段 ２８ ・・・・ 係数器 ２９ ・・・・ 加算器 ３６ ・・・・ ２相ＰＳＫ復調手段 ３７ ・・・・ クロック再生手段 ３８ ・・・・ 差分デコード手段
Claims (3)
- 【請求項１】 アナログＦＭ復調信号を入力とし、前記
アナログＦＭ復調信号をデジタルＦＭ復調信号に変換す
るアナログ／デジタル変換手段と、 前記デジタルＦＭ復調信号を入力とし、５７ｋＨｚに伝
送零点を有し、ＡＲＩ変調信号を減衰させるための第１
の無限インパルス応答型フィルタと、 前記無限インパルス応答型フィルタ１の出力を入力と
し、５７ｋＨｚに通過特性を有し、ＲＤＳ変調信号を抽
出するための第２の無限インパルス応答型フィルタと、 前記第２の無限インパルス応答型フィルタの出力を入力
とし、その入力信号からＲＤＳデータ信号とＲＤＳデー
タ復調のための再生クロック信号とを出力するＲＤＳ復
調手段と、を備えたＲＤＳデータ復調器。 - 【請求項２】 前記第１の無限インパルス応答型フィル
タは、その信号処理周期がＲＤＳ信号の副搬送波の４倍
の周波数で行われ、その伝達関数の分母のＺ-1の項が零
であることを特徴とする請求項１に記載のＲＤＳデータ
復調器。 - 【請求項３】 前記第２の無限インパルス応答型フィル
タは、その信号処理周期がＲＤＳ信号の副搬送波の４倍
の周波数で行われ、その伝達関数の分母のＺ-1の項が零
であることを特徴とする請求項１に記載のＲＤＳデータ
復調器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06626298A JP3671111B2 (ja) | 1998-03-02 | 1998-03-02 | Ｒｄｓデータ復調器 |
| DE69937018T DE69937018T2 (de) | 1998-03-02 | 1999-03-01 | RDS Demodulator für den Empfang von Rundfunkprogrammen die Radiodatensignalen und Autofahrer Rundfunkinformationsignalen (ARI) enthalten, mit einer digitalen Filtervorrichtung die eine hohe Dämpfung des ARI Signals bewirkt |
| US09/259,286 US6556631B1 (en) | 1998-03-02 | 1999-03-01 | RDS data demodulator capable of precisely attenuating ARI signal |
| EP99102846A EP0949772B1 (en) | 1998-03-02 | 1999-03-01 | Radio Data System (RDS) demodulator for receiving broadcast programmes carrying both Radio Data signals and ARI signals, comprising a digital filter means for obtaining a high attenuation of ARI signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06626298A JP3671111B2 (ja) | 1998-03-02 | 1998-03-02 | Ｒｄｓデータ復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11252032A true JPH11252032A (ja) | 1999-09-17 |
| JP3671111B2 JP3671111B2 (ja) | 2005-07-13 |
Family
ID=13310775
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06626298A Expired - Fee Related JP3671111B2 (ja) | 1998-03-02 | 1998-03-02 | Ｒｄｓデータ復調器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6556631B1 (ja) |
| EP (1) | EP0949772B1 (ja) |
| JP (1) | JP3671111B2 (ja) |
| DE (1) | DE69937018T2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10111590B4 (de) * | 2001-03-10 | 2004-05-06 | Harman Becker Automotive Systems (Becker Division) Gmbh | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Demodulation des RDS-Signals |
| SE0104403D0 (sv) * | 2001-12-21 | 2001-12-21 | Bang & Olufsen Powerhouse As | Attenuation control for digital power converters |
| EP1432157B1 (en) * | 2002-12-20 | 2007-09-19 | Sony Deutschland GmbH | Method for separating a RDS signal component and signal receiver |
| US20050289447A1 (en) * | 2004-06-29 | 2005-12-29 | The Boeing Company | Systems and methods for generating and storing referential links in a database |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62206929A (ja) | 1986-03-06 | 1987-09-11 | Mitsubishi Electric Corp | ラジオデ−タ復調回路 |
| NL8802961A (nl) * | 1988-12-01 | 1990-07-02 | Philips Nv | Fm-ontvanger. |
| US5357574A (en) * | 1992-12-14 | 1994-10-18 | Ford Motor Company | Coherent signal generation in digital radio receiver |
| JP3132802B2 (ja) | 1995-09-06 | 2001-02-05 | シャープ株式会社 | Ｆｍ多重受信装置 |
-
1998
- 1998-03-02 JP JP06626298A patent/JP3671111B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-03-01 EP EP99102846A patent/EP0949772B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-01 US US09/259,286 patent/US6556631B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-01 DE DE69937018T patent/DE69937018T2/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
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|---|---|
| EP0949772A2 (en) | 1999-10-13 |
| EP0949772A3 (en) | 2001-12-05 |
| US6556631B1 (en) | 2003-04-29 |
| DE69937018T2 (de) | 2008-06-26 |
| EP0949772B1 (en) | 2007-09-05 |
| JP3671111B2 (ja) | 2005-07-13 |
| DE69937018D1 (de) | 2007-10-18 |
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