DE102010019706B4

DE102010019706B4 - Vorrichtung und Verfahren zur Rückgewinnung des Pilottonsignals

Info

Publication number: DE102010019706B4
Application number: DE102010019706.8A
Authority: DE
Inventors: Dieter Tiroch
Original assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Current assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date: 2010-03-05
Filing date: 2010-05-07
Publication date: 2015-06-11
Anticipated expiration: 2030-05-08
Also published as: DE102010019706A1

Abstract

Vorrichtung (8) zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung eines Pilottonsignals (1) aus einem Eingangssignal (7), welches an einem Eingang eines ersten Mischers (32) anliegt, wobei ein erster Eingang eines zweiten Mischers (36) über einen gesteuerten Oszillator (35) und eine Frequenz- und Phasenschätzeinheit (34), welche den gesteuerten Oszillator (35) ansteuert, mit einem Ausgang des ersten Mischers (32) verbunden ist und wobei eine Referenzpilottoneinheit (37) mit je einem anderen Eingang der beiden Mischer (32, 36) direkt oder indirekt verbunden ist.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Rückgewinnung eines Pilottonsignals insbesondere in einem FM-Stereo Empfänger (FM engl. frequency modulation; dt. Frequenzmodulation).
Die ersten Rundfunksender im Ultrakurzwellenbereich verwendeten zwar im Gegensatz zu den Rundfunksendern im Lang- und Mittelwellenbereich keine Amplitudenmodulation, sondern eine Frequenzmodulation, allerdings erfolgte die Audioübertragung zu Beginn ebenfalls ausschließlich monoaural (Mono). Im Zuge weiterer technischer Entwicklungen wurde ein zweiter Audiokanal geschaffen, so dass ein räumlicher, stereofoner Klangeindruck entsteht. Das Stereo-Rundfunksystem sollte dabei zum bestehenden Mono-Rundfunksystem kompatibel sein. FM-Stereo Empfänger verarbeiten neben einem FM-Stereo Signal auch ein FM-Mono Signal, wohingegen FM-Mono Empfänger in der Lage sein müssen, ein FM-Stereo Signal in Monoqualität wiederzugeben.
Mit einem Multiplexverfahren können dabei mehrere Informationssignale im gleichen Sendekanal gleichzeitig übertragen werden. Bei dem FM-Stereo Rundfunk kommt das Frequenzmultiplexverfahren zum Einsatz, in welchem die unterschiedlichen Signale auf verschiedene Trägerfrequenzen moduliert werden. Hierfür wird aus dem rechten Kanal (R) und dem linken Kanal (L) des zu sendenden Audiosignals ein Summensignal (S) gebildet, wobei gilt: S = L + R. Dieses Signal wird, wie zuvor das Monosignal, frequenzmoduliert gesendet. Dadurch ist die Abwärtskompatibilität gewährleistet. Weiterhin wird ein Differenzsignal (D) gebildet, wobei gilt: D = L – R. Das Differenzsignal wird mit einer Trägerfrequenz von 38 kHz amplitudenmoduliert, wobei dieser Hilfsträger unterdrückt wird. Die Trägerfrequenz liegt so hoch, dass eine Lücke zwischen dem unteren Seitenband des Differenzsignals (38 kHz – 15 kHz = 23 kHz) und der höchsten Signalfrequenz (15 kHz) des Summensignals bestehen bleibt.
Zur Demodulation muss der Hilfsträger (38 kHZ) wieder hinzugefügt werden. Dies gelingt mit Hilfe eines 19 kHz Pilottonsignals der zum Hilfsträger phasenkohärent gekoppelt ist. Das Pilottonsignal wird in der Lücke zwischen dem Sendeband des Summensignals und dem Sendeband des Differenzsignals übertragen und innerhalb des FM-Stereo Empfängers verdoppelt und zu Demodulation des Differenzsignals benutzt. Wichtig dabei ist die phasenstarre Verkopplung zwischen dem 38 kHz Hilfsträger und dem 19 kHz Pilottonsignal. Erkennt der FM-Stereo Empfänger das Pilottonsignal, so schaltet dieser auf Stereo Empfang um, ansonsten wird einzig das Summensignal als Monosignal ausgegeben. Ein FM-Mono Empfänger gibt einzig das Summensignal aus. Das Pilottonsignal wird zwar ebenfalls mit ausgegeben, allerdings beträgt der Hub des Pilottonsignals maximal 10% des Gesamthubs, was dazu führt, dass das Pilottonsignal von den wenigsten Menschen gehört werden kann.
Durch den geringen Hub des Pilottonsignals und das Auftreten von Dopplereffekten bei sich bewegenden FM-Stereo Empfängern kann das 19 kHz Pilottonsignal nicht direkt zur Demodulation des Differenzsignals eingesetzt werden.
Mit FM-Stereo Sendern sind heute nicht mehr ausschließlich Rundfunksender gemeint. Viele Länder haben bereits die Erlaubnis erteilt, dass in dem Frequenzbereich, der zum Rundfunkempfang dient, von jedem mit verringerter Sendeleistung, ein FM-Signal gesendet werden darf. Neue Mobiltelefone besitzen eine FM-Sendeeinheit, die es dem Benutzer z. B. erlaubt, Musikdateien während einer Autofahrt auf dem Mobiltelefon abzuspielen und diese gleichzeitig über das Autoradio zu empfangen und anzuhören. Moderne Schnittstellen wie Bluetooth oder USB (engl. universal serial bus; dt. universeller serieller Bus) sind hierzu nicht notwendig. Allerdings muss dabei sichergestellt sein, dass das von den Mobilfunktelefonen erzeugte FM-Signal den zugelassenen Normen entspricht und die vorgegebenen Grenzwerte nicht überschreitet. Hierzu sind Mobilfunktester notwendig, die das von dem Mobilfunktelefon erzeugte FM-Signal demodulieren und z. B. auf den Klirrfaktor oder das Signal-Rausch-Verhältnis untersuchen. Damit diese Messungen durchgeführt werden können, muss das Differenzsignal in dem Mobilfunktester mit einem zum Pilottonsignal phasen- und frequenzkohärenten Signal demoduliert werden.
In der DE 28 07 600 C3 ist die Erzeugung eines solchen phasen- und frequenzkohärenten Signals in einem FM-Stereo Empfänger gezeigt. Die Schaltung beinhaltet einen Oszillator, welcher mit einer Frequenz von 19 kHz schwingt. Das Ausgangssignal der Schaltung wird einer PLL-Regelschleife (engl. phase locked loop; dt. Phasenregelschleife) zugeführt. Diese PLL-Regelschleife vergleicht den 19 kHz Pilotton nach Frequenz und Phase mit dem 19 kHz Oszillatorsignal. Im eingeschwungenen Zustand werden durch die PLL-Regelschleife die Frequenz und die Phase des Oszillatorsignals bzgl. des 19 kHz Pilottons nachgeführt. Mit diesem durch die PLL-Regelschleife erzeugten, zum Pilotton phasenkohärenten Signal, wird das Differenzsignal anschließend demoduliert.
Nachteilig an der DE 28 07 600 C3 ist, dass aufgrund der Rückführung des Ist-Signals innerhalb der PLL-Regelschleife immer eine Einschwingzeit vorhanden ist. Gerade bei niedrigen Frequenzen bedeutet diese Einschwingzeit im Vergleich zum gesamten Demodulations- und Testprozess einen nicht zu vernachlässigenden Zeitfaktor für einen in der Serienproduktion eingesetzten Mobilfunktester.
Die EP 1 619 804 A2 betrifft ein FM-Empfangsgerät mit einem Störungsdetektor zur Detektion einer Empfangsstörung, ermittelt aus einer Abweichung eines demodulierten Pilottons mit einer Pilotton-Referenzfrequenz, die von einem Oszillator im Empfangsgerät erzeugt wird. Die Pilottondifferenz wird dabei mit Hilfe eines Mischers gewonnen, der zum Mischen eines FM-Rundfunksignals mit der Pilotton-Referenzfrequenz dient. Eine zuverlässige Störungsdetektion kann gewährleistet werden, da der Pilotton bei FM-Rundfunksignalen immer ausgesendet wird.
Die DE 693 04 933 T2 beschreibt einen digitalen Rundfunkempfänger zur Erzeugung eines kohärenten Signals als Reaktion auf ein FM-Stereoeingangssignal. Dabei wird aus dem FM-Basisbandsignal das Pilotsignal mit Hilfe eines digitalen Bandpasses extrahiert, um ein kohärentes Digitalsignal zu erzeugen. Dies geschieht unter Verwendung von adaptiven Filterverfahren, um ein schnelleres Synchronisieren mit dem gewünschten Signal zu erreichen.
Es ist daher die Aufgabe dieser Erfindung, eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Rückgewinnung des – Pilottonsignals in einem FM-Stereo Empfänger zu schaffen.
Diese Aufgabe wird durch die erfindungsgemäße Vorrichtung gemäß dem Anspruch 1 und durch das erfindungsgemäße Verfahren gemäß dem Anspruch 9 gelöst. In den Unteransprüchen sind vorteilhafte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Vorrichtung und des erfindungsgemäßen Verfahrens dargestellt.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung eines Pilottonsignals aus einem Eingangssignal weist einen ersten Mischer auf, an dessen erstem Eingang das Eingangssignal anliegt. Mit einem Ausgang des ersten Mischers ist der erste Eingang eines zweiten Mischers über einen numerisch gesteuerten Oszillator und eine Frequenz- und Phasenschätzeinheit verbunden. Der Ausgang einer Referenzpilottoneinheit ist mit je einem Eingang des ersten und des zweiten Mischers verbunden.
Besonders vorteilhaft dabei ist, wenn keine Rückführung eines Ausgangssignals erfolgt, wie dies z. B. bei einer PLL-Regelschleife der Fall ist. Dadurch kann deutlich schneller ein zum Pilottonsignal phasen- und frequenzkohärentes Signal erzeugt werden. Die Demodulation des FM-Stereo Signals gelingt dadurch deutlich schneller als bei Verwendung einer PLL-Regelschleife, wodurch die Testzeit für das Mobilfunktelefon weiter reduziert wird.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird in einem ersten Schritt ein Eingangssignal P an einen ersten Eingang des ersten Mischers und ein Referenzpilottonsignal R an den zweiten Eingang des ersten Mischers angelegt. Der erste Mischer gibt dabei ein Ausgangssignal F aus, wobei gilt F = P·R*. In einem zweiten Schritt wird das Signal F einer Frequenz- und Phasenschätzeinheit zugeführt. Diese berechnet eine Differenzfrequenz und Differenzphase zwischen dem konjugiert komplexen Referenzpilottonsignal R* und dem Eingangssignal P. In einem weiteren Schritt wird durch die Frequenz- und Phasenschätzeinheit eine digitale Stellgröße, die die Differenzfrequenz und die Differenzphase enthält, an einen numerisch gesteuerten Oszillator ausgegeben. Dieser erzeugt ein Differenzsignal mit der Differenzfrequenz und der Differenzphase. In einem weiteren Schritt wird durch einen weiteren Mischer ein zum Pilottonsignal phasen- und frequenzkohärentes Ausgangssignal erzeugt, indem einem Eingang des zweiten Mischers das vom numerisch gesteuerten Oszillator erzeugte Differenzsignal zugeführt wird. Einem weiteren Eingang des zweiten Mischers wird dabei das Referenzpilottonsignal R zugeführt. In einem letzten Schritt werden die vorangegangenen Schritte wiederholt, so dass das Ausgangssignal am zweiten Mischer dauerhaft phasen- und frequenzkohärent zu dem Pilottonsignal ist.
Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist, dass das Eingangssignal durch eine Phasenverschiebungseinheit um 90° verschoben ist und einem weiteren Eingang des ersten Mischers zugeführt ist. Dadurch ist es möglich, dass eine Frequenz- und Phasenschätzeinheit auf Grundlage der logarithmierten-Likelihood-Funktion verwendet werden kann.
Außerdem es von Vorteil ist, wenn alle Einheiten, wie z. B. die beiden Mischer, die Frequenz- und Phasenschätzeinheit, der numerisch gesteuerte Oszillator und die Referenzpilottoneinheit in einem digitalen Signalprozessor realisiert sind. Dadurch kann einerseits ein nicht unerheblicher Anteil an Bauteilen eingespart werden und andererseits können vorhandene Rundfunktestgeräte sehr einfach mit der phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals durch eine Softwareaktualisierung nachgerüstet werden. Außerdem sind dadurch weitere Optimierungen und Verbesserungen jederzeit sehr einfach möglich.
Verschiedene Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung beispielhaft beschrieben. Gleiche Gegenstände weisen dieselben Bezugszeichen auf. Die entsprechenden Figuren der Zeichnung zeigen im Einzelnen:
1 ein vereinfachtes Amplituden-Frequenzdiagramm eines Stereo-Multiplexsignals zur erfindungsgemäßen phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals;
2A einen FM-Stereo Empfänger mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals;
2B einen digitalen FM-Stereo Empfänger mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals;
3A ein Übersichtsschaltbild der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals;
3B ein Übersichtsschaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals;
3C ein Übersichtsschaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals;
4 eine Darstellung des Signals am Ausgang des ersten Mischers; und
5 ein Flussdiagramm für die erfindungsgemäße phasen- und frequenzkohärente Rückgewinnung des Pilottonsignals.
1 zeigt ein vereinfachtes Amplituden-Frequenzdiagramm eines FM-Stereo-Multiplexsignals zur erfindungsgemäßen phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals 1. Auf der Abszisse ist die Frequenz in kHz aufgetragen und auf der Ordninate ist der Hub in % aufgetragen. Für das Summensignal 2 (L + R) steht ein Frequenzbereich von ca. 40 Hz bis ca. 15 kHz bei einem Gesamthub von maximal 45% zu Verfügung. Das Pilottonsignal 1 weist eine Frequenz von 19 kHz und einen maximalen Hub von 10% auf. Für das Differenzsignal 3 steht ein Frequenzbereich von ca. 23 kHz bis ca. 53 kHz zu Verfügung, wobei das untere Seitenband des Differenzsignals 3 einen Frequenzbereich von ca. 23 kHz bis ca. 38 kHz und das obere Seitenband des Differenzsignals 3 einen Frequenzbereich von ca. 38 kHz bis ca. 53 kHz aufweist. Für jedes Seitenband des Differenzsignals 3 steht maximal ein Hub von 22,5% zu Verfügung. Das Differenzsignal 3 ist mit einem zum Pilottonsignal phasen- und frequenzkohärenten Hilfsträger amplitudenmoduliert. Dieser Hilfsträger weist eine Frequenz von 38 kHz auf und wird durch eine Frequenzverdopplung des Pilottonsignals 1 erzeugt. Der Hilfsträger ist allerdings unterdrückt.
In dem in 1 dargestellten Amplituden-Frequenzdiagramm wurde aus Gründen der Übersichtlichkeit auf die Darstellung von einem Radio-Daten-System verzichtet. Innerhalb der Senderbandbreite können im FM-Stereo-Multiplexsignal weitere Informationen, wie z. B. aktuelle Verkehrsinformationen übertragen werden. Das RDS-Signal (engl. radio data system; dt. Radiodatensystem) nutzt dabei ein digitales Zweiseitenbandverfahren mit einer Trägerfrequenz von 57 kHz. Diese Trägerfrequenz ist dreimal so groß wie das Pilottonsignal 1 und um 90° gegenüber dem Pilottonsignal 1 verschoben. Die Trägerfrequenz ist dabei dem mit Pilottonsignal 1 phasenstarr verkoppelt. Das RDS-Signal wird kontinuierlich mit 1187,5 bit/s gesendet, wobei die Trägerfrequenz des RDS-System ebenfalls unterdrückt ist.
2A zeigt, zum besseren Verständnis, einen FM-Stereo Empfänger, der überwiegend mit analogen Bauteilen aufgebaut ist, mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung 8 zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals 1. Ein Eingangssignal 7 liegt dabei an einem Tiefpass 10, an einem Bandpass 9 und an der erfindungsgemäßen Vorrichtung 8 zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals 1 an. Bei dem Eingangssignal 7 handelt es sich um ein bereits demoduliertes FM-Multiplexsignal. Der Tiefpass 10 lässt einzig das Summensignal 2 0,5·(L + R), welches einen Frequenzbereich von ca. 40 Hz bis ca. 15 kHz aufweist, hindurch. Der Bandpass 9 lässt einzig Signalanteile des Eingangssignals 7 hindurch, die in einem Frequenzbereich von ca. 23 kHz bis ca. 53 kHz liegen. Dabei handelt es sich um das Differenzsignal 3 0,5·(L – R).
Der Ausgang des Bandpass 9 wird mit einem Eingang eines Addierers 12 verbunden. Der erfindungsgemäßen Vorrichtung 8 zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals 1 wird an ihrem Eingang das Eingangssignal 7 zugeführt, dessen Amplituden- und Frequenzdiagramm in 1 dargestellt ist. An dem Ausgang der erfindungsgemäßen Vorrichtung 8 wird ein Signal zu Verfügung gestellt, welches phasen- und frequenzkohärent zu dem Pilottonsignal 1 ist, welches am Eingang der erfindungsgemäßen Vorrichtung 8 anliegt. Dieses Signal wird anschließend in einer Frequenzverdopplungseinheit 11 von 19 kHz auf 38 kHz verdoppelt, wobei das 38 kHz Signal am Ausgang der Frequenzverdoppelungseinheit 11 weiterhin phasenstarr mit dem 19 kHz Signal am Eingang der Frequenzverdoppelungseinheit 11 und damit mit dem Pilottonsignal 1 verkoppelt ist.
Das 38 kHz Signal am Ausgang der Frequenzverdoppelungseinheit 11 wird einem Eingang des Addierers 12 zugeführt. Einem anderen Eingang des Addierers 12 wird das Differenzsignal 3 zugeführt. Am Ausgang des Addierers 12 steht das Differenzsignal 3 0,5·(L – R) zusammen mit dem phasen- und frequenzkohärenten Hilfsträgersignal (38 kHz) zu Verfügung. Das Differenzsignal 3 und das Hilfsträgersignal werden Dioden 13, 14 zugeführt, die antiparallel zueinander geschaltet sind. Die Anode der Diode 13 ist mit dem Ausgang des Addierers 12 verbunden. Die Kathode der Diode 13 ist dabei mit einem Tiefpass 15 verbunden. Dagegen ist die Kathode der Diode 14 mit dem Addierer 12 und die Anode der Diode 14 mit einem Tiefpass 16 verbunden. Durch die Dioden 13, 14 und die Tiefpässe 15, 16 findet eine Amplitudendemodulation des Differenzsignals 3 statt. Am Ausgang des Tiefpass 15 steht das demodulierte Differenzsignal 3 0,5·(L – R) bereit. Am Ausgang des Tiefpass 16 steht das demodulierte inverse Differenzsignal 3 0,5·(–(L – R)) bereit.
Der Ausgang des Tiefpass 15 ist mit einem ersten Anschluss des Widerstands 17 verbunden. Am zweiten Anschluss des Widerstands 17 liegt das Audiosignal für den linken Kanal 21 an. Der Ausgang des Tiefpass 16 ist mit einem ersten Anschluss des Widerstands 20 verbunden. Am zweiten Anschluss des Widerstands 20 liegt das Audiosignal für den rechten Kanal 22 an. Der linke Kanal 21 ist mit einem ersten Anschluss des Widerstands 18 und der rechte Kanal 22 ist mit einem ersten Anschluss des Widerstands 19 verbunden. Beide Widerstände 18, 19 sind an ihren zweiten Anschlüssen einerseits miteinander und andererseits mit dem Ausgang des Tiefpass 10, über den das Summensignal 2 zugeführt wird, verbunden. Das Audiosignal des linken Kanals 21 setzt sich aus einer Addition der Signalkomponente 0,5·(L – R) und der Signalkomponente 0,5·(L + R) zusammen. Das Audiosignal des rechten Kanals 22 setzt sich aus einer Addition der Signalkomponente 0,5·(–(L – R)) und der Signalkomponente 0,5·(L + R) zusammen.
2B zeigt einen vollständig digital aufgebauten FM-Stereo Empfänger mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung 8 zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals 1. Ein Eingangssignal 7 liegt dabei an einem Tiefpass 10, an einem Bandpass 9 und an der erfindungsgemäßen Vorrichtung 8 zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals 1 an. Bei dem Eingangssignal 7 handelt es sich um ein bereits demoduliertes FM-Multiplexsignal. Der Tiefpass 10 lässt einzig das Summensignal 2, welches einen Frequenzbereich von ca. 40 Hz bis ca. 15 kHz aufweist, hindurch. Der Bandpass 9 lässt einzig Signalanteile des Eingangssignals 7 hindurch, die in einem Frequenzbereich von ca. 23 kHz bis ca. 53 kHz liegen. Dabei handelt es sich um das Differenzsignal 3. Sowohl der Tiefpass 10, als auch der Bandpass 9 sind als digitale Filter z. B. in einem digitalen Signalprozessor realisiert.
Der Ausgang des Bandpass 9 wird mit einem Eingang einer Demodulationseinheit 23 verbunden. Bei der Demodulationseinheit 23 handelt es sich um einen DSB-SC Demodulator (engl. double-sideband suppressed-carrier transmission; dt. Zweiseitenband-Amplitudenmodulation mit unterdrücktem Träger). Der erfindungsgemäßen Vorrichtung 8 zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals 1 wird an ihrem Eingang das Eingangssignal 7 zugeführt, dessen Amplituden- und Frequenzdiagramm in 1 dargestellt ist. An dem Ausgang der erfindungsgemäßen Vorrichtung 8 wird ein Signal zu Verfügung gestellt, welches phasen- und frequenzkohärent zu dem Pilottonsignal 1 ist, das am Eingang der erfindungsgemäßen Vorrichtung 8 anliegt. Dieses Signal wird anschließend in einer Frequenzverdopplungseinheit 11 von 19 kHz auf 38 kHz verdoppelt, wobei das 38 kHz Signal. am Ausgang der Frequenzverdoppelungseinheit 11 weiterhin phasenstarr mit dem 19 kHz Signal am Eingang der Frequenzverdoppelungseinheit 11 und damit mit dem Pilottonsignal 1 verkoppelt ist. Die Frequenzverdoppelungseinheit 11 ist z. B. innerhalb eines digitalen Signalprozessors realisiert.
Das 38 kHz Signal am Ausgang der Frequenzverdoppelungseinheit 11 wird einem Eingang der Demodulationseinheit 23 zugeführt. Einem anderen Eingang der Demodulationseinheit 23 wird das Differenzsignal 3 zugeführt. Am Ausgang der Demodulationseinheit 12 steht das Differenzsignal 3 0,5·(L – R) zu Verfügung. Die Demodulationseinheit 23 kann z. B. in einem digitalen Signalprozessor realisiert sein. Das Differenzsignal 3 am Ausgang der Demodulationseinheit 23 wird je einem Eingang von zwei Addieren 24, 25 zugeführt, wobei das Differenzsignal 3 dem Addierer 25 vorzeichenverkehrt zugeführt wird. Je ein anderer Eingang der beiden Addierer 24, 25 wird mit dem Ausgang des Tiefpass 10 verbunden, so dass über diesen den beiden Addieren 24, 25 jeweils das Summensignal 2 zugeführt wird. Am Ausgang des Addierers 24 wird das Audiosignal für den linken Kanal 21 und am Ausgang des Addierers 25 wird das Audiosignal für den rechten Kanal 22 ausgegeben. Beide Addierer 24, 25 sind ebenfalls in einem digitalen Signalprozessor realisiert.
3A zeigt ein Übersichtsschaltbild der erfindungsgemäßen Vorrichtung 8 zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals 1. Einem Bandpass 30 wird das Eingangssignal 7 zugeführt. Der Bandpass 30 filtert alle Frequenzanteile aus dem Eingangssignal 7 heraus, deren Frequenz ungleich der Frequenz des Pilottonsignals 1 (19 kHz) ist, womit die Resonanzfrequenz des Bandpass 30 dabei in etwa der Frequenz des Pilottonsignals 1 entspricht. Das gefilterte Eingangssignal 7, dessen Frequenzspektrum einzig die Frequenz des Pilottonsignals 1 aufweist, wird einerseits einem Eingang des ersten Mischers 32 und andererseits mit einem Eingang der Phasenverschiebungseinheit 31 zugeführt. Die Phasenverschiebungseinheit 31 verschiebt das gefilterte Eingangssignal 7 um 90°. Der Ausgang der Phasenverschiebungseinheit ist mit einem weiteren Eingang des Mischers 32 verbunden. Dem Mischer 32 wird damit sowohl der Realteil, als auch der Imaginärteil des gefilterten Eingangssignals 7 zugeführt. Der Mischer 32, die Phasenverschiebungseinheit 31 und der Bandpass 30 sind zu einer Pilottonaufbereitungs- und DC-Mischeinheit 42 zusammengefasst (engl. direct current; dt. Gleichstrom).
Eine Referenzpilottoneinheit 37 ist über einen Invertierer 33 mit einem anderen Eingang des Mischers 32 verbunden. Die Referenzpilottoneinheit 37 erzeugt ein Referenzpilottonsignal 40, dessen Frequenz in etwa 19 kHz entspricht. Die Phasenlage des Referenzpilottonsignals 40 unterscheidet sich mit einer hohen Wahrscheinlichkeit von der Phasenlage des Pilottonsignals 1 des Eingangssignals 7. Der Invertierer 33 dient dazu, um aus dem Referenzpilottonsignal 40 das konjugiert komplexe Referenzpilottonsignal R* zu erzeugen. Der Mischer 32 multipliziert das Eingangssignal 7 mit dem konjugiert komplexen Referenzpilottonsignal R*. Für das Ausgangssignal 39 des Mischers 32 gilt: F = P·R*, wobei F das Ausgangssignal 39 des Mischers darstellt und wobei P den Realteil und den Imaginärteil des Eingangssignals 7 beinhaltet. Eine Frequenzdifferenz zwischen der Frequenz des Referenzpilottonsignals 40 der Referenzpilottoneinheit 37 und der Frequenz des Pilottonsignals 1 des Eingangssignals 7 führt dazu, dass das Ausgangssignal 39 am Mischer 32 einen Wechselanteil beinhaltet. Eine Phasendifferenz zwischen dem Referenzpilottonsignal 40 der Referenzpilottoneinheit 37 und dem Pilottonsignals 1 des Eingangssignals 7 führt dazu, dass das Ausgangssignal 39 am Mischer 32 einen Offset aufweist, bzw. durch einen Gleichanteil überlagert ist. Das Ausgangssignal 39 des Mischers 32 ist in 4 dargestellt.
Das Ausgangssignal 39 des Mischers 32 wird einer Frequenz- und Phasenschätzeinheit 34 zugeführt. Die Frequenz- und Phasenschätzeinheit 34 basiert im bevorzugten Ausführungsbeispiel auf dem Verfahren zum Schätzen der Frequenz und/oder Phase einer digitalen Signalfolge wie diese in dem Dokument DE 103 09 262 B4 beschrieben ist. Das dort beschriebene Verfahren wird hiermit durch Referenzierung in die vorliegende Beschreibung einbezogen. Dabei wird die Eingangs-Signalfolge einer diskreten Fourier-Transformation unterworfen und eine Frequenz-Grobschätzung durchgeführt. Nach der inversen Fourier-Transformation findet eine Frequenz-Feinschätzung mithilfe der logarithmierten Likelihood-Funktion statt. Anschließend werden der Feinschätzwert der Frequenz und der Grobschätzwert der Frequenz miteinander zu dem Gesamtschätzwert der Frequenz addiert. Aus dem Gesamtschätzwert der Frequenz kann nachfolgend ein Schätzwert der Phase berechnet werden.
Der Gesamtschätzwert der Frequenz, welcher die Frequenzdifferenz zwischen dem Referenzpilottonsignal 40 der Referenzpilottoneinheit 37 und dem Pilottonsignals 1 des Eingangssignals 7 umfasst, und der Schätzwert der Phase, welcher die Phasendifferenz zwischen dem Referenzpilottonsignal 40 der Referenzpilottoneinheit 37 und dem Pilottonsignals 1 des Eingangssignals 7 umfasst, werden an einen numerisch gesteuerten Oszillator 35 (engl. numerically controlled oscillator NCO) übergeben. Der numerisch gesteuerte Oszillator 35 gibt im Folgenden ein Signal aus, welches aus der Differenzfrequenz und aus der Differenzphase zwischen dem Eingangssignal 7, bzw. und dem um 90° verschobenen Eingangssignal 7 am ersten Eingang des ersten Mischers 32, und dem Referenzpilottonsignal 40 am zweiten Eingang des ersten Mischers 32 besteht. Die Frequenz des Ausgangssignals 41 beträgt im normalen Betrieb bis zu einigen wenigen Hertz.
Der Ausgang des numerisch gesteuerten Oszillators 35 ist mit einem Eingang eines zweiten Mischers 36 verbunden. Ein anderer Eingang des zweiten Mischers 36 ist mit dem Ausgang der Referenzpilottoneinheit 37 verbunden. Der zweite Mischer 36 multipliziert das Ausgangssignal 41 des numerisch gesteuerten Oszillators 35 mit dem Referenzpilottonsignal 40 der Referenzpilottoneinheit 37. Dabei gilt: A = R·D; wobei A das Ausgangssignal 38 des zweiten Mischers 36 ist, R das Referenztonsignal 40 der Referenztoneinheit 37 ist und D das Ausgangssignal 41 des numerisch gesteuerten Oszillators ist. Das Ausgangssignal 38 des zweiten Mischers 36 weist dadurch dieselbe Phasenlage und dieselbe Frequenz wie das Pilottonsignal 1 des Eingangssignals 7 auf. Phasenfehler im Ausgangssignal 38 von ca. 1° bis ca. 2° sind dabei akzeptabel.
Die Frequenz des Ausgangssignals 38 kann anschließend, wie in 2A oder 2B gezeigt, innerhalb einer Frequenzverdoppelungseinheit 11 verdoppelt werden. Es ist natürlich auch möglich, die Frequenz in einer nicht dargestellten Frequenzvervielfachungseinheit zu verdreifachen und anschließend in einer nicht dargestellten Phasenverschiebungseinheit um 90° zu verschieben, so dass dieses Signal als Hilfsträgersignal zum Demodulieren eines RDS-Signals verwendet werden kann.
Bevorzugt werden sämtliche Einheiten der Vorrichtung 8 in einem digitalen Signalprozessor realisiert. Dabei handelt es sich um den Bandpass 30, die Phasenverschiebungseinheit 31, den ersten Mischer 32, den Invertierer 33, die Referenzpilottoneinheit 37, die Frequenz- und Phasenschätzeinheit 34, den numerisch gesteuerten Oszillator 35 und den zweiten Mischer 36. Einem Fachmann ist die Realisierung der genannten Einheiten in einem digitalen Signalprozessor geläufig. Die Referenzpilottoneinheit 37 kann beispielsweise aus einer Tabelle bestehen, die die Amplitudenwerte eines sinusförmigen Signals beinhaltet und zu festen Abtastschritten kontinuierlich ausgelesen wird.
3B zeigt ein Übersichtsschaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung 8 zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals 1. Bis auf kleine Unterschiede entsprechen der Aufbau und die Wirkungsweise dem Ausführungsbeispiel aus 3A worauf hiermit verwiesen wird. Unterschiedlich dagegen ist, dass der weitere Eingang des Mischers 32 nicht mehr über die Phasenverschiebungseinheit 31 mit dem gefilterten Eingangssignal 7 verbunden ist, sondern an diesen weiteren Eingang des Mischers 32 ein Null-Volt-Signal angelegt wird. Dieses Signal besitzt eine Amplitude von 0 Volt. Der Ausgang des Mischers 32 muss in diesem Fall über einen Tiefpass 43 mit der Frequenz- und Phasenschätzeinheit 34 verbunden sein. Der Mischer 32, der Bandpass 30 und der Tiefpass 43 sind in der Pilottonaufbereitungs- und DC-Mischeinheit 42 zusammengefasst.
3C zeigt ein Übersichtsschaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung 8 zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals 1. Bis auf kleine Unterschiede entsprechen der Aufbau und die Wirkungsweise dem Ausführungsbeispiel aus 3A, worauf hiermit verwiesen wird. Unterschiedlich dagegen ist, dass der weitere Eingang des Mischers 32 nicht mehr über die Phasenverschiebungseinheit 31 mit dem Eingangssignal 7 verbunden ist, sondern an diesen weiteren Eingang des Mischers 32 ein Null-Volt-Signal angelegt wird. Das Eingangssignal 7 selbst wird nicht mehr durch einen Bandpass gefiltert wie dies bei den Ausführungsbeispielen aus 3A und 3B der Fall ist. Der Ausgang des Mischers 32 muss in diesem Fall über einen Tiefpass 43 mit der Frequenz- und Phasenschätzeinheit 34 verbunden sein. Vorteilhaft an diesem Ausführungsbeispiel ist, dass durch den Wegfall des Bandpass 30, welcher eine hohe Flankensteilheit aufweisen muss, die ungewollte Phasendrehung ebenfalls abnimmt. Der gesamte Aufbau der erfindungsgemäßen Vorrichtung vereinfacht sich dadurch. Der Mischer 32 und der Tiefpass 43 sind in der Pilottonaufbereitungs- und DC-Mischeinheit 42 zusammengefasst.
4 zeigt eine Darstellung des Signals 39 am Ausgang des ersten Mischers 32, wie es von der Frequenz- und Phasenschätzeinheit 34 als Eingangssignal benötigt wird. Bei dem Signal 39 handelt es sich um einen komplexen Drehzeiger. Auf der Abszisse ist die Zeit t aufgetragen und auf der Ordinate die Amplitude A. Eine Differenzfrequenz zwischen dem konjugiert komplexen Referenzpilottonsignal 40 an einem Eingang des ersten Mischers 32 und dem gefilterten und/oder phasenverschobenen Eingangssignal 7 an zumindest einem weiteren Eingang des ersten Mischers 32 spiegelt sich in der Drehgeschwindigkeit des komplexen Drehzeigers wieder. Die Drehgeschwindigkeit ist invers proportional zur Differenzfrequenz.
Eine Differenzphase zwischen dem konjugiert komplexen Referenzpilottonsignal 40 an einem Eingang des ersten Mischers 32 und dem gefilterten und/oder phasenverschobenen Eingangssignal 7 an zumindest einem weiteren Eingang des ersten Mischers 32 spiegelt sich in der Startphase des komplexen Drehzeigers wieder. Diese Startphase ist invers proportional zu der Differenzphase.
5 zeigt ein Flussdiagramm für das erfindungsgemäße Verfahren zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung des Pilottonsignals 1. In einem ersten Verfahrensschritt S₁ wird ein Eingangssignal 7 an einen Eingang des ersten Mischers 32 und ein Referenzpilottonsignal 40 an einen anderen Eingang des ersten Mischers 32 angelegt. Der erste Mischer 32 gibt an einem Ausgang ein Ausgangssignal 39 aus, wobei gilt: F = P·R* mit F als Ausgangssignal 39, P als Eingangssignal 7 und R* als konjugiert komplexes Referenzpilottonsignal 40.
In einem zweiten Verfahrensschritt S₂ wird das Ausgangssignal 39 des ersten Mischers 32 der Frequenz- und Phasenschätzeinheit 34 zugeführt. Innerhalb der Frequenz- und Phasenschätzeinheit 34 wird eine Differenzfrequenz und eine Differenzphase zwischen dem konjugiert komplexen Referenzpilottonsignal 40 und dem Eingangssignal 7 berechnet.
In einem dritten Verfahrensschritt S₃ werden die von der Frequenz- und Phasenschätzeinheit 34 berechnete Differenzfrequenz und Differenzphase als digitale Stellgröße an den numerisch gesteuerten Oszillator 35 ausgegeben. Der numerisch gesteuerte Oszillator 35 erzeugt ein Ausgangssignal 41 mit der Differenzfrequenz und der Differenzphase.
In einem vierten Verfahrensschritt S₄ werden das Ausgangssignal 41 des numerisch gesteuerten Oszillators 35 und das Referenzpilottonsignal 40 der Referenzpilottoneinheit 37 je einem Eingang eines zweiten Mischers 36 zugeführt. Am Ausgang des zweiten Mischers 36 steht das Ausgangssignal 38 zu Verfügung, welches phasen- und frequenzkohärent zu dem Pilottonsignal 1 ist.
In einem fünften Verfahrensschritt S₅ werden die vorangegangenen Verfahrensschritte (S₁, S₂, S₃ und S₄) wiederholt, so dass das Ausgangssignal 38 dauerhaft phasen- und frequenzkohärent zu dem Pilottonsignal 1 ist.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens wird ein in 5 nicht dargestellter Verfahrensschritt S₆ zusätzlich ausgeführt, bei dem das Eingangssignal 7 um 90° verschoben und einem weiteren Eingang des ersten Mischers 32 zugeführt wird.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens wird ein in 5 nicht dargestellter Verfahrensschritt S₇ zusätzlich ausgeführt, bei dem das Eingangssignal 7 durch einen Bandpass 30 gefiltert wird, wobei die Resonanzfrequenz des Bandpass der Frequenz des Pilottonsignals 1 in etwa entspricht.
Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausführungsbeispiele beschränkt. Alle beschriebenen und/oder gezeichneten Elemente sind im Rahmen der Erfindung beliebig miteinander kombinierbar. Die erfindungsgemäße Vorrichtung kann auch zur Rückgewinnung anderer Pilottonsignale verwendet werden und ist nicht auf die Anwendung in einem FM-Stereo Empfänger beschränkt.

Claims

Vorrichtung (8) zur phasen- und frequenzkohärenten Rückgewinnung eines Pilottonsignals (1) aus einem Eingangssignal (7), welches an einem Eingang eines ersten Mischers (32) anliegt, wobei ein erster Eingang eines zweiten Mischers (36) über einen gesteuerten Oszillator (35) und eine Frequenz- und Phasenschätzeinheit (34), welche den gesteuerten Oszillator (35) ansteuert, mit einem Ausgang des ersten Mischers (32) verbunden ist und wobei eine Referenzpilottoneinheit (37) mit je einem anderen Eingang der beiden Mischer (32, 36) direkt oder indirekt verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal (7) durch einen Bandpass (30) gefiltert wird, wobei die Resonanzfrequenz des Bandpass (30) einer Frequenz des Pilottonsignals (1) in etwa entspricht.
Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass an einem weiteren Eingang des ersten Mischers (32) ein Null-Volt-Signal anliegt und der Ausgang des ersten Mischers (32) über einen Tiefpass (43) mit der Frequenz- und Phasenschätzeinheit (34) verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal (7) durch eine Phasenverschiebungseinheit (31) um 90° verschoben ist und das um 90° phasenverschobene Eingangssignal einem weiteren Eingang des ersten Mischers (32) zugeführt ist.
Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Eingang des ersten Mischers (32) und der Referenzpilottoneinheit (37) noch ein Invertierer (33) geschalten ist, der zu einem Referenzpilottonsignal (40) ein konjugiert komplexes Referenzpilottonsignal (R*) ausgibt.
Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass an einem Eingang der Frequenz- und Phasenschätzeinheit (34) ein Ausgangssignal (39) mit einer Frequenz- und Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal (7) an dem Eingang des ersten Mischers (32) und einem konjugiert komplexen Referenzpilottonsignal anderen Eingang des ersten Mischers (32) anliegt.
Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Mischer (32, 36), die Frequenz- und Phasenschätzeinheit (34), der gesteuerte Oszillator (35) und die Referenzpiloteinheit (37) in einem digitalen Signalprozessor integriert sind.
Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung (8) Teil eines Stereo-Empfängers ist und das Pilottonsignal (1) eine Frequenz von ungefähr 19 kHz hat.
Verfahren zur Rückgewinnung eines Pilottonsignals (1) aus einem Eingangssignal (7) mit den nachfolgenden Verfahrensschritten: – Anlegen des Eingangssignals (7) an einen Eingang eines ersten Mischers (32) und Anlegen eines Referenzpilottonsignals (40) an einen anderen Eingang des ersten Mischers (32), wobei der erste Mischer (32) an einem Ausgang ein Ausgangssignal (39) ausgibt, wobei gilt: F = P·R* mit F als Ausgangssignal (39), P als Eingangssignal (7) und R* als konjugiert komplexes Referenzpilottonsignal (40); – Zuführen des Ausgangssignals (39) an eine Frequenz- und Phasenschätzeinheit (34) und Berechnen einer Differenzfrequenz und Differenzphase zwischen dem konjugiert komplexen Referenzpilottonsignal (R*) und dem Eingangssignal (7) innerhalb der Frequenz- und Phasenschätzeinheit (34); – Ausgeben einer digitalen Stellgröße an einen numerisch gesteuerten Oszillator (35) durch die Frequenz- und Phasenschätzeinheit (34), wobei die digitale Stellgröße die Differenzfrequenz und Differenzphase enthält und Erzeugen eines Ausgangssignals (41) mit der Differenzfrequenz und Differenzphase durch den numerisch gesteuerten Oszillator (35); – Zuführen des Ausgangssignals (41) des numerisch gesteuerten Oszillators (35) zusammen mit dem Referenzpilottonsignal (40) an je einen Eingang eines zweiten Mischers (36); – Wiederholen der Vorangegangenen Schritte.
Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich folgender Verfahrensschritt ausgeführt wird: – Filtern des Eingangssignals (7) durch einen Bandpass (30) mit einer Resonanzfrequenz die der Frequenz des Pilottonsignals (1) in etwa entspricht.
Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass an einem weiteren Eingang des ersten Mischers (32) ein Null-Volt-Signal angelegt wird und der Ausgang des ersten Mischers (32) über einen Tiefpass (43) mit der Frequenz- und Phasenschätzeinheit (34) verbunden wird.
Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich folgender Verfahrensschritt ausgeführt wird: – das Eingangssignal (7) wird um 90° phasenverschoben und einem weiteren Eingang des ersten Mischers (32) zugeführt.