DE2807706C2

DE2807706C2 - Rundfunksystem mit Kennsignalgabe

Info

Publication number: DE2807706C2
Application number: DE2807706A
Authority: DE
Inventors: Henri Johan van der Hilversum Heide; Johan Machiel Schmidt; Johannes Otto Eindhoven Voorman
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1977-02-25
Filing date: 1978-02-23
Publication date: 1985-02-14
Also published as: MX147105A; BR7801160A; ES467246A1; FR2382135A1; AR216939A1; CH627597A5; JPS6033014B2; IT7867376A0; GB1579985A; SE7802031L; IT1156903B; HK22881A; JPS53114301A; CA1116241A; FI780597A7; AT375511B; BE864272A; NZ186531A; NL7800581A; ATA134578A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Rundfunksystem mit Kennsignalgabe, wobei sendeseitig ein einem Hauptträger durch Frequenzmodulation aufmoduliertes Multiplexsignal ausgestrahlt wird, das ein tonfrequentes Informationssignal, im Falle einer Stereosendung ein Stereoinformationssignal, das einem unterdrückten Stereohilfsträger aufmoduliert ist, ein Stereopilotsignal, dessen Frequenz zwischen den Frequenzspektren des tonfrequenten Informationssignals und des modulierten Stereoinformationssignals liegt und das zur Demodulation des Stereoinformationssignals dient, sowie ein binäres Kodesignal, das einem außerhalb der genannten Frequenzspektren liegenden weiteren Hilfsträger mit einer Amplitude, die den Hauptträger um

bo höchstens 1 kHz abweichen läßt, aufmodulien ist, enthält. Außerdem bezieht sich die Erfindung auf einen Sender zum Ausstrahlen von Signalen nach einem derartigen System sowie auf einen Empfänger zum Empfar^en derartiger Signale.

b^ri Beim Abstimmen der heutigen UKW-Rundfunkempfänger stößt der Benutzer oft auf große Schwierigkeiten, weil an der Abstimmskala nur Frequenzen und/oder Kanalnummern erwähnt sind und die Namen der Sen-

der fehlen. Hinzu kommt noch, daß ein bestimmtes Programm oft von mehreren Sendern ausgestrahlt wird, so daß der Benutzer nicht recht weiß, ob er auf den stärksten Sender abgestimmt hat.

Um zu einer vom Benutzer leicht wiederzuerkennenden Identifizierung der UKW-Sender und/oder der Art des vom Sender ausgestrahlten Programms zu gelangen, ist bei der CCIR bereits ein Rundfunksystem mit Kennsignalgabe, wie dies eingangs beschrieben wurde, vorgeschlagen worden Recommendations and Reports of the CCIR 1978, Vol. 10; Sound Broadcasting Services, Report 463-2, §4.6, Document 10/123 Netherlands. Bei diesem System wird das Kodesignal mittels eines geeignet gewählten Hilfsträgers über dem Frequenzspektrum des Stereoinformationssignals übertragen. Dieser Hilfsträger ist dabei mit dem binären Kodesignal frequenzmoduliert, welches Signal mittels eines digitalen Kodes Information, beispielsweise über den Namen des Programms, den Ort des Senders, die Art des Programms und die Kanalnummer enthält, so daß beispielsweise die nachfolgende aus 16 Zeichen bestehende Nachricht empfangen wird:

Ned 1 Roerm KL 25

25

Die Empfänger für ein derartiges System werden mit einem Dekoder versehen, der das binäre Kodesignal aus dem empfangenen Signal dekodiert und ausnutzt, beispielsweise zur völligen oder teilweisen optischen Wiedergabe der auf diese Weise übertragenen Information, so daß der Benutzer sofort feststellen kann, auf welchen Sender sein Empfänger abgestimmt ist. Auch ist es möglich, den Empfänger derart einzurichten, daß bei einem voreingestellten Kode ein Teil des Empfängers oder des Bandaufnahme- oder -Wiedergabeapparates ein- bzw. ausgeschaltet wird. Insbesondere kann, wenn das Kodesignal einen Sonderkode enthält, der bei Verkehrsdurchsagen ausgestrahlt wird, dieser Kode dazu verwendet werden, den Wiedergabeteil eines Autoradioernpfängers einzuschalten oder eine Bandwiedergabeanordnung, die in Betrieb ist, auszuschalten.

Das obengenannte bekannte Rundfunksystem mit Kennsignalgabe ist in der Praxis mit den folgenden Werten erprobt worden:

Die Hilfsträgerfrequenz betrug 66 kHz und der Frequenzhub 1 kHz, so daß infolge der binären Information die Frequenz zwischen 65 kHz und 67 kHz geschaltet wurde.

Der angewandte Kode war der 6-Bit-ASCII-Kode mit 16 Zeichen pro Nachricht:

Die Amplitude des modulierten Kodesignals war derart gewählt worden, daß von dem insgesamt bei der Frequenzmodulation des Hauptträgers verfügbaren Frequenzhub von 75 kHz 1 kHz, also 133% vom Kodesignal beansprucht wird. Die verhältnismäßig geringe Modulationstiefe (1 kHz) dieses Signals ist gewählt worden, weil aus Versuchen hervorgegangen ist daß eine größere Modulationstiefe Interferenzstörungen in manchen UKW-Empfängern herbeiführen kann.

Es hat sich jedoch herausgestellt daß die notwendige geringe Amplitude des modulierten Kodesignals und die relativ hohe Frequenz desselben (66 kHz) zu einem schlechten Signal-Rausch-Verhältnis führen. Damit das Kodesignal einwandfrei zurückgewonnen wird, ist daher im Empfänger ein qualitativ hochwertiges Filter mit einem guten Qualitätsfaktor und mit guter Temperaturstabilität notwendig. Außerdem hat sich herausgestellt daß trotz der Verwendung eines derartigen hochwertigen und teuren Filters die Dekodierung des Kodesignals nicht mehr einwandfrei erfolgt bei Antennenspannungen unter ΙΟμνοΙι (an 60 Ohm), während der Durchschnitt-UKW-Empfänger bei derartigen Antennenspannungen noch einen durchaus akzepticrbnrcn Monoempfang liefert.

Der Anmeldung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Rundfunksystem mit Kennsignalgabe zu schaffen, das eine einwandfreie Dekodierung des Kodesignals ermöglicht bei empfangenen Antennenspannungen. bei welchen Monoempfang nicht oder kaum noch möglich ist, wobei der Musikempfang bestehender Empfänger nicht oder kaum gestört wird. Außerdem sollen hochwertige und dadurch teure Filter im Empfänger vermieden werden. Gelöst wird diese Aufgabe bei einem Rundfunksystem der eingangs genannten Art dadurch, daß der weitere Hilfsträger eine nicht mit einer Harmonischen des Stereopilotsignals zusammenfallende Harmonische einer Subharmonischen dieses Stereopilotsignals ist, die sendeseitig aus derselben Frequenzquelle wie das Stereopilotsignal abgeleitet ist und daß das Kodesignal diesem Hilfsträger binär in Phase aufmoduliert ist.

Unter binärer Phasenmodulation wird eine Phasenmodulation verstanden, wobei die Phase des Hilfsträgers durch das binäre Kodesignal um 180° umgepolt wird. Dies ergibt ein moduliertes Signal mit völlig ausgetastetem Träger.

Die Anwendung von Phasenmodulation des Hilfsträgers mit dem binären Kodesignal statt Frequenzmodulation ergibt eine Verbesserung des Signal-Rauschverhältnisses. Anders als für die Demodulation des frequenzmodulierlen Hilfsträgers ist für die Demodulation des phasenmodulierten Hilfsträgers jedoch ein nicht modulierter Hilfsträger notwendig. Dieser Hilfsträger ist in dem binär-phasenmodulierten Kodesignal nicht vorhanden, weil dabei der Hilfsträger selbst ausgetastet wird und nur Seitenbänder ausgestrahlt werden. Das empfangsseitige Erzeugen dieses Hilfsträgers kann jedoch durch Quadrierung des eintreffenden binär-phascnmoduüerten Signals erfolgen, wobei ein Träger mit doppelter Frequenz entsteht, und weiter dadurch, daß dieser Träger mit doppelter Frequenz ausgefiltert wird, wonach mittels eines Frequenzhalbierers der Träger mit der ursprünglichen Frequenz aus dem Träger mit der doppelten Frequenz zurückgewonnen werden kann.

Bei diesem Verfahren muß im Falle schlechter Signal-Rauschverhältnisse der Träger mit der doppelten Frequenz aus einem rauschbehafteten Signal erhalten werden. Wird dazu beispielsweise eine sogenannte Phasenschleife verwendet, so kann dies zwar dadurch erfolgen, daß in dieser Schleife ein Tiefpaßfilter mit niedriger Grenzfrequenz verwendet wird derart, daß der spannungsgesteuerte Oszillator der Phasenschleife nicht zuviel vom Rauschanteil phasenmoduliert wird; andererseits verringert ein derartiges Tiefpaßfilter mit niedriger Grenzfrequenz den Fangbereich der Phasenschleife derart, daß nun ein spannungsgesteuerter Oszillator mit sehr stabiler Freilauffrequenz notwendig ist Dies kann praktisch nur mit einem kristallgesteuerten Oszillator erreicht werden.

Bei der betreffenden Erfindung, wobei binäre Phasenmodulation des Hilfsträgers für das Kodesignal zusammen mit einer sendeseitig festgelegten Frequenzbeziehung zwischen dem Stereopilotsignal und dem genannten Hilfsträger angewandt wird, wird ein System erhalten, das ohne hochwertige Mittel dekodiert werden kann und für schlechte Signal-Rauschverhältnisse rela-

tiv unempfindlich ist.

Der Hilfsträger für das Senderkennungssignal kann nun mit viel einfacheren Mitteln zurückgewonnen werden, weil das Slcreopilotsignal mit viel größerem Frequenzhub (10% des Gesanitfrequenzhubes von 75 kHz) dem Hauptträger aufmoduliert ist, als das Senderkennungssignal selbst (1,33% des Gcsamifrequenzhubcs von 75 kHz). In einem Empfänger für ein eiTindungsgcma'ßes System können durch verschiedene Laufzeiten für das modulierte Kodesignal und für das Stereopilotsignal in der Abstimmeinheit und in dem UKW-Teil des Empfängers Phasenfehler entstehen. Auch entstehen Phasenmehrdeutigkeiten, weil die Hilfsträgerfrequenz (<Ok) des modulierten Kodesignals gleich einer »gebrochenen« Harmonischen des Stereopilotsignals (ω) ge- is wählt worden ist; darunter wird verstanden:

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wobei m und η ganz sind, jedoch π nicht durch m teilbar ist. Die Frequenzteilungen, die dabei im Sender und im Empfänger notwendig sind, führen diese Phasenmehrdeutigkeit herbei.

Nach einem weiteren Aspekt der Erfindung wird in einem erfindungsgemäßen Empfänger eine automalische Phasenkorrekturanordnung verwendet, die die Phase der zur Detektion des modulierten Kodesignals erforderlichen nicht modulierten Welle gegenüber dem modulierten Kodesignal selbst einstellen kann. Diese Phasenkorrekturanordnung wird dabei aus einem Phasendetektor gesteuert, der die Phase des modulierten Kodesignali mit der des aus dem Stereopilotsignal erhaltenen Trägers vergleicht und abhängig vom Resultat dieses Vergleiches etwaige Phasenfehler korrigiert. Da in dem binär modulierten Kodesignal der Träger selbst fehlt, kann dies jedoch nicht ohne weiteres erfolgen.

Ein erstes Verfahren, diese Schwierigkeit zu lösen, ist die Anwendung von Frequenzverdopplung des modulierten Kodesignals, wobei ein nicht modulierter Träger mit doppelter Hilfsträgerfrequenz entsteht. Dieser Träger mit doppelter Hilfsträgerfrequenz wird einem Eingang des Phasendetektors zugeführt, wobei dem anderen Eingang ein durch Frequenzmuitiplikation und/oder -teilung des Stereopiloisignals erhaltener Träger mit ebenfalls doppelter Hilfsträgerfrequenz zugeführt wird.

Ein zweites Verfahren besteht in der Verwendung eines Phasenumpolers in einer der Eingangsleitungen oder im Ausgang des Phasendetektors, welcher Phasenumpoler von dem demodulierten Ausgangssignal des synchronen Detektors gesteuert wird.

Es stellt sich heraus, daß in beiden Fällen eine Phasenzweideutigkeit bei der Detektion des Kodesignals resultiert. Diese Phasenzweideutigkeit wirkt nicht störend, wenn ein dafür unempfindlicher Kode verwendet wird, beispielsweise ein sogenannter differentieller Kode; dies ist ein Kode, wobei die beiden binären Zustände nicht durch zwei Phasenzustände des Hilfsträgers, sondern durch das etwaige Auftreten eines Phasenübergangs von der einen Phase in die andere oder umgekehrt übertragen werden.

Die Frequenz des Hilfsträgers wird vorzugsweise zwischen der dritten und fünften Harmonischen des Stereopilotsignals gewählt Eine Wahl unter der dritten Harmonischen bringt den Hilfsträger zu nahe dem Spektrum des Stereoinformationssignals und die Wahl über der fünften Harmonischen erhöht die Gefahr vor Störungen infolge von Nachbarsendern.

Weiterhin kann in einer Anzahl Stereoempfänger Interferenz zwischen dem Hilfsträger für die Senderkennung und der zweiten Harmonischen des bei der Stereodetektion erforderlichen 38-kHz-Signals, das der vierten Harmonischen des Pilotsignals entspricht, auftreten. Dies führt dazu, den Hilfsträger für die Kennsignalgabe nicht zu nahe bei dieser vierten Harmonischen zu wählen.

Wegen der nichtlinearen Phascnkennlinie des ZF-Teils des Empfängers entsteht im Multiplexsignal ein Interferenzprodukt mit einer Frequenz entsprechend der Differenzfrequenz zwischen dem Hilfsträger und dem Stereopilotsignal. Dieses Interferenzprodukt kann nach Detektion mit dem 38-kHz-Träger eine hörbare Störung geben, wenn der Hilfsträger zu nahe bei der dritten Harmonischen des Stereopiiotsignais liegt.

Die obengenannte nichtlineare Phasenkennlinie verursacht weitere Störungen in der Umgebung der ganzen Harmonischen des Stereopilotsignals. Diese Erwägungen führen dazu, den Hilfsträger für das Kodesignal nicht mit einer ganzen Harmonischen des Stereopilotsignals zusammenfallen zu lassen. Es wird aus diesem Grunde bevorzugt, für den Hilfsträger für das Kodesignal eine »gebrochene« Harmonische des Stereopilotsignals zu wählen und die dabei auftretende Phasenmehrdeutigkeit im Empfänger auf die obenstehend beschriebene Art und Weise rückgängig zu machen.

Auf Grund der obengenannten Erwägungen ist es erwünscht, den Hilfsträger in die Mitte zwischen zwei Harmonische des Stereopilotsignals zu legen, beispielsweise auf 7/2 oder 9/2 des Stereopilotsignals. Die Erfindung wurde erprobt mit einer Hilfsträgerfrequenz entsprechend dem 7/2-fachen der Pilotfrequenz, aus Deutlichkeitsgründen ist ein Ausführungseispiel für eine Hilfsträgerfrequenz entsprechend dem 16/5-fachen der Pilotfrequenz gegeben.

Eine weitere Verbesserung eines Rundfunksystems mit Kennsignalgabe, wobei unter Beibehaltung einer zuverlässigen Übertragung der Kodeinformation eine verringerte Gefahr vor Störungen bestehender Empfänger möglich ist, weist das Kennzeichen auf, daß der weitere Hilfsträger mit dem modulierten Kodesignal in wenigstens einer der beiden Hälften des durch das Stereopilotsignal in zwei Teile aufgeteilten Frequenzgebietes zwischen der oberen Grenze des Frequenzspektrums des tonfrequenten Inlormationssignals und der unteren Grenze des Frequenzspektrums des modulierten Stereoinformationssignals liegt und daß das modulierte Kodesignal eine Amplitude aufweist, die den Hauptträger um weniger als 1 kHz, vorzugsweise um 0,25 kHz, abweichen läßt.

Durch diese Maßnahme werden die nachfolgenden Effekte erhalten:

1. Dadurch, daß der Hilfsträger für die Kennsignalgabe nun von den höheren Harmonischen des 38-kHz-Stereodetektionssignals weit entfernt ist, können diese höheren Harmonischen in bestehenden Empfängern keine hörbaren Interferenzen mehr verursachen.

2. Dadurch, daß der Hilfsträger für die Kennsignalgabe nun viel niedriger in dem Frequenzspektrum des Multiplexsignals liegt, ist das Signal-Rausch verhältnis wesentlich günstiger. Das modulierte Kodesignal kann daher eine noch geringere Amplitude aufweisen als mit einem Hilfsträger von beispielsweise 66,5 kHz der Fall war.

Zur Erläuterung diene, daß bei der betreffenden bevorzugten Ausführungsform für eine zuverlässige Kennsignalgabe das modulierte Kodesignal etwa nur 0,25 kHz von dem maximalen Frequenzhub von 75 kHz zu beanspruchen braucht. Bei einem Hilfsträger von 66,5 kHz ist dazu etwa 1 kHz notwendig. Mit der viel geringeren Hilfsträgeramplitude ist selbstverständlich die Gefahr vor Interferenzstörungen mit anderen Bestandteilen des Multiplexsignals wesentlich verringert.

Eine noch weitere Verringerung der Gefahr vor Störungen in bestehenden Empfängern, insbesondere bei Monoempfang, kann dadurch erreicht werden, daß in jeder der beiden Hälften des genannten durch das Stereopilotsignal in zwei Teile aufgeteilten Frequenzgebietes ein mit dem Kodesignal binär phasenmodulierter Hilfsträger liegt und daß die beiden mit dem Kodesignai modulierten Hilfsträger gleiche Amplituden aufweisen und gegenüber dem Stereopilotsignal eine derartige Phase, daß sie zusammen mit dem Stereopilotsignal ein Signal bilden, das durch Quadraturmodulation des Stereopilotsignals mit einem von dem Stereopilotsignal abgeleiteten Subträger, der selbst mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist, entsteht.

Bei einem derartigen Signal kann jedes der binär phasenmodulierten Hilfsträgersignale als Seitenband eines Doppelseitenbandsignals mit dem Stereopilotsignal als Träger betrachtet werden. Das Stereopilotsignal ist dabei mit einem Modulationssignal quadratur-moduliert, das selbst wieder mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist. Das Modulationssignal hat dabei eine Frequenz entsprechend der Differenz zwischen der Frequenz des Stereopilotsignals und eines Hilfsträger. Ein praktisch erprobtes System nach diesem weiteren Kennzeichen der Erfindung weist außer dem Stereopilotsignal mit einer Frequenz f_p entsprechend 19 kHz einen ersten mit dem Kodesignal binär phasenmodulierten Hilfsträger von 16,625 kHz (7/8 f_p) und einen zweiten mit dem Kodesignal binär phasenmodulierten Hilfsträger von 21,375 kHz (9/8 f„) auf. Bei gleichen Amplituden der beiden Hilfsträger und bei richtiger Phasenbeziehung zwischen den Hilfsträgern und dem Stereopilotsignal untereinander bilden die drei Signale zusammen ein Stereopilotsignal, das mit einem Subträgersignal entsprechend 1/8 f_n quadratur-moduliert ist, das selbst wieder mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist. Dazu soll der eine Hilfsträger gegenüber dem 90°-gedrehten Stereopilotsignal gleich viel in Phase voreilen wie der andere gegenüber dem 90°-gedrehten Stereopilotsignal nacheilt, mit anderen Worten, die Resultierende der beiden modulierten Hilfsträger hat gegenüber dem Stereopilotsignal eine 90°-Phasendrehung.

Die Summe aus dem Stereopilotsignal und den beiden Hilfsträgern bildet ein Pilotsignal, dessen Amplitude nahezu konstant ist Da es insbesondere die Amplitudenschwankungen des Pilotsignals sind, die zu Distorsionsprodukten infolge der nichtlinearen Phasenkennlinie des ZF-Teils der Empfänger führen, wird durch die obenstehend beschriebene Maßnahme eine zusätzliche Distorsionsverringerung erhalten.

Im Rahmen der Erfindung ist es auch möglich, für die beiden mit dem Kodesignal modulierten Hilfsträger eine derartige Phase zu wählen, daß ihre Resultierende immer mit dem Stereopilotsignal zusammenfällt (0° oder 180°). Die beiden als Seitenbänder des Stereopilotsignals wirksamen Hilfsträger verursachen dann eine Amplitudenmodulation des Stereopilotsignals mit einem Trägersignal, das selbst mit dem Kodesignai binär

phasenmoduliert ist.

Bei Zuführung des durch die beiden Hilfsträger doppelseitenbandig quadratur- oder amplitudenmodulierten Stereopilotsignals oder des durch den einen Hilfsträger einseitenbandig phasen- und amplitudenmodulierten Stereopilotsgnals zu dem Stereodekoder der Rundfunkempfänger, werden durch das in derartigen Empfängern vorhandene Stereopilotfilter die sowieso bereits kleine Hilfsträgeramplituden so weit gegenüber dem Stereopilotsignal selbst unterdrückt, daß Störung der Stereodetektion praktisch nicht auftritt. Eine derartige Störung wäre viel größer bei direkter Phasen- oder Amplitudenmodulation des Stereopilotsignals mit dem Kodesignal.

Die Störung ist selbstverständlich auch größer, je nachdem die Hilfsträger näher beim Stereopiioisignai liegen (beispielsweise auf 11/12/,, und/oder 13/12/^). Andererseits wird bei einem zu großen Abstand zwischen dem Hilfsträger und dem Stereopilotsignal der Hilfsträger zu nahe am Frequenzspektrum des Toninformationssignals oder des modulierten Stereoinformationssignals liegen. Auf Grund dieser Erwägungen empfiehlt es sich einen Abstand entsprechend 1/8/> zwischen dem Hilfsträger (bzw. den Hilfsträgern) und dem Stereopilotsignal zu wählen.

Da bei dem System nach der vorliegenden Ausführungsform die Hilfsträgerfrequenz relativ nahe bei der des Stereopilotsignals liegt, wird es bevorzugt, in dem für den Empfang derartiger Signale eingerichteten Empfänger den modulierten Hilfsträger (7/8 f_n und/oder 9/8 f_p) zunächst mil dem Stereopilotsignal auf eine mit dem Stereopilotsignal harmonisch relatierte Zwischenfrequenz (1/8 fp) zu mischen, welche Frequenz der Differenz zwischen der I lilfsträgerfrequenz und der Stereopilotsignalfrequenz entspricht. Die synchrone Detektion des Kodesignals kann dann auf dieser niedrigeren Frequenz auf entsprechende Weise wie obenstehend bereits beschrieben wurde, erfolgen.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Senders für ein erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Systems,

F i g. 2 das Frequenzspektrum des bei dem ersten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Systems sendeseitig erzeugten und empfangsseitig nach FM-Demodulation erhaltenen Multiplexsignals.

Fig.3 ein Blockschaltbild eines ernten Ausführungsso beispiels eines erfindungsgemäßen Empfängers,

Fig.4 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Empfängers,

Fig.5, Fig.5a ein Blockschaltbild eines Senders für ein zweites Ausführungsbeispiel des erfindungsgemä-Ben Systems,

F i g. 6 das Frequenzspektrum des dabei sendeseitig erzeugten und empfangsseitig nach FM-Demodulation erhaltenen Multiplexsignals,
F i g. 7 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Empfängers zum Empfang eines Signals, wie dies in F i g. 6 dargestellt ist,

Fig.8 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eines Empfängers zum Empfang eines Signals, wie dies in F i g. 6 dargestellt ist.

Der Sender nach Fig. 1 enthält eine Quelle linker Tonsignale 1 und eine Quelle rechter Tonsignalc 2. Die linken und rechten Tonsignalc werden über je ein Vorverzerrungsnct/.wcrk 3 bzw. 4 über ein Tiefpaßfilter 5

bzw. 6 mit einer Grenzfrequenz entsprechend 15 kHz einer Addierschaltung 7 und einer Subtrahierschaltung 8 zugeführt. Das von der Addierschaltung herrührende Summensignal L+ R wird danach einem Eingang 9 eines Multiplexers 10 zugeführt. Das Differenzsignal L-R der Subtrahierschaltung 8 wird in einem Gegentaktmodulator 11 einem Stereohilfsträger von beispielsweise 38 kHz aufmoduliert und das auf diese Weise erhaltene modulierte Stereoinformationssignal, das aus zwei Seitenbändern mit unterdrücktem Siereohilfsträger besteht, wird über ein Bandpaßfilter 12 einem zweiten Eingang 13 des Multiplexers IO zugeführt.

Der Sender aus Fig. I enthält weiter einen stabilen Oszillator 14, beispielsweise einen Kristalloszillator, der eine als Stereopilotsignal dienende Welle von im allgemeinen 19 kHz liefert. Dieses Stereopilotsignal wird einem dritter. Eingang 15 des Multiplexers IO zugeführt.

Das Stereopilotsignal des Oszillators 14 wird ebenfalls einer sogenannten Phasenschleife 16, die einen Phasendetektor 16a, ein Tiefpaßfilter 166, einen spannungsgesteuerten Oszillator 16c und einen Frequenzhalbierer 16c/enthält, zugeführt. Die Phasenschleife 16 dient zum Erzeugen eines Hilfsträger, dessen Frequenz (38 kHz) der doppelten Frequenz des Stereopilotsignals entspricht und der mit dem Stereopilotsignal phasenfest gekoppelt ist. Die Wirkungsweise einer derartigen Phasenschleife ist bekannt; das 38-kHz-Ausgangssignal des Oszillators 16c wird im Halbierer 16c/in ein 19-kHz-Signal umgewandelt, das im Phasendetektor 16a mit dem 19-kHz-Pilotsignal des Oszillators 14 verglichen wird. Die Ausgangsspannung des Phasendetektors 16a wird im Tiefpaßfilter 16i> gefiltert und als Regelspannung dem Oszillator 16c zugeführt.

Das 38-kHz-Ausgangssignal der Phasenschleife 16 wird über einen Phasenschieber 17 als Stereohilfsträger dem Modulator 11 zur Modulation des L — /{-Signals zugeführt. Der Phasenschieber 17 dient dazu, dem Hilfsträger die international vorgeschriebene Phase gegenüber dem 19-kHz-Stereopilotsignal zu geben.

Eine zweite an den 19-kHz-Oszillator angeschlossene Phasenschleife 18 enthält einen Phasendetektor 18a, ein Tiefpaßfilter 186, einen spannungsgesteuerten Oszillator 18c und einen 16-Teiler 18c/. Die Phasenschleife 18 arbeitet auf entsprechende Weise wie die Phasenschleife 16 und liefert ein mit dem Stcreopiloisignal phasenfest gekoppeltes Ausgangsstgnal von 304 kHz, d. h. die löfache Pilotfrequenz. Das 304-kHz-Signal der Phasenschleife 18 wird danach in einem 5-Teiler 19 auf 60,8 kHz zurückgebracht und dieses letzte Signal wird als Hilfsträger des Senderkennungssignals dem Trägereingang eines Gegentaktmodulators 20 zugeführt. Der Modulationseingang dieses Modulators ist an eine auf schematische weise dargesteiite Anordnung 21 zum Erzeugen eines geeigneten binären Kodes angeschlossen, in dem die Senderkennungsinformation vorhanden ist, beispielsweise zum Erzeugen eines Kodes, wie dieser eingangs beschrieben wurde.

Der Modulator 20 kann beispielsweie ein Ringmodulator sein oder ein doppeltes emittergekoppeltes Transistorpaar oder irgendein anderer bekannter Modulator, der unter dem Einfluß der aus der Anordnung 21 herrührenden Bits die Phase des 60,8-kHz-Signals aus dem 5-Teiler 19 um 180° dreht. Das auf diese Weise phasenmodulierte 60,8-kHz-Signal wird über ein Bandpaßfilter 22 mit einer Bandbreite von etwa 4 kHz einem vierten Eingang 23 des Multiplexers IO zugeführt Der Multiplexer fügt die Signale an den Eingängen 9,13,15 und 23 zusammen und führt diese insgesamt einem nicht weiter dargestellten UKW-Sender zu.

Zur näheren Erläuterung ist in Fi g. 2 das Frequenzspektrum des am Ausgang des Multiplexers erhaltenen Signals dargestellt. Zwischen 0 und 15 kHz befindet sich das über den Eingang 9 zugeführte Suinmensignal L+R, auf 19 kHz befindet sich das über den Eingang 15 zugeführte Stereopilotsignal, zwischen 23 und 53 kHz befindet sich das auf 38 kH?. modulierte L—/?-Signal, das über den Eingang 13 zugeführt worden ist und bei ίο 60,8 kHz befindet sich das etwa 4 kHz breite Senderkennungssignal, das über den Eingang 23 zugeführt worden ist. Es sei bemerkt, daß die gegenseitigen Amplitudenverhältnisse im allgemeinen mehr voneinander abweichen als für eine bessere Deutlichkeit in F i g. 2 angegeben ist. Das Stereopilotsignal ist im allgemeinen etwa 9mal kleiner als die L+R und L-/?-Anteile und die Amplitude des Senderkennungssignals wird etwa !Oma! kleiner als dieses Stereopilotsignal gewählt.

Der Empfänger aus Fig.3 enthält eine Abstimmeinheit 24, einen ZF-Verstärker 25 und einen FM-Detektor 26. Am Ausgang dieses FM-Detektors ist das Multiplexsignal verfügbar, das aus den in F i g. 2 dargestellten Anteilen aufgebaut ist. Im Falle eines Stereoempfängers wird dieses Multiplexsignal einem Stereodekoder 27 zugeführt, der die linken und rechten Tonsignale liefert, die über Tonverstärker 28 und 29 linken und rechten Lautsprechern 30 bzw.31 zugeführt -werden.

Zur Demodulation des Senderkennungssignals wird das Multiplexsignal einem auf 19 kHz abgestimmten Bandpaßfilter 32 für das Stereopilotsignal und einem auf 60,8 kHz abgestimmten Bandpaßfilter 33 für das Senderkennungssignal zugeführt. Das mit Hilfe des Filters 32 ausgefilterte Stereopilotsignal wird weiter gefiltert und in seiner Frequenz durch eine Phasenschleife 34 multipliziert, die einen Phasendetektor 34a, ein Tiefpaßfilter 34£>, einen spannungsgesteuerten Oszillator 34c und einen 1 :32-Frequenzteiler 34c/ enthält. Die Wirkungsweise dieser Phasenschleife entspricht der der Phasenschleifen 16und 18aus Fig. 1. Die Ausgangswelle der Phasenschleife 34. die eine Frequenz von 32 χ 19 = 608 kHz hat, wird danach in einem 5-Teiler 35 auf 121,6 kHz zurückgebracht, danach durch einen regelbaren Phasenschieber 36 hindurchgeführt, dessen Funktion noch näher erläutert wird, dann in einem Halbierer 37 nach 60.8 kHz zurückgebracht und zum Schluß einem ersten Eingang 38 eines synchronen Demodulators 39 zugeführt.

Das vom Bandpaßfilter 33 herrührende 60,8 kHz phasenmodulierte Senderkennungssignal wird über einen 45°-Phasenschieber 40 einem zweiten Eingang 41 des synchronen Demodulators 39 zugeführt. Die synchrone Detektion des 60,8 kHz phasenmodulierten Senderkennungssignals am Eingang 41 mittels der nicht modulierten 60,8-kHz-WelIe am Eingang 38 liefert am Ausgang des synchronen Demodulators 39 das demodulierte binäre Senderkennungssignal. Dieses binäre Kodesignal wird durch ein Tiefpaßfilter 42 geführt, danach werden in einem Impulsformer 43 von diesem Signal Rechteckimpulse gemacht und einem Dekoder 44 zugeführt. Dieser Dekoder wandelt das binäre Senderkennungssignal in Signale um, die sich zum Ansteuern einer »Wiedergabeanordnung« 45 eignen.

Für eine gute synchrone Detektion im Demodulator 39 muß die nicht modulierte Welle am Eingang 38 die richtige Phasenbeziehung gegenüber dem dem Eingang 41 zugeführten modulierten Signal haben. Diese richtige Phasenbeziehung ist im allgemeinen infolge der nachstehenden Ursachen nicht gewährleistet:

1. Durch die nicht ausreichend lineare Phasenkennlinie des ZF-Verstärkers 25 können das 19-kHz-Stereopilotsignal und das 60,8-kHz-Senderkennungssignal untereinander verschiedene Laufzeiten erhalten.

2. Die Eingangsfilter 32 und 33 können unerwünschte Phasenverschiebungen verursachen.

3. Infolge der Frequenzteilung durch den Teiler 19 im Sender ist die Phase des ausgestrahlten 60,8-kHz-Senderkennungssignals gegenüber dem ausgestrahlten Stereopilotsignal nicht mehr eindeutig bestimmt. Eine gleiche Phasenmehrdeutigkeit wird durch den Frequenzteiler 35 im Empfänger verursacht.

Damit all diese Phasenprobleme ausgeschaltet werden, enthält die Schaltungsanordnung nach F i g. 3 den bereits obengenannten regelbaren Phasenschieber 36. Dieser wird über ein Tiefpaßfilter 46 aus einem Phasendetektor 47 gesteuert. Der Phasendetektor 47 hat zwei Eingänge 48 und 49, von denen der Eingang 48 an den Ausgang des Phasenschiebers 36 angeschlossen ist, während der Eingang 49 an den Ausgang einer Anordnung 50 angeschlossen ist, die aus dem phasenmodulierten Signal des Filters 33 eine nicht modulierte Welle mit doppelter Frequenz (in diesem Fall 121,6 kHz) macht. Die Anordnung 50 dient dazu, eine nichtlineare Kennlinie mit Termen gleichen Grades zu haben, beispielsweise eine Quadrierschaltung oder ein Zweiweggleichrichter.

Dadurch, daß mit der Phasenschleife 34 das Stereopilotsignal um einen Faktor 2 mehr multipliziert worden ist als zur synchronen Detektion notwendig war, ist die Frequenz der Welle, die dem Eingang 48 des PhasendetektorE zugeführt wird, gleich der doppelten Trägerfrequenz. Die Phasenmessung mit Hilfe des Phasendetektors 47 erfolgt bei doppelter Trägerfrequenz und das Resultat der Messung wird dazu verwendet, in dem regelbaren Phasenschieber 36 die obengenannten unerwünschten Phasendrehungen auszugleichen. Es sei bemerkt, daß die Frequenz der beiden an den Phasendetektor 47 angeschlossenen Signale jedenfalls immer gleich ist, so daß keine Einfangschwierigkeiten entstehen können. Die Phasenfehler, die damit korrigiert werden, sind nur langsam ändernd und das Tiefpaßfilter 46 kann daher eine sehr niedrige Grenzfrequenz (beispielsweise 10 Hz) aufweisen. Infolge dieser niedrigen Grenzfrequenz werden schnelle Phasenänderungen, die infolge des Rauschanteils in der Übertragungsstrecke 33-40-41 des Senderkennungssignals auftreten körnen, auf wirksame Weise unterdrückt. Durch die beschriebenen Maßnahmen kann eine nicht modulierte Welle für den synchronen Detektor 39 erhalten werden, die die richtige Frequenz und die richtige Phase hat und in ausreichendem Maße rauschfrei ist. Da durch die Phasenregelung mit Hilfe von 36, 46, 47 die Phase bei der doppelten Trägerfrequenz ausgeglichen ist, weist die Phasenbeziehung an den Eingängen des synchronen Detektors 39 noch eine Zweideutigkeit auf (180° Phasenungewißheit). Bei Anwendung eines dafür unempfindlichen (beispielsweise differentiellen) Kodes kann jedoch dennoch eine genaue Übertragung des Kodesignals gewährleistet werden.

Die automatische Phasenregelung mittels des Phasenreglers 36 funktioniert in der Praxis immer derart, daß die beiden Eingangssignale des Phasendetektors 47 um 90° phasenverschoben sind. Außerdem ist es erwünscht, daß die gegenseitige Phasenbeziehung zwischen den Eingangssignalen des synchronen Detektors 39 0° oder 180° ist. Wenn der Halbierer 37 derart eingerichtet ist, daß die Nulldurchgänge der Ausgangswelle dieses Teilers mit Nulldurchgängen der Eingangswel-Ie zusammenfallen und wenn der Frequenzverdoppler 50 als Quadrierschaltung ausgebildet ist, wobei die Spitzen des Eingangssignals mit Spitzen des Ausgangssignals zusammenfallen, tritt diese gewünschte Phasenbeziehung automatisch auf. In anderen Fällen kann noch

ίο eine zusätzliche Phasenkorrektur erforderlich sein, und zwar in einer der Eingangsleitungen der Detektoren 47 und 39, beispielsweise eine von 90° für die doppelte Trägerfrequenz oder eine von 45° für die Trägerfrequenz selbst Dazu dient der 45°-Phasenschieber 40. Es sei bemerkt, daß mehrere Abwandlungen der Schaltungsanordnung nach F i g. 3 möglich sind. Es ist beispielsweise möglich, den Halbierer 37 durch einen Frequenzverdoppler in der Eingangsleitung 48 des Phasendetektors 47 zu ersetzen. Der Frcquenzmultiplikationsfaktor der Phasenschleife 34 soll dann um einen Faktor 2 kleiner sein. Auch ist es beispielsweise möglich, den Phasenregler 36 in der Ausgangsleitung des Filters 33 anzuordnen.
Wenn für die Trägerfrequenz des Senderkennungssignals statt 16/5 .nal dem Stereopilotsignal beispielsweise 7/2 mal diesem Pilotsignal gewählt wird, könnte die Teilungszahl des Teilers 34d gleich 14 sein und die des Teilers 35 gleich 2. Es ist dann selbstverständlich einfacher, die Teilungszahl von 34d gleich 7 zu wählen, wodurch der Teiler 35 völlig fortfallen kann.

In dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 4 sind die Einheiten, die funktionellen Einheiten aus F i g. 3 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen angegeben.
Während beim Ausführungsbeispiel nach Fig.3 dei Phasenvergleich zur Steuerung des Phasenkorrekturkreises 36 bei doppelter Trägerfrequenz erfolgt, erfolgt dieser Vergleich beim Ausführungsbeispiel nach F i g. A bei der Trägerfrequenz selbst. Dazu sind die Frequenz Verdopplungsschaltungen 50 und der Frequenzhalbierei 37 fortgefallen und die Teilungszahl des Frequenzteiler! 34c/ist auf 16 zurückgebracht.

Durch den Teiler 35 wird nun über den Phascnschie ber 36 ein nicht modulierter Träger mit der Trägerfre quenz (60,8 kHz) dem Eingang 48 des Phasendetekton 47 geliefert.

Ein Phasenumpoler 51 (Gegentaktmodulator) ist ir die Eingangsleitung zum Eingang 49 des Phasendetek tors 47 aufgenommen. Der Phasenumpoler 51 wire durch das Ausgangssignal des synchronen Detektors 39

d. h. das Ausgangssignal des Impulsformers 43, gesteu ert. Jeweils, wenn infolge des Kodesignals das Sender kennungssignal um 180° in seiner Phase umpolt, verur sacht dies einen Sprung im Ausgangssignal des Impuls formers 43, der eine Umpolung durch den Phasenumpo ler 51 herbeiführt, so daß am Eingang 49 die ursprüngli ehe Phasenumpolung rückgängig gemacht wird. Den Eingang 49 des Phasendetektors 47 wird folglich dei Senderkennungsträger von 60,8 kHz zugeführt, der di< ursprüngliche Phasenmodulation nicht mehr aufweist Von diesem nicht modulierten Träger wird im Phasen detektor 47 die Phase gegenüber der Welle am Einganj 48 verglichen und etwaige Phasenfehler werden wiede über das Tiefpaßfilter 46 vom Phasenschieber ausgcgli chen.

b5 Statt in die Zuführungsleitung zum Eingang 49 kam der Phasenump tier 51 auch an die Zuführungsleitunj zum Eingang 48 des Phasendelektors 47 aufgenommei werden. Der über den Phasenschieber 36 zugeführt!

60,8-kHz-Träger wird dann auf gleiche Weise vom binären Kodesignal phasenmoduliert wie das Senderkennungssignal selbst moduliert ist. Der Phasenschieber 47 liefert dann wieder eine Ausgangsgleichspannung, die zur Phasenkorrektur verwende', werden kann.

Eine dritte Möglichkeit ist den Phasenumpoler in die Ausgangsleitung des Phasendetektors 47, und zwar vor oder hinter dem Filter 46 aufzunehmen. Der Phascncletektor 47 selbst liefert dann das binäre Kodesignal, aber da bei jedem Signalsprung dieses Signals der Phasenumpoler umkippt, wird das Ausgangssignal des Phasenumpolers eine Gleichspannung. Diese kann wieder zur Phasenkorrektur verwendet werden.

Ein 90°-Phasenschieber 52 in der Eingangsleitung 38 des synchronen Detektors hat eine entsprechende Funktion wie der 45° -Phasenschieber 40 aus F i g. 2. Der Phasenschieber 52 kann auch in die Eingangsleitung 41 des Synchrondetektors 39 oder in eine der Eingangsleitungen des Phasendetektors aufgenommen sein.

Eine nähere Analyse der Schaltungsanordnung nach Fig.4 zeigt, daß das ganze Phasenkorrektursystem zwei stabile Regelzustände kennt, wobei der Phasenunterschied des Signals am Eingang 49 gegenüber dem Signal am Eingang 48 des Phasendetektors +90° oder —90° sein kann. Die Detektion des binären Kodesignals mittels des Synchrondetektors 39 geht daher mit derselben Zweideutigkeit wie beim Empfänger nach Fig.3 einher.

Bei den in den F i g. 3 und 4 dargestellten Schaltungsanordnungen sind keine Resonanzkreise mit hohen Selektivitätsanforderungen notwendig, weil ein großer Teil der erforderlichen Selektivität niederfrequent, d. h. durch Tiefpaßfilter (34£>, 46, 42) verwirklicht wird. Die Bandpaßfilter 32 und 33 brauchen daher nur mäßige Qualitätsfaktoren (etwa 20) aufzuweisen. Neuliche Versuche haben gezeigt, daß das Stereopilotsignalfilter 32 sogar völlig fortfallen kann. Auch ist es in manchen Fällen möglich, ein bereits gefiltertes Stereopilotsignal aus dem Stereodekoder 27 zu beziehen. Der Eiügang der Phasenschleife 34 wird dann an eine geeignete Stelle des Stereodekoders 27 angeschlossen.

Die in den Fig. 1,3 und 4 dargestellten funktionellen Einheiten sind alle an sich bekannt und bedürfen daher keiner näheren Erläuterung.

Der Sender nach Fig.5 enthält einen Stereomultiplexkodierer 101, an den Quellen 101 und 103 linker bzw. rechter Tonsignale angeschlossen sind und der einen 19-kHz-Oszillator 104 enthält, der ein Stereopilotsignal fp liefert. Der Kodierer 101 bildet auf entsprechende Weise, wie an Hand der F i g. 1 beschrieben wurde, aus den zugeführten Signalen das Normmultiplexsignal, das das tonfrequente Summensignal L +R, das einem unterdrückten Träger mit der doppelten Pilotfrequenz auf modulierte L — fi-Stereoinformationssignal, sowie das Stereopilotsignal f_p selbst enthält. Es sei vorausgesetzt, daß das vom Oszillator 104 herrührende Stereopilotsignal dieselbe Phase hat wie das Pilotsignal in dem Multiplexsignal.

Das Stereopilotsignal wird unmittelbar einem zweiten Kontakt b und außerdem über einen 90°-Phasenschieber 105 einem ersten Kontakt a eines Schalters 106 zugeführt. Der Mutterkontakt cdes Schalters 106 ist mit einem ersten Eingang 107 eines linearen Modulators 108 verbunden. Diesem Eingang wird daher in der dargestellten Stellung des Schalters 106 ein Stereopilotsignal zugeführt, das gegenüber dem Stereopilotsignal in dem Multiplexsignal um 90° gedreht ist. In der anderen Stellung des Schalters erhält der Eingang 107 des Modulators 108 das Stereopilotsignal gegenüber dem Multiplexsignal phasenrichtig.

Das Stereopilotsignal wird außerdem über einen impulsformer 109 einem Frequenzteiler 110 zugeführt, der eine Blockform entsprechend 1/8 mal der Stereopilotfrequenz (2375 kHz) liefert Ein auf diese Frequenz abgestimmtes Bandfilter 111 filiert daraus die Grundfrequenz, so daß eine Sinusform von 1/8 mal der Pilotfrequenz am zweiten Eingang 112 des Modulators 108 verfügbar ist.

Der Modulator 108 ist ein linearer Gegentaktmodulator, der aus den beiden zugeführten sinusförmigen Signalen die Summen- und Differenzfrequenz (f_p—fpl% und fp+fp/8) erzeugt, während die ursprünglich zugeführten Frequenzen (f_p und /p/8) in dem Ausgangssignal fehlen.

Das Ausgangssignal des Modulators 107 wird danach unmittelbar einem ersten Kontakt a eines Dreistellungenschalters 113 zugeführt, sowie über ein auf 16,625 kHz (7/8/p) abgestimmtes Bandfilter 114 einem zweiten Kontakt b und über ein auf 21,375 kHz (9/8 f_p) abgestimmtes Bandfilter 115 einem dritten Kontakt c des Dreistellungenschalters 113. Der Mutterkontakt d des Dreistellungenschalters 113 ist an einen ersten Eingang 116 eines linearen Gegentaktmodulators 117 angeschlossen. An dem zweiten Eingang 118 dieses Modulators 117 ist über einen Trapezformer 119 eine Anordnung 120 angeschlossen, die das binäre Kodesignal liefert, in dem sich die Senderkennungsinfcrmation befindet. Der Trapezformer 119 verringert den Inhalt an höheren Frequenzanteilen, so daß das dem Modulator zugeführte Kodesignal ein beschränktes Frequenzgebiet (bis etwa 600 Hz) umfaßt.

In der dritten Stellung (c) des Schalters 113 wird der über das Filter 115 durchgelassene Hilfsträger von 9/8 fp in dem Modulator 117 mit dem Kodesignal der Anordnung 120 binär phasenmoduliert. In der zweiten Stellung (b) des Schalters 113 wird der über das Filter 114 duchgelassene Hilfsträger von 7/8 f_p mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert. In der ersten Stellung (a) des Schalters 113 werden die beiden von dem Modulator 118 herrührenden Hilfsträger (7/8 f_P und 9/8 f_p) mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert. Das Ausgangssignal des Modulators 117 wird zum Schluß zu dem Stereomultiplcxsignal des Kodierers 101 in einer Addierstufe 121 addiert, dies und jenes derart, daß die Amplitude des hinzugefügten Hilfsträger bzw. der Hilfsträger wesentlich (beispielsweise 30mal) kleiner ist als die Amplitude des in dem Multiplexsignal vorhandenen Stereopilotsignals. Das Ausgangssignal der Addierstufe 121 wird zum Schluß einem nicht dargestellten UKW-Sender zugeführt.

In der Stellung (a) der beiden Schalter 106 und 113 enthält das ausgestrahlte Gesamtsignal außer dem Stereopilotsignal f,, die Hilfsträger /^+1/8 f_p und f_p—1/8 fp, die beide mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert sind. Die Resultierende der beiden Hilfsträger liegt dabei immer um 90° gegenüber dem Stereopilotsignal gedreht, und zwar derart, daß das Stereopilotsignal mit den beiden Hilfsträgern als Seitenbänder ein Signal bildet, das in Quadratur also nur wenig in Amplitude moduliert ist. Das modulierte Signal ist dabei selbst ein Träger von 1 /8 fp, der mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist. In der zweiten Stellung (b) des Schalters

t>i 106 liegt die Resultierende der beiden Hilfsträger mit dem Stereopilotsignal in Phase (oder 180° phasenverschoben), so daß das Stereopilotsignal mit den beiden Hilfsträgern als Seitenbänder ein Signal bildet, das mit

dem modulierten l/8/_p-Signal amplituden- nicht aber phasenmoduliert ist

In der zweiten bzw. dritten Stellung des Schalters 113 wird dem Stereopilotsignal von dem Multiplexsigna! nur das untere bzw. obere Seitenband hinzugefügt Umschalten des Schalters 106 ergibt zwar eine 90°-Phasenverschiebung des einen Seitenbandes gegenüber dem Stereopilotsignal, aber dies ist von geringer praktischer Bedeutung.

Es dürfte einleuchten, daß der Schaltplan nach F i g. 5 sich auf einen Probesender bezieht der dazu geeignet ist zu erproben, welches System sich in der Praxis bewähren wird. In der endgültigen Ausführung wird der Sender nur für ein System geeignet zu sein brauchen und dadurch einen einfacheren Aufbau haben können. So wird ein Sender, bei dem nur ein modulierter Hilfsträger von beispielsweise 7/8 f_p oder 9/8 f_p dem Multiplexsignal zugeführt wird (siehe F i g. 5a), eine Phasenschleife 122 enthalten können, die aus dem Stereopilotsignal ein Signal von 7 f_p oder 9 f_p ableitet weiterhin einen 8-Teiler 123 zum Schaffen eines impulsförmigen Signals entsprechend 7/8 /_poder 9/8 /^ dann ein Bandfilter 124 um das impulsförmige Signal in ein sinusförmiges Signal von 7/8 f_p oder 9/8 f_P umzuwandeln und dieses sinusförmige Signal wird dann dem ersten Eingang 116 des Modulators 117 zugeführt.

In einem endgültigen Sender für ein System mit zwei modulierten Hilfsträgern können die Elemente 106,113, 114, 115 aus Fig.5 fortfallen. Der Oszillator 104 kann dann unmittelbar oder über den Phasenschieber 105 an den ersten Eingang 107 des Modulators 108 und der Ausgang von 108 unmittelbar an den ersten Eingang 116 des Modulators 117 angeschlossen sein. Statt das erste Pilotsignal f_p mit dem fp/8-Signal zu vermischen und daraufhin das Resultat mit dem Kodesignal zu modulieren, kann man auch zunächst das /p/8-Signal mit dem Kodesignal modulieren und daraufhin mit dem Stereopilotsignal mischen oder das Stereopilotsignal f_p mit dem Kodesignal modulieren und daraufhin mit dem fp/ 8-Signal vermischen.

F i g. 6 zeigt das Frequenzspektrum des von der Addierstufe 121 gelieferten Signals. Die Figur zeigt von 0—15 kHz das tonfrequente Informationssignal, bei 19 kHz das Stereopüotsignal. von 23 kHz bis 53 kHz (nicht ersichtlich) das auf 38 kHz modulierte Stereoinformationssignal und bei 16,625 und 21,375 kHz die beiden binär phasenmodulierten Hilfsträger mit je einer Bandbreite von etwa 1200 Hz. Es sei bemerkt, daß die Amplituden der Signalanteile wesentlich mehr voneinander abweichen als deutlichkeitshalber in der Figur dargestellt ist. In der Praxis können die L+R- und L—/?-Signalanteile etwa 9mal größer sein als das Stereopüotsignal, während die beiden Hilfsträger beispielsweise 30mal kleiner sein können als das Stereopüotsignal.

Der Empfänger aus F i g. 7 eignet sich insbesondere für ein System, bei dem nur ein binär phasenmodulierter Hilfsträger beispielsweise 7/8-/J, (16,625 kHz) ausgestrahlt wird. In Fi g. 7 sind die üblichen Empfängerelemente wie HF-, ZF- und NF-Stufen nicht dargestellt. M) Das von dem Frequenzdiskriminator des Empfängers herrührende Multiplexsignal wird einem Bandpaßfilter 125 zugeführt, das auf die Hilfsträgerfrequenz entsprechend 16,625 kHz abgestimmt ist und einen wirksamen Qualitätsfaktor entsprechend beispielsweise 15 haben kann. Dieses Filter läßt die modulierte Hilfsträgerfrequenz durch sowie das Stereopüotsignal selbst, das, obschon auf eine Flanke des Filters fallend, noch immer wesentlich größer ist als das Hilfsträgersignal. Die beiden Signale werden nach Verstärkung in einem Verstärker 126 einem ersten Eingang 127 einer Multiplizierslufe 128 zugeführt, die zwei Funktionen aufweist

Erstens ist die Stufe 128 als Phasendetektor in einer Phasenschleife wirksam, die weiter ein Tiefpaßfilter 129, einen spannungsgesteuerten 38-kHz-Oszillator 130, einen Halbierer 131 enthält welcher letztere eine 19-kHz-Rechteckwelle auf einen zweiten Eingang 132 der Multiplizierstufe 128 zurückführt Diese Phasenschleife fängt auf das empfangene Stereopüotsignal ein und liefert daher am Ausgang des Teilers 131 ein 19-kHz-Rechtecksignal, das gegenüber dem empfangenen Stereopüotsignal synchronisiert ist Das Tiefpaßfilter 129, das dszu dient, zu vermeiden, daß die Phasenschleife durch andere Signalanteile als das Stereopilotsignal beeinflußt wird, kann eine Grenzfrequenz entsprechend beispielsweise 300 Hz und einen Frequenzabfall über dieser Grenzfrequenz von 6 db/Oktave haben.

Zweitens ist die Multiplizierstufe 128 als Mischstufe für den modulierten Hilfsträger von 16,625 kHz(7/8 f_p) wirksam. Dieser Hilfsträger wird mit dem 19-kHz-/7p> Rechtecksignal am Eingang 132 vermischt und dies ergibt ein binär phasenmoduliertes ZF-Signal entsprechend 2375 kHz (1/8 fp). das über ein Tiefpaßfilter 133 mit einer Grenzfrequenz entsprechend beispielsweise 3 kHz und einem H F-Abfall von 20 db/Oktave weitergeleitet wird.

Statt eines spannungsgesteuerten 19-kHz-Oszillators ist ein spannungsgesteuerter 38-kHz-Oszillator 130 mit einem nachfolgenden Halbierer 131 verwendet worden, weil ein Halbierer im allgemeinen ein symmetrischeres Rechtecksignal ergibt als ein spannungsgesteuerter Oszillator. Die Stufe 128 wird daher mit einem rein symmetrischen Rechtecksignal gesteuert, so daß Eingangssignalanteile um die geradzahligen Harmonischen von 19 kHz herum, insbesondere um 38 kHz herum, das Ausgangssignal der Stufe 128 nicht beeinflussen. Die Detektion von Signalanteilen um 57 kHz herum durch die Stufe 128 wird in ausreichendem Maße durch das Filter 125 vermieden, das für diese Signalanteile eine ausreichende Dämpfung bietet.

Mit Hilfe der Elemente 128, 129, 130 und 131 sind daher am Ausgang des Halbierers 131 ein ausgefiltertes Stereosignal und am Ausgang der Stufe 128 ein konvertierter binär modulierter Hilfsträger verfügbar. Es dürfte jedoch einleuchten, daß diese Funktionen mit jeder geeigneten Filter- und Wandleranordnung durchgeführt werden können.

Das 19-kHz-Rechtecksignal des Halbierers 131 wird in einem Achtteiler 134 auf ein Rechtecksignal mit einer Frequenz entsprechend 2,375 kHz (1/8 f_p) geteilt. Daher ist am Ausgang des Filters 133 ein binär phasenmoduliertes Trägersignal entsprechend 2375 kHz verfügbar und am Ausgang des Teilers 134 ein aus dem Stereopilotsignal abgeleitetes nicht moduliertes Rechtecksignal entsprechend 2,735 kHz. Das modulierte Trägersignalkann nun entsprechend einem der Verfahren, die an Hand der Fig.3 und 4 beschrieben wurden, mit Hilfe des nicht modulierten Signals synchron moduliert und verarbeitet werden. Die eigentliche Detektion erfolgt in einem synchronen Dctektot 135, dessen erster F.ingang 136 über einen Verstärker 137 das modulierte Signal zugeführt wird, während dessen zweitem Eingang 138 über einen regelbaren Phasenschieber 139 das nicht modulierte Wellensignal zugeführt wird. Die delektierten Kodesignale werden in einem Tiefpaßfilter 140 mit einer Grcn/.frcauen/. entsprechend beispielsweise 350 Hz und

IO

15

einem Hochabfall entsprechend 20 db/Oktave gefiltert, daraufhin in Rechteckimpulse umgewandelt, und zwar mit Hilfe eines Impulsformers 141, danach einem Detektor 142 zugeführt, der das auf diese Weise erhaltene binäre Signal in Signale umwandelt, die z-un Zuführen zu einer Verbrauchsanordnung 143 geeignet sind. Die Verbrauchsanordnung 143 kann abhängig von der im Kode vorhandenen Information verschieden sein. Falls der Kode Information über den empfangenen Sender und/oder das empfangene Programm enthält, kann die Anordnung 143 eine »Wiedergabeanordnung« emnalten, die diese Information sichtbar macht und wodurch beispielsweise die übliche Senderskala fortfallen kann. Auch ist es möglich, daß die Anordnung 143 eine automatische Sendersuchlaufschaltung enthält, und zwar derart, daß der Empfänger sich selbst auf diejenigen Sender abstimmt, die eine bestimmte Programmart ausstrahlen, beispielsweise klassische Musik. Wenn der Kode Zeitinformation enthält, kann die Anordnung 143 beispielsweise ein angeschlossenes Tonbandgerät zu einer bestimmten voreingestellten Zeit ein- bzw. ausschalten. Wenn der Kode ein Semaphonsignai ist, wird die Anordnung 143 durch einer. Semaphonempfänger gebildet.

Der Phasenschieber 139 dient dazu, alle Phasenfehler auszugleichen, die zwischen dem modulierten 2,375-kHz-Signal und dem nicht modulierten 2,375-kHz-Rechtecksignal entstehen. Diese Phasenfehler können beim Teiler 110 im Sender und beim Teiler 134 im Empfänger und durch Laufzeitunterschiede in den jeweiligen Filtern, beispielsweise in dem Filter 125, entstehen. Zwecks dieser Phasenregelung wird das binär phasenmodulierte 2,375-kHz-Signal mit Hilfe einer Quadrieranordnung 144 und eines Impulsformers 145 in ein 4,75-kHz-Rechtecksignal umgewandelt. Zugleich wird das nicht modulierte Wellensignal des Phasenschiebers 139 mit Hilfe eines Frequenzmultiplizierers 146 in ein 4,75-kHz-Rechtecksignal umgewandelt. Die beiden 4.75-kHz-Rechtecksignale werden miteinander verglichen, und zwar in einem Phasendetektor 147, der darauf ein Regelsignal erzeugt, das nach Filterung in einem Tiefpaßfilter 148 und Verstärkung in einem Verstärker 149 dem Regeleingang 150 des regelbaren Phasenschiebers 139 zugeführt wird. Der Phasenschieber 139 sorgt auf diese Weise dafür, daß das 2,375-kHz-Rechtecksignal und das 2,375-kHz-Signal, das dem synchronen Detektor zugeführt wird, gleichphasig (bzw. 180° phasenverschoben) sind. Die Phasenzweideutigkeit, die dabei noch auftritt, kann wieder durch Anwendung eines dafür unempfindliches Kodes ausgeglichen werden.

Der Phasenschieber 139 kann ebenso wie der Phasenschieber 36 aus F i g. 3 und 4 aus zwei kaskadengeschaltelen monostabilen Schaltungen bestehen, wobei die Zeitkonstante der ersten durch das Regelsignal geregelt wird und die der zweiten der halben Periode des zu verzögernden Signals entspricht und wobei die erste durch das eintreffende Signal und die zweite durch die Rückflanke der ersten gestartet wird. Ein derartiger Phasenschieber ist imstande, die Phase des Signals um fast 360° zu drehen, was durchaus ausreicht, da das Signal über 180^ς muß verdreht werden können.

Eine bevorzugte Ausführungsform eines Empfängers zum Empfang von Signalen, die zwei binär phasenmodulierte Hilfsträger auf beiden Seiten des Stereopilotsignuls enthalten, wobei das Stereopilotsignal in Quadratür auf der Resultierenden der beiden Hilfsträger steht, kann dieselbe Gestalt haben wie dies in F i g. 7 dargestellt ist. in dem Sinne, daß das Filter 125 statt auf nur einen Hilfsträger abgestimmt zu sein, auf das Stereopilotsignal abgestimmt wird, während die Durchlaßbandbreite des Filters groß genug sein muß, um die beiden Hilfsträger durchzulassen. Andererseits muß die Dämpfung außerhalb des Durchlaßbandes, insbesondere für Signale um die 57 kHz herum, groß genug sein, um Störungen zu vermeiden.

In einem Empfänger zum Empfang von Signalen mit auf beiden Seiten des Stereopilotsignals einem binären phasenmodulierten Hilfsträger, wobei die Resultierende der beiden Hilfsträger mit dem Stereopilotsignal phasengleich liegt, ist es nicht mehr möglich, den Phasendetektor (128) der Phasenschleife zum Abwärtsmischen des Signals zu verwenden, weil der Phasendetektor und die Mischstufe dann mit gegenüber einander um 90° verschobenen Stereopilotsignalen gesteuert werden müssen. Fig.8 zeigt eine mögliche Ausführungsform für einen derartigen Empfänger, in dem entsprechende Elemente mit gleichen Bezugszeichen wie in F i g. 7 dargestellt sind.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 126 wird dann dem Phasendetektor 128 sowie einem zweiten als Mischstufe wirksamen Detektor 151 zugeführt. In dieser Mischstufe wird das Eingangssignal mit einem 19-kHz-Rechtecksignal vermischt, das durch Frequenzteilung durch einen Halbierer 152 aus dem 38-kHz-Oszillator 130 abgeleitet wird. Die beiden Halbierer 131 und 152 werden derart gesteuert, daß sie gegenüber einander um 90° phasenverschobene 19-kHz-Signale liefern.

b0 Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

50

Claims

Patentansprüche:

1. Rundfunksystem mit Ker.nsignalgabe, wobei sendeseitig ein einem Hauptträger durch Frequenzmodulation aufmoduliertes Multiplexsignal ausgestrahlt wird, das ein tonfrequentes Inforinationssignal, im Falle einer Stereosendung ein Stereoinformationssignai, das einem unterdrückten Stereohilfsträger aufmoduliert ist, ein Stereopilotsignal, dessen Frequenz zwischen den Frequenzspektren des tonfrequenten Informationssignals und des modulierten Stereoinformationssignals liegt und das zur Demodulation des Stereoinformationssignals dient, sowie ein binäres Kodesignal, das einem außerhalb der ge- is nannten Frequenzspektren liegenden weiteren Hilfsträger mit einer Amplitude, die den Hauptträger um höchstens 1 kHz abweichen läßt, aufmoduliert ist enthält, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Hilfsträger eine nicht mit einer Harmonischen des Stereopilotsignals zusammenfallende Harmonische einer Subharmonischen dieses Stereopilotsignals ist, die sendeseitig aus derselben Frequenzquelle wie das Stereopilotsignal abgeleitet ist, und daß das Kodesignal diesem Hilfsträger binär in Phase aufmoduliert ist.

2. Rundfunksystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des genannten weiteren Hilfsträger in der Mitte zwischen zwei Harmonischen des Stereopilotsignals liegt. jo

3. Rundfunksystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Hilfsträger mit dem modulierten Kodesignal in wenigstens einer der beiden Hälften des durch das (19 kHz) Stereopilotsignal in zwei Teile aufgeteilten Frequenzgebietes zwisehen der oberen Grenze des Frequenzspektrums (15 kHz) des tonfrequenten Informationssignals und der unteren Grenze des Frequenzspektrums (23 kHz) des modulierten Stereoinformctionssignals liegt und daß das modulierte Kodesignal eine Amplitude aufweist, die den Hauptträger um weniger als 1 kHz, vorzugsweise um 0,25 kHz, abweichen läßt.

4. Rundfunksystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß in jeder der beiden Hälften des genannten durch das (19 kHz) Stereopilotsignal in zwei Teile (15-19 kHz bzw. 19-23 kHz) aufgeteilten Frequenzgebietes (15—23 kHz) ein mit dem Kodesignal binär phasenmodulierter Hilfsträger liegt.

5. Rundfunksystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden mit dem Kodesignal modulierten Hilfsträger gleiche Amplituden aufweisen und eine derartige Phase gegenüber dem (19 kHz) Stereopilotsignal, daß sie zusammen mit dem (19 kHz) Stereopilotsignal ein Signal bilden, das durch Quadraturmodulation des (19 kHz) Stereopilotsignals mit einem von dem (19 kHz) Stereopilotsignal abgeleiteten Unterträger, der selbst mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist, entsteht.

6. Rundfunksystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der mit dem Kodesignal modulierte Hilfsträger sich in einem Abstand von dem (19 kHz) Stereopilotsignal befindet, der gleich Ve der Frequenz des Stereopilotsignals ist.

7. Empfänger für ein Rundfunksystem mit Kennsignalgabe nach einem oder mehreren der vorstehen- tr> den Ansprüche mit einem Frequenzdiskriminator (26) zum Demodulieren des empfangenen Hauptträgers, gekennzeichnet durch einen synchronen Demodulator (39; 135) mit ersten (38; 138) und zweiten (41; 136) Eingängen und einem Ausgang, einen ersten mit dem Frequenzdiskriminator (26) gekoppelten Übertragungsweg (32, 34-37, 52; 128-131, 134,139) zum Zuführen eines mit dem Stereopilotsignal synchronisierten unmodulierten Signals zum ersten Eingang (38; 138) des synchronen Demodulators (39; 135), einen zweiten mit dem Frequenzdiskriminator (26) gekoppelten Übertragungsweg (33, 40; 133,137) zum Zuführen des binär phasenmodulierten Kodesignals zum zweiten Eingang (41; 136) des synchronen Demodulators (39; 135) und einen an den Ausgang des synchronen Demodulators (39; 135) angeschlossenen Ausgangskreis (42; 140) für daä demodulierte Kodesignal.

8. Empfänger nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch eine zwischen die beiden Übertragungswege (32, 34-37, 52; 128-131, 134, 139 bzw. 33, 40; 133, 137) aufgenommene Anordnung (46, 51; 144—149) zum Erzeugen eines Regelsignals abhängig von der gegenseitigen Phase zwischen dem Träger des dem ersten Eingang (38) des synchronen Demodulators (39) zugeführten unmodulierten Signals und des dem zweuen Eingang (41) des synchronen Demodulators (39) zugeführten binär phasenkodierten Signals und durch einen in einen der beiden Übertragungswege (32, 34-37, 52; 128-131, 134, 139 bzw. 33, 40; 133, 137) aufgenommenen, durch das Regelsignal geregeilen elektronisch regelbaren Phasenschieber (36, 139) zum Regeln der gegenseitigen Phase.

9. Empfänger nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung (46—50) zum Erzeugen eines Regelsignals einen Phasendetektor (47) enthält mit ersten (48) und zweiten (49) Eingängen und einem Ausgang sowie eine Frequenzverdopplerschaltung (50), die zwischen einem Anschlußpunkt des zweiten Übertragungsweges (33,40) und dem /weiten Eingang (49) des Phasendetektors (47) vorgesehen ist, daß ein Anschlußpunkt des ersten Übertragungsweges (32, 34—37) mit dem ersten Eingang (48) des Phasendetektors (47) gekoppelt ist und daß der Ausgang des Phasendetektors (47) den elektronisch regelbaren Phasenschieber (36) regelt.

10. Empfänger nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung (46—49, 51) zum Erzeugen eines Regelsignals einen Phasendetektor (47) enthält mit einem ersten (48) und einem zweiten (49) Eingang und einem Ausgang, wobei der erste Eingang (48) über eine erste Verbindung an einen Anschlußpunkt (36, 52) des ersten Übertragungsweges (32, 34—36, 52) und der zweite Eingang (49) über eine zweite Verbindung an einen Anschlußpunkt (33, 41) des zweiten Übertragungsweges (33) angeschlossen ist und wobei der Ausgang des Phasendetektors (47) über eine dritte Verbindung den elektronisch regelbaren Phasenschieber (36) regelt, sowie einen in eine der genannten Verbindungen aufgenommene durch das Ausgangssignal des synchronen Demodulators (39) gesteuerten Phasenumpoler (51).

11. Empfänger nach Anspruch 9 und 10, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronisch regelbare Phasenschieber (36) in den ersten Übertragungsweg (32, 34—37, 52) vor dem genannten Anschlußpunkt des ersten Übertragungsweges (32, 34 — 37, 52) aufgenommen ist.

12. Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Ausgang des Frcquenzdiskriminators (26) eine Filter- und Wandleranordnung

(128—133,151,152) gekoppelt ist zum Ausfiltern des Stereopilotsignals und zum mit Hilfe des ausgefilterten Stereopilotsignals Umwandeln des mit dem Kodesignal binär phasenmodulierten Hilfsträger auf einen mit dem Kodesigna! binär phaserimodulierten Zwischenfrequenzträger mit einer Frequenz entsprechend dem Frequenzabstand zwischen dem Hilfsträger und dem Stereopilotsignal, daß ein Ausgang der Filter- und Wandleranordnung (128—133, 151, 152) für das ausgefilterte Stereopilctsignal mit dem einen oder mehrere Frequenzteiler (134) zum Erzeugen eines durch das ausgefilterte Stereopilotsignal synchronisierten unmodulierten Zwischenfrequenzträgers enthaltenden ersten Übertragungsweg (134,139) verbunden ist zum Zuführen dieses unmodulierten Zwischenfrequenzträgers zu dem ersten Eingang (138) des synchronen Demodulators (135) und daß der zweite Übertragungsweg (133,137) mit einem Ausgang der Filter- und Wandleranordnung (128—133,151,152) zum Zuführen des binär phasenmodulierten Zwischenfrequenzträgers zu dem zweiten Eingang (136) des synchronen Demodulators (135) verbunden ist.

13. Empfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Filter- und Wandleranordnung (128—133) eine mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (130), einem Filter (129) und einem Phasendetektor (128) aufgebaute Phasenschleife zum Ausfiltern des Stereopilotsignals enthält, wobei einem ersten Eingang (127) des Phasendetektors (128) das Ausgangssignal des Frequenzdiskrirriinators (26) und einem zweiten Eingang (132) des Phasendetektors (128) das von dem spannungsgesteuerten Oszillator (130) abgeleitete ausgefilterte Stereopilotsignal zugeführt wird und daß der Phasendetektor (128) der Phasenschleife zugleich als Wandler für den modulierten Hilfsträger wirksam ist, und zwar dadurch, daß der zweite Übertragungsweg (133—137) an den Ausgang des Phasendetektors (128) angeschlossen ist.

14. Empfänger nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgang des Frequenzdiskriminators (26) und den Eingang der Filter- und Wandleranordnung (128—133,151,152) ein auf den mit dem Kodesignal modulierten Hilfsträger abgestimmtes Bandpaßfilter (125) aufgenommen ist, von dem eine Flanke das Stereopilotsignal durchläßt.

15. Sender für ein Rundfunksystem mit Kcnnsignalgabe nach einem oder mehreren der Ansprüche T bis 6, mit einer Anordnung (1—8; 101 — 103) zum Erzeugen eines Tonfrequenzinformationssignals (L +ff), im Falle eines Stereosenders eines einem ausgelasteten (38 kHz) Stereohilfstriiger aufmodulierten Stereoinformationssignals (L—R), sowie einem Oszillator (14; 104) zum Erzeugen eines (19 kHz) Stereopilotsignals, dessen Frequenz zwischen den Frequenzspektren (0—15 kHz; 23—53 kHz) des Tonfrequenzinfonnationssignals (L + R) und des modulierten Stereoinformationssignats (L-R) liegt, gekennzeichnet durch eine Quelle binärer Kodesignale (21; 120) und einen an diese Quelle (21:120) und an dun genannten Oszillator (14; 104) angeschlossenen modulierten Signalgencrator (18 — 20; 1(>5— 117) zum Erzeugen eines mil den Kodcsignalen binar phascnniodulierten Hilfsträgcrs, der eine nicht mit einer !Harmonischen des (19 kHz) Stereopilotsignals zusammenfallenden Harmonisehen einer Subharmonischen diesen (19 kHz) Pilotsignals ist und außerhalb der genannten Frequenzspektren (0-15 kHz, 23-53 kHz) liegt

16. Sender nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der modulierende Signalgenerator (18—20; 105—117) einen mit den Kodesignalen binär phasenmodulierten Hilfsträger erzeugt der in wenigstens einer der beiden Hälften des durch das (19 kHz) Stereopilotsignal in zwei Teile aufgeteilfen Frequenzgebietes zwischen der oberen Grenze des Frequenzspektrums des tonfrequenten Informationssignals (15 kHz) und der unteren Grenze des Frequenzspektrums des modulierten Stereoinformationssignals (23 kHz) liegt.

17. Sender nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der modulierende Signalgenerator (18-20; 105-117) einen Hilfsträgergenerator (18, 19; 105—115) enthält zum Erzeugen des genannten Hilfsträger sowie einen an den Hilfsträgergenerator (18, 19; 105-115) und an die Quelle (21; 120) binärer Kodesignale angeschlossenen Modulator (20; 117) zum binär mit den Kodesignalen Phasenmodulieren des Hilfsträger.

18. Sender nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der modulierende Signalgenerator (105—117) einen an den Oszillator (104) angeschlossenen Frequenzsynthesizer (109—111) enthält zum Erzeugen eines Zwischenfrequenzträgers mit einer Frequenz entsprechend dem Frequenzabstand zwisehen dem Hilfsträger und dem (19 kHz) Stereopilotsignal scwie erste (108) und zweite Modulatoren (117) mit je ersten (107; 116) und zweiten (112; 118) Eingängen und einem Ausgang, wobei der Ausgang des ersten Modulators (108) an den ersten Eingang

(116) des zweiten Modulator (117) und wobei von den beiden Eingängen (107,112) des ersten Modulator (108) und der zweite Eingang (118) des zweiten Modulator (117) ein Eingang (107) an den Oszillator (104), ein zweiter (112) an den Frequenzsynthesizer (109—111) und ein dritter (118) an die Quelle binäre Kodesignale (120) angeschlossen ist.