DE4331882A1

DE4331882A1 - Verfahren zum Betrieb optischer Überlagerungsempfänger mit einer einen Fangbereich aufweisenden Regeleinrichtung zum Regeln einer Zwischenfrequenz des Empfängers auf einen Sollwert und Empfänger zur Durchführung eines solchen Verfahrens

Info

Publication number: DE4331882A1
Application number: DE4331882A
Authority: DE
Inventors: Reinhold Dipl Ing Noe
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1993-09-20
Filing date: 1993-09-20
Publication date: 1995-03-23
Also published as: US5510927A; JPH07115401A

Description

Verfahren zum Betrieb optischer Überlagerungsempfänger mit einer einen Fangbereich aufweisenden Regeleinrichtung zum Regeln einer Zwischenfrequenz des Empfängers auf einen Sollwert und Empfänger zur Durchführung eines solchen Verfahrens.

Beim optischen Überlagerungsempfang wird dem modulierten Licht des von einem Sendelaser erzeugten Datensignals im Empfänger das starke unmodulierte Licht eines Lokaloszilla tors zugesetzt. Gegenüber dem Direktempfang erhält man eine höhere Empfindlichkeit und Trennschärfe, um einen von mehre ren angebotenen Sendekanälen auszuwählen.

Als besonders aussichtsreiches Modulationsverfahren hat sich die binäre Frequenzumtastung (Frequency shift keying, FSK) herausgestellt, da sich als Sendelaser verwendete Halb leiterlaser durch Änderung des Stromes einfach frequenzmodul ieren lassen.

Für optimale Überlagerung ist eine Polarisationsanpassung des Lokaloszillatorsignals mit dem Datensignal erforderlich. Neben Polarisationsregelung und Polarisationsdiversität ist datensynchrone Polarisationsumtastung (DSP) von Interesse (siehe beispielsweise R. No´ et al, Electronics Letters 25 (1989) 1, 4-5 und Abschnitte IV. und V, von R. No´: J. of Lightwave Technology 9 (1991) 10). Das gilt insbesondere für Verteilsysteme bei einer relativ kleinen Anzahl von Sendern und einer großen Anzahl von Teilnehmerempfängern. Bei DSP kann es sich um dateninduzierte Polarisationsumtastung mit tels einer passiven doppelbrechenden Komponente oder aktive datensynchrone Polarisationsumtastung mittels eines Polarisa tionsmodulators handeln.

Bei DSP werden die beiden Kennfrequenzen mit zueinander orthogonalen Polarisationen empfangen. Wird die Umtastung an jedem der z. B. 50 Sender durchgeführt, so ist das Polarisati onsproblem für jeden der beispielsweise 10 000 Empfänger gelöst. Die Kosten pro Teilnehmer werden dadurch sehr gering.

Um optimale Funktion von optischen Überlagerungsempfängern, insbesondere Heterodynempfängern zu gewährleisten, ist eine automatische Zwischenfrequenzregelung (AFC) erforderlich. Sie hat einen gewissen Fangbereich, innerhalb dessen nach Ein schalten der AFC der Sollwert der Zwischenfrequenz, d. h. die richtige Zwischenfrequenz, erreicht wird. Da die Frequenzun sicherheit des Senders bzw. Lokaloszillators im allgemeinen größer ist als der Fangbereich, ist eine Voreinstellung der Lokaloszillatorfrequenz erforderlich, bevor die AFC einge schaltet wird. Die Lokaloszillatorfrequenz wird dazu norma lerweise als Funktion der Zeit rampenförmig verändert. Mit einem Pegeldetektor oder Frequenzdiskriminator wird die Präsenz des Zwischenfrequenzsignals und seine Frequenzlage im Vergleich zur Lokaloszillatorfrequenz festgestellt. Dann kann die Lokaloszillatorfrequenz so eingestellt werden, daß sich das Signal innerhalb des Fangbereichs befindet. Danach wird die AFC eingeschaltet.

Für die automatische Zwischenfrequenzregelung von DSP-Signa len existieren bereits Verfahren (siehe 1). Für die notwen dige Voreinstellung der Lokaloszillatorfrequenz innerhalb des Fangbereichs der AFC sind Verfahren lediglich für Nicht-DSP- Signale bekannt (siehe S. Yamazaki et al "Tunable optical heterodyne receiver for coherent FDM broadcasting systems" Proc. European Fonf. on Opt. Commun. (ECOC ′88) Brighton, 1988, IEE Conf. Publication Number 292, Part 1, S. 86-89).

Aufgabe der Erfindung ist es, Verfahren zum Voreinstellen der Lokaloszillatorfrequenz bereitzustellen, die für FSK-modul ierte optische Datensignale mit datensynchroner Polarisa tionsumtastung geeignet sind.

Eine erste Lösung dieser Aufgabe ist im Anspruch 1, eine zweite Lösung im Anspruch 2 angegeben.

Bevorzugte und vorteilhafte Ausgestaltungen des Verfahrens nach Anspruch 2 gehen aus den Ansprüchen 3 und 4 hervor.

Optische Überlagerungsempfänger zur Durchführung der erfin dungsgemäßen Verfahren gehen aus den übrigen Ansprüchen hervor.

Die Erfindung wird in der nachfolgenden Beschreibung anhand der Figuren beispielhaft näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild eines optischen Überlagerungsempfängers zur Durchführung des ersten erfindungsgemäßen Verfahrens,

Fig. 2 ein schematisches Blockschaltbild eines optischen Überlagerungsempfängers zur Durchführung des zwei ten erfindungsgemäßen Verfahrens,

Fig. 3a eine Demodulatorcharakteristik als Funktion der Zwischenfrequenz,

Fig. 3b ein Frequenzspektrum eines FSK-modulierten opti schen Datensignals ohne Polarisationsumtastung,

Fig. 3c das gleiche Frequenzspektrum im Zwischenfrequenz bereich,

Fig. 3d einen erster Fall eines Frequenzspektrums eines FSK-modulierten Datensignals mit datensynchroner Polarisationsumtastung im Zwischenfrequenzbereich,

Fig. 3e einen zweiten Fall eines Frequenzspektrums des FSK- modulierten Datensignals mit datensynchroner Polarisationsumtastung,

Fig. 3f eine Diskriminatorcharakteristik eines Frequenzdis kriminators als Funktion der Zwischenfrequenz,

Fig. 3g eine andere Diskriminatorcharakteristik eines Fre quenzdiskriminators als Funktion der Zwischenfre quenz,

Fig. 3h einen aus dem Ausgangssignal eines Demodulators mit der Demodulatorcharakteristik nach Fig. 3a gebil deten zeitlichen Mittelwert als Funktion der Zwi schenfrequenz im Fall des symmetrischen Frequenz spektrums nach Fig. 3d,

Fig. 3i den zeitlichen Mittelwert im Fall des asymmetri schen Frequenzspektrums nach Fig. 3e,

Fig. 3j den zeitlichen Mittelwert im Fall des asymmetri schen Frequenzspektrums nach Fig. 3f,

Fig. 3k das durch Einwirkung der Diskriminatorcharakteri stik nach Fig. 3f in Richtung zu dessen Nulldurch gang verschobene Frequenzspektrum nach Fig. 3d oder 3e und

Fig. 3l eine Diskriminatorcharakteristik als Funktion der Zwischenfrequenz, die anstelle der Diskrimina torcharakteristik nach Fig. 3f verwendbar ist, und

Fig. 4a bis 4c drei Ausführungsbeispiele von Frequenz diskriminatoren, die bei den erfindungsgemäßen Ver fahren und erfindungsgemäßen Empfängern vorteilhaft verwendbar sind, wobei rechts neben jedem Ausfüh rungsbeispiel die zu diesem Ausführungsbeispiel gehörende Diskriminatorcharakteristik als Funktion der positiven Frequenz angedeutet ist.

In den Figuren sind optische Verbindungen zur Unterscheidung von elektrischen Verbindungen fett gezeichnet.

Die in den Fig. 1 und 2 dargestellten optischen Überlage rungsempfänger für FSK-modulierte binäre Datensignale D weisen jeweils einen Lokaloszillator 1, einen optischen Koppler 2, eine Einrichtung 3 zur Erzeugung eines Zwischen frequenzsignals ZF und eine Regeleinrichtung 5 zur automati schen Regelung der Zwischenfrequenz f_ZF des Zwischenfre quenzsignals ZF auf einen Sollwert bzw. eine Wunschlage auf.

Der Lokaloszillator 1 erzeugt das Lokaloszillatorsignal LO mit einer bestimmten Lokaloszillatorfrequenz f_LO, die durch ein dem Lokaloszillator 1 zugeführtes Steuersignal u bzw. u₁ gesteuert veränderbar ist.

Im optischen Koppler 2 werden das Datensignal D und das Lokaloszillatorsignal LO einander überlagert und ein opti sches Überlagerungssignal Ü erzeugt.

In der Einrichtung 3 wird das Zwischenfrequenzsignal ZF durch Detektieren des Überlagerungssignals Ü in einem oder zwei Photodetektoren 31 bzw. 32 dieser betreffenden Einrichtung 3, deren jeder gegenüber einem Ausgang 23 bzw. 22 des optischen Kopplers 2 angeordnet ist, erzeugt und in einem elektrischen Verstärker 33 dieser Einrichtung 3 verstärkt.

Das von einem optischen Sender 10 erzeugte optische Datensi gnal D wird beispielsweise durch ein Stück optischer Faser 11 einem Eingang 20 des optischen Kopplers 2 zugeleitet. Das Lokaloszillatorsignal LO wird einem anderen Eingang 21 des optischen Kopplers 2 zugeleitet.

Beispielsweise kann für das Datensignal D dateninduzierte Polarisationsumtastung im Sender 10 gewählt sein, die durch ein polarisationserhaltendes Stück Faser 11 erzeugt wird, wobei die Polarisation des Senders 10 linear ist und am Eingang der Faser 11 unter 45° zu den Hauptachsen liegt. Das Stück Faser 11 könnte auch im Empfänger liegen (siehe Ab schnitte IV. und V, von R. No´: J. of Lightwave Technology 9 (1991)10). Statt der Faser 11 könnte auch am Sender 10 ein aktiver Polarisationsmodulator verwendet werden.

Beim Heterodynempfang ist die Zwischenfrequenz f_ZF die Diffe renz zwischen der Sendefrequenz f_s des Datensignals D und der Lokaloszillatorfrequenz f_LO, d. h.

f_ZF = f_s-f_LO.

Die Weiterverarbeitung des Zwischenfrequenzsignals ZF ge schieht generell so, daß das verstärkte Zwischenfrequenzsi gnal ZF einem Demodulator, beispielsweise ein Frequenzdiskri minator, zugeführt wird und das Ausgangssignal des Demodula tors zur Elimination von Rauschen tiefpaßgefiltert und das tiefpaßgefilterte Signal einem Entscheider und Taktrückgewin nungseinrichtung zugeführt wird. Diese Einrichtungen sind, soweit sie für die Erfindung nicht wesentlich sind, in den Fig. 1 und 2 der Einfachheit halber fortgelassen.

Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 ist der Demodulator des Empfängers wesentlich. Dieser Demodulator ist in der Fig. 1 dargestellt und mit 4 bezeichnet. Dieser Demodulator 4 zur Demodulation des Zwischenfrequenzsignals ZF weist eine be stimmte statische, ein zeitunabhängiges Ausgangssignal U_DEM des Demodulators 4 als eine bestimmte Funktion der Zwischen frequenz f_ZF des Zwischenfrequenzsignals ZF repräsentierende Demodulatorcharakteristik C₁ nach Fig. 3a auf. Diese Demodu latorcharakteristik C₁ ist so gewählt, daß sie bei einem Sollwert bzw. einer Wunschlage einer von zwei die beiden Binärsymbole des binären Datensignals D repräsentierenden Kennfrequenzen f₁, f₂ des Datensignals D ein positives Maxi mum C₁₁ und bei einem Sollwert der anderen Kennfrequenz ein negatives Minimum C₁₂ aufweist.

Dies ist für eine optimale Empfängerempfindlichkeit wichtig. Überdies ist diese Demodulatorcharakteristik C₁ so gewählt, daß sie bei einem Sollwert einem in der Mitte zwischen den beiden Kennfrequenzen f₁, f₂ liegenden sollwertmäßigen Mit telwert (f₁ + f₂)₂ der Kennfrequenzen f₁, f₂ einen Nulldurch gang bezüglich der Abszisse der Demodulatorcharakteristik C₁ aufweist.

Um bei gegebener Zwischenfrequenz f_ZF einen möglichst hohen Frequenzhub verarbeiten und somit eine möglichst hohe Daten rate übertragen zu können, ist die Wahl einer wenigstens näherungsweise sinusförmigen Demodulatorcharakteristik zweckmäßig. Es gilt dann ungefähr f₂ = 3·f₁. Diese Beziehung sollte für das erfindungsgemäße Verfahren nach Anspruch 1 gewährleistet sein.

Die in der Fig. 3a dargestellte beispielhafte Demodula torcharakteristik C₁ erfüllt diese Bedingung. Diese Charakte ristik C₁ weist beispielsweise bei der betragsmäßig kleineren Kennfrequenz f₁ das positive Maximum C₁₁ und bei der be tragsmäßig größeren Kennfrequenz f₂ das negative Minimum C₁₂ auf, wobei genaugenommen die Sollwerte dieser Kennfrequenzen gemeint sind.

Anstelle der Charakteristik C₁ nach Fig. 3a könnte der Demodulator 4 auch die Charakteristik C₂ nach Fig. 3f auf weisen.

Da es für die Funktion des Demodulators 4, der beispielsweise ein Frequenzdiskriminator sein kann, gleichgültig ist, ob die zugeführte Zwischenfrequenz f_ZF "positiv" oder "negativ" ist, kann der Einfachheit halber von einer zum Nullpunkt der Zwischenfrequenz f_ZF symmetrischen Funktion ausgegangen werden, so wie sie in der Fig. 3a bzw. 3f dargestellt ist.

Zu jedem Zeitpunkt t ist das zeitlich abhängige Ausgangssi gnal u_DEM(t) des Demodulators 4, das beispielsweise eine Ausgangsspannung ist, gleich dem Wert, der sich aus dem zeitlich unabhängigen Ausgangssignal U_DEM(f_ZF) des Demodula tors 4 mit dem Wert der zeitlich abhängigen Zwischenfrequenz f_ZF(t) zu diesem Zeitpunkt t ergibt, d. h.

u_DEM(t) = U_DEM(f_ZF(t)).

Der zeitliche Mittelwert des zeitlich abhängigen Aus gangssignals u_DEM ergibt sich durch Mittelung über alle dem Demodulator 4 zugeführten Frequenzen. Es gilt:

wobei S(f_ZF) das Spektrum des um den Mittelwert (f₁ + f₂)/2 der Kennfrequenzen modulierten Datensignals D im Zwischenfre quenzbereich ist, falls die Charakteristik C₁ so beschaffen ist, daß das zeitabhängige Ausgangssignal U_DEM des Demodula tors 4 nicht nur von der Zwischenfrequenz f_ZF abhängt, son dern auch zur Amplitude des dem Demodulator 4 zugeführten Signals proportional ist, so ist das Normierungssignal im Nenner durch eine Proportionalitätskonstante k zu ersetzen, so daß sich

ergibt. Ein Zwischending zwischen der Gleichung mit dem Normierungsintegral im Nenner und der Gleichung mit der Proportionalitätskonstante k im Nenner ist der Realität am nächsten.

Diese beiden Gleichungen oder den Zwischending gelten auch für andere Frequenzdiskriminatoren, Hüllkurvendetektoren, Pegelmesser usw. mit entsprechend anderen Funktion U(f_ZF).

FSK-modulierte binäre Datensignale D weisen ein um die Mit tenfrequenz f_SM symmetrisches Zwischenfrequenzspektrum S(f_S) nach Fig. 3b mit einem links von der Mittenfrequenz f_SM liegenden Maximum S₁ und einem rechts von der Mittenfrequenz f_SM liegenden Maximum S₂ auf. Das entsprechende Zwischenfre quenzspektrum S(f_ZF) im Zwischenfrequenzbereich f_ZF ist in Fig. 3c dargestellt.

Für FSK-modulierte Datensignale D mit datensynchroner Polari sationsumtastung kann das Zwischenfrequenzspektrum S(f_ZF) dagegen je nach den vom Empfänger empfangenen Polarisationen des Datensignals D und der Polarisation des Lokaloszillator signals LO asymmetrisch sein. Extreme Fälle sind in den Fig. 3d bzw. 3e dargestellt, bei denen nur ein Maximum S₁ bzw. S₂ vorhanden ist. Es sei darauf hingewiesen, daß das optische Leistungsspektrum immer symmetrisch bleibt, aber daß das polarisationsbewertete Zwischenfrequenzspektrum (S(f_ZF) asymmetrisch sein kann.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 ist der zeitliche Mittelwert des entsprechend der Zwischenfrequenz f_ZF zeitlich abhängigen Ausgangssignals u_DEM des Demodulators 4 wesentlich. Deshalb ist bei diesem Ausführungsbeispiel eine Einrichtung 6 zur Bildung des zeitlichen Mittelwertes des zeitlich abhängigen Ausgangssignals des Demodulators 4 vorgesehen. Dieser zeitliche Mittelwert des zeitlich abhängigen Ausgangssignals u_DEM des Demodulators 4 verhält sich bei der vorausgesetzten Demodulatorcharakteristik C₁ nach Fig. 3a für symmetrische Zwischenfrequenzspektren S(f_ZF) nach Fig. 3c als Funktion der Zwischenfrequenz f_ZF so, wie in der Fig. 3h dargestellt, wonach dieser Mittelwert bei f_ZF = f_SM-f_LO = 0 ein positives Maximum u_max auf weist.

Der zeitliche Mittelwert des zeitlich abhängigen Aus gangssignals u_DEM des Demodulators 4 verhält sich bei der vorausgesetzten Demodulatorcharakteristik C₁ nach Fig. 3a für asymmetrische Zwischenfrequenzspektren S(f_ZF) nach Fig. 3d so, wie in der Fig. 3i dargestellt, wonach dieser Mittel wert bei f_ZF = f_SM-f_LO = 0 ein positives Maximum u_max und rechts davon ein kleineres zweites positives Maximum aufweist, und für asymmetrische Zwischenfrequenzspektren S(f_ZF) nach Fig. 3e als Funktion der Zwischenfrequenz f_ZF so, wie in der Fig. 3j dargestellt, wonach dieser Mittelwert ebenfalls bei f_ZF = f_SM-f_LO = 0 ein positives Maximum u_max und links davon ein kleineres zweites positives Maximum aufweist. Die Kurvenverläufe nach den Fig. 3i und 3j sind zueinander spiegelbildlich.

Wie aus den Fig. 3h, 3i und 3j zu entnehmen ist, reicht es aus, bei der Zwischenfrequenzsignal-Suche sich die Einstel lung die Lokaloszillatorfrequenz f_LO zu merken, bei der das positive Maximum u_max des Mittelwertes auftritt. Da dieses Maximum jeweils bei f_ZF = f_SM-f_LO = 0 auftritt, hat man ein von der Polarisation bzw. Spektrumsform unabhängiges Kriterium zum Einstellen des Lokaloszillators 1. Man stellt die Lokaloszillatorfrequenz f_LO jetzt so ein, daß f_ZF = (f₁+f₂)/2 bzw. f_LO = f_SM-(f₁+f₂)/2 ist und schließt dann die Regeleinrichtung 5.

Dieses erfindungsgemäße Verfahren ist vorteilhafterweise für FSK-modulierte Datensignale sowohl mit als auch ohne daten synchrone Polarisationsumtastung geeignet.

Der beispielhafte Empfänger nach Fig. 1 weist zur Durchfüh rung des ersten erfindungsgemäßen Verfahrens vorzugsweise eine Einrichtung 8 zur Erkennung des beim Zwischenfrequenz wert 0 liegenden Maximums u_max des zeitlichen Mittelwertes auf, nach der die zu diesem Zwischenfrequenzwert 0 gehörige Lokaloszillatorfrequenz f_LO festgehalten und durch das Rampensignal u₂ so einstellbar ist, daß die Zwischenfre quenz f_ZF zumindest annähernd gleich einem sollwertmäßigen Mittelwert (f₁+f₂)/2 der beiden Kennfrequenzen f₁, f₂ ist.

Das Rampensignal u₂ wird von einem Rampensignalgenerator 7 erzeugt und dem Lokaloszillator 1 durch eine Überlagerungs einrichtung 14, beispielsweise ein Addierer, zugeführt, durch die das Ausgangssignal u₁ der Regeleinrichtung 5 dem Rampen signal u₂ überlagerbar ist, und die die beiden einander überlagerten Signale u₁ und u₂ als Steuersignal u dem Loka loszillator 1 zuführt.

Üblicherweise ist bei optischen Überlagerungsempfängern mit automatischer Zwischenfrequenzregelung der eigentlichen Regeleinrichtung 5 ein Frequenzdiskriminator 9 mit einer bestimmten statischen, eine ein zeitlich abhängiges Ausgangs signal U_DISK des Diskriminators 9 bestimmendes zeitunabhängi ges Ausgangssignal U_DISK als Funktion der Zwischenfrequenz f_ZF des Zwischenfrequenzsignals ZF repräsentierenden Diskri minatorcharakteristik C₂ vorgeschaltet, dem das Zwischenfre quenzsignal ZF zugeführt ist und dessen zeitlich abhängige Ausgangssignal U_DISK der Regeleinrichtung 5 als Istwert zugeleitet ist. In vielen Heterodynempfängern wird für den Frequenzdiskriminator 9 eine Diskriminatorcharakteristik C₂ gemäß Fig. 3f verwendet. Die Regeleinrichtung 5 verstärkt die Abweichungen vom Sollwert des zeitlich abhängigen Aus gangssignals U_DISK des Frequenzdiskriminators 9 und führt sie mit geeignet gewähltem Vorzeichen dem Frequenzmodulationsein gang bzw. Steuereingang des Lokaloszillators 1 als Steuersi gnal u₁ zu. Die Lokaloszillatorfrequenz f_LO wird so nachge stimmt, daß die Mittenfrequenz f_SM an der Stelle des Null durchgangs der Charakteristik C₂ nach Fig. 3f, bzw. des Mittelwerts (f₁ + f₂)/2 in der Fig. 3c zu liegen kommt. Als Regeleinrichtung 5 kann beispielsweise ein PI-Regler verwen det werden.

Die Charakteristik nach Fig. 3f läßt sich bei symmetrischen Zwischenfrequenzspektren S(f_ZF) nach Fig. 3c auch zur Vor einstellung der Lokaloszillatorfrequenz f_LO verwenden. Dazu wird beispielsweise die Zufuhr des Ausgangssignals u₁ der Regeleinrichtung 5 zum Lokaloszillator 1, beispielsweise mittels eines Schalters 51 unterbrochen und die Lokaloszilla torfrequenz f_LO so abgestimmt, daß sie in der Nähe der vermu teten Mittenfrequenz f_SM liegt. Für f_LO = f_SM ergibt sich ein positives Maximum für das zeitlich abhängige Ausgangssignal U_DISK des Diskriminators 9. Die gefundene Einstellung kann nun so verändert werden, daß f_LO = f_SM-(f₁+f₂)/2 (siehe Fig. 3c) ist, wonach das Ausgangssignal u₁ der Regeleinrichtung 5 wieder dem Lokaloszillator 1 als Steuersignal zugeführt wird, beispielsweise durch Schließen des Schalters 51. Dieses Verfahren ist in: S. Yamazaki et al "Tunable optical hetero dyne receiver for coherent FDM broadcasting systems" Proc. European Conf. on Opt. Commun. (ECOC ′88) Brighton, 1988, IEE Conf. Publication Number 292, Part 1, S. 86-89 beschrieben.

Bei umgekehrt gewähltem Vorzeichen der Verstärkung der Regel einrichtung wird nicht, wie hier, eine Nullstelle der Diskri minatorcharakteristik mit Durchtrittsrichtung von der positi ven zur negativen Seite erreicht, sondern eine mit der Durch trittsrichtung von der negativen zur positiven Seite. Wenn gleichzeitig die gegebenenfalls nötige Voreinstellung der Lokaloszillatorfrequenz f_LO vom Punkt f_LO = f_SM weg zum Punkt f_LO = f_SM+(f₁+f₂)/2 erfolgt, so wird das Heterodynsignal in Kehrlage, statt, wie in Fig. 3 gezeichnet, in Regellage empfangen.

Bei asymmetrischen Zwischenfrequenzspektren S(f_ZF) nach den Fig. 3d bzw. 3e würde eine Charakteristik C₂ nach Fig. 3f zu suboptimaler Empfängerempfindlichkeit führen, da die AFC das einer der beiden Kennfrequenzen f₁ bzw. f₂ entsprechende Maximum S₁ bzw. S₂ in die Nähe des Nulldurchgangs der Charak teristik C₂ nach Fig. 3f "ziehen" würde, so wie es bei spielsweise in der Fig. 3k für das Spektrum S(f_ZF) nach Fig. 3d angedeutet ist. Deshalb wird nach R. No´ et al, Electronics Letters 25 (1989)1, 4-5 oder 3 ein Frequenzdis kriminator mit einer Diskriminatorcharakteristik C₃ nach Fig. 3g verwendet, wobei eine weitere Realisierungsmöglich keit in T. Imai, K. Iwashita, Proc. IOOC ′89, Kobe, Japan paper 18C2-6 angegeben ist.

An den beiden Sollwerten bzw. der Wunschlage der beiden Kennfrequenzen f₁, f₂ der Extrema der Demodulatorcharakteri stik C₁ in Fig. 3a befinden sich bei der Diskriminatorcha rakteristik C₃ nach Fig. 3g bezüglich der Abszisse dieser Charakteristik C₃ zwei Nulldurchgänge gleicher Polarität, d. h. gleicher Durchtrittsrichtung durch die Abszisse. Jedes Maximum S₁ und S₂ der Zwischenfrequenzspektren S(f_ZF) nach den Fig. 3c, 3d und 3e wird unabhängig von der Präsenz oder Amplitude des anderen Maximums S₂ bzw. S₁ zu dem beim Sollwert der diesem Maximum S₁ bzw. S₂ zugeordneten Kenn frequenz f₁ bzw. f₂ liegenden Nulldurchgang "gezogen".

Leider eignet sich ein Diskriminator mit einer Diskrimina torcharakteristik C₃ nach Fig. 3g nicht oder nur sehr schlecht zu einer Voreinstellung der Lokaloszillatorfrequenz f_LO.

Das zweite erfindungsgemäße Verfahren schafft hier Abhilfe und wird am Beispiel nach der Fig. 2 näher erläutert.

Zunächst wird mit einem Frequenzdiskriminator 9 mit einer Frequenzcharakteristik C₂ nach Fig. 3f das Überlagerungssi gnal Ü gesucht. Das Überlagerungssignal Ü könnte auch mit einem Frequenzdiskriminator mit einer Frequenzcharakteristik C₃ nach Fig. 3g gesucht werden. Wegen der möglichen Asymme trie des Frequenzspektrums S(f_ZF) des Datensignals (D) ist die mit einem solchen Diskriminator gewinnbare Information über die Lage des Frequenzspektrums S(f_ZF) nicht genau genug, um die Lokaloszillatorfrequenz f_LO so einzustellen, daß das Überlagerungssignal mit Sicherheit im Fangbereich des Diskri minators mit der Charakteristik C₃ nach Fig. 3g liegt. Aus diesem Grunde wird das Überlagerungssignal Ü zunächst mit AFC unter Verwendung des Diskriminators 9 mit der Charakteristik C₂ nach Fig. 3f voreingerastet.

Wie oben erwähnt, wird bei einem asymmetrischen Zwischenfre quenzspektrum S(f_ZF) das Maximum S₁ bzw. S₂ dieses Spektrums S(f_ZF) in die Nähe des Nulldurchganges dieser Charakteristik C₂ gezogen, so wie es beispielsweise in der Fig. 3k angedeu tet ist. Das asymmetrische Frequenzspektrum S(f_ZF) befindet sich nun sicher im Fangbereich des Diskriminators 9.

Jetzt wird die AFC vom Diskriminator 9, beispielsweise durch einen Umschalter 100 auf einen Diskriminator 10 mit einer Frequenzcharakteristik C₃ nach Fig. 3g umgeschaltet, der bewirkt, daß das Maximum S₁ bzw. S₂ des asymmetrischen Zwi schenfrequenzspektrum S(f_ZF) zum Nulldurchgang gezogen wird, der beim Sollwert der diesem Maximum S₁ bzw. S₂ zugeordneten Kennfrequenz f₁ bzw. f₂ liegt. Der Nulldurchgang der Charak teristik C₂ nach Fig. 3f sollte genau bei dem beim sollwert mäßigen Mittelwert (f₁+f₂)/2 der Kennfrequenzen f₁, f₂ lie genden Nulldurchgang der Charakteristik C₃ nach Fig. 3g liegen. Falls diese beiden Nulldurchgänge nicht genau bei derselben Frequenz liegen, ist es möglich, daß der Diskrimi nator 10 nach Fig. 3g das Signal nicht an die richtige Stelle "zieht", weil dessen Fangbereich überschritten ist. Beispielsweise würde, ausgehend von der Voreinrastung nach Fig. 3k im Fehlerfall das Maximum S₁ des Zwischenfrequenz spektrums S(f_ZF) nicht zum zugeordneten Nulldurchgang beim Sollwert der Kennfrequenz f₁ gezogen, sondern zum Sollwert der Kennfrequenz f₂.

Um dies zu vermeiden, ist es zweckmäßig, anstelle des Fre quenzdiskriminators 9 mit der Charakteristik C₂ nach Fig. 3f einen Diskriminator 9 mit einer Charakteristik C₂ nach Fig. 3l zu verwenden, die einen den Nulldurchgang enthaltenden und zwischen ihrem Maximum C₂₁ und Minimum C₂₂ liegenden Bereich ΔC aufweist, in welchem diese Charakteristik C₂ im wesentli chen flach verläuft, so daß in diesem Bereich das zeitunab hängige Ausgangssignal U_DISK dieses Diskriminators Werte aufweist, die ordinatenmäßig näher bei null als bei ihrem Maximum C₂₁ und Minimum C₂₂ liegen. Eine solche Charakteri stik C₂ nach Fig. 3l läßt sich durch eine Linearkombination der zeitunabhängigen Ausgangssignale zweier Diskriminatoren erzielen, beispielsweise mit U_DISK nach Fig. 3f - 0,5·U_DEM nach Fig. 3a, mit U_DISK nach Fig. 3f + 0,25·U_DISK nach Fig. 3g oder mit U_DEM nach Fig. 3a + 0,5·U_DISK nach Fig. 3g. Die Zahlenwerte sind ca.-Angaben. Entsprechende Diskrimi natoren sind im Empfänger vorzusehen.

Im folgenden werden drei Realisierungsmöglichkeiten eines Frequenzdiskriminators beschrieben, der bei den erfindungsge mäßen Empfängern verwendet werden kann. Der Diskriminator nach Fig. 4b weist einen Leistungsteiler 90, dem das Zwi schenfrequenzsignal ZF zugeführt ist, und der das Zwischen frequenzsignal ZF in zwei leistungsmäßige Signalanteile aufteilt, und einen Multiplizierer 91 mit einem ersten Ein gang 911, dem einer der beiden Signalanteile direkt zugeführt ist, mit einem zweiten Eingang 912, dem der andere Signalan teil durch ein um eine bestimmte Zeit τ verzögerndes Verzöge rungsglied 910 zugeführt ist, und mit einem Ausgang 913, an dem ein vom Multiplizierer 91 gebildetes und eine Summenfre quenz sowie eine Differenzfrequenz der beiden zugeführten Signalanteile enthaltendes Ausgangssignal entnehmbar ist, auf. Der die Summenfrequenz enthaltende Signalanteil wird weggefiltert. Bei diesem Diskriminator ist U_DISK = cos(ω·τ), wobei ω eine Kreisfrequenz ist. Rechts neben dem Diskrimina tor nach Fig. 3b ist seine Charakteristik dargestellt.

Der Diskriminator nach Fig. 4a unterscheidet sich vom Dis kriminator nach Fig. 4b lediglich dadurch, daß der Lei stungsteil 90 ein 90°-Hybrid ist, welches das Zwischenfre quenzsignal ZF in zwei um 90° gegeneinander phasenverschobene leistungsmäßige Signalanteile aufteilt. Für diesen Diskrimi nator nach Fig. 4a gilt U_DISK = sin(ω·τ). Seine Charakteri stik ist rechts neben diesem Diskriminator gezeigt.

Der Diskriminator nach Fig. 4c unterscheidet sich vom Dis kriminator nach Fig. 4b dadurch, daß dem Leistungsteiler 90 ein Bandpaßfilter 93 vorgeschaltet ist, das hohe und tiefe Frequenzen abscheidet. Für diesen Diskriminator gilt U_DISK = sin(ω·τ). Rechts neben diesem Diskriminator ist seine Charak teristik dargestellt. Die gestrichelte Linie entspricht der Charakteristik dieses Diskriminators ohne Bandpaß 93.

Bei diesen Diskriminatoren nach den Fig. 4a bis 4c kann anstelle von ω ebensogut |ω| verwendet werden, da die elek trischen Schaltungen "positive" und "negative" Frequenzen nicht unterscheiden. Die Charakteristiken dieser Diskrimina toren sind deshalb nur für positive Frequenzen dargestellt.

Für die erfindungsgemäßen Empfänger können auch andere Reali sierungen von Frequenzdiskriminatoren verwendet werden.

Claims

1. Verfahren zum Betrieb eines optischen Überlagerungsempfän gers für FSK-modulierte binäre optische Datensignale (D), insbesondere Datensignale mit datensynchroner Polarisations umtastung, wobei der Überlagerungsempfänger

- einen optischen Lokaloszillator (1) zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals (LO) einer bestimmten Lokaloszilla torfrequenz (f_LO), die von einem dem Lokaloszillator (1) zugeführten Steuersignal (u) gesteuert veränderbar ist,
- einen optischen Koppler (3) zur Überlagerung des Datensi gnals (D) und Lokaloszillatorsignals (LO) und Erzeugung ei nes optischen Überlagerungssignals (Ü),
- einer Einrichtung (3) zur Gewinnung eines Zwischenfre quenzsignals (ZF) aus dem optischen Überlagerungssignal (Ü),
- einem Demodulator (4) zur Demodulation des Zwischenfre quenzsignal (ZF), der eine statische, ein zeitunabhängiges Ausgangssignal (U_DEM) des Demodulators (4) als eine be stimmte Funktion einer Zwischenfrequenz (f_ZF) des Zwi schenfrequenzsignals (ZF) repräsentierende Demodulatorcha rakteristik (C₁) aufweist, und
- eine Regeleinrichtung (5) zur automatischen Regelung der Zwischenfrequenz (f_ZF) des Zwischenfrequenzsignals (ZF) auf einen vom bestimmten Sollwert der Zwischenfrequenz (f_ZF) durch Änderung und Einstellung der Lokaloszillator frequenz (f_LO) mittels eines von der Regeleinrichtung (5) erzeugten Steuersignals (u₁), wobei die Regeleinrichtung (5) einen bestimmten Fangbereich aufweist, innerhalb des sen nach einem Einschalten der Regeleinrichtung (5) der vorbestimmte Sollwert der Zwischenfrequenz (f_ZF) automa tisch erreicht wird,
aufweist,
gekennzeichnet durch
- eine Voreinstellung der Zwischenfrequenz (f_ZF) auf einen Wert innerhalb des Fangbereichs der Regeleinrichtung (5) unter Verwendung
- eines Demodulators (4) mit einer statischen Demodula torcharakteristik (C₁), die bei einem vorbestimmten Soll wert einer (f₁ oder f₂) von zwei die beiden Binärsymbole des binären Datensignals (D) repräsentierenden Kennfre quenzen (f₁, f₂) des Datensignals (D) einen bestimmten po sitiven Wert (C₁₁) und bei einem Sollwert der anderen Kennfrequenz (f₂ bzw. f₁) einen bestimmten negativen Wert (C₁₂) aufweist, wobei das zeitunabhängige Ausgangssignal (U_DEM) monoton vom positiven Wert (C₁₁) zum negativen Wert (C₁₂) abfällt und bei einem Sollwert eines in der Mitte zwischen den Sollwerten der beiden Kennfrequenzen (f₁, f₂) liegenden sollwertmäßigen Mittelwert ((f₁+f₂)/2) der Kennfrequenzen (f₁, f₂) einen Nulldurchgang bezüglich der Abszisse der Demodulatorcharakteristik (C₁) aufweist, und
- einer Einrichtung zur Bildung eines zeitlichen Mittelwer tes eines entsprechend der Zwischenfrequenz (f_ZF) zeitlich abhängigen und vom zeitunabhängigen Ausgangssi gnal (u_DEM) des Demodulators (4) bestimmten Ausgangssi gnals (u_DEM) des Demodulators (4) derart,
- daß nach einem bei der Zwischenfrequenz (f_ZF) null liegen den Maximum (u_max) des zeitlichen Mittelwertes des zeitlich abhängigen Ausgangssignals (u_DEM) des Demodula tors (4) gesucht, der Wert der Lokaloszillatorfrequenz (f_LO), bei der dieses Maximum (u_max) liegt, festgestellt, nach Feststellung dieses Wertes die Lokaloszillatorfre quenz (f_LO) auf einen Wert eingestellt wird, der gleich dem festgestellten Wert der Lokaloszillatorfrequenz abzüg lich eines sollwertmäßigen des Mittelwertes ((f₁+f₂)/2) der beiden Kennfrequenzen (f₁, f₂) ist,
wobei nach dieser Einstellung der Lokaloszillatorfrequenz (f_LO) die automatische Regeleinrichtung (5) in Betrieb zu setzen ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der positive Wert (C₁₁) ein Maximum und der negative Wert (C₁₂) ein Minimum der Demodulatorcharakteristik (C₁) ist.

3. Verfahren zum Betrieb eines optischen Überlagerungsempfän gers für FSK-modulierte binäre optische Datensignale (D), insbesondere Datensignale mit datensynchroner Polarisation sumtastung, wobei der Überlagerungsempfänger

- einen optischen Lokaloszillator (1) zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals (LO) einer bestimmten Lokaloszilla torfrequenz (f_LO), die von einem dem Lokaloszillator (1) zugeführten Steuersignal (u) gesteuert veränderbar ist,
- einen optischen Koppler (2) zur Überlagerung des Datensi gnals (D) und Lokaloszillatorsignals (LO) und Erzeugung eines optischen Überlagerungssignals (Ü),
- eine Einrichtung (3) zur Gewinnung eines Zwischenfrequenz signals (ZF) aus dem optischen Überlagerungssignal (Ü),
- eine Regeleinrichtung (5) zur automatischen Regelung der Zwischenfrequenz (f_ZF) des Zwischenfrequenzsignals (ZF) auf einen bestimmten Sollwert der Zwischenfrequenz (f_ZF) durch Änderung und Einstellung der Lokaloszillatorfrequenz (f_LO) mittels eines von der Regeleinrichtung (5) erzeugten Steuersignals (u₁), wobei die Regeleinrichtung (5) einen bestimmten Fangbereich aufweist, innerhalb dessen nach ei nem Einschalten der Regeleinrichtung (5) der Sollwert der Zwischenfrequenz (f_ZF) automatisch erreicht wird, und
- einen der Regeleinrichtung (5) vorgeschalteten Frequenz diskriminator (7) mit einer bestimmten statischen, ein zeitunabhängiges Ausgangssignal (U_DISK) des Diskriminators (9) als Funktion der Zwischenfrequenz (f_ZF) des Zwischen frequenzsignals (ZF) repräsentierenden Diskriminatorcha rakteristik (C₂), dem das Zwischenfrequenzsignal (ZF) zugeführt ist, und der ein vom zeitunabhängigen Ausgangs signal (U_DISK) des Diskriminators (9) bestimmtes und ent sprechend der Zwischenfrequenz (f_ZF) zeitlich abhängiges Ausgangssignal (U_DISK) erzeugt, das der Regeleinrichtung (5) als Istwert zugeleitet ist,
aufweist,
gekennzeichnet durch
- eine Voreinrastung der Zwischenfrequenz (f_ZF) mittels eines Frequenzdiskriminators (9) mit einer Diskrimina torcharakteristik (C₂), die eine monotone Funktion der Zwischenfrequenz (f_ZF) ist, die bei einem Sollwert einer in der Mitte zwischen zwei die beiden Binärsymbole des binären Datensignals (D) repräsentierenden Kennfrequenzen (f₁, f₂) des Datensignals (D) liegenden sollwertmäßigen Mittelwert ((f₁+f₂)/2) der beiden Kennfrequenzen (f₁, f₂) einen Nulldurchgang bezüglich der Abszisse dieser Diskri minatorcharakteristik (C₂) aufweist, und die bewirkt, daß ein Maximum (S₁, S₂) eines im Zwischenfrequenzbereich lie genden Frequenzspektrums (S(f_ZF)) des Datensignals (D) in die Nähe des sollwertmäßigen Mittelwertes ((f₁+f₂)/2) gebracht wird, und durch
- eine nachfolgende Umschaltung des dem einen Diskriminator (9) zugeführten Zwischenfrequenzsignals (ZF) auf einen der Regeleinrichtung (5) vorgeschalteten Frequenzdiskriminator (10) mit einer anderen statischen Diskriminatorcharakteri stik (C₃), die bezüglich der Abszisse dieser anderen Cha rakteristik (C₃) einen Nulldurchgang beim sollwertmäßigen Mittelwert ((f₁+f₂)/2) der Kennfrequenzen (f₁, f₂), einen Nulldurchgang beim Sollwert einer (f₁ oder f₂) der beiden Kennfrequenzen (f₁, f₂) und einen Nulldurchgang beim Soll wert der anderen Kennfrequenz (f₂ bzw. f₁) aufweist, wobei die bei den Sollwerten der beiden Kennfrequenzen (f₁, f₂) liegenden Nulldurchgänge gleiche Durchtrittsrichtung durch die Abszisse dieser anderen Diskriminatorcharakteristik (C₃) aufweisen, wobei diese andere Charakteristik (C₃) bewirkt, daß ein Maximum (S₁, S₂) des im Zwischenfre quenzbereich liegenden Frequenzspektrums (S(f_ZF)) des Da tensignals (D) in die Nähe eines Sollwertes einer Kennfre quenz (f₁, f₂) gebracht wird, und wobei nach der Umschal tung das zeitlich abhängige Ausgangssignal (U_DISK) des Frequenzdiskriminators (10) mit der anderen Diskrimina torcharakteristik (C₃) der Regeleinrichtung (5) als Ist wert zugeführt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die eine Diskriminatorcharakteristik (C₂) bei einem Wert der Zwischenfrequenz (f_ZF), der kleiner als der betragsmäßig kleinere der Sollwerte der beiden Kennfrequenzen (f₁, f₂) ist, ein positives Maximum (C₂₁) oder negatives Minimum, und bei einem Wert der Zwischenfrequenz (f_ZF), der größer als der betragsmäßig größere der Sollwerte der beiden Kennfrequenzen (f₁, f₂) ist, ein negatives Minimum (C₂₂) bzw. positives Maximum aufweist.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die eine Diskriminatorcharakteristik (C₂) einen den Nulldurchgang enthaltenden und zwischen ihrem Maximum (C₂₁) und Minimum (C₂₂) liegenden Bereich (ΔC) aufweist, in welchem die eine Diskriminatorcharakteristik (C₂) im wesentlichen flach verläuft, so daß in diesem Bereich das zeitunabhängige Ausgangssignal (U_DISK) des diese eine Diskriminatorcharakte ristik (C₂) aufweisenden Diskriminators (7) Werte aufweist, die ordinatenmäßig näher bei null als bei ihrem Maximum (C₂₁) und Minimum (C₂₂) liegen.

6. Optischer Überlagerungsempfänger zur Durchführung eines Verfahrens nach Anspruch 1, bestehend aus:

- einem optischen Lokaloszillator (1) zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals (LO) einer bestimmten Lokaloszilla torfrequenz (f_LO), die von einem dem Lokaloszillator (1) zugeführten Steuersignal (u) gesteuert veränderbar ist,
- einem optischen Koppler (2) zur Überlagerung des vom Überlagerungsempfänger empfangenen FSK-modulierten, insbe sondere datensynchron polarisationsumgetasteten Datensi gnals (D) und Lokaloszillatorsignals (LO) und Erzeugung eines optischen Überlagerungssignals (Ü),
- einer Einrichtung (3) zur Gewinnung eines Zwischenfre quenzsignals (ZF) aus dem Überlagerungssignal (Ü),
- einem Demodulator (4) zur Demodulation des Zwischenfre quenzsignals (ZF), der eine statische, ein zeitunabhängi ges Ausgangssignal (U_DEM) des Demodulators (4) als eine bestimmte Funktion einer Zwischenfrequenz (f_ZF) des Zwi schenfrequenzsignals (ZF) repräsentierende Demodulatorcha rakteristik (C₁) derart aufweist, daß die Demodulatorcha rakteristik (C₁) bei einem vorbestimmten Sollwert einer (f₁ oder f₂) von zwei die beiden Binärsymbole des binären Datensignals (D) repräsentierenden Kennfrequenzen (f₁, f₂) des Datensignals (D) einen positiven Wert (C₁₁) und bei einem Sollwert der anderen Kennfrequenz (f₂ bzw. f₁) einen negativen Wert (C₁₂) aufweist, wobei das zeitunabhängige Ausgangssignal (U_DEM) des Demodulators (4) monoton vom positiven Wert (C₁₁) zum negativen Wert (C₁₂) abfällt und bei einer in der Mitte zwischen den Sollwerten der beiden Kennfrequenzen (f₁, f₂) liegenden sollwertmäßigen Mittelwert ((f₁+f₂)/2) der Kennfrequenzen (f₁, f₂) einen Nulldurchgang bezüglich der Abszisse der Demodula torcharakteristik (C₁) aufweist,
- einer Regeleinrichtung (5) zur automatischen Regelung der Zwischenfrequenz (f_ZF) des Zwischenfrequenzsignals (ZF) auf einen bestimmten Sollwert durch Änderung und Einstel lung der Lokaloszillatorfrequenz (f_LO) mittels eines von der Regeleinrichtung (5) erzeugten Steuersignals (u₁), wo bei die Regeleinrichtung (5) einen bestimmten Fangbereich aufweist, innerhalb dessen nach einem Einschalten der Re geleinrichtung (5) der Sollwert der Zwischenfrequenz (f_ZF) automatisch erreicht wird,
- einer Einrichtung (6) zur Bildung eines zeitlichen Mit telwertes eines entsprechend Zwischenfrequenz (f_ZF) zeitlich abhängigen Ausgangssignals (u_DEM) des Demo dulators (4),
- einem Rampensignalgenerator (7) zur Erzeugung eines im Lokaloszillator (1) als ein Steuersignal zur kontinuier lichen Veränderung der Lokaloszillatorfrequenz (f_LO) zuzu führenden Rampensignals (u₂), und
- einer Überlagerungseinrichtung (9) zur Überlagerung des Rampensignals (u₂) mit dem Steuersignal (u₁) der einge schalteten Regeleinrichtung (5),
dadurch gekennzeichnet,
- daß eine Einrichtung (8) zur Erkennung des beim Zwischen frequenzwert null liegenden Maximums (u_max) des zeitlichen Mittelwerts vorgesehen ist, nach der die zu diesem Zwischenfrequenzwert null gehörende Lokaloszillator frequenz (f_LO) festgehalten und durch das Rampensignal (u₂) so einstellbar ist, daß die Zwischenfrequenz (f_ZF) zumindest annähernd gleich dem sollwertmäßigen Mittelwert ((f₁+f₂)/2) der beiden Kennfrequenzen (f₁, f₂) ist.

7. Optischer Überlagerungsempfänger zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 2 bis 4, bestehend aus:

- einem optischen Lokaloszillator (1) zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals (LO) einer bestimmten Lokaloszilla torfrequenz (f_LO), die von einem dem Lokaloszillator (1) zugeführten Steuersignal (u₁) gesteuert veränderbar ist,
- einem optischen Koppler (2) zur Überlagerung des Datensi gnals (D) und Lokaloszillatorsignals (LO) und Erzeugung eines optischen Überlagerungssignals (Ü),
- einer Einrichtung (3) zur Gewinnung eines Zwischenfre quenzsignals (ZF) aus dem optischen Überlagerungssignal (Ü),
- einer Regeleinrichtung (5) zur automatischen Regelung der Zwischenfrequenz (f_ZF) des Zwischenfrequenzsignals (ZF) auf einen bestimmten Sollwert der Zwischenfrequenz (f_ZF) durch Änderung und Einstellung der Lokaloszillatorfrequenz (f_LO) mittels eines von der Regeleinrichtung (5) erzeugten Steuersignals (u₁), wobei die Regeleinrichtung (5) einen bestimmten Fangbereich aufweist, innerhalb dessen nach einem Einschalten der Regeleinrichtung (5) der Sollwert der Zwischenfrequenz (f_ZF) automatisch erreicht wird, und
- einem der Regeleinrichtung (5) vorgeschalteten Frequenz diskriminator (9) mit einer bestimmten statischen, ein zeitunabhängiges Ausgangssignals (U_DISK) des Diskrimina tors (9) als Funktion der Zwischenfrequenz (f_ZF) des Zwi schenfrequenzsignals (ZF) repräsentierenden Diskrimina torcharakteristik (C₂), dem das Zwischenfrequenzsignal (ZF) zugeführt ist, und der ein vom zeitunabhängigen Aus gangssignal (U_DISK) bestimmtes und entsprechend der Zwi schenfrequenz (f_ZF) zeitlich abhängiges Ausgangssignal (u_DISK) erzeugt, das der Regeleinrichtung (5) als Istwert zugeleitet ist,
gekennzeichnet durch
- einen Frequenzdiskriminator (9) mit einer Diskrimina torcharakteristik (C₂), die eine monotone Funktion des Betrags der Zwischenfrequenz (f_ZF) ist, die bei einem ei nem in der Mitte zwischen zwei die beiden Binärsymbole des binären Datensignals (D) repräsentierenden Kennfrequenzen (f₁, f₂) des Datensignals (D) liegenden sollwertmäßigen Mittelwert ((f₁ + f₂)/2) einen Nulldurchgang bezüglich der Abszisse dieser Diskriminatorcharakteristik (C₂) aufweist, und die bewirkt, daß ein Maximum (S₁, S₂) eines im Zwi schenfrequenzbereich liegenden Frequenzspektrums (S(f_ZF)) des Datensignals (D) in die Nähe des sollwertmäßigen Mit telwertes ((f₁+f₂)/2) der Kennfrequenzen (f₁, f₂) gebracht wird,
- einen der Regeleinrichtung (5) vorgeschalteten Frequenz diskriminator (10) mit einer anderen statischen Diskrimi natorcharakteristik (C₃), die bezüglich der Abszisse dieser anderen Charakteristik (C₃) einen Nulldurchgang beim sollewertmäßigen Mittelwert ((f₁ + f₂)/2), einen Null durchgang beim einem Sollwert einer (f₁ oder f₂) der bei den Kennfrequenzen (f₁, f₂) und einen Nulldurchgang bei einem Sollwert der anderen Kennfrequenz (f₂ bzw. f₁) auf weist, wobei die andere Charakteristik (C₃) bei den bei den Sollwerten der beiden Frequenzen (f₁, f₂) liegenden Nulldurchgängen gleiche Durchtrittsrichtung durch die Ab szisse dieser anderen Charakteristik (C₃) aufweist, und wobei diese andere Charakteristik (C₃) bewirkt, daß ein Maximum (S₁, S₂) des im zwischenfrequenzbereich liegenden Frequenzspektrums (S(f_ZF)) des Datensignals (D) in die Nähe eines Sollwertes einer Kennfrequenz (f₁) gebracht wird, und
- Schaltmittel (100) zum Schalten des Zwischenfrequenzsi gnals (ZF) derart, daß einmal die eine Diskriminatorcha rakteristik (C₂) und danach die andere Diskriminatorchar kateristik (C₃) auf das Zwischenfrequenzsignal (ZF) wirkt.

8. Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Frequenzdiskriminator (9, 10) einen Leistungsteiler (90), dem das Zwischenfrequenzsignal (ZF) zugeführt ist und der das Zwischenfrequenzsignal (ZF) in zwei leistungsmäßige Signalanteile aufteilt, und einen Multiplizierer (91) mit einem ersten Eingang (911), dem einer der beiden Signalan teile direkt zugeführt ist, mit einem zweiten Eingang (912), dem der andere Signalanteil durch ein um eine bestimmte Zeit (T) verzögerndes Verzögerungsglied (910) zugeführt ist, und mit einem Ausgang (913), an dem ein vom Multiplizierer (91) gebildetes und eine Summenfrequenz sowie eine Differenzfre quenz der beiden zugeführten Signalanteile enthaltendes Ausgangssignal entnehmbar ist, aufweist.

9. Empfänger nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsteiler (90) ein 90°-Hybrid ist, welches das Zwischenfrequenzsignal (ZF) in zwei um 90° gegeneinander verschobene leistungsmäßige Signalanteile aufteilt.

10. Empfänger nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß dem Leistungsteiler (90) ein Bandpaßfilter (93) vorge schaltet ist, das hohe und tiefe Frequenzen abschneidet.