DE3616864A1 - Modifiziertes am-hoerrundfunksystem - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein modifiziertes AM-Hörrundfunksystem zur zusätzlichen simultanen Übertragung von diskreten Informationen mittels Phasenmodulation, mit dessen Hilfe es möglich ist, zusätzlich zur Übertragung der normalen, amplitudenmodulierten Hörrundfunk-Toninformation (wie z. B. Sprache, Musik, Zeit- und Pausenzeichen) unter Ausnutzung der vorhandenen Redundanz dieser Übertragung durch nicht volle Ausschöpfung des zur Verfügung stehenden Frequenzbereiches (Funkkanal) weitere, nicht mit der ersten - oben erwähnten - Nutzmodulation korrelierte Zusatzinformationen zu übertragen, ohne daß dadurch die AM-Toninformation unzulässig hinsichtlich ihrer Qualitätsparameter (z. B. Fremdspannungsabstand, Geräuschspannungsabstand, nichtlineare Verzerrungen) beeinträchtigt wird. Damit kann - ohne zusätzliche Bandbreite und Energieaufwand - im AM-Hörrundfunk-Übertragungskanal ein zusätzlicher schmalbandiger Informations-Übertragungskanal (transparenter Datenkanal) erschlossen werden, mit dessen Hilfe Daten, Steuerbefehle, Überwachungs-, Prüf- und Meßinformationen, Alarmsignale usw. zusätzlich und ohne Beeinträchtigung der AM-Toninformation vom AM-Hörrundfunksender innerhalb des vorgesehenen Funkversorgungsbereiches ausgesendet und mit einem modifizierten AM-Hörrundfunkempfänger (normaler AM-Hörrundfunkempfänger mit zusätzlicher Baugruppe) ausgewertet werden.

Es ist bekannt, daß hochfrequente Trägerschwingungen zur Übertragung mehr oder weniger stark korrelierter Informationen mehrfach moduliert werden können. Zu den bekannten Systemen gehören u. a.:

. die im DD-WP 1 59 929 zum Stand der Technik und als neu vorgestellten Systeme, mit denen Möglichkeiten der Realisierung einer zusätzlichen Übertragungsmöglichkeiten für Daten in einem modifizierten AM-Hörrundfunksystem (Sender und Empfänger) aufgeführt sind. Die neue Lösung besteht dort darin, daß im Sender durch eine zusätzliche kleine Baugruppe (Phasensprungmodulatoreinheit), im wesentlichen aus einer Begrenzer-, einer digitalen Verzögerungs-, einer doppelten Tor- mit nachfolgender Summier-Schaltung aus Standardschaltkreisen bestehend, eine harte Phasenumtastung der aus dem Quarzgenerator zur Erzeugung der Senderträgerfrequenz entnommenen Sinus- oder Rechteckspannung im Rhythmus des bi- bzw. n-phase-Datensignals mit einem definierten Phasenhub Δϕ ≦ 180° erfolgt. Im AM-Empfänger wird unmittelbar vor dem AM-Demodulator das komplexe Signal ausgekoppelt, extrem stark zur AM-Unterdrückung begrenzt, mittels PLL phasendemoduliert und somit das phasensprungmodulierte Datensignal zurückgewonnen, das nach entsprechender Regeneration am Ausgang dieser aus Standard-Schaltkreisen realisierten kleinen Zusatzbaugruppe (Phasendemodulatoreinheit) mit TTL-Pegel zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung gestellt wird. Der Vorteil liegt in der relativ einfachen Modifikationsmaßnahme für das beschriebene AM-Hörrundfunksystem (je eine kleine Zusatzbaugruppe für den Sender und einen Empfänger, realisiert mit Standard-Schaltkreisen). Nachteilig ist, daß für eine hohe Datengeschwindigkeit noch kein ausreichender Fremd- bzw. Geräuschspannungsabstand für die AM-Hörrundfunkübertragung, insbesondere in Tonmodulationspausen, erreichbar ist.

. Bekannt ist auch ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung, mit deren Hilfe, unter Anwendung einer Reaktanzstufe (z. B. einer Varaktordiodenschaltung) in Verbindung mit einem Tiefpaßfilter zur spektralen Begrenzung des Datensignals, in das frequenzbestimmende Element des Quarzoszillators des Senders eingegriffen und somit die HF-Schwingungen unmittelbar mit dem (kodierten) Datensignal frequenz- und damit indirekt auch phasenmoduliert werden (DE-OS 29 08 857). Auch hier wird die frequenz- bzw. phasenmodulierte Zusatzinformation im Empfänger (als AM-Stereo-Empfänger dargestellt) durch geeignete Trennung beider Informationsanteile zurückgewonnen. Der Mangel dieser Schaltungsanordnung liegt in der durch die direkte Frequenzmodulation herabgesetzten Frequenzstabilität des Oszillators, wodurch die hohen Frequenzgenauigkeitsforderungen eines AM-Systems für den Hörrundfunk nicht erfüllt werden können.

. Speziell die Probleme der geeigneten Gestaltung der Empfängerschaltung zur Feststellung einer Übermodulation von AM- Signalen, deren Träger zusätzlich frequenz- und/oder phasenmoduliert sind, führen zur Anwendung eines elektronischen Schalters, der bei AM-Übermodulation zur Unterdrückung von Störungen des frequenz- bzw. phasenmodulierten Signals eine Sperrung dieses Signalweges ermöglicht. Der Übermodulationsdemodulator mit Schwellwertschalter entnimmt zu diesem Zweck das AM-PM-Komplexsignal unmittelbar vor dem herkömmlichen AM-Hörrundfunksignal-Demodulator ab (DE-OS 30 47 386), wobei im Falle einer AM-Stereo-Übertragung der Träger des Senders für das Summensignal amplitudenmoduliert, für das Differenzsignal phasenmoduliert ist. Die durch Übermodulation entstehenden Verzerrungen im Differenzsignal werden durch die kurzzeitige Sperrung dieses Kanals bei Übermodulation im Summenkanal vermieden bzw. für den Rundfunkteilnehmer auf nicht feststellbare Werte reduziert. Der Mangel dieses Systems für den vorliegenden Anwendungsfall ist dadurch gegeben, daß bei der beschriebenen AM-PM-Stereofonieübertragung zwischen dem M- und S-Signal immer eine relativ hohe Korrelation besteht, zwischen einem monofonen AM-Ton- und z. B. einem PM-Datensignal aber nicht, so daß der Vorteil der untersuchten Lösung mit einer Einschränkung der Anwendungsmöglichkeit erkauft ist.

. Bekannt ist ferner ein Verfahren in Verbindung mit einer Schaltungsanordnung zur Phasenmodulation des Hauptträgers eines AM-Hörrundfunksenders mit Dateninformationen, deren Impuls-Taktfolge durch Synchronisation mit der Trägerfrequenz des Senders mittels geeigneter Frequenzteilung quarzstabilisiert wird und dadurch vorteilhafte Bedingungen für die Rückgewinnung der Dateninformationen im Empfänger (synchroner Betrieb) schafft. Die DE-OS 30 39 842 und die dort zitierte Quelle (US-PS 41 17 405) lassen nicht erkennen, ob "weiche" Phasenumtastung angewandt wird und welche Definition bzw. Werte für die Begrenzung der unvermeidbaren Störungen der AM-Tonmodulation zugrunde gelegt wurden. Die Aussagen (S. 2 unter B), S. 4 unter B5), S. 8 unter B), S. 18-10. bis 12. Zeile v.u.) sind in der absoluten Formulierung physikalisch und technisch - insbesondere bei harter Phasenumtastung mit ± 30° (vergl. S. 24 der zitierten OS) - nicht aufrechtzuerhalten, da unter diesen Bedingungen Knackstörungen unvermeidlich sind, die zumindest in Pausen bzw. Zeiten geringer Dynamik als quasiperiodisches Störsignal störend wahrzunehmen sind. Die Darlegung auf Seite 25 (4. Zeile v. o.) lassen die Vermutung aufkommen, daß das System experimentell nicht erprobt worden ist, denn mit diesen Werten sind Störungen unvermeidbar.

. Bekannt geworden ist ferner ein System (BBC/Großbritannien- CCIR-Dokument 10/31-E vom 25.05.83 der Studienperiode 1982/86 zum Studienprogramm 44J/10), bei dem eine weiche Phasenumtastung mittels Cos-Filter und einer Datengeschwindigkeit von 25 bit/s in bi-phase codierter Form genutzt wird (Übertragungsgeschwindigkeit von 50 bit/s), um Zeit-, Wetter- und andere Informationen zusätzlich zum herkömmlichen Tonsignal über das vorhandene AM-Hörrundfunksender- (modifiziert durch einen zusätzlichen Phasenmodulatorbaustein) und -empfängersystem (modifiziert durch einen zusätzlichen Phasendemodulatorbaustein) zu übertragen. Der Takt für die bit-Folge der Dateninformation wird durch Frequenzteilung aus der hochkonstanten Quarzoszillator- Trägerfrequenz des Senders gewonnen und erleichtert die notwendige Synchronisation der Arbeitsweise des Phasendemodulators im Empfänger. Der Mangel besteht darin, daß durch die notwendige Verwendung des bi-phase-Codes die Datengeschwindigkeit auf maximal 25 bit/s begrenzt ist und daß durch die Tastung - ohne Verwendung schneller Zwischenspeicher - ein asynchroner Datenverkehr (z. B. Fernschreiben) bzw. eine Übertragung quasistationärer Zustände nicht möglich ist und dadurch kein echter transparenter Datenkanal zur Verfügung steht.

Durch Übergang von der harten zur weichen Phasenumtastung einer Trägerschwingung können die durch das Umschwingverhalten der Sender- und Empfängerschwingkreise verursachten Amplitudeneinbrüche weiter reduziert werden, so daß bei sicherer Datenübertragung unter Beachtung der gewählten Übertragungsgeschwindigkeit auch bei "anspruchsvollem AM-Hörrundfunkempfang" durch den Rundfunkteilnehmer - auch in den Modulationspausen - keine störenden Verzerrungen bzw. (Knack-) Störungen im AM-Hörrundfunksignal mehr feststellbar sind. Bekannte Verfahren und Schaltungen zur Realisierung einer weichen Phasenumtastung sind:

. die Anwendung eines Reaktanz-(Varaktordioden-) FM-Modulators mit geeignetem Tiefpaß-Filter (DE-OS 29 08 857) mit dem Nachteil der bereits vorher dargestellten Verringerung der Frequenzstabilität des Oszillators,

. die Superposition zweier Träger-Teilschwingungen zur resultierenden Trägerschwingung, die vor der Umtastung völlig gleiche Parameter aufweisen, die jedoch im Zeitpunkt der Umtastung bei konstanter Phase zur Vermeidung von Verzerrungen in ihrer Frequenz alternativ um Δ f/2 herauf- bzw. herabgesetzt werden, wobei Δ f ein ganzzahliger Teil der Trägerfrequenz sein muß und der Umtastzeitpunkt genau im Moment des Auftretens des Scheitelwertes der beiden Teilschwingungen erfolgen muß. Der resultierende Phasenhub der Ausgangs- Trägerschwingung beträgt dabei exakt 180°. Die untersuchte Quelle (DE-OS 28 29 429) beschreibt die Anwendung dieses Schaltungsprinzips mit Hilfe dreier D-Flip-Flops, eines Exklusiv- Oder-Gatters, zweier gleicher Frequenzteiler 1 : 2 ^m , zweier Widerstände und eines Tiefpasses, bei dem aus der binären Schwingung des Oszillators mit der 2 ^m+1-fachen Frequenz f ₀ der modulierte Träger erzeugt werden kann. Der Mangel dieses Verfahrens - für die Anwendung im AM-Hörrundfunksystem abträglich - ist der relativ hohe Schaltungsaufwand und der zu große - fest definierte - Phasenhub von Δϕ = 180°, der auch bei weicher Phasenumtastung der vorgesehenen Übertragungsgeschwindigkeit zu Knackstörungen führt,

. die Synthese der um 180° phasenumgetasteten Trägerschwingung durch Anwendung eines Rechtecksignals mit m-facher Frequenz der Trägerschwingung und eines weiteren Rechecksignals mit der n-fachen Frequenz der halben Schrittgeschwindigkeit, wobei durch deren frequenzmäßige Addition und Substraktion zwei weitere Rechtecksignale gewonnen werden, die nach Durchlaufen je eines Frequenzteilers 1 : n linear überlagert und über einen Tiefpaß geführt werden. Hierfür kommen im wesentlichen Schieberegister, Exklusiv-Oder-Gatter, Und-Gatter und D-Flip-Flops zur Anwendung (DE-OS 28 22 798). Auch hier gelten die gleichen - zum vorherigen Stabstrich dargestellten - Mängel.

Ziel der Erfindung ist es, durch ein modifiziertes AM-Hörrundfunksystem innerhalb des unveränderten AM-Hörrundfunkübertragungskanals einen transparenten Datenübertragungskanal zur zusätzlichen simultanen Übertragung von Informationen mit weiter erhöhter Datengeschwindigkeit zu schaffen, ohne daß dadurch die Qualität der übertragenen AM-Toninformation störend beeinträchtigt wird. Auch soll der Schaltungsaufwand gegenüber dem DD-WP 1 59 929 weiter reduziert werden. Die Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung sollen auch auf eine Hilfsträgermodulation erstreckt werden können.

Ausgehend von dieser Zielstellung, von dem DD-WP 1 59 929 und der mit anderen Nachteilen behafteten naheliegenden möglichen Lösung der Aufgabe mit Reaktanzmodulator (DE-OS 29 08 857) ergibt die Analyse der technischen Mängelursachen zunächst, daß der Schaltungsaufwand für den Modulationsprozeß mit Begrenzer, Verzögerer, 2 Toren, einer Ansteuerschaltung mit Laufzeitausgleich zur definierten, alternativen Steuerung der Tore mit dem geeignet aufbereiten bi-phase-Datensignal und einer Summier- und nachgeschalteten Impulsformerschaltung zur Minimierung der störenden Rest-Amplitudenmodulation des phasenumgetasteten Trägersignals bei gleichzeitiger Verbesserung der zunächst noch harten Phasenumtastung weiter noch zu hoch und reduzierbar ist. Infolge der bei hoher Senderfrequenz im MHZ-Bereich nicht unendlich kurzen Schaltflanken der aus der Dateninformation durch eine Signal- und Pegelaufbereitung gewonnenen Steuerimpulse für die Tore - Schaltzustände mit undefinierten Phasenverhältnissen - entstehen weitere zusätzliche Amplitudeneinbrüche (unerwünschte Amplitudenmodulation), die im Gesamtsystem - wenn sie nicht durch sorgfältige Abgleich- und Kompensationsmaßnahmen (Symmetrierung der Zeitlage) minimiert werden, was einen zusätzlichen Schaltungsaufwand erfordert - zu zusätzlichen Fremd- bzw. Geräuschspannungen führen. Diese sind - insbesondere in den Modulationspausen - als Knackstörungen hörbar, was für eine "hochwertige AM-Hörrundfunkübertragung" unzulässig ist. Außerdem sind die durch die harte Phasenumtastung in AM-Hörrundfunkempfängern mit geringerer HF-/ZF-Bandbreite und hoher NF- Bandbreite auftretenden Knackstörungen auch bei Phasenhüben von Δϕ ≈ 45° noch hörbar, im Gegensatz zu verwendeten Meßdemodulatoren am Sender mit relativ großer HF-Bandbreite.

Des weiteren ergibt die Analyse der technischen Mängelursachen bezüglich der Anwendung eines Reaktanzmodulators - im Sonderfall Varaktordiode - gemäß DE-OS 29 08 857, daß durch den Eingriff in die frequenzbestimmenden Elemente (Quarz oder Schwingkreis) des vorhandenen Quarzoszillators neben der gewollten Phasenänderung, die durch eine Frequenzmodulation hervorgerufen wird, die Langzeitkonstanz der Frequenz der HF-Trägerschwingung unzulässig beeinträchtigt werden kann (z. B. Frequenzdrift durch Bauelemente-Parameterdrift), wodurch die hochkonstante Frequenz des Senders nicht uneingeschränkt gesichert ist. Außerdem liefert entweder nur der L- oder der H-Zustand des niederfrequenten Datensignals einen Bezugswert, der der gewollten Trägerfrequenz des Senders entspricht, d. h. die mittlere Trägerfrequenz ist abhängig von der Übertragungsgeschwindigkeit, zu der nähere Angaben fehlen, und der Zeichenfolge, wenn nicht besondere aufwendige Stabilisierungsmaßnahmen für den Arbeitspunkt des Reaktanzmodulators getroffen werden. Auch Maßnahmen oder Mittel zur Qualitätssicherung des amplitudenmodulierten NF-Signals fehlen.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen echten transparenten Datenkanal mit einer höheren Datengeschwindigkeit und verbesserter Sicherheit gegen Störungen bei weiter verminderten Aufwand durch Beseitung einiger und Ersatz anderer solcher als Mängelursachen erkannter Elemente und Mittel im System zu erreichen. Die Laufzeitausgleichmaßnahmen sind zu vermeiden.

Zur weiteren Reduzierung des systembedingten AM-Umschwingverhaltens bei gleichzeitiger Vergrößerung des Phasenhubes zur Erhöhung der Übertragungssicherheit des zusätzlichen Datenkanals soll die harte Phasenumtastung in eine weiche Phasenumtastung abgewandelt werden, ohne daß aber der Rechteckimpulscharakter des übertragenen Datensignals verloren geht, d. h., eine Optimierung des erforderlichen minimalen "Weichheitsgrades" soll zur optimalen Bemessung der Modulator- und Demodulatorschaltung führen.

Diese Aufgabe wird unter Wiederverwendung der Merkmale, daß im AM-Hörrundfunksender von der HF-Verstärkung und Treiberleistungserzeugung Mittel der integrierten Schaltungstechnik für analoge und digitale Signalverarbeitung ohne Anwendung von Resonanzkreisen geeignet kombiniert zur Phasenumtastung der Ausgangsspannung des hochkonstanten Quarzgenerators eingesetzt sind, die diesen mit den Zusatzinformationen in Form einer diskreten Zeichenfolge mit einem Phasenhub ≦Χεθβαθ Δϕ ≦Χεθβαθ ≦ωτ 180° unter Verzicht auf eine definierte Bezugsphase des Trägers für die Phaseninformationsübertragung phasemodulieren und daß im AM-Hörrundfunkempfänger vor der regulären AM-Demodulation die Rückgewinnung der zusätzlichen Informationen durch zusätzliche Mittel zur Auskopplung des ZF-Signals, anschließenden Begrenzung und Phasendemodulation erfolgt, erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Phasenmodulation durch weiche Phasenumtastung der HF-Trägerschwingung bzw. einer Hilfsträgerschwingung in anderen Sendersystemen direkt mit der diskreten Zeichenfolge durch Einfügen eines Impulsformers in Form eines RC-Tiefpaßfilters zweiten Grades der Zeitkonstanten τ « T, d. h. der kleinsten Schrittdauer der Datenzeichenfolge, mit einem Phasenhub Δϕ erfolgt, der nicht wie beim PSK- und QPSK-Verfahren bzw. beim Verfahren gemäß DE-OS 28 29 429 und DE-OS 28 33 798 an den Wert 180° bzw. ganze Teile oder Vielfache davon gebunden ist. Er kann in Abhängigkeit von der zulässigen Störwirkung im AM-Tonkanal im Bereich von 0 ≦ωτ ≦Χεθβαθ Δϕ ≦Χεθβαθ ≦ωτ 180° gewählt werden.

Senderseitig ist ein Phasenmodulator mit einer von der Phasenmodulation unabhängigen konstanten HF-Ausgangsspannungsamplitude eingesetzt und empfängerseitig ist die Zeitkonstante bzw. Grenzfrequenz des zweiten Tiefpasses des Phasendemodulators in Anpassung an die gewählte Zeitkonstante τ des Impulsformers im Phasenmodulator bemessen. Die dabei erreichbare Übertragungsgeschwindigkeit kann ohne weiteres bei geeigneter Wahl des Phasenhubes Δϕ in Abhängigkeit von den zulässigen Systemgrenzwerten für den Fremd- und Geräuschspannungsabstand für das AM-Ton-Nutzsignal auf Werte von 100 bit/s erhöht werden.

Das Ausgangssignal des Quarzgenerators der Frequenz f _T und einer beliebigen Phase ϕ hoher Frequenz- und damit auch Phasenkonstanz wird in einer diesem unmittelbar nachgeschalteten geeigneten Phasenmodulatoreinheit durch die weiche Phasenumtastung der diskreten Zeichenfolge der Zusatzinformation mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von mindestens 50 bit/s moduliert, wobei keine synchrone Störamplitudenmodulation auftritt. Diese zusätzliche Phasenmodulatorschaltung kann auch in die, dem Quarzoszillator nachfolgenden, Trenn- bzw. Verstärkerstufen des Steuersenders eingefügt werden, solange sich die Betriebs- und Hochfrequenzspannungen noch bei niedrigen, der integrierten Schaltungstechnik angepaßten Werte bewegen, d. h., vor den eigentlichen Leistungs- Vor-, -treiber- und (modulierten) -endstufen. Durch die im Sender nachfolgenden, immer vorhandenen selektiv arbeitenden Leistungsverstärkerstufen (Leistungsverstärker und Treiber, AM-Modulator und Leistungsstufe und Senderausgangsschaltung) mit einzelnen bzw. gekoppelten Schwingkreisen (Bandfiltern) werden die im Ausgangssignal des Phasenmodulators vorhandenen unerwünschten Oberschwingungen der nun phasenumgetasteten mäanderförmigen Trägerschwingung wirksam unterdrückt bzw. ausgesiebt, so daß bereits im AM-Modulator - allgemein übliche Endstufenmodulation vorausgesetzt - wieder eine sinusförmige, jetzt phasenumgetastete Trägerwechselspannung mit eindeutiger Phasenbeziehung zur Oszillatorschwingung und sehr niedrigem Oberschwingungsgehalt zur Verfügung steht und nun ganz normal amplitudenmoduliert werden kann.

Der zur weichen Phasenumstastung eingesetzte Phasenmodulator besteht vorteilhaft im wesentlichen aus einer Trägeraufbereitung, einem Komperator, einem Univibrator und einem Impulsformer. Dabei ist der Eingang der Trägeraufbereitung direkt mit dem Ausgang des Quarzgenerators des Steuersenders und der Ausgang der Trägeraufbereitung mit dem ersten Eingang des Komperators verbunden, während der zweite Eingang mit dem Ausgang des Impulsformers und der Ausgang des Komperators mit dem Eingang des Univibrators verbunden sind. Der Eingang des Impulsformers ist mit dem Ausgang der Signalaufbereitung verbunden, deren Eingang an die Datensignalquelle angeschlossen ist. Der Ausgang des Univibrators ist mit dem Eingang der Ausgangsstufe verbunden, deren Ausgang wiederum an die Verstärkerstufen des Steuersenders angeschlossen ist. Der Impulsformer besteht aus einer einfachen RC-Kette als Tiefpaß. Komparator und Monoflop bzw. Univibrator zur Phasenumtastung sichern einen konstanten Effektivwert des phasenumgetasteten Trägers. Ein Impulsformer dient zur Sägezahnerzeugung im Falle einer beliebigen, z. B. auch mäanderförmigen Ausgangsspannung des Quarzgenerators.

Empfängerseitig geht die Erfindung bei weicher Phasenumtastung von dem Prinzip der Rückgewinnung der diskreten Zusatzinformationen aus, wie es bereits für harte Phasenumtastung im DD-WP 1 59 929 beschrieben und mit Hilfe eines einfachen Zusatzbausteines in integrierter Schaltungstechnik, des zusätzlichen Phasendemodulators (Begrenzerverstärker zur Unterdrückung der AM-Tonmodulation, PLL-Demodulator mit optimierten Frequenz- und Zeitverhalten der Schleife zur Rückgewinnung der diskreten Phaseninformation, Signalaufbereitungs- und Ausgangsstufe zur Regenerierung der verschliffenen und möglicherweise verzerrten diskreten Signale der zusätzlich übertragenen Informationen und zur Erzeugung des erforderlichen Systemausgangspegels) realisiert wurde. Die Tiefpaßfilter- Zeitkonstanten und damit -Grenzfrequenzen im Phasendemodulatorbaustein des Empfängers sind aber an die gewählte Zeitkonstante τ des Impulsformers für die weiche Phasenumtastung im Sender-Zusatzbaustein (Phasenmodulator) anzupassen, um eine stabile, möglichst unverzerrte und ungestörte Rückgewinnung der übertragenen zusätzlichen diskreten Informationen gewährleisten zu können, auch wenn das gleichzeitig und kompatibel übertragene AM-Ton-Rundfunksignal - etwa am Rande des Versorgungsgebietes - bereits durch athmosphärische und industrielle Funkstörungen schon so stark beeinträchtigt ist, daß einem Rundfunkteilnehmer die technische Qualität dieser Rundfunkübertragung nicht mehr zumutbar ist.

Die Zeitkonstanten der Tiefpaßfilter, von denen das zweite RC-Tiefpaßfilter das Schleifenfilter LF ist, sind dabei vorteilhaft gestaffelt. Ein erstes RC-Tiefpaßfilter, das dem Phasendetektor nachgeschaltet ist, hat eine wesentlich kleinere Zeitkonstante, während das zweite RC-Tiefpaßfilter, das dem ersten nachgeschaltet ist, eine wesentlich größere als die gewählte Zeitkonstante τ des Impulsformers des Senders aufweist. Ein drittes RC-Tiefpaßfilter, das dem zweiten RC- Tiefpaßfilter nachgeschaltet ist, hat annähernd die gleiche Zeitkonstante τ wie der Impulsformer des Senders. Ein viertes Tiefpaßfilter mit einer relativ großen Zeitkonstante, die mit der minimalen Schrittdauer T vergleichbar ist, ist vorteilhaft vor dem zweiten RC-Tiefpaßfilter an den Regelkreis der PLL eingangsseitig angekoppelt und ausgangsseitig mit der nachgeschalteten Regenerier- und Impulsformerstufe verbunden.

In einer vorteilhaften Schaltungsanordnung des Empfängers ist der Ausgang des ersten RC-Tiefpaßfilters einerseits mit dem Eingang des zweiten RC-Tiefpaßfilters - Schleifenfilter LF - und andererseits mit dem Eingang des vierten RC-Tiefpaßfilters verbunden. Der Ausgang des zweiten RC-Tiefpaßfilters ist an den Eingang des dritten RC-Tiefpaßfilters angeschlossen und dessen Ausgang mit dem Eingang des VCO verbunden. Der Ausgang des vierten RC-Tiefpaßfilters ist an den Eingang der nachfolgenden Regenerier- und Impulsformerstufe angeschlossen.

Zur weiteren Verbesserung der Stabilität des Gesamtsystems kann der normale Empfängeroszillator des genutzten AM-Hörrundfunkempfängers in die PLL-Struktur des zusätzlichen Phasendemodulators mit einbezogen werden. Es wird ein erweiterter Phasendemodulator eingesetzt, bei dem der VCO der PLL durch einen Bezugsoszillator hoher Stabilität und zusätzlich eine Kapazitätsdiodenschaltung ersetzt ist. Der Ausgang des Bezugsoszillators ist mit dem zweiten Eingang des Phasendetektors PD verbunden und der Ausgang des dritten RC-Tiefpaßfilters mit dem Eingang der Kapazitätsdiodenschaltung, deren Ausgang an die frequenzbestimmenden Elemente der Empfängeroszillatorschaltung angeschlossen ist. Durch Anwendung dieser Regelschleife wird die Stabilität des Gesamtsystems sowohl für den Datenkanal, als auch zusätzlich für den AM-Hörrundfunkkanal dadurch erhöht, daß eine generelle Stabilisierung der Zwischenfrequenz im Empfänger im Sinne einer automatischen Frequenzregelung des Empfängeroszillators (AFC) erfolgt, auch wenn keine Datenübertragung stattfindet bzw. der empfangene Sender nicht zum modifizierten AM-Hörrundfunksystem gehört (Fremdsender).

Das vorgeschlagene System kann prinzipiell auch auf die Hilfs- bzw. Unter- bzw. Pilot-Träger-Übertragung angewandt werden, wodurch eine größere Anwendungsbreite durch die zusätzliche Übertragung digitaler Tonprüfzeichensignale im FM-Rundfunk (Hilfsträger bei 15 kHz), durch die zusätzliche Übertragung von Kennungs- bzw. Rufinformationen für den Verkehrsfunk durch Modulation des verdreifachten FM-Stereo-Pilotträgers im FM- Rundfunk usw. erzielt wird.

Mit Hilfe einfacher Schaltungsanordnungen, die auf der Basis integrierter Schaltkreise des Standardsortiments geschaffen und ohne besondere Probleme in den Steuersenderbaustein des AM-Hörrundfunksenders bzw. in einen beliebigen AM-Hörrundfunkempfänger (auch nachträglich) eingebaut werden können, wird es möglich, den noch frei verfügbaren Frequenzbereich in Trägernähe innerhalb des Funkkanals durch die Anwendung einer zusätzlichen, vom AM-Modulationsprozeß unabhängigen und im Quarzsteuersender unmittelbar im Anschluß an den Quarzoszillator bzw. in einer ihm nachgeschalteten Stufe mit noch niedrigem Leistungspegel vorzunehmenden Phasenmodulation (durch weiche Phasenumtastung) auszunutzen, ohne daß dabei durch ein mögliches Übersprechen der digitalen, diskreten, phasenmodulierten Information in das analoge Tonsignal einerseits, wie auch durch ein mögliches Übersprechen des analogen Tonsignals in den zusätzlichen Datenkanal andererseits, durch optimierte Wahl der Parameter der zusätzlichen Modulations- und Demodulationsschaltung sowie der Phasenmodulation bezüglich der Zeitkonstanten τ des RC-Tiefpaß-Impulsformers und des Phasenhubes Δϕ die unabhängige Informationsübertragung unzulässig beeinträchtigt wird. Durch die Anwendung an sich bekannter Phasendemodulationsschaltungsprinzipien mit Speicherwirkung (PLL) wird gesichert, daß - ohne eine Mitübertragung einer Bezugsphase - im Empfängerphasendemodulator die Rückgewinnung der Phaseninformation möglich wird und durch Störungen nicht beeinträchtigt werden kann.

Herkömmliche andere Demodulatoren, wie z. B. der Rieggerkreis, der Ratiodetektor, der Flankendemodulator, der Koinzidenzmodulator, der Synchrondemodulator usw. sind zur Realisierung des Systems nach der Erfindung weniger geeignet.

Ausführungsbeispiel

Anhand eines Ausführungsbeispiels wird nachstehend eine Ausführungsmöglichkeit der Erfindung näher erläutert.

Die zugehörigen Zeichnungen zeigen:

Fig. 1: Übersichtsschaltplan eines Phasenmodulators

Fig. 2: Übersichtsschaltplan des Phasendemodulators

Fig. 3: Übersichtsschaltplan eines erweiterten Phasendemodulators mit Einbeziehung des Empfängeroszillators

Zur Erläuterung dient zunächst Fig. 1:

Im Falle eines sinusförmigen Ausgangssignals der Quarzsteuerstufe 1 a mit der Trägerfrequenz f _T und der beliebigen Anfangsphase ϕ am Eingang des Phasenmodulators wird über eine Trägeraufbereitung 2, die zur Pegel- und Arbeitspunkteinstellung dient, der erste Eingang eines Komperators 3 mit der Eingangsspannung u ₁(t) angesteuert.

Wird gleichzeitig am zweiten Eingang des Komparators 3 eine Signalspannung u ₂(t) angelegt, die die Schwellwertspannung U _1S des Komparators bestimmt, entsteht am Ausgang dieses Phasenmodulators infolge des dem Komparator nachgeschalteten Univibrators (Monoflop) 4 und der Ausgangsstufe 5 ein frequenzkonstantes und phasenmoduliertes Trägersignal u ₄(t) der Trägerfrequenz f _T , der beliebigen Anfangsphase ϕ und des Phasenhubes Δϕ, der der Spannung 2 · Û ₂ proportional ist, dessen Phasenmodulationsfunktion ψ(t) der Signalspannung u ₂(t) annähernd proportional ist, wenn der Phasenhub Δϕ ≦ π/2 eingehalten wird und dessen Effektivwert ₄ hoch konstant ist. Dieses Trägersignal wird zur weiteren Verarbeitung in den nachfolgenden Verstärkerstufen des Steuersenders 1 b und anschließenden Senderstufen und weiter zur Modulation mit dem NF-Tonsignal amplitudenmoduliert und verstärkt. Mit Hilfe der in den HF-, Vor-, -Treiber- und Leistungsverstärkerstufen stets vorhandenen Selektionsmittel (Schwingkreis, Bandfilter, Tiefpaßfilter zur Anpassung und Oberwellenunterdrückung) wird das mäanderförmige Trägersignal am Ausgang des Phasenmodulators bis zum Senderausgang in ausreichender Weise von den unerwünschten Oberwellen befreit, d. h., wieder in ein sinusförmiges Signal umgewandelt.

Im Falle einer nichtsinusförmigen Ausgangsspannung des Quarzgenerators 1 a und zur Verbesserung der Linearität kann ferner mit Hilfe der Trägeraufbereitung 2 aus dem sinus- oder auch rechteck- oder mäanderförmigen Ausgangssignal moderner, z. B. mit integrierten Schaltkreisen zur Frequenzteilung ausgerüsteter Quarzgeneratoren in Steuersendern, ein sägezahnförmiges Eingangssignal geformt und dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators 3 zugeführt werden. Gleichzeitig dient diese Trägeraufbereitung 2 zur Einstellung der Sägezahnamplitude und des Arbeitspunktes am nichtinvertierenden Eingang des Komparators 3. Das grundsätzliche Wirkprinzip des Komparators 3 ändert sich dabei nicht, d. h., es gelten prinzipiell die sinusförmige Aussteuerung dargelegten Funktionsprinzipien.

Die AM-Störsignale durch das systembedingte Umschwingverhalten der Schwingkreiskette im Übertragungsweg Sender - Empfänger bei harter Phasenumtastung erfordern bei der bekannten Lösung nach DD-WP 1 59 929 die Wahl eines relativ kleinen Phasenhubes Δϕ.

Nach der Erfindung werden durch Anwendung einer optimierten weichen Phasenmodulation mit oben beschriebenen Phasenmodulator mit Komparator 3 bei geeigneter Formung der Übergangsfunktionen des Datensignals f ₁(t) und bei geeigneter Wahl des Phasenhubes Δϕ diese Mängel vollständig beseitigt. Zur optimalen Formung dieser Übergangsfunktionen wird ein einfacher RC-Vierpol zweiter Ordnung als Impulsformer 6 zwischen Impulsausgang der Signalaufbereitung 7 zur Datensignalaufbereitung und den zweiten Eingang des Komparators 3 geschaltet, der die Zeichenfolge des Datensignals f ₁(t) mit nahezu idealen sprungförmigen Übergängen von H → L bzw. L → H in Übergänge mit geeignet verschiffenen Zeitverlauf umformt, wobei als Nebenbedingung gefordert wird, daß das prinzipielle Rechteckimpulsverhalten des Datensignals dabei weitestgehend erhalten bleiben soll, also die Übergangsfunktionen innerhalb der kleinsten Schrittdauer T des Datensignals nahezu vollständig - bis auf einen geeignet definierten Restfehler F ₁ - "abgeklungen" sein sollen.

Außerdem wurde zur weitestgehenden Unterdrückung der durch das Umschwingverhalten der im AM-Hörrundfunksystem vorhandenen Sender- und Empfängerschwingkreise verursachten Störamplitudenmodulation die Erfüllung der weiteren Nebenbedingungen erforderlich, daß die Änderung der Signalspannung u ₂(t) so festgelegt wird, daß ein maximaler Frequenzhub nicht überschritten wird. Das erfordert eine geeignet dimensionierte RC-Tiefpaßkette als Impulsformer 6 mit einer Zeitkonstante t, mit deren Hilfe die modulierende Signalspannung u ₂(t) und die damit erzielbare Phasenmodulation gewonnen werden. Die Signalaufbereitung 7 dient dabei gleichzeitig zur Arbeitspunkteinstellung am zweiten Eingang des Komparators 3.

Innerhalb des zusätzlichen Phasenmodulators eines AM-Hörrundfunkempfängers ist, wie in Fig. 2 dargestellt, am AM- Demodulator das ausgekoppelte amplituden- und phasenmodulierte ZF-Signal der Trägerspannung u _ZF (t) in einem Trennverstärker 11 vom Empfänger entkoppelt, verstärkt und in einem Begrenzer- Verstärker 12 hohen Begrenzungsfaktors begrenzt, so daß die Nutz- und Stör-Amplitudendemodulation wirksam unterdrückt werden, während das nun rein phasenmodulierte ZF-Signal anschließend der PLL zugeführt wird. Diese besteht aus einem Phasendetektor PD 13, einem ersten RC-Tiefpaßfilter 15 mit kleiner Zeitkonstante zur Unterdrückung zwischenfrequenter Restspannungen, die am Phasendetektor auftreten, einem zweiten RC-Tiefpaßfilter - Schleifenfilter LF - 16 (leadlag- Filter) mit relativ großer Zeitkonstante zur Bestimmung des optimalen Schleifenverhaltens und einem weiteren dritten RC- Tiefpaßfilter 17 mit mittlerer Zeitkonstante zur Unterdrückung aller Restwechselspannungen bei der Bildung einer möglichst reinen Regel-Gleichspannung an der Kapazitätsdiodenschaltung zum Zwecke der Nachstimmung des spannungsgesteuerten Oszillators VCO 14. Dieser Oszillator schwingt im eingeschwungenen Zustand der PLL ebenfalls auf der Zwischenfrequenz des Empfängers und weist dann zur ZF-Spannung einen Phasenunterschied auf, der vom gewählten Typ des Phasendetektors 13 abhängt.

Als AM-Hörrundfunkempfänger müssen zunächst beliebige, hochwertige Geräte mit unveränderter Konzeption bezüglich der RF- Vorstufen, des Oszillators und Mischers, des ZF-Verstärkers, des AM-Demodulators und der NF-Verstärkerstufen mit Lautsprecher angewandt werden.

Die am Eingang des Phasendetektors PD 13 vorhandene Phasenmodulationsfunktion ψ(t) erscheint am Ausgang des Phasendetektors 13 und ersten RC-Tiefpaßfilters 15 als Spannung u _D (t), praktisch unbeeinflußt von hohen Modulationsspitzen der AM- Toninformation bis zu höchsten Modulationsgraden (bis nahezu 100%). Zur weiteren Verarbeitung (Filterung, Regenerierung, Impulsformung und Erzeugung des gewünschten Ausgangspegels) der rückgewonnenen zusätzlich übertragenen Information f ₁*(t) am Ausgang des Phasendemodulators durchläuft das am Ausgang des ersten RC-Tiefpaßfilters 15 vorhandene Nutzsignal der zusätzlichen, diskreten, phasendemodulierten Information ein weiteres viertes RC-Tiefpaßfilter 18 zur Störsignalunterdrückung, eine Regenerier- und Impulsformerstufe 19 zur Wiederherstellung definierter, rechteckförmiger Datensignale und eine Ausgangsstufe 20 zur Verstärkung bzw. Erzeugung definierter Pegel und zur Sicherung einer Lastunabhängigkeit der Signalrückgewinnung im Phasendemodulator. Das Ausgangssignal f ₁*(t) ist damit in hohem Grade das unverzerrte Abbild des zusätzlich zu übertragenden diskreten Datensignals f ₁(t) am Eingang des Phasenmodulators gemäß Fig. 1.

Zur Erhöhung der Stabilität des Systems zur zusätzlichen Übertragung diskret weich phasenmodulierter Datensignale - insbesondere auf der Empfängerseite - bildet sich eine Schaltungsanordnung eines erweiterten Phasenmodulators an.

Während bei der bisher beschriebenen Variante des Phasendemodulators entsprechend Fig. 2 die Stabilität des eingesetzten Zustandes der PLL durch die Frequenzstabilität des Empfängeroszillators einerseits (Bildung der genauen Zwischenfrequenz durch Drifterscheinungen beeinflußt) und zusätzlich durch die des VCO bestimmt wird, kann bei der modifizierten, d. h., erweiterten Form des Phasendemodulators die Frequenzstabilität des Empfängeroszillators durch dessen Einbeziehung in die Regelschleife erhöht werden (AFC).

Zu diesem Zweck wird die herkömmliche AM-Hörrundfunkempfängerschaltung entsprechend Fig. 3, bestehend aus den RF-Vorstufen 21, dem Mischer 22, dem Empfängeroszillator 23, den ZF-Stufen 24, dem AM-Demodulator 25 und den NF-Stufen mit Lautsprecher 26 durch einen erweiterten Phasendemodulator ergänzt, der im Unterschied zu dem Phasendemodulator entsprechend Fig. 2 anstelle des VCO 14 jetzt einen (quarz-) stabilen Bezugsoszillator 31 aufweist, der möglichst genau und stabil auf der Zwischenfrequenz f _ZF schwingt. Der Ausgang des dritten RC-Tiefpaßfilters 17 wird nun - anstelle mit der Kapazitätsdiodenschaltung des VCO 14 - mit der zusätzlichen Kapazitätsdiodenschaltung 32 verbunden, die zur elektronischen Nachsteuerung des Empfängeroszillators 23 benutzt wird, der dadurch - innerhalb des gesamten Regelkreises - exakt auf der Oszillatorfrequenz f _o schwingen muß, die zur genauen Bildung der Zwischenfrequenz f _ZF führt, die mit dem Bezugsoszillator 31 im Phasendetektor 13 eine Differenzfrequenz 0 ergibt.

Das beschriebene System nach der Erfindung mit weicher Phasenumtastung weist gegenüber der im DD-WP 1 59 929 beschriebenen Systemreaktion in Form signifikanter Umschwingvorgänge (Amplitudeneinbrüche) sehr kurzer Dauer - einige µs - und einer allein durch Δϕ bestimmten Einbruchtiefe proportional ≦Χεθβαθ 1 - cosΔϕ/2 ≦Χεθβαθ) der im System vorhandenen Schwingkreise - unabhängig von deren Anzahl und Güte und von deren Verstimmung bei insgesamt symmetrischem Amplitudenfrequenzgang des Übertragungssystems Sender - Empfänger - ein Zeitverhalten aus, das bezüglich der Fremd- und Geräuschspannungswerte und der subjektiven Störwirkungen um mehrere Größenordnungen bessere Eigenschaften und Parameter besitzt. Auch hier tritt im Rhythmus der Phasenumtastung eine parasitäre synchrone Amplitudenmodulation auf, die im Falle

. eines exakt abgestimmten Übertragungssystems (Sender und Empfänger) im Verhältnis zur ZF-Spannung Û _ZFmax sehr kleine Amplitudeneinbrüche der Dauer einiger ms; aber extrem niedriger bis ganz im Rauschen verschwindender Spannungsamplituden Δ Û _ZF auf, die für L → H - und H → L Übergänge der Phaseninformation ψ(t) symmetrisch sind und keine Störungen des Rundfunkempfangs - auch in Programm- bzw. Modulationspausen - verursachen,

. eines schlecht abgeglichenen aber "richtig" abgestimmten bzw. eines leicht verstimmten (Restseitenband-) Übertragungssystems im Verhältnis zur ZF-Spannung Û _ZFmax immer noch sehr kleine Amplitudenschwankungen Δ Û _ZF(+) bzw. Δ Û _ZF(-) der Dauer einiger ms auf, die jetzt aber für die L → H- bzw. H → L-Übergänge der Phaseninformation ψ(t) unsymmetrisch sind, aber immer noch keine den Rundfunkempfang beeinträchtigenden Störungen verursachen,

. eines völlig auf die Flanke der ZF-Durchlaßkurve abgestimmten Empfängers (Einseitenband-Übertragungssystem mit reduziertem Träger) im Verhältnis zur jetzt reduzierten ZF-Spannung Û _ZF ≦ωτ Û _ZFmax auch jetzt noch kleine Amplitudenschwankungen Δ Û _ZF(+) bzw. Δ Û _ZF(-) der Dauer einiger ms aufweist, die für die L → H- bzw. H → L-Übergänge der Phaseninformation ψ(t) nahezu antimetrisch sind; aber auch jetzt noch nur unbedeutende und nur in Modulationspausen wahrnehmbare "Knack"- Störungen im Rhythmus der quasiperiodischen Schaltflankenfolge des Datensignals verursachen. Dabei klingt das mit einem derart unsymmetrisch abgestimmten Empfänger gewonnene Rundfunksignal bereits so verzerrt, daß dieser extreme Abstimmzustand als nicht den normalen AM-Rundfunk-Systembedingungen entsprechend angesehen werden kann.

• Aufstellung der verwendeten Bezugszeichen  1 a = Quarzgenerator des Steuersenders
   1 b = Verstärkerstufen des Steuersenders
   2 = Trägeraufbereitung
   3 = Komparator
   4 = Univibrator
   5 = Ausgangsstufe
   6 = Impulsformer
   7 = Signalaufbereitung
  11 = Trennverstärker
  12 = Begrenzerverstärker
  13 = Phasendetektor PD
  14 = Spannungsgesteuerter Oszillator, VCO
  15 = erstes Tiefpaßfilter
  16 = zweites Tiefpaßfilter
  17 = drittes Tiefpaßfilter
  18 = viertes Tiefpaßfilter
  19 = Impulsformerstufe F
  20 = Ausgangsstufe
  21 = RF-Vorstufen
  22 = Mischer
  23 = Empfängeroszillator
  24 = ZF-Stufen
  25 = AM-Demodulator
  26 = NF-Stufen mit Lautsprecher
  31 = Bezugsoszillator G
  32 = zusätzliche Kapazitätsdiodenschaltung
  f _T = Trägerfrequenz
  f _ZF = Zwischenfrequenz
  ϕ = Ruhe- bzw. Anfangsphase
  Δϕ = Phasenhub
  ψ(t) = Phasenmodulationsfunktion, Phaseninformation
  f ₁(t) = Datensignal
  f ₁*(t) = übertragenes rückgewonnenes Datensignal

Claims (8)

1. Modifiziertes AM-Hörrundfunksystem zur zusätzlichen simultanen Übertragung von diskreten Informationen mittels Phasenmodulation unter Verwendung eines AM-Hörrundfunksenders und -empfängers während des laufenden Programms durch zusätzliche Modulation der Trägerschwingung des Senders innerhalb des Steuersenders mit diesen diskreten Informationen und durch Trennung der Signale mittels Aufteilung des Informationsflusses und getrennter Demodulation im Empfänger durch Auskopplung des ZF-Signals vor dem regulären AM-Demodulator eines beliebigen, für die Rückgewinnung der zusätzlich übertragenen Informationen geeignet modifizierten AM-Hörrundfunkempfängers, einer anschließenden Begrenzung und Phasendemodulation unter Verwendung einer PLL-Schaltung und einer Impulsregenerier- und -former-Schaltung, gekennzeichnet dadurch, daß die Phasenmodulation durch weiche Phasenumtastung der HF-Trägerschwingung bzw. einer Hilfsträgerschwingung in anderen Sendersystemen direkt mit der diskreten Zeichenfolge durch Einführung eines Impulsformers in Form eines RC-Tiefpaßfilters zweiten Grades der Zeitkonstanten τ ≈ T mit einem Phasenhub, der in Abhängigkeit von der zulässigen Störwirkung im AM-Tonsignal im Bereich von 0 ≦ωτ ≦Χεθβαθ Δϕ ≦Χεθβαθ ≦ωτ 180° festgelegt ist, erfolgt, daß ein Phasenmodulator mit einer von der Phasenmodulation unabhängigen konstanten HF-Ausgangsspannungsamplitude eingesetzt ist und daß die Zeitkonstanten bzw. Grenzfrequenzen des zweiten Tiefpasses des Phasendemodulators im Empfänger in Anpassung an die gewählte Zeitkonstante τ des Impulsformers im Phasenmodulator des Senders dimensioniert ist.

2. Modifizierts AM-Hörrundfunksystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, daß der zur weichen Phasenumtastung eingesetzte Phasenmodulator im wesentlichen aus einer Trägeraufbereitung (2), einem Komparator (3), einem Univibrator (4) und einem Impulsformer (6) besteht und daß der Eingang der Trägeraufbereitung (2) direkt mit dem Ausgang des Quarzgenerators des Steuersenders (1 a) und der Ausgang der Trägeraufbereitung (2) mit dem ersten Eingang des Komparators (3) verbunden sind, während der zweite Eingang mit dem Ausgang des Impulsformers (6) und der Ausgang des Komparators (3) mit dem Eingang des Univibrators (4) verbunden sind, daß der Eingang des Impulsformers (6) mit dem Ausgang der Signalaufbereitung (7) verbunden ist, deren Eingang an die Datensignalquelle angeschlossen ist, und daß der Ausgang des Univibrators (4) mit dem Eingang der Ausgangsstufe (5) verbunden ist, deren Ausgang an die Verstärkerstufen des Steuersenders (1 b) angeschlossen ist.

3. Modifiziertes Hörrundfunksystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, daß der zur Rückgewinnung der phasenmodulierten Zusatzinformationen im Empfänger eingesetzte PLL-Phasendemodulator, der aus einem Begrenzerverstärker (12) einem Phasendetektor PD (13) einem spannungsgesteuerten Oszillator VCC (14) und Tiefpaßfiltern besteht, deren Zeitkonstanten gestaffelt sind, wobei das erste RC-Tiefpaßfilter (15) mit einer wesentlich kleineren Zeitkonstante und das zweite RC-Tiefpaßfilter, das Schleifenfilter LF (16), mit einer viel größeren als die gewählte Zeitkonstante τ des Impulsformers (6) des Senders dimensioniert sind.

4. Modifiziertes Hörrundfunksystem nach Anspruch 1 und 3, gekennzeichnet dadurch, daß ein drittes RC-Tiefpaßfilter (17) annähernd gleicher Zeitkonstante τ wie die Impulsformer des Senders dem zweiten RC-Tiefpaßfilter nachgeschaltet ist.

5. Modifiziertes Hörrundfunksystem nach Anspruch 1, 3 und 4, gekennzeichnet dadurch, daß ein viertes Tiefpaßfilter (18) mit einer relativ großen Zeitkonstante, die mit der minimalen Schrittdauer T vergleichbar ist, vor dem zweiten RC-Tiefpaßfilter an den Regelkreis der PLL eingangsseitig angekoppelt ist und ausgangsseitig mit der nachgeschalteten Regenerier- und Impulsformerstufe (19) verbunden ist.

6. Modifiziertes Hörrundfunksystem nach Anspruch 1 und 3 bis 5, gekennzeichnet dadurch, daß im Empfänger der Ausgang des ersten RC-Tiefpaßfilters (15) einerseits mit dem Eingang des zweiten RC-Tiefpaßfilters - Schleifenfilter LF - (16) und andererseits mit dem Eingang des vierten RC-Tiefpaßfilters (18) verbunden ist, der Ausgang des zweiten RC-Tiefpaßfilters (16) an den Eingang des dritten RC-Tiefpaßfilters (17) angeschlossen ist und dessen Ausgang mit dem Eingang des VCO (14) verbunden ist, während der Ausgang des vierten RC-Tiefpaßfilters (18) an den Eingang der nachfolgenden Regenerier- und Impulsformerstufe (19) angeschlossen ist.

7. Modifiziertes Hörrundfunksystem nach Anspruch 1 und 3 bis 6, gekennzeichnet dadurch, daß ein erweiterter Phasendemodulator eingesetzt ist, bei dem der VCO (14) der PLL durch einen Bezugsoszillator (31) hoher Stabilität und zusätzlich eine Kapazitätsdiodenschaltung (32) ersetzt ist.

8. Modifiziertes AM-Hörrundfunksystem nach Anspruch 1 und 7, gekennzeichnet dadurch, daß der Ausgang des Bezugsoszillators (31) mit dem zweiten Eingang des Phasendetektors PD (13) verbunden ist und daß der Ausgang des dritten RC-Tiefpaßfilters (17) mit dem Eingang der Kapazitätsdiodenschaltung (32) verbunden ist, deren Ausgang an die frequenzbestimmenden Elemente der Empfängeroszillatorschaltung (23) angeschlossen ist.