CH627597A5 - Broadcasting system with code signalling - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Rundfunkanlage mit Kennsignalgabe, wobei sendeseitig ein einem Hauptträger in der Frequenz aufmoduliertes Multiplexsignal ausgestrahlt wird, das ein tonfrequentes Informationssignal, ein Stereoinforma-

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Die Empfänger für eine derartige Anlage werden mit einem Dekoder versehen, der das binäre Kodesignal aus dem empfangenen Signal dekodiert und ausnutzt, beispielsweise zur völligen oder teilweisen optischen Wiedergabe der auf diese Weise übertragenen Information, so dass der Benutzer sofort feststellen kann, auf welchen Sender sein Empfänger abgestimmt ist. Auch ist es möglich, den Empfänger derart einzurichten, dass bei einem voreingestellten Kode ein Teil des Empfängers oder des Bandaufnahme- oder -wiedergabeapparates ein- bzw. ausgeschaltet wird. Insbesondere kann, wenn das Kodesignal einen Sonderkode enthält, der bei Verkehrsdurchsagen ausgestrahlt wird, dieser Kode dazu verwendet werden, den Wiedergabeteil eines Autoradioempfängers einzuschalten oder eine Bandwiedergabeanordnung die in Betrieb ist, auszuschalten.

Die obengenannte bekannte Rundfunkanlage mit Kennsignalgabe ist in der Praxis mit den folgenden Werten erprobt worden:

Die Hilfsträgerfrequenz betrug 66 kHz und der Frequenzhub 1 kHz, so dass infolge der binären Information die Frequenz zwischen 65 kHz und 67 kHz geschaltet wurde.

Der angewandte Kode war der 6-Bit-ASCII-Kode mit 16 Zeichen pro Nachricht.

Die Amplitude des modulierten Kodesignals war derart gewählt worden, dass von dem insgesamt bei der Frequenzmodulation des Hauptträgers verfügbaren Frequenzhub von 75 kHz 1 kHz, also 1,33% vom Kodesignal beansprucht wird. Die verhältnismässig geringe Modulationstiefe (1 kHz) dieses Signals ist gewählt worden, weil aus Versuchen hervorgegangen ist, dass eine grössere Modulationstiefe Interferenzstörungen in manchen UKW-Empfängern herbeiführen kann.

Es hat sich jedoch herausgestellt, dass die notwendige geringe Amplitude des modulierten Kodesignals und die relativ hohe Frequenz desselben (66 kHz) zu einem schlechten Signal-

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Rausch-Verhältnis führen. Damit das Kodesignal einwandfrei zurückgewonnen wird, ist daher im Empfänger ein qualitativ hochwertiges Filter mit einem guten Qualitätsfaktor und mit guter Temperaturstabilität notwendig. Ausserdem hat es sich herausgestellt, dass trotz der Verwendung eines derartigen hochwertigen und teuren Filters die Dekodierung des Kodesignals nicht mehr einwandfrei erfolgt bei Antennenspannungen unter 10 uVolt (an 60 Ohm), während der Durchschnitt-UKW-Empfänger bei derartigen Antennenspannungen noch einen durchaus akzeptierbaren Monoempfang liefert.

Die Erfindung bezweckt nun, eine Rundfunkanlage mit Kenns:gnalgabe zu schaffen, die eine praktisch einwandfreie Dekodierung des Kodesignals ermöglicht bei empfangenen Antennenspannungen, bei welchen ein akzeptierbarer Monoempfang nicht oder kaum noch möglich ist, wobei der Musikempfang bestehender Empfänger nicht oder kaum spürbar gestört wird, während ausserdem hochwertige und dadurch teure Filtermittel im Empfänger vermieden werden können. Die erfindungsgemässe Rundfunkanlage weist dazu das Kennzeichen auf, dass der genannte weitere Hilfsträger eine nicht mit einer Harmonischen des Stereopilotsignals zusammenfallende Harmonische einer Subharmonischen dieses Stereopilotsignals ist, die sendeseitig aus derselben Frequenzquelle wie das Stereopilotsignal abgeleitet ist und dass das Kodesignal diesem Hilfsträger binär in Phase aufmoduliert ist.

Unter binärer Phasenmodulation wird, wie üblich, eine Phasenmodulation verstanden, wobei die Phase des Hilfsträgers durch das binäre Kodesignal um 180° umgepolt wird. Dies ergibt ein moduliertes Signal mit völlig ausgetastetem Träger.

Die Anwendung von Phasenmodulation des Hilfsträgers mit dem binären Kodesignal (phase shift keying) statt Frequenzmodulation (frequency shift keying) ergibt eine Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses. Anders als für die Démodulation des frequenzmodulierten Hilfsträgers ist für die Démodulation des phasenmodulierten Hilfsträgers jedoch ein nicht modulierter («reiner») Hilfsträger notwendig. Dieser Hilfsträger ist in dem binärphasenmodulierten Kodesignal nicht vorhanden, weil dabei der Hilfsträger selbst ausgetastet wird und nur Seitenbänder ausgestrahlt werden. Das empfangsseitige Erzeugen dieses Hilfsträgers kann jedoch durch Quadrierung des eintreffenden binär-phasenmodulierten Signals erfolgen, wobei ein Träger mit doppelter Frequenz entsteht, und weiter dadurch, dass dieser Träger mit doppelter Frequenz ausgefiltert wird, wonach mittels eines Frequenzhalbierers der Träger mit der ursprünglichen Frequenz aus dem Träger mit der doppelten Frequenz zurückgewonnen werden kann.

Bei diesem Verfahren muss im Falle schlechter Signal-Rausch-Verhältnisse der Träger mit der doppelten Frequenz aus einem rauschbehafteten Signal erhalten werden. Wird dazu beispielsweise eine sogenannte Phasenschleife (Phase Locked Loop) verwendet, so kann dies zwar dadurch erfolgen, dass in dieser Schleife ein Tiefpassfilter mit niedriger Grenzfrequenz verwendet wird derart, dass der spannungsgesteuerte Oszillator der Phasenschleife nicht zuviel vom Rauschanteil phasenmoduliert wird; andererseits verringert ein derartiges Tiefpass-filter mit niedriger Grenzfrequenz den Fangbereich der Phasenschleife derart, dass nun ein spannungsgesteuerter Oszillator mit sehr stabiler Freilauffrequenz notwendig ist. Dies kann praktisch nur mit einem kristallgesteuerten Oszillator erreicht werden.

Mit der vorliegenden Anlage bei der binäre Phasenmodulation des Hilfsträgers für das Kodesignal zusammen mit einer sendeseitig festgelegten Frequenzbeziehung zwischen dem Stereopilotsignal und dem genannten Hilfsträger angewandt wird, wird eine Anlage erhalten, in der ohne hochwertige Mittel dekodiert werden kann und die für schlechte Signal-Rausch-Verhältnisse relativ unempfindlich ist.

Der Hilfsträger für das Senderkennungsignal kann nun mit viel einfacheren Mitteln zurückgewonnen werden, weil das Stereopilotsignal mit viel grösserem Frequenzhub (10% des Gesamtfrequenzhubes von 75 kHz) dem Hauptträger aufmodu-5 liert sein kann als das Senderkennungssignal selbst (1,33% des Gesamtfrequenzhubes von 75 kHz). In einem Empfänger für die vorliegende Anlage können durch verschiedene Laufzeiten für das modulierte Kodesignal und für das Stereopilotsignal in der Abstimmeinheit und in dem UKW-Teil des Empfängers io Phasenfehler entstehen. Auch entstehen Phasenmehrdeutigkeiten, wenn die Hilfsträgerfrequenz ( cok) des modulierten Kodesignals gleich einer «gebrochenen» Harmonischen des Stereopilotsignals ( co) gewählt worden ist; darunter wird verstanden: (Ok — n/m co, wobei m und n ganz sind, jedoch n nicht durch m 15 teilbar ist. Die Frequenzteilungen, die dabei im Sender und im Empfänger notwendig sind, führen diese Phasenmehrdeutigkeit herbei.

Nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im Empfänger eine automatische Phasenkorrekturanordnung ver-20 wendet, die die Phase der zur Detektion des modulierten Kodesignals erforderlichen nicht modulierten Welle gegenüber dem modulierten Kodesignal selbst einstellen kann. Diese Phasenkorrekturanordnung wird dabei aus einem Phasendetektor gesteuert, der die Phase des modulierten Kodesignals mit der 25 des aus dem Stereopilotsignal erhaltenen Trägers vergleicht und abhängig vom Resultat dieses Vergleiches etwaige Phasenfehler korrigiert. Da in dem binär modulierten Kodesignal der Träger selbst fehlt, kann dies jedoch nicht ohne weiteres erfolgen.

30 Ein erstes Verfahren, diese Schwierigkeit zu lösen, ist die Anwendung von Frequenzverdopplung des modulierten Kodesignals, wobei ein nicht modulierter Träger mit doppelter Hilfsträgerfrequenz entsteht. Dieser Träger mit doppelter Hilfsträgerfrequenz wird einem Eingang des Phasendetektors zuge-35 führt, wobei dem anderen Eingang ein durch Frequenzmultiplikation und/oder -teilung des Stereopilotsignals erhaltener Träger mit ebenfalls doppelter Hilfsträgerfrequenz zugeführt wird.

Ein zweites Verfahren besteht aus der Verwendung eines Phasenumpolers in einer der Eingangsleitungen oder im Aus-40 gang des Phasendetektors, welcher Phasenumpoler von dem demodulierten Ausgangssignal des synchronen Detektors gesteuert wird.

Es stellt sich heraus, dass in beiden Fällen eine Phasenzweideutigkeit bei der Detektion des Kodesignals resultiert. Diese 45 Phasenzweideutigkeit wirkt nicht störend, wenn ein dafür unempfindlicher Kode verwendet wird, beispielsweise ein sogenannter differentieller Kode; dies ist ein Kode, wobei die beiden binären Zustände nicht durch zwei Phasenzustände des Hilfsträgers, sondern durch das etwaige Auftreten eines Pha-5o senübergangs von der einen Phase in die andere oder umgekehrt übertragen werden.

Die Frequenz des Hilfsträgers wird vorzugsweise zwischen der dritten und fünften Harmonischen des Stereopilotsignals gewählt. Eine Wahl unter der dritten Harmonischen bringt den 55 Hilfsträger zu nahe beim Spektrum des Stereoinformationssignals und die Wahl über der fünften Harmonischen erhöht die Gefahr von Störungen infolge von Nachbarsendern.

Weiterhin kann in einer Anzahl Stereoempfänger Interferenz zwischen dem Hilfsträger für die Senderkennung und der so zweiten Harmonischen des bei der Stereodetektion erforderlichen 38-kHz-Signals, das der vierten Harmonischen des Pilotsignals entspricht, auftreten. Dies führt dazu, den Hilfsträger für die Kennsignalgabe nicht zu nahe bei dieser vierten Harmonischen zu wählen.

65 Wegen der üblicherweise nichtlinearen Phasenkennlinie des ZF-Teils des Empfängers entsteht im Multiplexsignal ein Interferenzprodukt mit einer Frequenz entsprechend der Differenzfrequenz zwischen dem Hilfsträger und dem Stereopilot-

signal. Dieses Interferenzprodukt kann nach Detektion mit dem 38-kHz-Träger eine hörbare Störung geben, wenn der Hilfsträger zu nahe bei der dritten Harmonischen des Stereopilotsignals liegt.

Die obengenannte nichtlineare Phasenkennlinie verursacht weitere Störungen in der Umgebung der ganzen Harmonischen des Stereopilotsignals. Diese Erwägungen führen dazu, den Hilfsträger für das Kodesignal nicht mit einer ganzen Harmonischen des Stereopilotsignals zusammenfallen zu lassen. Es wird aus diesem Grunde bevorzugt, für den Hilfsträger für das Kodesignal eine «gebrochene» Harmonische des Stereopilotsignals zu wählen und die dabei auftretende Phasenmehrdeutigkeit im Empfänger auf die obenstehend beschriebene Art und Weise rückgängig zu machen.

Auf Grund der obengenannten Erwägungen ist es erwünscht, den Hilfsträger in die Mitte zwischen zwei Harmonische des Steuerpilotsignals zu legen, beispielsweise auf 7A oder % des Stereopilotsignals. Die Erfindung wurde erprobt mit einer Hilfsträgerfrequenz entsprechend dem 7/z-fachen der Pilotfrequenz, aus Deutlichkeitsgründen ist ein Ausführungsbeispiel für eine Hilfsträgerfrequenz entsprechend dem fachen der Pilotfrequenz gegeben.

Eine weitere Ausführungsform der Rundfunkanlage mit Kennsignalgabe, bei der unter Beibehaltung einer zuverlässigen Übertragung der Kodeinformation, eine verringerte Gefahr vor Störungen bestehender Empfänger möglich ist, besteht darin, dass der weitere Hilfsträger mit dem modulierten Kodesignal in wenigstens einer der beiden Hälften des durch das Stereopilotsignal in zwei Teile aufgeteilten Frequenzgebietes zwischen der oberen Grenze des Frequenzspektrums des tonfrequenten Informationssignals und der unteren Grenze des Frequenzspektrums des modulierten Stereoinformationssignals liegt und dass das modulierte Kodesignal eine Amplitude aufweist, die den Hauptträger um weniger als 1 kHz, vorzugsweise um 0,25 kHz abweichen lässt.

Durch diese Massnahme werden die nachfolgenden Effekte erhalten:

1. Dadurch, dass der Hilfsträger für die Kennsignalgabe nun von den höheren Harmonischen des 38-kHz-Stereodetektions-signals weit entfernt ist, können diese höheren Harmonischen in bestehenden Empfängern keine hörbaren Interferenzen mehr verursachen.

2. Dadurch, dass der Hilfsträger für die Kennsignalgabe nun viel niedriger in dem Frequenzspektrum des Multiplexsignals liegt, ist das Signal-Rauschverhältnis wesentlich günstiger. Das modulierte Kodesignal kann daher eine noch geringere Amplitude aufweisen als dies mit einem Hilfsträger von beispielsweise 66,5 kHz der Fall war. Zur Erläuterung diene, dass bei der betreffenden bevorzugten Ausführungsform für eine zuverlässige Kennsignalgabe das modulierte Kodesignal etwa nur 0,25 kHz von dem maximalen Frequenzhub von 75 kHz zu beanspruchen braucht. Bei einem Hilfsträger von 66,5 kHz ist dazu etwa 1 kHz notwendig. Mit der viel geringeren Hilfsträgeram-plitude ist selbstverständlich die Gefahr vor Interferenzstörungen mit anderen Bestandteilen des Multiplexsignals wesentlich verringert.

Eine noch weitere Verringerung der Gefahr von Störungen in bestehenden Empfängern, insbesondere bei Monoempfang, kann dadurch erreicht werden, dass in jeder der beiden Hälften des genannten, durch das Stereopilotsignal in zwei Teile aufgeteilten Frequenzgebietes ein mit dem Kodesignal binär phasenmodulierter Hilfsträger liegt und dass die beiden mit dem Kodesignal modulierten Hilfsträger gleiche Amplituden aufweisen und gegenüber dem Stereopilotsignal eine derartige Phase, dass sie zusammen mit dem Stereopilotsignal ein Signal bilden, das durch Quadraturmodulation des Stereopilotsignals mit einem von dem Stereopilotsignal abgeleiteten Subträger, der selbst mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist, ent627597

steht.

Bei einem derartigen Signal kann jedes der binär phasenmodulierten Hilfsträgersignale als Seitenband eines Doppelsei-tenbandsignals mit dem Stereopilotsignal als Träger betrachtet werden. Das Stereopilotsignal ist dabei mit einem Modulationssignal quadratur-moduliert, das selbst wieder mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist. Das Modulationssignal hat dabei eine Frequenz entsprechend der Differenz zwischen der Frequenz des Stereopilotsignals und eines Hilfsträgers. Eine praktisch erprobte Ausführungsform weist ausser dem Stereopilotsignal mit einer Frequenz fp entsprechend 19 kHz einen ersten mit dem Kodesignal binär phasenmodulierten Hilfsträger von 16,625 kHz (7/s fp) und einen zweiten mit dem Kodesignal binär phasenmodulierten Hilfsträger von 21,375 kHz (% fp) auf. Bei gleichen Amplituden der beiden Hilfsträger und bei richtiger Phasenbeziehung zwischen den Hilfsträgern und dem Stereopilotsignal untereinander bilden die drei Signale zusammen ein Stereopilotsignal, das mit einem Subträgersignal entsprechend Va fp quadratur-moduliert ist, das selbst wieder mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist. Dazu soll der eine Hilfsträger gegenüber dem 90°-gedrehten Stereopilotsignal gleich viel in Phase voreilen wie der andere gegenüber dem 90°-gedrehten Stereopilotsignal nacheilt, mit anderen Worten, die Resultierende der beiden modulierten Hilfsträger hat gegenüber dem Stereopilotsignal eine 90°-Phasendrehung.

Die Summe aus dem Stereopilotsignal und den beiden Hilfsträgern bildet ein Pilotsignal, dessen Amplitude nahezu konstant ist. Da es insbesondere die Amplitudenschwankungen des Pilotsignals sind, die zu Distorsionsprodukten infolge der nicht linearen Phasenkennlinie des ZF-Teils der Empfänger führen, wird durch die obenstehend beschriebene Massnahme eine zusätzliche Distorsionsverringerung erhalten.

Es ist auch möglich, für die beiden mit dem Kodesignal modulierten Hilfsträger eine derartige Phase zu wählen, dass ihre Resultierende immer mit dem Stereopilotsignal zusammenfällt (0° oder 180°). Die beiden als Seitenbänder des Stereopilotsignals wirksamen Hilfsträger verursachen dann eine Amplitudenmodulation des Stereopilotsignals mit einem Trägersignal, das selbst mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist.

Bei Zuführung des durch die beiden Hilfsträger doppelsei-tenbandig quadratur- oder amplitudenmodulierten Stereopilotsignals oder des durch den einen Hilfsträger einseitenbandig phasen- und amplitudenmodulierten Stereopilotsignals zu dem Stereodekoder der Rundfunkempfänger, werden durch das in derartigen Empfängern vorhandene Stereopilotfilter die sowieso bereits kleine Hilfsträgeramplituden soweit gegenüber dem Stereopilotsignal selbst unterdrückt, dass Störung der Stereodetektion praktisch nicht auftritt Eine derartige Störung wäre viel grösser bei direkter Phasen- oder Amplitudenmodulation des Stereopilotsignals mit dem Kodesignal.

Die Störung ist selbstverständlich auch grösser, je nachdem die Hilfsträger näher beim Stereopilotsignal liegen (beispielsweise auf "/i2 fp und/oder 13/n fp). Andererseits wird bei einem zu grossen Abstand zwischen dem Hilfsträger und dem Stereopilotsignal der Hilfsträger zu nahe am Frequenzspektrum des Toninformationssignals oder des modulierten Stereoinformationssignals liegen. Auf Grund dieser Erwägungen empfiehlt es sich, einen Abstand entsprechend lk fp zwischen dem Hilfsträger (bzw. den Hilfsträgern) und dem Stereopilotsignal zu wählen.

Da bei dieser Ausführungsform die Hilfsträgerfrequenz relativ nahe bei der des Stereopilotsignals liegt, wird es bevorzugt, in dem für den Empfang derartiger Signale eingerichteten Empfänger den modulierten Hilfsträger 7/s fp und/oder % fp) zunächst mit dem Stereopilotsignal auf eine mit dem Stereopilotsignal harmonisch relatierte Zwischenfrequenz (Va fp) zu mischen, welche Frequenz der Differenz zwischen der Hilfs5

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trägerfrequenz und der Stereopilotsignalfrequenz entspricht. Die synchrone Detektion des Kodesignals kann dann auf dieser niedrigeren Frequenz auf entsprechende Weise wie obenstehend bereits beschrieben wurde, erfolgen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Senders für ein erstes Ausführungsbeispiel der Rundfunkanlage,

Fig. 2 das Frequenzspektrum des bei dem ersten Ausführungsbeispiel der Rundfunkanlage sendeseitig erzeugten und empfangsseitig nach FM-Demodulation erhaltenen Multiplexsignals,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels eines Empfängers,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eines Empfängers,

Fig. 5, Fig. 5a ein Blockschaltbild eines Senders für ein zweites Ausführungsbeispiel der Rundfunkanlage,

Fig. 6 das Frequenzspektrum des dabei sendeseitig erzeugten und empfangsseitig nach FM-Demodulation erhaltenen Multiplexsignals,

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Empfängers zum Empfang eines Signals, wie dies in Fig. 6 dargestellt ist,

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eines Empfängers zum Empfang eines Signals, wie dies in Fig. 6 dargestellt ist.

Der Sender nach Fig. 1 enthält eine Quelle linker Tonsignale 1 und eine Quelle rechter Tonsignale 2. Die linken und rechten Tonsignale werden über je ein Vorverzerrungsnetzwerk 3 bzw. 4 über ein Tiefpassfilter 5 bzw. 6 mit einer Grenzfrequenz entsprechend 15 kHz einer Addierschaltung 7 und einer Subtrahierschaltung 8 zugeführt. Das von der Addierschaltung herrührende Summensignal L + R wird danach einem Eingang 9 eines Multiplexers 10 zugeführt. Das Differenzsignal L-R der Subtrahierschaltung 8 wird in einem Gegentaktmodulator 11 einem Stereohilfsträger von beispielsweise 38 kHz aufmoduliert und das auf diese Weise erhaltene modulierte Stereoinformationssignal, das aus zwei Seitenbändern mit unterdrücktem Stereohilfsträger besteht, wird über ein Bandpassfilter 12 einem zweiten Eingang 13 des Multiplexers 10 zugeführt.

Der Sender aus Fig. 1 enthält weiter einen stabilen Oszillator 14, beispielsweise einen Kristalloszillator, der eine als Stereopilotsignal dienende Welle von im allgemeinen 19 kHz liefert. Dieses Stereopilotsignal wird einem dritten Eingang 15 des Multiplexers 10 zugeführt.

Das Stereopilotsignal des Oszillators 14 wird ebenfalls einer sogenannten Phasenschleife (Phaselocked loop) 16, die einen Phasendetektor 16a, ein Tiefpassfilter 16b, einen spannungsgesteuerten Oszillator 16c und einen Frequenzhalbierer 16d enthält, zugeführt. Die Phasenschleife 16 dient zum Erzeugen eines Hilfsträgers, dessen Frequenz (38 kHz) der doppelten Frequenz des Stereopilotsignals entspricht und der mit dem Stereopilotsignal phasenfest gekoppelt ist. Die Wirkungsweise einer derartigen Phasenschleife ist bekannt; das 38-kHz-Ausgangssignal des Oszillators 16c wird im Halbierer 16d in ein 19-kHz-Signal umgewandelt, das im Phasendetektor 16a mit dem 19-kHz-Pilotsignal des Oszillators 14 verglichen wird. Die Ausgangsspannung des Phasendetektors 16a wird im Tiefpassfilter 16b gefiltert und als Regelspannung dem Oszillator 16c zugeführt.

Das 38-kHz-Ausgangssignal der Phasenschleife 16 wird über einen Phasenschieber 17 als Stereohilfsträger dem Modulator 11 zur Modulation des L-R-Signals zugeführt. Der Phasenschieber 17 dient dazu, dem Hilfsträger die international

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vorgeschriebene Phase gegenüber dem 19-kHz-Stereopilotsig-nal zu geben.

Eine zweite an den 19-kHz-Oszillator angeschlossene Phasenschleife 18 enthält einen Phasendetektor 18a, ein Tiefpassfil-5 ter 18b, einen spannungsgesteuerten Oszillator 18c und einen 16-Teiler 18d. Die Phasenschleife 18 arbeitet auf entsprechende Weise wie die Phasenschleife 16 und liefert ein mit dem Stereopilotsignal phasenfest gekoppeltes Ausgangssignal von 304 kHz, d. h. die 16-fache Pilotfrequenz. Das 304-kHz-Signal der io Phasenschleife 18 wird danach in einem 5-Teiler 19 auf 60,8 kHz zurückgebracht und dieses letzte Signal wird als Hilfsträger des Senderkennungssignals dem Trägereingang eines Gegentaktmodulators 20 zugeführt. Der Modulationseingang dieses Modulators ist an eine auf schematische Weise darge-15 stellte Anordnung 21 zum Erzeugen eines geeigneten binären Kodes angeschlossen, in dem die Senderkennungsinformation vorhanden ist, beispielsweise zum Erzeugen eines Kodes, wie dieser eingangs beschrieben wurde.

Der Modulator 20 kann beispielsweise ein Ringmodulator 20 sein oder ein doppeltes emittergekoppeltes Transistorpaar oder irgendein anderer bekannter Modulator, der unter dem Einfluss der aus der Anordnung 21 herrührenden Bits die Phase des 60,8-kHz-Signals aus dem 5-Teiler 19 um 180° dreht. Das auf diese Weise phasenmodulierte 60,8-kHz-Signal wird über ein 25 Bandpassfilter 22 mit einer Bandbreite von etwa 4 kHz einem vierten Eingang 23 des Multiplexers 10 zugeführt. Der Multi-plexer fügt die Signale an den Eingängen 9,13,15 und 23 zusammen und führt diese insgesamt einem nicht weiter dargestellten UKW-Sender zu.

3o Zur näheren Erläuterung ist in Fig. 2 das Frequenzspektrum des am Ausgang des Multiplexers erhaltenen Signals dargestellt. Zwischen 0 und 15 kHz befindet sich das über den Eingang 9 zugeführte Summensignal L+R, auf 10 kHz befindet sich das über den Eingang 15 zugeführte Stereopilotsignal, zwi-35 sehen 23 und 53 kHz befindet sich das auf 38 kHz modulierte L-R-Signal, das über den Eingang 13 zugeführt worden ist und bei 60,8 kHz befindet sich das etwa 4 kHz breite Senderken-nungssignal, das über den Eingang 23 zugeführt worden ist. Es sei bemerkt, dass die gegenseitigen Amplitudenverhältnisse im 40 allgemeinen mehr voneinander abweichen als für eine bessere Deutlichkeit in Fig. 2 angegeben ist. Das Stereopilotsignal ist im allgemeinen etwa 9 x kleiner als die L+R- und L-R-Anteile und die Amplitude des Senderkennungssignals wird etwa 10x kleiner als dieses Steuerpilotsignal gewählt. 45 Der Empfänger aus Fig. 3 enthält eine Abstimmeinheit 24, einen ZF-Verstärker 25 und einen FM-Detektor 26. Am Ausgang dieses FM-Detektors ist das Multiplexsignal verfügbar, das aus den in Fig. 2 dargestellten Anteilen aufgebaut ist. Im Falle eines Stereoempfängers wird dieses Multiplexsignal so einem Stereodekoder 27 zugeführt, der die linken und rechten Tonsignale liefert, die über Tonverstärker 28 und 29 linken und rechten Lautsprechern 30 bzw. 31 zugeführt werden.

Zur Démodulation des Senderkennungssignals wird das Multiplexsignal einem auf 19 kHz abgestimmten Bandpassfilter 55 32 für das Stereopilotsignal und einem auf 60,8 kHz abgestimmten Bandpassfilter 33 für das Senderkennungssignal zugeführt. Das mit Hilfe des Filters 32 ausgefilterte Stereopilotsignal wird weiter gefiltert und in seiner Frequenz durch eine Phasenschleife 34 multipliziert, die einen Phasendetektor 34a, ein Tief-60 passfilter 34b, einen spannungsgesteuerten Oszillator 34c und einen 1:32 Frequenzteiler 34d enthält. Die Wirkungsweise dieser Phasenschleife entspricht der der Phasenschleifen 16 und 18 aus Fig. 1.

Die Ausgangswelle der Phasenschleife 34, die eine Fre-65 quenz von 32 x 19 = 608 kHz hat, wird danach in einem 5-Teiler 35 auf 121,6 kHz zurückgebracht, danach durch einen regelbaren Phasenschieber 36 hindurchgeführt, dessen Funktion noch näher erläutert wird, dann in einem Halbierer 37 nach 60,8 kHz

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zurückgebracht und zum Schluss einem ersten Eingang 38 eines synchronen Demodulators 39 zugeführt.

Das vom Bandpassfilter 33 herrührende 60,8-kHz-phasen-modulierte Senderkennungssignal wird über einen 45°-Phasen-schieber 40 einem zweiten Eingang 41 des synchronen Demodulators 39 zugeführt. Die synchrone Detektion des 60,8 kHz phasenmodulierten Senderkennungssignals am Eingang 41 mittels der nicht modulierten 60,8-kHz-Welle am Eingang 38 liefert am Ausgang des synchronen Demodulators 39 das demodulierte binäre Senderkennungssignal. Dieses binäre Kodesignal wird durch ein Tiefpasfilter 42 geführt, danach werden in einem Impulsformer 43 von diesem Signal Rechteckimpulse gemacht und einem Dekoder 44 zugeführt. Dieser Dekoder wandelt das binäre Senderkennungssignal in Signale um, die sich zum Ansteuern einer «Wiedergabeanordnung» 45 eignen.

Für eine gute synchrone Detektion im Demodulator 39 muss die nicht modulierte Welle am Eingang 38 die richtige Phasenbeziehung gegenüber dem dem Eingang41 zugeführten modulierten Signal haben. Diese richtige Phasenbeziehung ist im allgemeinen infolge der nachstehenden Ursachen nicht gewährleistet:

1. Durch die nicht ausreichend lineare Phasenkennlinie des ZF-Verstärkers 25 können das 19-kHz-Stereopilotsignal und das 60,8-kHz-Senderkennungssignal untereinander verschiedene Laufzeiten erhalten.

2. Die Eingangsfilter 32 und 33 können unerwünschte Phasenverschiebungen verursachen.

3. Infolge der Frequenzteilung durch den Teiler 19 im Sender ist die Phase des ausgestrahlten 60,8-kHz-Senderkennungs-signals gegenüber dem ausgestrahlten Stereopilotsignal nicht mehr eindeutig bestimmt. Eine gleiche Phasenmehrdeutigkeit wird durch den Frequenzteiler 35 im Empfänger verursacht.

Damit all diese Phasenprobleme ausgeschaltet werden, enthält die Schaltungsanordnung nach Fig. 3 den bereits obengenannten regelbaren Phasenschieber 36. Dieser wird über ein Tiefpassfilter 46 aus einem Phasendetektor 47 gesteuert. Der Phasendetektor 47 hat zwei Eingänge 48 und 49, von denen der Eingang 48 an den Ausgang des Phasenschiebers 36 angeschlossen ist, während der Eingang 49 an den Ausgang einer Anordnung 50 angeschlossen ist, die aus dem phasenmodulierten Signal des Filters 33 eine nicht modulierte Welle mit doppelter Frequenz (in diesem Fall 121,6 kHz) macht. Die Anordnung 50 dient dazu eine nicht lineare Kennlinie mit Termen gleichen Grades zu haben, beispielsweise eine Quadrierschaltung oder ein Zweiweggleichrichter.

Dadurch, dass mit der Phasenschleife 34 das Stereopilotsignal um einen Faktor 2 mehr multipliziert worden ist, als zur synchronen Detektion notwendig war, ist die Frequenz der Welle, die dem Eingang 48 des Phasendetektors zugeführt wird, gleich der doppelten Trägerfrequenz. Die Phasenmessung mit Hilfe des Phasendetektors 47 erfolgt bei doppelter Trägerfrequenz und das Resultat der Messung wird dazu verwendet, in dem regelbaren Phasenschieber 36 die obengenannten unerwünschten Phasendrehungen auszugleichen. Es sei bemerkt, dass die Frequenz der beiden an den Phasendetektor 47 angeschlossenen Signale jedenfalls immer gleich ist, so dass keine Einfangschwierigkeiten entstehen können. Die Phasenfehler, die damit korrigiert werden, sind nur langsam ändernd und das Tiefpassfilter 46 kann daher eine sehr niedrige Grenzfrequenz (beispielsweise 10 Hz) aufweisen. Infolge dieser niedrigen Grenzfrequenz werden schnelle Phasenänderungen die infolge des Rauschanteils in der Übertragungsstrecke 33-40-41 des Senderkennungssignals auftreten können, auf wirksame Weise unterdrückt. Durch die beschriebenen Massnahmen kann eine nicht modulierte Welle für den synchronen Detektor 39 erhalten werden, die die richtige Frequenz und die richtige Phase hat und in ausreichendem Masse rauschfrei ist. Da durch die Phasenregelung mit Hilfe von 36,46,47 die Phase bei der doppelten Trägerfrequenz ausgeglichen ist, weist die Phasenbeziehung an den Eingängen des synchronen Detektors 39 noch eine Zweideutigkeit auf (180° Phasenungewissheit). Bei Anwendung eines dafür unempfindlichen (beispielsweise differentiellen) 5 Kodes kann jedoch dennoch eine genaue Übertragung des Kodesignals gewährleistet werden.

Die automatische Phasenregelung mittels des Phasenreglers 36 funktioniert in der Praxis immer derart, dass die beiden Eingangssignale des Phasendetektors 47 um 90° phasenver-io schoben sind. Ausserdem ist es erwünscht, dass die gegenseitige Phasenbeziehung zwischen den Eingangssignalen des synchronen Detektors 39 0° oder 180° ist. Wenn der Halbierer 37 derart eingerichtet ist, dass die Nulldurchgänge der Ausgangswelle dieses Teilers mit Nulldurchgängen der Eingangswelle 15 zusammenfallen und wenn der Frequenzverdoppler 50 als Quadrierschaltung ausgebildet ist, wobei die Spitzen des Eingangssignals mit Spitzen des Ausgangsignals zusammenfallen, tritt diese gewünschte Phasenbeziehung automatisch auf. In anderen Fällen kann noch eine zusätzliche Phasenkorrektur erfor-20 derlich sein, und zwar in einer der Eingangsleitungen der Detektoren 47 und 39, beispielsweise eine von 90° für die doppelte Trägerfrequenz oder eine von 45° für die Trägerfrequenz selbst. Dazu dient der 45°-Phasenschieber 40. Es sei bemerkt, dass mehrere Abwandlungen der Schaltungsanordnung nach 25 Fig. 3 möglich sind. Es ist beispielsweise möglich, den Halbierer 37 durch einen Frequenzverdoppler in der Eingangsleitung 48 des Phasendetektors 47 zu ersetzen. Der Frequenzmultiplikationsfaktor der Phasenschleife 34 soll dann um einen Faktor 2 kleiner sein. Auch ist es beispielsweise möglich den Phasenreg-301er 36 in der Ausgangsleitung des Filters 33 anzuordnen.

Wenn für die Trägerfrequenz des Senderkennungssignals statt '%x dem Stereopilotsignal beispielsweise 7Ax diesem Pilotsignal gewählt wird, könnte die Teilungszahl des Teilers 34d gleich 14 sein und die des Teilers 35 gleich 2. Es ist dann 35 selbstverständlich einfacher die Teilungszahl von 34d gleich 7 zu wählen, wodurch der Teiler 35 völlig fortfallen kann.

In dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 sind die Einheiten, die funktionellen Einheiten aus Fig. 3 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen angegeben.

40 Während beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 der Phasenvergleich zur Steuerung des Phasenkorrekturkreises 36 bei doppelter Trägerfrequenz erfolgt, erfolgt dieser Vergleich beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 bei der Trägerfrequenz selbst. Dazu sind die Frequenzverdopplungsschaltungen 50 und 45 der Frequenzhalbierer 37 fortgefallen und die Teilungszahl des Frequenzteilers 34d ist auf 16 zurückgebracht.

Durch den Teiler 35 wird nun über den Phasenschieber 36 ein nicht modulierter Träger mit der Trägerfrequenz (60,8 kHz) dem Eingang 48 des Phasendetektors 47 geliefert.

so Ein Phasenumpoler 51 (Gegentaktmodulator) ist in die Eingangsleitung zum Eingang 49 des Phasendetektors 47 aufgenommen. Der Phasenumpoler 51 wird durch das Ausgangssignal des synchronen Detektors 39, d. h. das Ausgangssignal des Impulsformers 43, gesteuert. Jeweils wenn infolge des Kodesig-55 nals das Senderkennungssignal um 180° in seiner Phase umpolt, verursacht dies einen Sprung im Ausgangssignal des Impulsformers 43, der eine Umpolung durch den Phasenumpoler 51 herbeiführt, so dass am Eingang 49 die ursprüngliche Phasenumpo-lung rückgängig gemacht wird. Dem Eingang 49 des Phasende-60 tektors 47 wird folglich der Senderkennungsträger von 60,8 kHz zugeführt, der die ursprüngliche Phasenmodulation nicht mehr aufweist. Von diesem nicht modulierten Träger wird im Phasendetektor 47 die Phase gegenüber der Welle am Eingang 48 verglichen und etwaige Phasenfehler werden wieder über 65 das Tiefpassfilter 46 vom Phasenschieber ausgeglichen.

Statt in die Zuführungsleitung zum Eingang 49 kann der Phasenumpoler 51 auch an die Zuführungsleitung zum Eingang 48 des Phasendetektors 47 aufgenommen werden. Der über

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den Phasenschieber 36 zugeführte 60,8-kHz-Träger wird dann daraus die Grundfrequenz, so dass eine Sinusform von Vs x der auf gleiche Weise vom binären Kodesignal phasenmoduliert Pilotfrequenz am zweiten Eingang 112 des Modulators 108 ver-

wie das Senderkennungssignal selbst moduliert ist. Der Phasen- fügbar ist.

Schieber 47 liefert dann wieder eine Ausgangsgleichspannung, Der Modulator 108 ist ein linearer Gegentaktmodulator,

die zur Phasenkorrektur verwendet werden kann. 5 der aus den beiden zugeführten sinusförmigen Signalen die

Eine dritte Möglichkeit ist, den Phasenumpoler in die Aus- Summen- und Differenzfrequenz (fp-fp/8 und fp+fp/8) erzeugt,

gangsleitung des Phasendetektors 47, und zwar vor oder hinter während die ursprünglich zugeführten Frequenzen (fp und fp/8)

dem Filter 46 aufzunehmen. Der Phasendetektor 47 selbst lie- in dem Ausgangssignal fehlen.

fert dann das binäre Kodesignal, aber da bei jedem Signal- Das Ausgangssignal des Modulators 107 wird danach sprung dieses Signals der Phasenumpoler umkippt, wird das 10 unmittelbar einem ersten Kontakt a eines Dreistellungenschal-

Ausgangssignal des Phasenumpolers eine Gleichspannung. ter 113 zugeführt, sowie über ein auf 16,625 kHz (7/s fp) abge-

Diese kann wieder zur Phasenkorrektur verwendet werden. stimmtes Bandfilter 114 einem zweiten Kontakt b und über ein

Ein 90°-Phasenschieber 52 in der Eingangsleitung 38 des auf 21,375 kHz (% fp) abgestimmtes Bandfilter 115 einem dritten synchronen Detektors hat eine entsprechende Funktion wie Kontakt c des Dreistellungenschalters 113. Der Mutterkontakt der 45°-Phasenschieber 40 aus Fig. 2. Der Phasenschieber 52 15 d des Dreistellungenschalters 113 ist an einen ersten Eingang kann auch in die Eingangsleitung 41 des Synchrondetektors 39 116 eines linearen Gegentaktmodulators 117 angeschlossen,

oder in eine der Eingangsleitungen des Phasendetektors aufge- An dem zweiten Eingang 118 dieses Modulators 117 ist über nommen sein. einen Trapezformer 119 eine Anordnung 120 angeschlossen,

Eine nähere Analyse der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 die das binäre Kodesignal liefert, in dem sich die Senderken-

zeigt, dass das ganze Phasenkorrektursystem zwei stabile 20 nungsinformation befindet. Der Trapezformer 119 verringert

Regelzutände kennt, wobei der Phasenunterschied des Signals den Inhalt an höheren Frequenzanteilen, so dass das dem am Eingang 49 gegenüber dem Signal am Eingang 48 des Pha- Modulator zugeführte Kodesignal ein beschränktes Frequenz-

sendetektors + 90° oder - 90° sein kann. Die Detektion des gebiet (bis etwa 600 Hz) umfasst.

binären Kodesignals mittels des Synchrondetektors 39 geht in der dritten Stellung (c) des Schalters 113 wird der über daher mit derselben Zweideutigkeit wie beim Empfänger nach 25 das Filter 115 durchgelassene Hilfsträger von % fp in dem

Fig. 3 einher. Modulator 117 mit dem Kodesignal der Anordnung 120 binär

Bei den in den Fig. 3 und 4 dargestellten Schaltungsanord- phasenmoduliert. In der zweiten Stellung (b) des Schalters 113

nungen sind keine Resonanzkreise mit hohen Selektivitätsan- wird der über das Filter 114 durchgelassene Hilfsträger von Vs forderungen notwendig, weil ein grosser Teil der erforderli- fp mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert. In der ersten chen Selektivität niederfrequent, d. h. durch Tiefpassfilter (34b, 30 Stellung (a) des Schalters 113 werden die beiden von dem

46,42) verwirklicht wird. Die Bandpassfilter 32 und 33 brau- Modulator 118 herrührenden Hilfsträger (Vs fp und % fp) mit chen daher nur mässige Qualitätsfaktoren (etwa 20) aufzuwei- dem Kodesignal binär phasenmoduliert. Das Ausgangssignal sen. Neuliche Versuche haben gezeigt, dass das Stereopilotsig- des Modulators 117 wird zum Schluss zu dem Stereomultiplex-

nalfilter 32 sogar völlig fortfallen kann. Auch ist es in manchen signal des Kodierers 101 in einer Addierstufe 121 addiert, dies

Fällen möglich, ein bereits gefiltertes Stereopilotsignal aus dem 35 und jenes derart, dass die Amplitude des hinzugefügten Hilfs-

Stereodekoder 27 zu beziehen. Der Eingang der Phasenschleife trägers bzw. der Hilfsträger wesentlich (beispielsweise 30 mal)

34 wird dann an eine geeignete Stelle des Stereodekoders 27 kleiner ist als die Amplitude des in dem Multiplexsignal vorhan-

angeschlossen. denen Stereopilotsignals. Das Ausgangssignal der Addierstufe

Die in den Fig. 1,3 und 4 dargestellten funktionellen Einhei- 121 wird zum Schluss einem nicht dargestellten UKW-Sender ten sind alle an sich bekannt und bedürfen daher keiner nähe- 40 zugeführt.

ren Erläuterung. In der Stellung (a) der beiden Schalter 106 und 113 enthält

Der Sender nach Fig. 5 enthält einen Stereomultiplexkodie- das ausgestrahlte Gesamtsignal ausser dem Stereopilotsignal fp rer 101, an den Quellen 101 und 103 linker bzw. rechter Tonsig- die Hilfsträger fp + Vs fp und fp—Vs fp, die beide mit dem Kodesignale angeschlossen sind und der einen 19-kHz-Oszillator 104 nal binär phasenmoduliert sind. Die Resultierende der beiden enthält, der ein Stereopilotsignal fp liefert. Der Kodierer 101 bil- 45 Hilfsträger liegt dabei immer um 90° gegenüber dem Stereopi-det auf entsprechende Weise wie an Hand der Fig. 1 beschrie- lotsignal gedreht, und zwar derart dass das Stereopilotsignal ben wurde, aus den zugeführten Signalen das Normmultiplex- mit den beiden Hilfsträgern alsSeitenbänder ein Signal bildet, signal, das das tonfrequente Summensignal L+R, das einem das in Quadratur also nur wenig in Amplitude moduliert ist. Das unterdrückten Träger mit der doppelten Pilotfrequenz aufmo- modulierte Signal ist dabei selbst ein Träger von Vs Fp, der mit dulierte L-R-Stereoinformationssignal, sowie das Stereopilot- 50 dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist. In der zweiten Stelsignal fp selbst enthält. Es sei vorausgesetzt, dass das vom Oszil- iUng (b) des Schalters 106 liegt die Resultierende der beiden lator 104 herrührende Stereopilotsignal dieselbe Phase hat wie Hilfsträger mit dem Stereopilotsignal in Phase (oder 180° pha-das Pilotsignal in dem Multiplexsignal. senverschoben), so dass das Stereopilotsignal mit den beiden

Das Stereopilotsignal wird unmittelbar einem zweiten Kon- Hilfsträgern als Seitenbänder ein Signal bildet, das mit dem takt b und ausserdem über einen 90°-Phasenschieber 105 einem 55 modulierten Vs fp-Signal amplituden- nicht aber phasenmodu-

ersten Kontakt a eines Schalters 106 zugeführt. Der Mutter- Uert ist.

kontakt c des Schalters 106 ist mit einem ersten Eingang 107 In der zweiten bzw. dritten Stellung des Schalters 113 wird eines linearen Modulators 108 verbunden. Diesem Eingang dem Stereopilotsignal von dem Multiplexsignal nur das untere wird daher in der dargestellten Stellung des Schalters 106 ein bzw. obere Seitenband hinzugefügt. Umschalten des Schalters

Stereopilotsignal zugeführt, das gegenüber dem Stereopilotsig- 60 106 ergibt zwar eine 90°-Phasenverschiebung des einen Seiten-

nal in dem Multiplexsignal um 90° gedreht ist. In der anderen bandes gegenüber dem Stereopilotsignal, aber dies ist von

Stellung des Schalters erhält der Eingang 107 des Modulators geringer praktischer Bedeutung.

108 das Stereopilotsignal gegenüber dem Multiplexsignal pha- Es dürfte einleuchten, dass der Schaltplan nach Fig. 5 sich senrichtig. auf einen Probesender bezieht, der dazu geeignet ist, zu erpro-

Das Stereopilotsignal wird ausserdem über einen Impuls- 65 ben, welches System sich in der Praxis bewähren wird. In der former 109 einem Frequenzteiler 110 zugeführt, der eine Block- endgültigen Ausführung wird der Sender nur für ein System form entsprechend Vs x der Stereopilotfrequenz (2,375 kHz) lie- geeignet zu sein brauchen und dadurch einen einfacheren fert. Ein auf diese Frequenz abgestimmtes Bandfilter 111 filtert Aufbau haben können. So wird ein Sender, bei dem nur ein

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modulierter Hilfsträger von beispielsweise 7/s fp oder % fp dem weise 3 kHz und einem HF-Abfall von 20 db/Oktave weiterge-Multiplexsignal zugeführt wird (siehe Fig. 5a), eine Phasen- leitet wird.

schleife 122 enthalten können, die aus dem Stereopilotsignal Statt eines spannungsgesteuerten 19 kHz-Oszillators ist ein ein Signal von 7 fp oder 9 fp ableitet, weiterhin einen 8-Teiler 123 spannungsgesteuerter 38-kHz-Oszillator 130 mit einem nach-zum Schaffen eines impulsförmigen Signals entsprechend % fp 5 folgenden Halbierer 131 verwendet worden, weil ein Halbierer oder % fp, dann ein Bandfilter 124 um das impulsförmige Signal im allgemeinen ein symmetrischeres Rechtecksignal ergibt als in ein sinusförmiges Signal von 7/s fp oder % fp umzuwandeln und ein spannungsgesteuerter Oszillator. Die Stufe 128 wird daher dieses sinusförmige Signal wird dann dem ersten Eingang 116 mit einem rein symmetrischen Rechtecksignal gesteuert, so des Modulators 117 zugeführt. dass Eingangssignalanteile um die geradzahligen Harmoni in einem endgültigen Sender für ein System mit zwei modu- )0 sehen von 19 kHz herum, insbesondere um 38 kHz herum, das lierten Hilfsträgern können die Elemente 106,113,114,115 aus Ausgangssignal der Stufe 128 nicht beeinflussen. Die Detektion Fig. 5 fortfallen. Der Oszillator 104 kann dann unmittelbar oder von Signalanteilen um 57 kHz herum durch die Stufe 128 wird über den Phasenschieber 105 an den ersten Eingang 107 des in ausreichendem Masse durch das Filter 125 vermieden, das Modulators 108 und der Ausgang von 108 unmittelbar an den für diese Signalanteile eine ausreichende Dämpfung bietet, ersten Eingang 116 des Modulators 117 angeschlossen sein. Statt5 Mit Hilfe der Elemente 128,129,130 und 131 sind daher am das erste Pilotsignal fp mit dem fp/8-Signal zu vermischen und Ausgang des Halbierers 131 ein ausgefiltertes Stereosignal und daraufhin das Resultat mit dem Kodesignal zu modulieren, am Ausgang der Stufe 128 ein konvertierter binär modulierter kann man auch zunächst das fp/8-Signal mit dem Kodesignal Hilfsträger verfügbar. Es dürfte jedoch einleuchten, dass diese modulieren und daraufhin mit dem Stereopilotsignal mischen Funktionen mit jeder geeigneten Filter- und Wandleranord-oder das Stereopilotsignal fp mit dem Kodesignal modulieren 2o nung durchgeführt werden können.

und daraufhin mit dem fp/8-Signal vermischen. Das 19-kHz-Rechtecksignal des Halbierers 131 wird in

Fig. 6 zeigt das Frequenzspektrum des von der Addierstufe einem Achtteiler 134 auf ein Rechtecksignal mit einer Fre-121 gelieferten Signals. Die Figur zeigt von 0-15 kHz das ton- quenz entsprechend 2,375 kHz (Vs fp) geteilt. Daher ist am Aus-frequente Informationssignal, bei 19 kHz das Stereopilotsignal, gang des Filters 133 ein binär phasenmoduliertes Trägersignal von 23 kHz bis 53 kHz (nicht ersichtlich) das auf 38 kHz modu- 2s• entsprechend 2,375 kHz verfügbar und am Ausgang des Teilers lierte Stereoinformationssignal und bei 16,625 und 21,375 kHz 134 ein aus dem Stereopilotsignal abgeleitetes nicht modulier-die beiden binär phasenmodulierten Hilfsträger mit je einer tes Rechtecksignal entsprechend 2,735 kHz. Das modulierte Bandbreite von etwa 1200 Hz. Es sei bemerkt, dass die Amplitu- Trägersignal kann nun entsprechend einem der Verfahren, die den der Signalanteile wesentlich mehr voneinander abweichen an Hand der Fig. 3 und 4 beschrieben wurden, mit Hilfe des als deutlichkeitshalber in der Figur dargestellt ist. In der Praxis 30 nicht modulierten Signals synchron moduliert und verarbeitet können die L+R- und L-R-Signalanteile etwa 9x grösser sein werden. Die eigentliche Detektion erfolgt in einem synchronen als das Stereopilotsignal, während die beiden Hilfsträger bei- Detektor 135, dessen erster Eingang 136 über einen Verstärker spielsweise 30 x kleiner sein können als das Stereopilotsignal. 137 das modulierte Signal zugeführt wird, während dessen

Der Empfänger aus Fig. 7 eignet sich insbesondere für ein zweitem Eingang 138 über einen regelbaren Phasenschieber System, bei dem nur ein binär phasenmodulierter Hilfsträger 35 139 das nicht modulierte Wellensignal zugeführt wird. Die beispielsweise %-fp (16,625 kHz) ausgestrahlt wird. In Fig. 7 sind detektierten Kodesignale werden in einem Tiefpassfilter 140 die üblichen Empfängerelemente wie HF-, ZF- und NF-Stufen mit einer Grenzfrequenz entsprechend beispielsweise 350 Hz nicht dargestellt. Das von dem Frequenzdiskriminator des und einem Hochabfall entsprechend 20 db/Oktave gefiltert,

Empfängers herrührende Multiplexsignal wird einem Band- daraufhin in Rechteckimpulse umgewandelt, und zwar mit passfilter 125 zugeführt, das auf die Hilfsträgerfrequenz ent- 40 Hilfe eines Impulsformers 141, danach einem Detektor 142 sprechend 16,625 kHz abgestimmt ist und einen wirksamen zugeführt, der das auf diese Weise erhaltene binäre Signal in Qualitätsfaktor entsprechend beispielsweise 15 haben kann. Signale umwandelt, die zum Zuführen zu einer Verbrauchsan-Dieses Filter lässt die modulierte Hilfsträgerfrequenz durch Ordnung 143 geeignet sind. Die Verbrauchsanordnung 143 sowie das Stereopilotsignal selbst, das obschon auf eine Flanke kann abhängig von der im Kode vorhandenen Information Verdes Filters fallend noch immer wesentlich grösser ist als das 45 schieden sein. Falls der Kode Information über den empfange-Hilfsträgersignal. Die beiden Signale werden nach Verstärkung nen Sender und/oder das empfangene Programm enthält, kann in einem Verstärker 126 einem ersten Eingang 127 einer Multi- die Anordnung 143 eine «Wiedergabeanordnung» enthalten, plizierstufe 128 zugeführt, die zwei Funktionen aufweist. die diese Information sichtbar macht und wodurch beispiels-

Erstens ist die Stufe 128 als Phasendetektor in einer Phasen- weise die übliche Senderskala fortfallen kann. Auch ist es mögschleife wirksa \ die weiter ein Tiefpassfilter 129, einen span- 50 lieh, dass die Anordnung 143 eine automatische Sendersuch-nungsgesteuerten 38-kHz-Oszillator 130, einen Halbierer 131 laufschaltung enthält, und zwar derart, dass der Empfänger sich enthält, welcher letztere eine 19 kHz-Rechteckwelle auf einen selbst auf diejenigen Sender abstimmt, die eine bestimmte Pro-zweiten Eingang 132 der Multiplizierstufe 128 zurückführt. grammart ausstrahlen, beispielsweise klassische Musik.

Diese Phasenschleife fängt auf das empfangene Stereopilotsig- Wenn der Kode Zeitinformation enthält, kann die Anord-nal ein und liefert daher am Ausgang des Teilers 131 ein 19- 55 nung 143 beispielsweise ein angeschlossenes Tonbandgerät zu kHz-Rechtecksignal, das gegenüber dem empfangenen Stereo- einer bestimmten voreingestellten Zeit ein- bzw. aussschalten. pilotsignal synchronisiert ist. Das Tiefpassfilter 129, das dazu Wenn der Kode ein Semaphonsignal ist, wird die Anordnung dient, zu vermeiden, dass die Phasenschleife durch andere 143 durch einen Semaphonempfänger gebildet.

Signalanteile als das Stereopilotsignal beeinflusst wird, kann Der Phasenschieber 139 dient dazu, alle Phasenfehler aus eine Grenzfrequenz entsprechend beispielsweise 300 Hz und 60 zugleichen, die zwischen dem modulierten 2,375-kHz-SignaI einen Frequenzabfall über dieser Grenzfrequenz von 6 db/ und dem nicht modulierten 2,375-kHz-Rechtecksignal entste-

Oktave haben. hen. Diese Phasenfehler können beim Teiler 110 im Sender und

Zweitens ist die Multiplizierstufe 128 als Mischstufe für den beim Teiler 134 im Empfänger und durch Laufzeitunterschiede modulierten Hilfsträger von 16,625 kHz (7/s fp) wirksam. Dieser in den jeweiligen Filtern, beispielsweise in dem Filter 125 ent-Hilfsträger wird mit dem 19-kHz-(fp) Rechtecksignal am Ein- 65 stehen. Zwecks dieser Phasenregelung wird das binär phasengang 132 vermischt und dies ergibt ein binär phasenmodulier- modulierte 2,375-kHz-SignaI mit Hilfe einer Quadrieranord-tes ZF-Signal entsprechend 2,375 kHz (Vs fp), das über ein Tief- nung 144 und eines Impulsformers 145 in ein 4,75-kHz-Recht-passfilter 133 mit einer Grenzfrequenz entsprechend beispiels- ecksignal umgewandelt. Zugleich wird das nicht modulierte

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Wellensignal des Phasenschiebers 139 mit Hilfe eines Fre-quenzmultiplizierers 146 in ein 4,75-kHz-Rechtecksignal umgewandelt. Die beiden 4,75-kHz-Rechtecksignale werden miteinander verglichen, und zwar in einem Phasendetektor 147, der darauf ein Regelsignal erzeugt, das nach Filterung in einem Tiefpassfilter 148 und Verstärkung in einem Verstärker 149 dem Regeleingang 150 des regelbaren Phasenschiebers 139 zugeführt wird. Der Phasenschieber 139 sorgt auf diese Weise dafür, dass das 2,375-kHz-Rechtecksignal und das 2,375-kHz-Signal, das dem synchronen Detektor zugeführt wird, gleichphasig (bzw. 180° phasenverschoben) sind. Die Phasenzweideutigkeit die dabei noch auftritt, kann wieder durch Anwendung eines dafür unempfindlichen Kodes ausgeglichen werden.

Der Phasenschieber 139 kann ebenso wie der Phasenschieber 36 aus Fig. 3 und 4 aus zwei kaskadengeschalteten monostabilen Schaltungen bestehen, wobei die Zeitkonstante der ersten durch das Regelsignal geregelt wird und die der zweiten der halben Periode des zu verzögernden Signals entspricht und wobei die erste durch das eintreffende Signal und die zweite durch die Rückflanke der ersten gestartet wird. Ein derartiger Phasenschieber ist imstande, die Phase des Signals um fast 360° zu drehen, was durchaus ausreicht, da das Signal über 180°

muss verdreht werden können.

Eine bevorzugte Ausführungsform eines Empfängers zum Empfang von Signalen, die zwei binär phasenmodulierte Hilfsträger auf beiden Seiten des Stereopilotsignals enthalten,

wobei das Stereopilotsignal in Quadratur auf der Resultieren10

den der beiden Hilfsträger steht, kann dieselbe Gestalt haben wie dies in Fig. 7 dargestellt ist, in dem Sinne, dass das Filter 125 statt auf nur einen Hilfsträger abgestimmt zu sein, auf das Stereopilotsignal abgestimmt wird, während die Durchlassband-5 breite des Filters gross genug sein muss, um die beiden Hilfsträger durchzulassen. Andererseits muss die Dämpfung ausserhalb des Durchlassbandes, insbesondere für Signale um die 57 kHz herum, gross genug sein, um Störungen zu vermeiden.

In einem Empfänger zum Empfang von Signalen mit auf io beiden Seiten des Stereopilotsignals einem binären phasenmodulierten Hilfsträger, wobei die Resultierende der beiden Hilfsträger mit dem Stereopilotsignal phasengleich liegt, ist es nicht mehr möglich, den Phasendetektor (128) der Phasenschleife zum Abwärtsmischen des Signals zu verwenden, weil der Pha-15 sendetektor und die Mischstufe dann mit gegenüber einander um 90° verschobenen Stereopilotsignalen gesteuert werden müssen. Fig. 8 zeigt eine mögliche Ausführungsform für einen derartigen Empfänger, in dem entsprechende Elemente mit gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 7 dargestellt sind.

2o Das Ausgangssignal des Verstärkers 126 wird dann dem Phasendetektor 128 sowie einem zweiten als Mischstufe wirksamen Detektor 151 zugeführt. In dieser Mischstufe wird das Eingangssignal mit einem 19-kHz-Rechtecksignal vermischt, das durch Frequenzteilung durch einen Halbierer 152 aus dem 25 38-kHz-Oszillator 130 abgeleitet wird. Die beiden Halbierer 131 und 152 werden derart gesteuert, dass sie gegenüber einander um 90° phasenverschobene 19-kHz-Signale liefern.

c.

4 Blatt Zeichnungen

Claims (13)

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   PATENTANSPRÜCHE abhängig von der gegenseitigen Phase zwischen dem Träger

   1. Rundfunkanlage mit Kennsignalgabe, wobei sendeseitig des dem ersten Eingang(41; 136) des synchronen Demodula-ein einem Hauptträger in der Frequenz aufmoduliertes Multi- tors (39; 135) zugeführten binär phasenkodierten Signals und plexsignal ausgestrahlt wird, das ein tonfrequentes Informa- des dem zweiten Eingang (38; 138) des synchronen Demodula-tionssignal (9), ein Stereoinformationssignal ( 13), das einem 5 tors (39 ; 135) zugeführten, nicht modulierten Signals und durch unterdrückten Stereohilfsträger (16,17) aufmoduliert ist, ein einen in einen der beiden Übertragungswege aufgenommenen, Stereopilotsignal (15), dessen Frequenz zwischen den Fre- durch das genannte Regelsignal geregelten elektronisch regel-quenzspektren des tonfrequenten Informationssignals (9) und baren Phasenschieber (36; 139) zum Regeln der genannten des modulierten Stereoinformationssignals ( 13) liegt und das gegenseitigen Phase.

   zur Démodulation des Stereoinformationssignals dient, sowie i o 9. Rundfunkanlage nach Anspruch 8, dadurch gekennzeich-ein binäres Kodesignal (23), das einem ausserhalb der genann- ' net, dass die Anordnung (46-50) zum Erzeugen eines Regelsig-ten Frequenzspektren liegenden weiteren Hilfsträger mit einer nals einen Phasendetektor (47) enthält mit ersten (49) und zwei-Amplitude, die den Hauptträger um höchstens 1 kHz abwei- ten (48) Eingängen und einem Ausgang sowie eine Frequenzchen lässt, aufmoduliert ist, enthält, dadurch gekennzeichnet, verdopplerschaltung (50), die zwischen einem Anschlusspunkt dass der genannte weitere Hilfsträger eine nicht mit einer Har- 15 des ersten Übertragungsweges und dem ersten Eingang (49) monischen des Stereopilotsignals zusammenfallende Harmoni- des Phasendetektors (47) vorgesehen ist, dass ein Anschluss-sche einer Subharmonischen dieses Stereopilotsignals ist, die punkt des zweiten Übertragungsweges mit dem zweiten Ein-sendeseitig aus derselben Frequenzquelle (14; 104) wie das Ste- gang (48) des Phasendetektors (47) gekoppelt ist und dass der reopilotsignal abgeleitet ist, und dass das Kodesignal diesem Ausgang des Phasendetektors (47) den elektronisch regelbaren Hilfsträger binär in Phase aufmoduliert ist. 20 Phasenschieber (36) regelt.
2. 2. Rundfunkanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich- 10. Rundfunkanlage nach Anspruch 8, dadurch gekenn-net, dass die Frequenz des weiteren Hilfsträgers in der Mitte zeichnet, dass die Anordnung (46-49,51) zum Erzeugen eines zwischen zwei Harmonischen des Stereopilotsignals liegt. Regelsignals einen Phasendetektor (47) enthält mit einem
3. 3. Rundfunkanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich- ersten (49) und einem zweiten (48) Eingang und einem Ausnet, dass der weitere Hilfsträger mit dem modulierten Kodesig- 25 gang, wobei der erste Eingang (49) über eine erste Verbindung nal in wenigstens einer der beiden Hälften des durch das Ste- an einen Anschlusspunkt des ersten Übertragungsweges und reopilotsignal in zwei Teile aufgeteilten Frequenzgebietes zwi- der zweite Eingang (48) über eine zweite Verbindung an einen sehen der oberen Grenze des Frequenzspektrums des tonfre- Anschlusspunkt des zweiten Übertragungsweges angeschlos-quenten Informationssignals und der unteren Grenze des Fre- sen ist, und wobei der Ausgang des Phasendetektors (47) über quenzspektrums des modulierten Stereoinformationssignals 30 eine dritte Verbindung den elektronisch regelbaren Phasen-liegt und dass das modulierte Kodesignal eine Amplitude auf- Schieber (36) regelt, sowie einen in eine der genannten Verbin-weist, die den Hauptträger um weniger als 1 kHz, vorzugsweise düngen aufgenommenen, durch das Ausgangssignal des Synum 0,25 kHz, abweichen lässt. chronen Demodulators (39) gesteuerten Phasenumpoler (51 ).
4. 4. Rundfunkanlage nach Anspruch 3, dadurch gekennzeich- 11. Rundfunkanlage nach Anspruch 9 oder 10, dadurch net, dass in jeder der beiden Hälften des durch das Stereopilot- 35 gekennzeichnet, dass der elektronisch regelbare Phasenschie-signal in zwei Teile aufgeteilten Frequenzgebietes ein mit dem ber (36) in den zweiten Übertragungsweg vor dem genannten Kodesignal binär phasenmodulierter Hilfsträger liegt. Anschlusspunkt des zweiten Übertragungsweges aufgenom-
5. 5. Rundfunkanlage nach Anspruch 4, dadurch gekennzeich- men ist.

   net, dass die beiden mit dem Kodesignal modulierten Hilfsträ- 12. Rundfunkanlage nach Anspruch 7, dadurch gekenn-

   ger gleiche Amplituden und eine derartige Phase gegenüber 40 zeichnet, dass mit dem Ausgang des Frequenzdiskriminators dem Stereopilotsignal aufweisen, dass sie zusammen mit dem _ (26) eine Filter- und Wandleranordnung (33,34; 128-133) Stereopilotsignal ein Signal bilden, das durch Quadraturmodu- ' gekoppelt ist zum Ausfiltern des Stereopilotsignals und zum lation des Stereopilotsignals mit einem von dem Stereopilotsig- Umwandeln des mit dem Kodesignal binär phasenmodulierten nal abgeleiteten Unterträger, der selbst mit dem Kodesignal Hilfsträgers mit Hilfe des ausgefilterten Stereopilotsignals auf binär phasenmoduliert ist, entsteht. 45 einen mit dem Kodesignal binär phasenmodulierten Zwischen-
6. 6. Rundfunkanlage nach Anspruch 3, dadurch gekennzeich- frequenzträger mit einer Frequenz entsprechend dem Fre-net, dass der mit dem Kodesignal modulierte Hilfsträger sich in quenzabstand zwischen dem Hilfsträger und dem Stereopilot-einem Abstand von dem Stereopilotsignal befindet, der gleich signal, dass der genannte erste Übertragungsweg mit einem Vs der Frequenz des Stereopilotsignals ist. Ausgang der Filter- und Wandleranordnung (33,34; 128-133)
7. 7. Rundfunkanlage nach einem der Ansprüche 1 bis 6 mit 50 zum Zuführen des binär phasenmodulierten Zwischenfrequenz-einem empfängerseitigen Frequenzdiskriminator zum Demo- trägers zum ersten Eingang (41 ; 136) des synchronen Demodu-dulieren des empfangenen Hauptträgers, dadurch gekenn- lators (39; 135) verbunden ist, und dass ein Ausgang der Filterzeichnet, dass der Empfänger (24-52; 125-152) einen synchro- und Wandleranordnung (33,34; 128-133) für das ausgefilterte nen Demodulator (39 ; 135) mit ersten (41 ; 136) und zweiten (38 ; Stereopilotsignal mit dem einen oder mehrere Frequenzteiler 138) Eingängen und einem Ausgang, einen ersten, mit dem Fre- 55 (35,37 ; 134) enthaltenden zweiten Übertragungsweg zum quenzdiskriminator (26) gekoppelten Übertragungsweg zum Erzeugen eines durch das ausgefilterte Stereopilotsignal syn-Zuführen des binär phasenmodulierten Kodesignals zum ersten chronisierten, nicht modulierten Zwischenfrequenzträgers verEingang (41 ; 136) des synchronen Demodulators (39; 135), bunden ist, und zum Zuführen dieses nicht modulierten Zwi-einen zweiten, mit dem Frequenzdiskriminator (26) gekoppel- schenfrequenzträgers zum zweiten Eingang (38; 138) des syn-ten Übertragungsweg zum Zuführen eines mit dem Stereopilot-6o chronen Demodulators (39; 135).

   signal synchronisierten, nicht modulierten Signals zum zweiten 13. Rundfunkanlage nach Anspruch 12, dadurch gekenn-Eingang (38; 138) des synchronen Demodulators (39; 135) und zeichnet, dass die Filter- und Wandleranordnung(128-133) eine einen an den Ausgang des synchronen Demodulators (39; 135) mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (130), einem Filter angeschlossenen Ausgangskreis (42 ; 140) für das demodulierte ( 129) und einem Phasendetektor (128) aufgebaute Phasen-Kodesignal enthält. 65 schleife zum Ausfiltern des Stereopilotsignals enthält, wobei
8. 8. Rundfunkanlage nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch einem ersten Eingang (127) des Phasendetektors (128) das Auseine zwischen die beiden Übertragungswege aufgenommene gangssignal des Frequenzdiskriminators (26) und einem zwei-Anordnung (46-51 ; 144-149) zum Erzeugen eines Regelsignals ten Eingang (132) des Phasendetektors (128) das von dem spannungsgesteuerten Oszillator (130) abgeleitete ausgefilterte Ste-

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   reopilotsignal zugeführt wird, und dass der Phasendetektor (128) der Phasenschleife zugleich als Wandler für den modulierten Hilfsträger wirksam ist, und zwar dadurch, dass der genannte erste Übertragungsweg an den Ausgang des Phasendetektors ( 128) angeschlossen ist. 5
9. 14. Rundfunkanlage nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Ausgang des Frequenzdiskriminators (26) und den Eingang der Filter- und Wandleranordnung (33,34; 128-133) ein auf den mit dem Kodesignal modulierten Hilfsträger abgestimmtes Bandpassfilter (32 ; 125) aufgenom- i o men ist, von dem eine Flanke das Stereopilotsignal durchlässt.
10. 15. Rundfunkanlage nach einem der Ansprüche 1 bis 6, mit einer senderseitigen Anordnung zum Erzeugen eines Tonfrequenzinformationssignals und eines einem ausgetasteten Stereohilfsträger aufmodulierten Stereoinformationssignals, 15 sowie mit einem senderseitigen Oszillator zum Erzeugen eines Stereopilotsignals, dessen Frequenz zwischen den Frequenzspektren des Tonfrequenzinformationssignals und des modulierten Stereoinformationssignals liegt, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender (1-23; 102-124) eine Quelle (21 ; 120) binä- 20 rer Kodesignale und einen an diese Quelle (21 ; 120) und an den Oszillator (14; 104) angeschlossenen modulierten Signalgenerator (18-20; 105-117) enthält zum Erzeugen eines mit den Kodesignalen binär phasenmodulierten Hilfsträgers, der eine nicht mit einer Harmonischen des Stereopilotsignals zusammenfal- 25 lende Harmonische einer Subharmonischen dieses Pilotsignals ist und ausserhalb der genannten Frequenzspektren liegt.
11. 16. Rundfunkanlage nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der modulierende Signalgenerator (18-20;

    105-117) einen mit den Kodesignalen binär phasenmodulierten 30 Hilfsträger erzeugt, der in wenigstens einer der beiden Hälften des durch das Stereopilotsignal in zwei Teile aufgeteilten Frequenzgebietes zwischen der oberen Grenze des Frequenzspektrums des tonfrequenten Informationssignals und der unteren Grenze des Frequenzspektrums des modulierten Stereoinfor- 35 mationssignals liegt.
12. 17. Rundfunkanlage nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der modulierende Signalgenerator (18-20;

    105-117) einen Hilfsträgergenerator (18,19; 105-113) enthält zum Erzeugen des genannten Hilfsträgers, sowie einen an den 40 Hilfsträgergenerator (18,19; 105-113) und an die Quelle (21 ; 120) binärer Kodesignale angeschlossenen Modulator (20; 117) zum binären Phasenmodulieren des Hilfsträgers mit den Kodesignalen.
13. 18. Rundfunkanlage nach Anspruch 15, dadurch gekenn- 45 zeichnet, dass der modulierende Signalgenerator (105-117)

    einen an den Oszillator (104) angeschlossenen Frequenzzusam-mensteller (109-111) enthält zum Erzeugen eines Zwischenfre-quenzträgers mit einer Frequenz entsprechend dem Frequenzabstand zwischen dem Hilfsträger und dem Stereopilotsignal, 50 sowie erste (108) und zweite (117) Modulatoren mit je ersten (107; 116) und zweiten (112; 118) Eingängen und einem Ausgang, wobei der Ausgang des ersten Modulators (108) an den ersten Eingang ( 116) des zweiten Modulators (117) und wobei von den beiden Eingängen (107,112) des ersten Modulators 55 (108) und der zweite Eingang (118) des zweiten Modulators (117) ein Eingang (107) an den Oszillator, ein zweiter (112) an den Frequenzzusammensteller (109-111) und ein dritter (118) an die Quelle (120) binärer Kodesignale angeschlossen ist.

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    tionssignal, das einem unterdrückten Stereohilfsträger aufmoduliert ist, ein Stereopilotsignal, dessen Frequenz zwischen den Frequenzspektren des tonfrequenten Informationssignals und des modulierten Stereoinformationssignals liegt, und das zur Démodulation des Stereoinformationssignals dient, sowie ein binäres Kodesignal, das einem ausserhalb der genannten Frequenzspektren liegenden weiteren Hilfsträger mit einer Amplitude, die den Hauptträger um höchstens 1 kHz abweichen lässt, aufmoduliert ist, enthält.

    Beim Abstimmen der heutigen UKW-Rundfunkempfänger stösst der Benutzer oft auf grosse Schwierigkeiten, weil an der Abstimmskala nur Frequenzen und/oder Kanalnummern erwähnt sind und die Namen der Sender fehlen. Hinzu kommt noch, dass ein bestimmtes Programm oft von mehreren Sendern ausgestrahlt wird, so dass der Benutzer nicht gut weiss, ob er auf den stärksten Sender abgestimmt hat.

    Um zu einer vom Benutzer leicht wiederzuerkennenden Identifizierung der UKW-Sender und/oder der Art des vom Sender ausgestrahlten Programms zu gelangen, ist bei der CCIR (Comité Consulatif International des Radiocommunications) bereits eine Rundfunkanlage mit Kennsignalgabe, wie dies eingangs beschrieben wurde, vorgeschlagen worden. Bei dieser Anlage wird das Kodesignal mittels eines geeignet gewählten Hilfsträgers über dem Frequenzspektrum des Stereoinformationssignals übertragen. Dieser Hilfsträger ist dabei mit dem binären Kodesignal frequenzmoduliert, welches Signal mittels eines digitalen Kodes Information, beispielsweise über den Namen des Programms, den Ort des Senders, die Art des Programms und die Kanalnummer enthält, so dass beispielsweise die nachfolgende, aus 16 Zeichen bestehende Nachricht empfangen wird:

    Nedl Roerm KL 25