KR100217446B1 - 최소한 두개의 리시브 브랜치를 포함하는 리시버 - Google Patents

Abstract

최소한 두 개의 리시브 브랜치를 포함하는 리시버.

본 발명은 최소한 두 개의 리시브 브랜치(a, b)를 포함하며 상기 리시브 브랜치(a, b)를 결합시키기 위한 장치(10)를 가진 리시버(5a, 5b, 10)에 관한 것이다. 이것은 분리된 이퀄라이저가 각각의 리시브 브랜치에 필요한 것을 피하게 해준다.

각각의 리시브 브랜치(a, b)가 정합 필터(1a, 1b)와 각기 다른 리시브 브랜치(a, b)의 추정된 임펄스 응답(H1, H2)에 대해 적합한 자기 상관 함수(A1, A2)를 형성하기 위한 장치(6a, 6b)를 포함하고, 상기 리시버(5a, 5b, 10)가 제1합계(S1)를 형성하도록 웨이트 계수와 웨이팅된 정밀 필터 출력 신호(Za', Zb')를 함께 가산하기 위한 제1가산기 회로(11)와 제2합계(S2)를 형성하기 위해 웨이트 계수와 웨이팅된 리시브 브랜치 자기 상관 함수(A1, A2)를 함께 가산하기 위한 제2가산기 회로(12)를 포함하고 제1 및 제2합계(S1, S2)를 평가하는 이퀄라이저(3, 7)를 갖는 반면 상기 웨이트 계수가 각 리시브 브랜치(a, b)에서 순간 노이즈 파워(σ₁ ², σ₂ ²)에 대략 반비례하는 것이 제안된다.

Description

최소한 두 개의 리시브 브랜치를 포함하는 리시버

제1도는 두 개의 리시브 브랜치를 가진 리시버를 포함하는 전송 시스템을 도시한 도면.

제2도는 송신 채널의 채널 모델을 도시한 도면.

제3도 내지 제5도는 이퀄라이저에 대한 상태도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1a, 1b : 정합 필터 2a, 2b : 정합 회로

3, 7 : 이퀄라이저 4a, 4b : 추정 회로

5a, 5b : 리시브 회로 6a, 6b : 자기상관-형성 회로

11, 12 : 제2 및 제2 가산기 회로

본 발명은 최소한 두 개의 리시브 브랜치를 포함하며 이 리시브 브랜치를 결합시키기 위한 결합 장치를 가진 리시버에 관한 것이다.

최소한 두 개의 리시브 브랜치를 포함하는 것으로써, 두개의 리시브 브랜치중 어느 하나가 동일한 신호 내용을 가진 신호를 수신하는 리시버가 다이버서티 리시버로 표시되며, 예컨대 이동식 무선 시스템에 사용될 수 있다. 소위 스페이스-다이버서티(space-diversity) 시스템에 있어서, 각기 다른 리시브 브랜치의 안테나가 공간적으로 여러 파장 분리되어 설치된다. 소위 주파수-다이버서티 시스템에 있어서, 신호가 여러 주파수에서 송신 및 수신된다. 각각의 송신 경로 또는 주파수에 대해 서로 다른 송신 요구로 인해, 신호가 각기 다른 리시브 브랜치에서 서로 다른 특성을 가지면서 수신된다. 따라서 각기 다른 리시브 브랜치안에서 수신된 신호를 처리하므로써 입력 신호를 얻는 것이 가능하며, 예컨대 신호대 노이즈비에 관하여 상기 신호는 각기 다른 수신 신호보다 양호한 성질을 갖는다.

독일연방공화국의 특허출원 제40 18 044.1호(출원일자 1990. 6. 6)는 송신된 데이터 시퀀스를 수신하기 위해 최소한 두 개의 리시브 브랜치를 가진 리시버를 기술한다. 각각의 리시브 브랜치는 하나의 이퀄라이저를 포함한다. 상기 이퀄라이저는 수신된 데이터를 검출할 뿐만 아니라 각기 검출된 데이터 심볼에 대해 신뢰성 정보 신호를 공급하는 방식으로 설치된다. 상기 이퀄라이저는 소위 비터비(Viterbi) 방식에 기초를 두고 있다. 등화가 각 브랜치에서 개별적으로 실행되므로 이것은 비교적 높은 제조 비용을 필요로 한다.

본 발명의 목적은 서두에서 언급된 유형의 리시버를 제공하는 것을 각 리시브 브랜치에서 각기 다른 방식의 동화가 회피되어진다.

이 목적은 서두에 언급된 유형의 리시버로 달성되며 여기서 각각의 리시브 브랜치는 정합된 필터와 각기 다른 리시브 브랜치의 추정된 임펄스 응답에 대해 적절한 자기-상관 함수를 형성하기 위한 장치를 포함하여, 상기 리시버는 제1합계를 형성하기 위한 웨이트 계수로 웨이팅된 정합 필터 출력 신호를 가산하기 위한 제1가산기 회로와 제2합계를 형성하기 위해 웨이트 계수로 웨이팅된 리시브 브랜치 자기 상관 함수를 모두 가산하기 위한 제2가산기 회로를 포함하고, 동시에 상기 제1 및 제2합계를 추정하는 이퀄라이저를 가지며, 상기 웨이트 계수는 각각의 리시브 브랜치에서 순간 노이즈 파워에 대략 반비례한다.

위에서 기술된 방식에 의한 제1 및 제2합계의 형성 및 이퀄라이저에 의한 이들 합계의 추정은 수신된 신호의 최대 비율 결합을 최대화시킨다. 실제 등화는 단일 이퀄라이저에 의해서만 초래된다. 이것은 각각의 브랜치안에 설치된 이퀄라이저를 포함하는 리시버와 비교했을 때 제조 비용을 크게 감소시키며, 게다가, 예컨대, 미래의 유럽형 이동식 무선 시스템에 대해 특성의 필요 조건이 만족될 수 있다.

특히 비터비 방삭에 기초를 둔 단일 이퀄라이저에 대한 매트릭스(Metrics)가 얻어질 수 있으며, 이때 상기 이퀄라이저는 제1 및 제2합계를 추정하기 위한 추정 장치를 포함하는 반면, 특별히 비터비 방식에 기초한 이퀄라이저에 대한 메트릭스가 추정 장치에 있어서 제1 및 제2합계로부터 제공될 수 있다.

예컨대, 이동식 무선 시스템과 같이 시간에 따라 변할 수 있는 전송 시스템에 있어서, 전송 특성은 최소한 한 리시브 브랜치의 리시버가 전송 요구에 대해 미리 정해진 간격에서 추정된 임펄스 응답을 정합시키기 위한 정합 수단을 포함한다는 점에서 상당히 개선된다. 추정된 임펄스 응답이 단지 한 리시브 브랜치에서 정합될 경우, 이것은 제조 비용을 달리 감소시키게 될 것이다.

특성의 큰 손실없는 비용의 감소가 비교적 크게 추정된 최대 비율 결합을 가진 리시브 브랜치 안에서만 추정된 임펄스 응답과 정합될 때 얻어진다. 이것은 리시버안에서 GSM 시스템으로 하여금, 예컨대, 단지 한 신호 처리기안의 두 리시브 브랜치에 대해 소위 최대 비율 결합을 실행하게 하는 반면, 동일한 유형의 두 개의 신호 처리가 이제까지 공지된 해결에 필연적인 것이었다.

단지 두 개의 리시브 브랜치가 결합된 후의 비터비 이퀄라이저에 의한 등화가 다음 공식에 따라 메트릭스가 형성되므로써 이루어진다.

이때 여기시 비트 bn_-l…bn은 상태 Sn에 대한 상태 Sn의 변이를 나타내며, Yn은 제1합계를 나타내고 P_l은 제2합계를 나타내며, n은 샘플링 순간을 나타내고 1은 이전 비트의 유한수를 나타낸다. 이 방식에서 실행 비용은 크게 감소된다.

왜곡이 보상될 수도 있으며 이때 송신된 데이터 시퀀스는 각각의 리시브 브랜치안의 무선 전송 링크의 임펄스 응답이 리시버에 기억된 비교 데이터 시퀀스의 도움으로 추정되는 트레이닝 데이터 시퀀스를 포함한다. 추정된 임펄스 응답의 도움으로 무선 전송 링크가 가능한 최상의 방식으로 복사된다.

본 발명은 첨부된 도면에 도시된 보기의 실시예를 참조하여 이하에서 보다 상세히 설명될 것이다.

제1도는 GSM 시스템에 대한 다이버서티 리시버를 도시한 것으로, 두 개의 리시브 브랜치 a, b를 포함한다. 상기 두 개의 리시브 브랜치 a, b를 결합시키기 위해 결합 장치(10)가 제공된다. 이 목적을 위해, 수신된 신호 e_a, e_b는 각각 리시브 회로(5a, 5b)에 우선적으로 인가되며, 이 회로는 기저대에서 법선 및 구적 성분을 발생시키기 위한 장치 및 HF 리시브 섹션을 포함한다. 리시브 회로(5a, 5b)의 출력에서 신호 Za, Zb가 유효하며, 이 신호는 각각 리시브 브랜치 a, b의 추정된 임펄스 응답 H1, H2에 의해 구동되는 적합한, 정합필터(1a, 1b)(IF)에 인가된다. 각기 추정된 임펄스 응답 H1, H2은 추정회로(4a, 4b)에 의해 행성된다. 이 목적을 위해, 추정 회로(4a, 4b)는, 예컨대, DE 40이 592-A1에서 기술된 바와 같이 메모리에 기억된 비교 데이터 시퀀스 V뿐만 아니라 신호 Za, Zb가 제공된다. 예를들면, 무선 전송 초기에, 제1단계를 추정된 임펄스 응답 H1, H2이 수신된 신호 e_a, e_b및 그에 따라 추정 회로(4a, 4b)에서 비교 데이터 시퀀스와의 비교에 의한 신호 Za, Zb에 포함된 트레이닝 데이터 시퀀스와 도움으로 결정된다. 전송 도중에 이 응답은 나중 단계에서 변화된 무선 필수 조건으로 정합된다. 이 목적을 위해, 제1도에 도시된 보기의 실시예의 각 추정 회로(4a, 4b)는 정합 회로(4a, 4b)를 포함한다. 이들 정합 회로에는 결합장치(10)의 출력 신호(9) 뿐만 아니라 신호 Za, Ab가 공급된다. 한편, 채널 임펄스 응답 H1, H2가 서로 다른 방식에 따라 추정 회로(4a, 4b)의 도움으로 추정될 수 있으며, 특별히 그때에는 어떠한 트레이닝 데이터 시퀀스도 수신된 신호 e_a, e_b에 포함되지 않는다.

정합 필터(1a, 1b)의 출력에서 두 개의 출력 신호 Za', Zb'가 존재하며, 이것은 각각 멀티플라이어 M1, M2에 인가된다. 이 멀티플레이어 M1, M2는 각기 다른 리시브 브랜치의 순간 노이즈 파워 σ₁ ², σ₂ ²의 반비례 값과 출력 신호 Za', Zb'의 웨이팅을 실행한다. 상기 노이즈 파워 σ₁ ², σ₂ ²또는 각기 다른 리시브 브랜치의 반비례값 1/σ₁ ², 1/σ₂ ²이 신호 Za, Zb 및 비교 데이터 시퀀스 V로부터 추정된 임펄스 응답 H1, H2에서 각각의 회로(3a, 3b)에 제공된다. 멀티플라이어 M1, M2의 출력 신호가 제1가산기 회로(11)에 의해 제1합계 S1의 형성하도록 함께 가산된다. 제1합계 S1는 시스템에서 뒤따라지는 이퀄라이저(3)에 대한 메트릭스를 계산하기 위한 장치(7)에 인가되며, 상기 이퀄라이저는 상기 메트릭스로부터 출력 신호(9)를 형성한다. 게다가, 두 개의 리시브 브랜치 a, b의 임펄스 응답 H1, H2의 자기 상관 함수 A1, A2가 두 개의 리시브 브랜치 a, b의 추정된 임펄스 응답에 기초하여 자기 상관-형성 회로(6a, 6b)안에서 취해진다. 상기 자기 상관-형성 회로(6a, 6b)의 출력 신호는 순간 노이즈 파워 σ₁ ², σ₂ ²의 반비례 값의 추정을 실행하는 멀티플라이어 M3, M4에 인가된다. 이 곱셈에 계속하여 멀티플라이어 M3, M4의 출력 신호는 제2합계 S2를 형성하기 위해 제2가산기 회로(12)에 의해 함께 가산된다. 상기 이퀄라이저(3)는 제1 및 제2합계 S1, S2로부터 취해진 매트릭스를 가진 비터비 방식에 기초를 두고 있다.

리시브 브랜치 a, b의 신호 Za, Zb가 실제로 단일 이퀄라이저(3)에 의해 이퀄라이저되므로써, 제조 비용은 각 브랜치안에 하나의 이퀄라이저를 포함하는 리시브와 비교했을 때 크게 감소된다. 본 발명의 실시예에 있어서, 각기 다른 리시브 브랜치 a, b의 추정된 임펄스 응답 H1, H2은 등화되는 동안 예정된 시간 간격에서 정합 회로(2a, 2b)의 도움으로 전송 필수 조건으로 조정되어, 전송 특성이 크게 향상된다. 게다가, 제조 비용 감소에 비추어보았을 때, 채널 임펄스 응답 H1, H2의 정합은 단지 하나의 예정된 리시브 브랜치 a 또는 b안에서 이루어질 수 있다. 이러한 임펄스 응답 H1, H2의 조정은 두 개의 브랜치 a 또는 b중 양호한 쪽에서 실행되며, 그에 따라 다이버서티 수신의 경우, 수신 특성은 비교적 양호한 리시브 브랜치 a, b에 의해 지배적으로 결정된다. 시뮬레이션에 의해 임펄스 응답의 빠른 변화에 따라 최소이며 그에 따라 무시할 정도로 작은 최종 감퇴가 존재함이 증명될 수 있다.

송신 채널의 제2도에 도시된 채널 모델은 순간 n에서 수신된 신호의 샘플 값이 이전 비트의 유한 수 L 및 순간 n에서 송신된 비트에만 의존한다는 개념에 기초를 두고 있다. 부가적인 노이즈 및 샘플링 뿐만 아니라 변조, HF채널 송출 및 리시브 필터를 포함하는 송신 채널은 각기 다른 리시브 브랜치에 대한 기본 개념으로 사용될 수 있다. 송신 채널의 전송 특성은 필터 계수 h_O, …h_L및 부수적으로 첨가된 노이즈 신호의 통계학적 특성에 의해 기술된다. 횡단 필터의 비트 b_n및 이 비트 b_n이전의 n 비트 b_n-1, …, b_n-2의 전송을 위해, 소스 n에서의 브랜치 k에 있어서 샘플값 Zk'n이

으로부터 형성되도록 선형 결합이 형성된다. 그때 계수 h_{K. 0}, h_{K, 1}, …, h_{K, L}은 브랜치 k의 채널 임펄스 응답의 샘플 값을 나타낸다. 예컨대, 송신기 및 리시버 모두에 공지된 비트 시퀀스를 포함하는 소위 트레이닝 시퀀스가 필터 계수를 얻는데 사용될 수도 있다. 트레이닝 데이터 시퀀스가 수신될 때마다, 횡단 필터의 출력 신호가 수신된 신호의 적절한 부분과 최대한으로 일치하는 방식으로 조정된다. 이 동작은 일반적으로 채널 추정으로 표시되며, 예컨대, Stochastische Modelle und Methoden in der Informationstechnik에 관한 심포지움을 위해, Berlin, VDE Verlag, VDE Fachbericht 107에서 1989년 4월, 공개된 A. Bayer에 의한 논문 TDMA 이동식 무선 채널에 적용될 수 있는 비터비 이퀄라이저에 있어서 상관적이고 반복적인 채널 추정로부터 공지된다.

상기 노이즈 신호 Vn는 일반적으로 분산 σ²(노이즈 파워)에 의해 특징지워진다. 이 목적을 위해, 각각의 리시브 브랜치 a, b에서 분산에 대한 추정σ²이 존재한다. GSM 리시버에 있어서 이 추정은, 예컨대 독일연방공화국 특허출원 제 40 01 592,0호(출원 일자 1990. 1. 20.)에 기술된 바와 같이 추정된 임펄스 응답 및 트레이닝 시퀀스의 도움으로 각각의 타임 슬롯에서 형성된다.

제3도는 특별히 비터비 방식에 기초한 이퀄라이저에 대한 상태도이다. 이 방식을 설명하기 위해서는, 일반적으로 2^L노드의 열을 가진 그래프로써 도시된 상태도를 사용한다. 제3도에 도시된 상태도에 있어서 L은 3에 일치하는 것으로 선택되었다. 각각의 노드는 한 비트로부터 이루어지게 될 결합중 하나를 나타낸다. 그때 L은 바로 송신된 비트 이전의 비트 수이고, 그것이 추정될 비트에 미치는 영향은 등화를 위해 고려될 것이며 제2도에 도시된 채널 모델의 메모리 원소수에 일치한다. 이들 비트의 각각의 결합은 이하에서 한 상태로 표시된다. 상기 상태도는 수평 방향으로의 다수의 행을 도시한다. 각각의 열이 특정 샘플링 수단 i-3, i-2, i-1, i, i+1으로 할당된다. 노드에 할당될 수 있는 각기 다른 이진수 값(제3도에서 000, …, 111)은 노드의 상태로 지정된다.

상기 상태도에 있어서, 동일하 상태가 항상 행안의 노드로 할당되는 반면, 이들 상태에 대해 할당된 이진수 값의 시퀀스는 좌측에 도시된 이진수 값이 가장 최근에 송신된 비트로 할당되는 방식으로 표시되며, 다음 이진수 값이 가장 최근에 송신된 비트로 할당된다. 그때 이진수 값 b_i의 전송 바로 이전의 상태가 비트 시퀀스 b_i-1, b_i-2, …, b_i-L에 의해 정의된다.

새로운 샘플 값 Zi이 리시브될 때, 이진수 값 0 및 이진수 값 1이 순간 i에서 송신된 비트로 할당될 수도 있다. 예컨대, 이진수 값 b_i=0이 취해질 때, 비트 시퀀스 010은 0010이 되고 이진수 값 b_i=1이 취해질 때는 1010이 되며, 이 시퀀스는 다음 상태에 대한 변이로 할당될 수도 있다. 상태 010으로부터 상태 001 및 101이 그에 따라 도달된다. 각각의 상태로부터, 새로운 비트가 취할 수 있는 두 값으로 인해 원시 상태 열의 오른쪽 상태 열의 상태에 대한 단지 두 개의 변이가 존재한다.

제3도에 도시된 상태도에 있어서 이 방식에서 가능한 모두 변이가 화살표로 표시된다. 예컨대, 순간 i에서 비트 시퀀스 010로 할당되는 상태를 가진 노드로부터의 두 화살표는, 한편으로는 순간 i+1에서 상태 001가 할당되는 노드 y에 대한 변이를 도시하며 다른 한편으로는 순간 i+1에서 상태 101가 할당되는 노드 Z에 대한 한 변이를 도시한다.

한 노드로부터 다음 노드로의 각 변이 동안, 이 변이가 발생되는 확률이 추정된다. 인접한 노드 열의 노드 사이의 일관적인 변이를 함께 연장하므로써 한 경로가 얻어진다. 이 경로는 재구성된 이진수 시퀀스 b_i, b_i-1, …, b_i-L와 동일한 의미를 갖는다. 한 경로의 각기 다른 변이의 확률을 곱셈으로 결합시키므로써, 상기 경로의 전체 확률이 결정된다.

한 상태로부터 다른 한 상태로의 변이의 확률을 계산하기 위해, 한 상태의 비트 b_j, …, b_i-L의 각기 다른 이진수 값이 제2도에 도시된 바와 같이 횡단 필터의 입력 파라미터 c_i, …, c_L로써 사용된다. 제1입력 파라미터 c_i는 항상 이전 상태로부터 다음 상태로의 변이를 정의하며 다음 입력 파라미터 b_i-1, …, b_i-L는 지연된 상태 S_i-1를 정의한다. 횡단 필터의 출력값은 대략 순간 i에서의 Z값을 제공하며, 이 값은 입력 파라미터로 사용된 비트 시퀀스 b_i, b_i-1, …, b_i-L가 무선 전송 링크에 걸쳐 송신 및 수신될 경우 교란 되지 않고 수신된 신호의 샘플 값을 취해야만 한다. 출력 값 Z_i을 수신된 신호의 실제 샘플 값 Z_i가 비교하므로써, 가장 송신될 가능성이 큰 시퀀스 b_i, …, b_i-L이 먼저 발견될 수 있다.

한 상태로부터 시간-연속 상태로의 큰 변이 확률은 확실히 이 변이가 정확함을 충분히 보장하지는 않는다. 간단한 교란 또는 신호 노이즈가 가장 가능성이 큰 변이로써 실제 발생하지 않는 상태 변이를 우연히 유발시킬 수도 있다. 보다 정확한 상기 상태 변이에 대한 추정 및 그에 따라 바로 수신된 디지털 샘플 값의 이진수 값 추정이 고려된 순간의 2^L상태중 하나로 이르는 모든 상태 변이에 대해 누적 확률이 참작되는 전체 신호 동작을 고려하므로써 취해진다. 이 목적을 위해, 전체 확률 파라미터는 각각의 상태로 할당될 수 있으며, 이 파라미터는 상기 상태에 이르는 각기 다른 상태 변이의 각기 다른 모든 확률 파라미터를 곱셈적으로 결합하므로서 전체 확률을 형성하는데 사용된 것과 비슷한 방식으로 형성된다.

소위 메트릭스가 확률 파라미터 대신 사용할 수 있따. 상기 메트릭스는 각각의 확률 파라미터의 네가티브 대수로부터 계산될 수 있다. 이것은, 예컨대, 상기 메트릭스가 단순히 전체 확률을 얻기 위해 함께 가산될 수 있다는 점에서 유리하며, 반면에 각기 다른 확률 파라미터가 곱해져야 한다.

그에 따라, 메트릭스 또는 소위 메트릭스 증가는 각기 가능한 상태 변이 2^L+1에 대해 결정될 수 있다. 각기 다음 상태에 대해 새로운 메트릭스가 결정된다.

본 발명은 다음 등식에 따른 메트릭스 증가의 계산을 기초로 한다;

이때 Cn=1-2b_n

이 등식에서 비트 b_n-1및 b_n은 상태 S_n-l으로부터 상태 S_n으로의 변이를 나타낸다. y_n은 제1합계를 P_l은 제2합계를 나타내며, 반면에 n은 샘플링 순간을, l은 이전 비트의 유한 수를 나타낸다. 그때, y_n은 각각의 리시브 브랜치의 추정된 임펄스 응답의 자기 상관 함수의 웨이팅된 가산으로부터 l=0, 1, …, L에 대한 정합 필터(1a, 1b)(제1도)의 웨이팅된 가산으로부터 취해진다. 수리적으로 표현하면 다음식으로부터 k리시브 브랜치와 함께 y_n을 얻는다.

여기서, σ_k ²은 브랜치 K에서의 추정된 노이즈 신호 파워를 나타내며 h_{k, 0}, h_{k, 1}, …, h_{k, L}은 브랜치 k에 대해 제2도에 도시된 채널 모델의 추정된 계수를 나타내며(위의 경우 별표는 공액 복소수 값이 여기서 사용됨을 나타낸다), Z_{k, 1}, Z_{k, 2}, …, Z_{k, n}은 브랜치 k에서 타임 슬롯의 듀레이션 동안 수신된 신호의 샘플 값을 나타낸다. 상기 값은 수신된 신호의 기저대 등가를 나타낸다. 더욱이,

가 성립한다.

상기 마지막 두 등식은 단지 채널 임펄스 응답이 변화될 때만 가산되어야 한다. 이것은 일반적으로 상태 변이(트렐리스 (trellis)단계)에 따른 경우는 아니다. GSM 시스템에 대해 제조된 리시버에 있어서, 이것은, 예컨대 단지 제10트렐리스 단계마다에서만 필요하다.

비터비 방삭에 따른 실제 등화는 모든 리시브 브랜치에 대해 공동으로 이루어진다. 예컨대, 두 개의 리시브 브랜치를 포함하는 리시버로, AT T에 의한 DSP 16A의 단일 신호 처리기에서의 두 개의 리시브 브랜치에 대한 소위 최대 무선 결합은 실행하는 것이 가능한 반면, 이 유형의 두 처리기가 이 목적을 위해 필수적인 것으로 여겨진다.

제한된 리시버는, 예컨대 GMSK 변조가 사용되는 GSM시스템에 대해 적합하다. 제안된 방식은, 에러 보정 및 동기화 목적을 위해 여분의 비트를 확실히 포함하는 데이터가 송신되는 전체 송신 경로가 리시버 입력까지 선형 시스템을 나는 경우에 항상 사용될 수 있으며 또는 임의의 선형 시스템에 의해 최소한 대략적으로 기술될 수 있다. 한편 제안된 방식은, 예컨대 GSM 시스템에 있어서와 같이 타임 슬롯 구조에 따른 시스템에 제한되지는 않는다.

Claims (7)

1. 최소한 두 개의 리시브 브랜치(a, b)를 구비하며 상기 리시브 브랜치(a, b)를 결합시키기 위한 결합 장치(10)를 포함하는 리시버에 있어서, 각각의 리시브 브랜치(a, b)가 정합 필터(1a, 1b)와 각기 다른 리시브 브랜치(a, b)의 추정된 임펄스 응답(H1, H2)에 대해 적절한 자기 상관 함수(A1, A2)를 형성하기 위한 장치(6a, 6b)를 포함하고, 상기 리시버(5a, 5b, 10)는 제1합계(S1)를 형성하도록 웨이브 계수로 웨이팅된 정합 필터 출력 신호(Z_a', Z_b')를 함께 가산하기 위한 제1가산기 회로(11), 제2합계(S2)를 형성하기 위해 웨이트 계수로 웨이팅된 리시브 브랜치 자기 상관 함수(A1, A2)를 함께 가산하기 위한 제2가산기 회로(12), 및 상기 제1 및 제2합계(S1, S2)를 평가하는 이퀄라이저(3, 7)를 포함하며, 상기 웨이트 계수가 각각의 리시브 브랜치(a, b)에서의 순간 노이즈 파워(σ₁ ², σ₂ ²)에 반비례하는 것을 특징으로 하는 리시버.
2. 제1항에 있어서, 상기 이퀄라이저(3, 7)가 제1 및 제2합계(S1, S2)를 평가하기 위한 평가 장치(7)를 포함하는 반면, 특별히 비터비 방식(Viterbi method)에 기초를 둔 이퀄라이저(3, 7)에 대한 메트릭스(metrics)가 상기 평가 장치(7)에 있어 제1 및 제2합계로부터 발생될 수 있는 것을 특징으로 하는 리시버.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 최소한 한 리시브 브랜치(a, b)안의 리시버(5s, 5b, 10)가 전송 요구에 대한 소정의 간격에서 추정된 임펄스 응답(H1, H2)을 정합시키기 위한 정합 수단(2a, 2b)을 포함하는 것을 특징으로 하는 리시버.
4. 제3항에 있어서, 상기 정합 수단(2a, 2b)이 단지 비교적 크게 추정된 최대 비율 결합을 가진 리시브 브랜치(a, b)에서만 추정된 임펄스 응답(H1, H2)을 정합하는 것을 특징으로 하는 리시버.
5. 제3항에 있어서, 상기 메트릭스가 다음 공식,c_n=1-2b_n에 따라 형성되며, 이 때 상기 비트 b_n-L, …, b_n은 상태 S_n=(b_n-L+1, …, b_n)에 대한 상태 S_n-1=(b_n-L, …, b_n-1)의 변이를 나타내고, Y_n은 제1합계(S1)를 나타내며, ρ₁은 제2합계(S2)를 나타내고, n은 샘플링 순간을 나타내고, 1은 유한 수의 선행 비트를 나타내는 것을 특징으로 하는 리시버.
6. 제5항에 있어서, 상기 리시버(5a, 5b, 10)가 상기 추정된 임펄스 응답(H1, H2)을 결정하기 위한 추정 회로(4a, 4b)를 포함하는 반면, 각각의 리시브 브랜치(a, b)의 추정된 임펄스 응답(H1, H2)이 당해 리시버에 저장된 비교 데이터 시퀀스(v) 및 전송된 데이터 시퀀스에 포함된 트레이닝 데이터 시퀀스에 기초하여 개별적으로 추정될 수 있는 것을 특징으로 해는 리시버.
7. 제6항에 있어서, 상기 전송된 데이터 시퀀스가 트레이닝 데이터 시퀀스를 포함하며, 이 시퀀스로부터 각각의 리시브 브랜치(a, b)안의 무선 전송 링크의 임펄스 응답이 당해 리시버에 저장된 비교 데이터 시퀀스의 도움으로 개별적으로 추정되는 것을 특징으로 하는 리시버.