TW200620B - - Google Patents

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00620 經濟部屮央榣準局A工消讣合作杜印5i Λ 6 __Ii6__ 五、發明説明（1 ) 本發明有W—種接收櫬，包含至少兩接收分路及包括用 Μ姐合接收分路的姐合配置。 接收機包含至少兩$收分路•其中任一接收分路接收的 信號内含相同•稱為分集接收櫬，可使用於如拥動無嫌® 系統中。在所謂的空間分集糸統中，各接收分路天線係S 置成數僩波長的空間間隔。在所謂的頻率分集糸铳中，信 號係Μ各棰頻率發射及接收。由於各發射路徑或各頻率不 同的發射需求，在個別接收分路中的接收品霣亦不同。依 涸別接收分路所接收之信號加以處理，其信ίΚ雑訊比較届 別接收的信號為佳。 德國專利申請F> 40 18 044.1掲示一種接收機至少兩接 收分路用Μ接收發射之資料順序。各接收分路包含一等化 器。等化器不僅檢波接收資料，且亦產生各檢波資料符號 的可靠度資訊信號。等化器係根據VUerbi方法，等化係 分離作用於各分路中，故其製造成本高。 本發明目的在提供一種上述之接收櫬，在各接收分路中 無須分離等化。 達成此種目的的接收機中·各接收分路包含匹配滤波器 及R置*可形成儸別接收分路每一預估脈街響應的自生相 Μ函數，接收機包含第一加法霣路，可將以匹配濾波器加 權因數加權之输出信號相加一起形成第二和及包括等化器 用Μ評估第一及第二和。加禰因數約與各接收分路之瞬間 雜訊功率反比。 上述第一及第二和的形成及以等化器對埴些和的評估， (請先Μ讀背而之注意事項巩碭寫、 裝· 訂· 線· 本紙张尺度逍用中國Η家標準（CNS) 規格（210X297公*)

五、發明説明（2) 使姐合接收信號的比率成為最大。實際等化涤僅以單等 化器進行，比每一分路含有等化器的接收機製造成本低， 且能苻合未來歐洲楗勡無線電糸统的要求。 根據Viter bi方法的單一等化器矩陣，其等化器包含評 估配置可用K評估第一及第二和，同時自評估配置的第一 及第二和產生Viterbi方法的等化器。 在傳输糸统中，如皤時間改變的楗動無線電糸统.至少 一接收分路的接收機，包含用以匹配預定期間預估脈衝響 懕與傳输要求的匹配装置，可大為改菩其傳输品質。若預 估脈衝坩應僅匹配一接收分路，則可進步減少製造成本 Ο 匹配装置僅在較大的預估最大比率姐合接收分路中匹配 預估脈衝響應不但可減少成本且不損失品質。如此可在G S Μ糸统中執行所諝的最大比率組合，例如兩接收分路僅有 單一信號處理器，傅統上皆使用兩同型的信號處理器。

Viterbi等化器的等化係在兩接收分路姐合後才發作用 *其中矩陣係根撺下列公式形成： L . λ (Sn-jJ.Sn)=_Re{Cn(Yn ~ Σ C η - ^ Ρ ^ ) } · 經濟部屮央標準：：τ Α工消«合作社印3i (請先閲^背而之注意亊項孙艰窵本頁) 其中 cn = Jp-2bn 其中位元表示Sn-i狀態轉換至S„狀態，丫„表 示第一和，θα表示第二和，η表示取樣瞬間及1表示有 限的前位元數，此棰方法可猙少很多的成本。 -5 - 本紙乐尺度边用中因BlSUi準（〔Ν5)ΉίίΗΜ2Η1χ29/公及) 00620 五、發明説明（3 ) Λ 6 Η 6 經濟部屮央櫺準灼员工消作合作社印¾ 在發射資料順序中的訓嫌資料順序可用以補償失冥•利 用儲存在接收機中的資料順序比較，可個別預估各接收分 路無線電傳艙鏈的脈響應，利用預估脈衝響懕可最佳複 製無線《傳输鐽。 本發明將Μ圔示實施例進一步加以說明，其中： 第1圖係一傳輸糸統包含一接收櫬及兩接收分路； '第2圈係發射頻道的頻道横式；及 第3至5圖係等化器狀態圖。 第1圖為G SM糸統的分集接收機，包含兩接收分路 a,b。姐合配置10可用以姐合兩接收分路a,b。所接收信號 ^,^首先各加至一接收霣路53,51)，包含1^接收段及配置 可在基帶中產生正常及正交分量。在接收霣路5a，5 b输出 端的信號z«,各加至由接收分路a,b預估脈®響懕HI,H2 驅動的K接匹ffi濾波器l«,lb(IF)。各預估脈衝響應 H1,H2係利用預估電路4a,4b形成。預估霄路4a,4b供有信 號ζ·,zb及儲存在記憶中的比較資料顒序V，如DE 40 01 592-A1所述。例如，在無線電傳输開始時，步驊1係利用 接收信號ee，eb及ze , zb所含訓練資料顒序•經比較預估霣 路4a, 4b中之資料順序而測定預估脈衝響懕H1,H2。傳输時 此種響應進一步匹配改變之無線電要求。各預估霣路 43,41)包含匹配電路23,21)，供有信號％,21>及姐合配置10 的_出信號9°頻道脈衝響懕H1,H2亦可利用.預估霣路 4a, 4b根據不同方法，尤其是z^Zb不含訓練資料順序時， 加Μ預估。

Tk 先 閲 讀 背 而 之 注 意 事 項 寫 裝 訂 線 本紙張尺度边用中a國家楳準（CNS) T4規格（210x297公;《：) 66 ΛΠ 經濟部屮央標準局EC工消赀合作社印¾ 五、發明説明（4) 在匹配《波器la,lb嫌出端的兩信號ζ·’，ζ〆加至倍乘器 Ml , M2。由倍乘器Ml, M2執行Ζ·、zj加權，即以個別接收 分路瞬間雜訊功率σι2, 反比值加權，個別接收分路 的雜訊功率σ ι2,σ 或反比值1/σ ι2·1/σ 22係由各霣路 3a.3b自信號ζ·.zb預估脈衝響應Η1.Η2及比較資料順序ν 產生。倍乘器Ml,M2的鎗出信號Μ第一加法霣路11加在一 起形成第一和S1。第一和S1加至配置7用Μ計算等化器3 矩陣，等化器自矩陣計算输出信號9。另外•脈衝響應 (11,{12的自生相關函數厶1,42由自生相《形成霣路68,61)根 據兩接收分路a, b的預估脈衝響應Η1,Η2產生。電路6a,6b 输出加至倍乘器M3.M4評估瞬間雜訊功率σ χ'σ 22的反比 值，接著將倍乘输出信號以第二加法霣路12將其加在一起 形成第二和S2。等化器3係根據Viterbi方法，其矩陣係 得自第一及第二和S1.S2。 各分路a, b的信號ζ-, 僅利用單一等化器3等化，故可 比每一分路含一等化器的接收機較節省成本。在本發明簧 胞例之一中•個別接收分路的預估脈衝響應H1,H2在等化 時利用匹配電路2a,2b在預定時間期間加以調整以符合傳 输要求，Μ改菩傳输品質。另外，特別是在滅少製造成本 方面，頻道脈銜《應Η1,Η2匹配可僅在一預定的接收分路 a或b進行。此棰調整在分路a或b之較佳者中進行•因 為在分集接收的情況，接收品質主要係由分路中較佳者決 定。藉横擬作用可證明快速脲衝響應並不會造成明顯的劣 化0 -7- 本轼浪尺度边用中B S家標毕（CNS) T1!規格（210X297公；Ϊ) 先 閲 ifi 背 ift 之 注 意 Ψ 項 寫

2〇〇62〇 五、發明説明（5 ) 一 第2圖發射頻道棋式係根據在瞬間η接收信號的取樣值 僅與瞬間η發射的位元及前位元有限數L直線相依的觀念 。此種發射頻道包括調制，HF頻道·收發濾波器及相加性 雜訊及取樣可作為個別接收分路的基本觀念，發射頻道的 傅输性質可由濟波器係數.....^及相加性重fl雜訊的 统計性質說明。傳输横向濾波器位元及b„位元之前的^ 位元，形成一線性姐合使分路k在瞬間η 的取樣值Ζκ、由下式形成

L Z k . η = Z Cr»-jJ .hk.ii, + Vn 係數hk.chu____“.<_表示分路頻道脈衝響應的取樣 值。例如，訓練順序包含可供發射器及接收器使用之位元 順序，可用Μ等出滹波器係數，每次收到訓練資料順序即 調整滤波器係數使横向濾波器输出信號呈現與接收信號適 當部分最大的對應。此種操作通稱為頻道預估，例如· 經濟部屮央標準而A工消费合作社印奴 A. Bayer發表的"Correlative and Iterative Channel-Estimation in Adaptive Viterbi Equalizers for TDHA Mobile Radio Channels "ITG Fachbericht 109, 'April 1989 出版於 VDE Fachbericht 107. VDE Verlag, Berlin, pp363-368.併此供參考。 雑訊Vn通常M方差雑訊功率）表示。例如各接收分 路方差的預估σ2。在G S Μ接收楗中此棰預估可形成於 各時楢中，例如•利用預估脈衝W懕及訓練順序，如德國 -8- 本紙張尺度边用中理Η S榀1MCNS) Ή玫格（210x297公犮） Λ 6 Β6 200620 五、發明説明（6) 先 閲 5ft 背 而 之 ί主 意 事 項 4 % 知 専利申講 P 40 01 592.0 (1990/01/20 申請） 第3圆為Viter bi方法的等化器狀態圈。此種方法銳明 通常M2的L次方節點為一行、在第3圔中L環揮為3。 各節點代表位元的姐合之一。L即為睡發射位元之前的位 元數·其預估位元影響可供等化及對應第2·頻道棋式的 記憶元件數。道些位元的各種姐合K列狀態表示·狀態圖 有多數的水平列。各行指定有特定取樣瞬間i-3,i-2,i-l ,ί,ί+l。個別二進位值（如第3圖000...Ill)可視為節點 狀態。 在狀態圃中|相同狀態者通常指定於列節點，而指定於 埴些狀態的二進位值顒序係表示左邊的二進位值為最近發 射的位元*下個二進位值即為第二個最近發射的位元，依 此類推，在二進位值h之前傳艙的狀態即可由位元顧序 bi-i，bi-2，bi-L界定。 當接收到新取樣值Z,時，二進位值0及1二者即可指定於 在瞬間發射的位元•例如，當b1：=0時，位元順序010變成 0010及0101，畨！)—〗時，該順序即指定下個轉移狀態，從 010狀態到分別之001及101，由於新位元有兩種位元值， 經濟部屮央標準局贝工消坨合作杜印Μ 故各狀態通常僅有兩狀態轉移，即自原狀態行至其右側之 状態行。 在第3圈狀態圖中，所有此種可能的轉移皆以箭頭表示 。例如•自節點X有兩筋頭*其狀態在瞬間i偽指定為位 元顒序010如圃示，一方面，在瞬間ί+l指定狀態001，即 0轉移至節點y ·及另方面*在瞬間i+Ι指定狀態101,即 本紙Λ尺度边用中Β Β家楳iMCNS)lM規格（210x297公没) 200620 Λ 6 η 6 經濟部屮央標準而只工消疗合作社印奴 五、發明説明（7) 1轉移至節點ζ。 在每次自一節點至下個節點的轉移，預估此種轉移的機 率。在相鄰節點行的節點之間串接相隨轉移成為一路徑。 此路徑與重建之二進位順序.....有相同蕙義 。Μ乘法姐合路徑的個別轉移機率即可測定路徑的整個機 率。 為計算自一狀態轉移至另一狀態的機率* Κ狀態涸別二 進位值為横向濾波器的输入參數 ci,...cu,如第2圈示。第一個输入參數Q通常界定自前 一狀態至下個狀態的轉移及下假输入參數h-rL.....b,-,. 界定延遲之吠態S1·^。横向濾波器的输出約為瞬間i所呈 現之ζ值，若Μ位元順序作為输入參數 發射及接收於無線霣傳蝓鐽，則該值即可代替未干涉之接 收信號的取樣值。烴比較输出值2^與接收信號的真正取樣 值Z ^即可找到最有可能發射的順序b i , bi - .....b ^ ^。 從一狀態至速續狀態的大轉移機率並不充分保證此種轉 移係正確的。小干涉或雜訊可意外造成最可能的轉移並沒 有發生。要獾得較正確的狀態轉移預估及預估翊收到的數 位取樣值的二進位值*須考董目前整涸信號行為及所有狀 態轉移累積機率，即所考量瞬間的2的L次方狀態之一的 機率。因此，整個櫬率參數指定於各狀態，各狀態參數形 成與形成整個機率的方式相似，即以乘法组合導至此種狀 態之個別狀態轉移的所有個別機率參數。 所謂的矩陣可代替機率參數，矩陣可從各機率參數的負 -10- 本紙張尺度边用中HB家標準（CNS)甲4規怙（2]0X297公龙）

(請先閲讀背而之注意事項#填寫A 裝. 訂· ·· 線- 200620 經濟部屮央標準而A工消代合作社印2i 五、發明説明（8)

對數計箕。其優點為僅須將矩陣相加一起即可得整個楗率 ，而個別楗率參數則須相乘。 因此，可測定2的L+1次方的每種可能狀態轉移的矩陣 增Μ。 本發明計篝矩陣增量係依公式： Λ (S.-ί ,Sn)=-Re{Cn(Yn-£

Pi ) } 其中 cn = {-2bn 其中位元及bn表示自狀態Sn-i轉移至狀態S„。y„說 明第一和及說明第二和，而η表示取樣瞬間及1為前 位元之有限數。yn係加權相加匹配瀘波器la,lb(第1圖） 及1而獲得· 1=0,1----L係各接收分路預估頻道脈衝堪懕 的自生相翮函數相加。下式表示在K接收分路中獲得一 y η K Yk, 與 L Σ k-〇 -phi 其中： ¢7 k2表示分路k.hk'o.h/i.....\的預估雜訊功率* 預估之頻道横式係数如第2圖之K分路（上標星號表示使 用共軛複數值hzx'i.Zk、.....Zk'N表示在分路k之時槽 期間所接收到之信號取樣值|其值可等效代表接收信號的 基帶。 11 (請先Ml-ift背而之注总本碩-in项窍本頁) 本紙張尺度边用中 affliii半（(：Ν5)ΐΗΰίίί5(2]〇Χ29νί·ΐ) 200620 Λη 6 五、發明説明（9) 另外 Κ Σ Ρκ，

與 Ρ ·-?= Σ 最後兩公式係供頻道脈衝w懕改變時計算用，不適用於 狀態轉移（格子步發！）。在G SM系统則需要，例如，僅每 十分之一的格子步驟。 Viterbi方法的實際等化係集體作用於所有的接收分路 中。例如，包含兩接收分路的接收楗可在AT & T的DSP 16A型單一信號處理器中執行所謂的兩接收分路的最大比 率，通常需要兩個此型處理器。 揭示之接收櫬，如G SM糸统中所使用之GMS1(調制，揭 示之方法亦可使用於發射數位資料的整個發射路徑.其資 料可包含誤差修正及/或同步用之冗餘位元，視接收之输 入可代表一線性糸统或至少能以近似線性系統加Μ表示， 此掲示方法並不僅限於如GSM系統的時槽结構。 (請先閲-;*.?背而之ii-lv?事項巩艰·筠木頁) 經濟部屮央梂準灼员工消仰合作社印5i 本紙法尺度边用中a S家榀準（〔Ν5)Ή規彷（2]0x29‘/4及)

Claims (1)

1. 200620 at B7 C7 ___D7_ 六'申諳專利範面 1· 一種接收機（5a,5b ,10)包含至少兩接收分路（a,b)及 包括一配置（10)用以姐合接收分路（a,b)>其特微在 各接收分路（a,b)包含一匹配濾波器（la, lb)及配置 (6a,6b)，可形成各接收分路（a,b)每一預估脈衝響應 (H1,H2)的自生相闞函數（A1,A2)·其中接收機 (5a,5b,10)包含第一加法鼋路（11)，可將以匹配滹波 器（la,lb)加權因數加褶之输出信號（Ze,Zb)相加一起 形成第一和（S1)及一第二加法®路（12)，可將以加權 因數加«之接收分路自生相闥函數（A1,A2)相加形成 第二和（S2)及包括等化器（3, 7)用以評估第一（S1)及 第二（S2)和，加權因數約與各接收分路（a,b)之瞬間 雜訊功率（σ ^,σ 22)成反比。 2. 根據申謫專利範圃第1項之接收機，其特微在等化器 (3,7)包含一評估配置（7)，可用K評估第一及第二和 (S1,S2)，同時可自評估配置（7)中之第一及第二和 (51,$2)產生以“丨丨6「15丨方法為基的等化器（3,7)矩 陣。 略 3. 根據申請專利範围第1 ϋ項之接收機，其特微在至 少一接收分路（a,b)的接收機（5a,5b,10)包含匹配裝 置（2a,2b)可在預定期間匹配預估脈衝響懕（H1,H2)與 傳输要求。 經濟部+央標準局S工消費合作社印製 (請先閱讀背面之注竞事項再填寫本頁) 4. 根據申請專利範圍第3項之接收機，其特微在匹配裝 置（2a,2b)僅匹配在接收分路（a,b)中有較大之預估最 大比率姐合的預估脈衝響懕（H1,H2)。 -13- 本紙張尺度適用中國國家標準（C Ν' S)甲4規格（210 X 2 97公货)

   〇〇62〇 六、申請專利範® 5·根據申請專利範圍第2項之接收機’其特徴在矩陣係 根據Μ下公式形成： L Σ λ (Sn-f，Sn)=_Re(Cr>(Yi 其中 c„ = _P-2b„ 其中 b„-L...bn 表示狀態 轉移至 狀態 S„=(b„-LM, 表示第一和（si)及 P :表 示第二和（S2)，η表示取樣瞬間及1表示前位元的有 限數。 6 . (請先閲請背面之注意事項再填寫本矿) 根據申謫專利範圍第1項之接收機’其特徴在接收機 (5a,5b, 10)包含一預估電路（4a,4b)可用Μ測定預估 脈衝響應（Η1,Η2)，同時各接收分路（a，b)的預估脈衝 響懕（H1,H2)可依據儲存於接收楗的比較資料順序 (V )及發射資料順序所含訓練資料順序加以個別預估 Ο 根據申請專利範圍第1項之接收機，其特微在發射資 料順序包含訓練資料順序，可藉儲存於接收機的比較 資料順序個別預估.各接收分路（a, b)的無線《傳 脲衝響懕。 經濟部屮央桴芈局β工消費合作社印製 -14- 本紙張尺度適用中國g家榀準（CNS)甲4規格（210x297公诠）