JPH06504414A - 特にフェーディングするチャンネルのチャンネル等化 - Google Patents
特にフェーディングするチャンネルのチャンネル等化Info
- Publication number
- JPH06504414A JPH06504414A JP3517145A JP51714591A JPH06504414A JP H06504414 A JPH06504414 A JP H06504414A JP 3517145 A JP3517145 A JP 3517145A JP 51714591 A JP51714591 A JP 51714591A JP H06504414 A JPH06504414 A JP H06504414A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- symbol
- estimator
- signal
- channel
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
特にフェーディングするチャンネルのチャンネル等化本発明はデジタル無線機に
関し、特に、これに限定されるものではないが、デジタル・セルラー無線機(d
ig山1 csllulxr rgdio)に関する〇デジタル・セルラー無線
システムに使用される変調の形は、その無線システムが使用される無線環境によ
って決まる。
一般的に、セルが大きくなり勝ちで、無線通信が低い信号対雑音比(SNRs)
(SN比)と低い信号対妨害波比(Sl比)になる広域セルラー無線システムに
は、バイナリ−変調が好んで用いられる。バイナリ−変調の利点は、C級増幅が
用いられ、その高い効率によって手持ち電池の寿命が、直線増幅を使用した場合
に比し長くなることである。デジタルの信号処理は実質的にビットで行われるの
で、バイナリ−変調は、スピーチのコーディング、チャンネルのコーディング及
び等化と容易に両立する。
時と共に、より高いビット比がセルラー無線システムにめられるようになって来
ている。送信されたビット比はマルチ・レベ/IIIJによって大きくすること
が出来る。この場合、各記号は1より多いビットを運J4チャンネルのバンド幅
は大きくする必要はないが、バイナリ−変調に係わる多くの利点が失われる。特
に、効率の悪い直線増幅が必要で、レシーバ−のSNR(信号雑音比)レベルを
高くして使用しなければならない。然し、マイクロセル又はピコセル(pico
csll)を使用すれば、これらの困難は大幅に減少する。これらの小いさなセ
ルに対して、高速道路で数キロメートルから、事務所のある通りから200メー
トル区域間での範囲の場合、放射パワーは10mW以下でよく、場合によっては
、数マイクロワット程度で良い。これは比較的高いSNR環境、例えば25dB
、で使用することが出来、効率の悪い直線増幅でも僅かしか電池を消費しない。
事務所の建物の中で多くの高いビット比の通信が行われることがあるので、これ
らの建物の中の移動システムの能力は非常に高くなければならない。ビデオ、オ
ーディオ−コンピューターデータ及びその他の通信を動かすのに必要とする高い
ビット比は、マルチレベル・システムの記号比を高くして、移動無線チャンネル
が分散を示すようにする必要がある。分散及びフェーディングを受けているマル
チレベルの信号、例えばマルチレベルの直角振幅変51 (Quxd田ure
Ampl山deModulxlion ) (QAM)の等化を行うことは容易
な仕事ではない。
送信される記号の継続時間(dunlion)がチャンネルの遅延スプレッド(
spr*xd)より非常に大きい場合、チャンネルはナローバンドの無線チャン
ネルとして動作すると言うことが出来る。その結果、受信したマルチパスの信号
がフラット周波数フェーディングを受ける。マルチパス信号がドミナント・パス
を持っているときは、リシアン・フェーディング(Rician fsdiB
)が起きる。ナローバンド−チャンネルで経験する最悪のフ二一ディングはレイ
リーφフ二一ディング(Rx71!igh fading )で、非常に深いフ
ェードが発生し、たとえ平均SNRが高くてもバースト・エラーが起きる。
セルの大きさを小さくすると、ディレー・スプレッドが減り、通信記号比が増加
し、一方、フラット・フェーディング状態を維持、即ち、記号間妨害(I S
I)となるチャンネルの分散を避ける。セルの大きさがマイクロセル、例えば、
事務用マイクロセルの寸法にまで小さくなると、送信記号比はメガ−記号/S以
上に増加する。
然し、非常に小いさなマイクロセルであっても、遅延スプレッドが記号の継続時
間及びISIの結果ど比較できるようにすることが出来る。ISIは記号のイン
ターリーブとチャンネルのコーディングを使って戦うことが出来る。ISIがき
つくなったときは、チャンネル等化を使ってその影響を和らげる必要がある。
色々な型の等化システムが知られている。それらの殆どは、マルチレベルQAM
よりも、バイナリ−変調と協動するように設計される。等化装置の主な型は直線
型(LE) 、デシジョン・フィードバック型(DFE)及びビテルビ(Vil
erbi )型である。一般的に好まれている等化器はビテルビ等化器で、これ
は、その理論的に最適の動作により完全なチャンネル・サウンディングを与える
からであるが、残念なことに、QAMにとっては、212以上のステートを必要
とするので複雑である。
普通のQAMシステムは、例えば、電話線回路またはポイント・ツー−ポイント
・無線リンクのごとき、固定リンクについて作動し、この場合、周波数の選択性
は一定又は可動チャンネルに比較して変化が非常に遅い。一般的に、ISlを克
服するのには直線型等他藩が適している。この等他藩は、チャンネルの分散が変
化すると、そのタップ係数が自動的に調節されるようにして使うことが出来る。
時にはDFEが使われるが、これでも良い。
本発明の第1の実施態様により1つのデジタル無線システムで、複数のモジュレ
ーション・レベルを使用して無線のチャンネルにデータ記号を送信するものが提
供さね、これが、複数レベルのモジュレーション信号を受信するレシーバ−を含
み、この場合、受信した信号が、受信した複数のモジュレーション−レベルの信
号によって表される記号のmlの推定値を与える第1の記号推定器と、上記信号
によって表される記号の第2の推定値を与える第2の推定器とによって処理さね
、第1と第2のアウトプットが同じか、又は、所定の関係を持つ時、第1の推定
器のアウトプットが送ら瓢これら常連と異なる場合、jlI2の推定器のアウト
プットに基づくアウトプットが送られる。
本発明の第2の実施態様により、受信した複数レベルのモジュレーション信号の
処理方法が提供され、ここで、受信信号が、複数のモジュレーション争レベルの
信号によって表される記号の第1の推定を与える第1の記号推定器、及び、上記
信号によって表される記号の第2の推定を与える第2の推定器により処理され、
第1及び第2のアウトプットが同じか又は所定の関係を持つ時に第1の推定器の
アウトプットが送られ、これら条件と異なる場合には、第2の推定器のアウトプ
ットに基づくアウトプットが送られる。
本発明の第2の実施態様により、デジダル無線システムのデジタルデータ記号を
表す受信した複数レベルのモジュレーション信号の処理方法が提供さね。これが
:受信した複数のモジュレーションニレベル信号によって表される記号の第1の
推定を行い;上記信号によって表される記号の第2の推定を行い;第1及び第2
の推定が同じか又は所定の関係を持つ時、第1の推定をアウトプットとして送り
、これら条件と異なる場合は、第2の推定を送る、手順を含む。
本発明の好ましい実施例について、以下添付した図面を用いて説明する。
図1は、本発明の実施例に用いられるマルチ・レベルQAM星座図、図2は、本
発明の実施例によるシステムのブロック図、図3は、例としてチャンネル・サウ
ンディング・データを列記した表、図4は、実施例の一部を形成する直線等他藩
(L E)を示す模式図、図5は、実施例の一部を形成するデシジョン・フィー
ド・バック(DFE)等他藩を示す模式図、
図6は、実施例の一部を形成するダイパーシティ結合システムを示す模式図、図
7は、図6のRAKE結合器の動作を示す模式図、図8は、ナロー・パン販びブ
ロード峠くンドのQAMのBERの挙動を示すグラフ図、
図9は、DFE及びRAKE結合器の相互作用を示す模式図、図10は、RAK
E結合器によって構成された1ウィンドウ記号等化器の挙動を示す図、
図11は、本実施例のシステムのBEHの挙動を示すグラフ図、図12は、各種
の追加コーディング計画におけるBERの挙動を示すグラフ図、図13は、ディ
ファレンシャル・コーディングのある場合と無い場合とにおけるBERの挙動を
示すグラフ図、
図14は、各種の反復コーディング計画のBERの挙動を示すグラフ図、図15
は、ダイパーシティ−とBERとの関係を示すグラフ図である。
先ず図1を用いて、本発明の好ましい実施例を、図1に示す位相及び振幅の星座
を持つマルチレベルのQAM計画との関連で説明する。勿論、他の星座を使用す
ることも出来、図1はただ説明のために使用するものである。
次に図2において、本発明の好ましい実施例は、送信部分1と受信部分2とを持
つデジタル移動無線機を提供する。送信部分1からの信号がチャンネル3即ち無
線チャンネルを経て、受信部分2に送られる。信号ユニ・ディレクショナル・チ
ャンネルシステムが示されているが、このチャンネルは必要に応じてマルチ・チ
ャンネル及びパイ・ディレクジラナルであっても良く、これは公知である。
システムの送信部分1はデータ・ソース11と、チャンネル・サウンディング・
シーケンス・ソース12とを持っている。データ・ソース11は、例えば、エン
コードされたデジタルψボイスΦデータであっても良い。
システムの受信部分2は図2に示すデータ回収セクションを持ち、これが、必要
なデコーディング・セクション等(図示無し)にアウトプット(o/p)を送る
。本発明の実施例は、特に、図2に示すデータ回収セクションに関係し、デコー
ディング・セフシラン等は当該技術者に公知の適宜のもので良い。
送信部分1及び受信部分2は、当該技術者が容易に理解するごとく、無線チャン
ネル3を経て送信する無線信号の送受信に必要なサブシステムを含んでいるもの
と解釈願いたい。
受信部分2のデータ回収セクションは、図2に示すごとく、チャンネル3から受
け取ったインプット信号をチャンネル推定器21に選択的に送るための第1のス
イッチSWIと、第2のスイッチSW2とを持っている。チャンネル推定器21
はアウトプットを直線型等化器(L E)のタップ計算器22に送り、これがア
ウトプットを収斂試験器23に送る。第2のスイッチSW2が選択的にチャンネ
ル3からのインプット信号(スイッチSW1経由)を直線型等化器(LE)23
か又は1記号ウィンドウ等化器(OSWE)25及びデシジ言ン・フィードバッ
ク等他藩(DFEs)26−1から26−10のアレーのいずれかに接続する。
第2のスイッチSW2は収斂試験器23の制御の下で動作する。チャンネル推定
器21のアウトプットは更に直線型等化器23と1記号ウィンドウ等化器25と
及びデシジョン−フィードバック等化器26−1から26−10に送られる。1
記号ウィンドウ等化器(OSWE)25はRAKEコンバイナーによりて構成さ
れている。データ回収セクションは、スイッチSW1が入ってくる信号を送るよ
うにセットされるのか否かによって、LE24又はDFEIO(26−10)か
らのアウトプットを、LE24又は0SWE25及びDFEs1〜10 (26
−10)に送る。
直線型等化器(LEs)及びデシジョン・フィードバック等化器は公知であるが
、本発明に関連したこれらの動作の理解を助けるために、以下に説明を行う。
1記号ウィンドウ等化器(OSWE)の機能の説明は、以下に、05WEが基礎
とするRAKEコンバイナーの一般説明と共に行う。本発明の実施例のLESD
FEs、及び05WEの相互作用を次に説明する。
αI編灸塁2等イし2腎
直線型等化器(LE)システムの基本的構造が図4に示されている。受は取った
信号51が遅延チェーンに通さね、アウトプットI、が可変係数CMを持つタッ
プを用いて掛は算を行うことによって引き出される。即ち、ここでは(2に+1
)のタップがある。便宜上、図4ではに−2とする。係数C、を引き出す方法は
いろいろある。チャンネル・インパルス応答が時間不変だとすると、この係数は
一定である。然し、多くの場合、チャンネル・インパルス応答は時間によって変
化するので、タップ係数は変数である必要がある。大部分の直線型等化器は、等
化したアウトプットを最も近い星座点と比較して係数を修正し、誤差を小さくす
ることによって、これらの係数を調節する。普通、最小二乗法の形がこれらの調
整に使われる。これは、低いBERsでチャンネルを緩やかに変化させるのに適
している。BERがある限界値を越えると、間違った記号がデコードさtk従っ
て間違りた調節がタップ係数に行われるので、壊滅的失敗となる。これらの調節
の悪い係数は更に信号を歪め、エラー等の可能性が増加し、完全な失敗に帰する
。
正規にトレーニング・シーケンスを使用し、係数の値が最適値に近付くようにす
ることによって、システムを丈夫なものにすることが出来る。例えば、データを
ブロックに分割し、各ブロックの初めに、既知のシーケンスを通す。この方法を
更に、収斂トレーニングと、通された既知のシーケンスによるチャンネル中サウ
ンディングと及び受信器における処理とにサブ分割することが出来る。収斂トレ
ーニングにおいては、既知のシーケンスを送ることが出来る。受信器はこのシー
ケンスを知っているから、その期間中にデコーディング・エラーは発生せず、従
って、係数を、殆ど失敗の危険性無しで、最適値に向かって調整することが出来
る。正常なデータ送信の間、この係数は変えずに置くことも、トレーニング期間
中に使用したものと比較して更に入念で新しいルールによりアップデートのもの
に変えることも出来る。
既知のシーケンスの送信が用いられる別の方法は、チャンネルを周期的にサウン
ドして、係数をセットし、複雑な変換算法の必要性を無くす方法である。既知の
シーケンスとして最大長さの疑似ランダムQバイナリー拳シーケンス(PRBS
)を送ることによって、チャンネルをサウンドし、これを、入ってくる信号の予
想した遅延スプレッドが起きる各記号間隔のため受信器の中に保持されたそれ自
身のレプリカに相関させる。最大長さのPRBSsは、遅延ゼロの自己相関関数
の振幅がコードの長さに等しいと言う性質を持つが、オフセット・ディレーに対
しては自己相関関数は−1に等しい。この自己相関が、1または−1の結果を与
えるXOR関数で行われる。チャンネルがたとえサウンディングの間にディープ
Φフェード(dup fxdりにあっても、我々は少なくともその事に気付き、
対策をとることが出来るので、これは我々の好ましいシステムである。チャンネ
ルをサウンドしたならば、LEのタップ係数を計算できる。無限長LEの最適係
数はインバース・フィルタの値である。ベースバンド等価の送信信号がXで、チ
ャンネルのベースバンド・インパルス応答がgとすると、受信器へのベースバン
ド・イクイバレント・インプットは、
y=g*x (4)
である。ここで、本はコンポルーシランを記号化したものである。インパルス−
レスポンスCを持つ受信器における等他藩では等化アウトプットについて次の式
が成立する。
C1l’l)I諷c*g*x (5)
これがインプットXに等しくなるためには、CLg−δ (6)
ここで、δはユニットeパルスΦシーケンス0.0.0.・・・]。Z変換を式
(6)に適用することによって、G (z)の2変換を持つチャンネルを等化す
るのに必要とするフィルタの2変換が得られる。即ち、実際には、チャンネル・
レスポンスは有限長であり、これを次の式で現すことが出来る。即ち、
G (z) =g (0) +g (1) z−’+−+g (n) z−”
(8)ここで、g (0) 、g (1)・・・g (n)はフィルター係数で
ある。その逆フィルターは次の2−変換を持つ。即ち、
ここで、C(の、C(1)・・・は等他藩係数の無限長シーケンスを形成する。
ISlが弱いものだとすると、このシーケンスは迅速に減衰し、等他藩係数、即
ちc(n)、は大きなnに対しては無視される。マイクロセルにおいては、IS
Iは一般的にこの基準を満足し、1/G (z)のこの長い除法によりLEの係
数、c(n)、をセットすることが出来、余り計算努力を必要とせず、リアルタ
イムで実行することが出来る。我々のチャンネル・フィルターが、G (z)
−g (0) +g CL)f’+−・−+1z (n) z−” (10)を
応答したとすると、
ここで、g (n)は複素数であるから、等他藩の複素数係数は、cl= (−
cg xg (1))/g (0)既知のシーケンスを周期的に送るこのシステ
ムは、バンド幅の増大を犠牲として改善された性能を示すが、トレーニングの間
のチャンネル変更が、収斂算法の作動を困難とするような場合は、この収斂シス
テムに問題が発生する。
第1のパスが10dBのフェードを受ける表1(図3)のインパルス応答の場合
と同様に、インパルス応答に単一の主パスが無い場合は、LEの係数は、適切な
nの値を得るために減衰することが出来ない。この場合、この長い除法によって
計算された係数は、最早、有限長の等他藩にとって好ましい係数ではない。有限
長の等他藩の係数として好ましい値はさらに複雑な方法[11]によって見出だ
すことは出来るが、直線型等他藩は最早適当でない。1つのフェードに従うイン
ドア・インパルス応答の第1のパスを持つ10のタップと、有限長等他藩に対し
て好ましくセットされたタップ係数とを持つLHのシミュレーションは、LEが
十分には演算の手順を行わず、係数処理に相当の時間を必要とした。
デシジョン・フィードバック型等他藩(DFE)一般的DFEの構造が図5に示
されている。その動作は次の式によってモデル化される。
ここでIはアウトプットであり、■は、送信された記号、普通、デコードされた
アウトプットに最も近い記号、に関し受信器によって成されるデシジョンである
。
この等他藩はフィードフォワード及びフィードバック・セクションから成り立つ
ている。フィードフナワード・セクションは直線型等化器と同じであるが、フィ
ードバック・セクションはそのインプットに違いがある。受信器インプット信号
を使用する代わりに、送市己号についてデシジョンが行ゎゎ、この値がフィード
バック・セクションにパスされる。このことにより多くの利点力(得られる。フ
ィードバック・セクションにパスされたデータは、最早ノイズを含まず、妨害キ
ャンセルの精度が増大する。又、フィードバック・システムの構造は、フィード
バック・レジスタの長さが、入ってくる信号のディレィ争スプレッドと同じ長さ
でありさえすれば良い。これは、長さがインバース拳フィルタ・レスポンスによ
って支配され、ディレィ・スプレッドより大きいオーダーになりゃすい直線型等
化器とは対称的である。係数の調節は直線型等化器に似ており、アウトプットと
最も近い記号との間の差を使ってタップを更新したり、トレーニング・シーケン
スを使うことも出来る。チャンネルがサウンドされたならば、正しいフィードバ
ック係数はチャンネル・インパルス応答のサンプル値である。フィードフォワー
ド壷セクションの係数は、インバース−フィルターリングの手順を用いて引き出
されねばならないが、実際には、フィードフォワード・セクションはDFEsに
は滅多に必要としない。これは、インパルス争レスポンスが、普通、比較的長い
下降が後に続くピークへの急速上昇から成り立っているからである。
低いBERでも、DFEの性能は、普通、直線型等化器よりも優れている。これ
は、フィードバック・インプットのノイズの除去及びフィードバック争システム
の頭を切られていない長さとによる。然し、DFEは直線型等化器より破滅的失
敗を比較的起こしやすい。これも依然として、間違った係数の更新に関する同じ
問題を抱えているが、更に、不正フィードバックの可能性がある。不正デシジョ
ンが行われると、フィードバック・セクションからの妨害キャンセルの信号が正
しくなくなり、次のデシジョンを行うときエラーの発生する可能性が増大する、
等である。更に、DFEは一般的に、正しい信号をフィードバック・レジスタに
戻すことがほとんど不可能になるような、信号更新時の失敗から回復することは
出来ない。このため、DFEはレイリー(R1山1th)フエーディンクグ・チ
ャンネルに使うのは不適当で、これは、最初のフェードで大失敗をするし、次の
トレーニング・シーケンスが送られてくるまで回復することが出来ないからであ
る。
レイリー−フェーディングの作用
レイリー・フェーディング環境の中で送信するとき、フェーディングに対抗して
用いられる色々な対抗手段がある。移動サブスクライバ−は、システムを破壊す
るディープ・フェードに常に悩まされている。この状態に打ち勝つために、周波
数ホッピングがしばしば用いられる。データがブロックに分割され、各ブロック
の終りに、チャンネルのコヒーレンス・バンド幅の外の新しい周波数に向かって
ホップ(hop )が行われる。チャンネルがブロックのスタート時にサウンド
さね、新しい周波数におけるインパルス応答を確認する。ブロックの中央でのサ
ウンディングでは良い結果が得られるが、多くのメモリーを必要とするので、簡
単化するためにここではこれを行わない。次に、データの次のブロックが送られ
る。
各ブロックの大きさを選択して、ブロックが送られているときにチャンネルが余
り変化しないようにしなければならない。然し、データのスループットを高く保
つために、チャンネルのサウンディングの回数は出来るだけ少なくすべきである
。
最適のブロック−サイズは移動速度に関係する。
適用した直線及びDFEsのシミュレーションは、上述した大欠点により非常に
不満な結果を示した。同じ問題が、チャンネルψサウンディングを行ったDFE
sでも経験された。チャンネル・サウンディングを持つ直線型等他藩が最も有望
な性能を示した。
我々は、星座の0度における最も外側の記号にPRBsをマツプする必要がある
ので、パイナリ−−モジニレ−シラン法を用いたチャンネル拳サウンディング法
はQAMのために若干の変更が必要である。最外側の記号を使用することによっ
て受け取るSNRが最大となり、!軸上の送信のみによって、行った移送のシフ
トの測定が簡単になる。■及びQ軸上での相関が別々に行わわ〜位相のシフトが
結果のアークタンジェントを取ることによって見出だされる。使用する下敷きと
なるQAMシステムはディファレンシャル−スター・システム[4]である。
これらの高送信比、8MSym/sにおいてはチャンネルは急速に変化しないの
で、オーバーサンプリング(oversxmpling) [4]は使用せず、
又、これらの初期シミュレーションの複雑性を低く保つことを希望しているので
、64−レベル・コーテッド・システム[4]は使用しない。比較可能のナロー
バンドのシステムは、オーバーサンプリングの無いディファレンシャルφ16−
レペルースターである。フラットφフェーディングに対して16kHzで作動す
るディファレンシャル・16−レベル・スターのBERの挙動、即ち、ナローバ
ンドのチャンネルと、周波数選択可能のワイドバンドのチャンネルに対するLE
を持つ8MHzのシステムとの比較が図8に示されており、ここでは、ワイドバ
ンド−システムの挙動がナローバンド−システムに劣るが、実質的に劣るわけで
はないことを指摘しておく。
LEsとDFEsの作用
我々のシミュレーションにおいて、直線型等化器を持つシステムの挙動が、もし
もあるフェードに対してより許容性のあるものにすることが出来れば、可なり改
善されることが観測された。又、DFEは、もしもエラー伝搬の影響による大失
敗から守ることが出来れば、非常に有力な等他藩であることが観測された。前進
する道は、LEとDFEの両方の利点を利用し、それらの欠点を避けるようにし
た等他藩を考えることである。
係数が減衰する場合を除いて、直線型等化器は前に説明したごとく多くの場合満
足に作動する。この減衰する欠点は最後の幾つかの係数の値を適切な限界値と比
較することによって検出することが出来る。この限界値が係数の値によって越さ
れると、直線型等化器からのデコード・データが高いエラー率を持つであろう。
フェードの間に大失敗を起こさないシステムが必要である。このシステムは、前
のシステムがこのような条件下でほぼ0.5のBERを持っているので、特別に
良く作動する必要はない。
LEが収斂しないような状態において、大破局を避けるためにある形で制限の、
あるDFEの使用を試みる決定を行った。チャンネルを等化する第1のパスは、
RAKE等化器又は[11]との組み合わせを基礎とする好ましい等他藩によっ
て行われる。これは多数のエラーを出すと思われるが、これらは一般的に星座点
の近くにあるであろう。次に再生されたデータを使用して、DFEを大破局から
救うことが出来る。我々はこの好ましい等他藩を1記号ウィンドウ等化器(O3
WE)と呼ぶ。
RAKE結合器
RAKEシステムは等他藩ではなく、ダイパーシティ−〇システムの結合器であ
る。その基本的システムのブロック図が図6に示されている。RAKEシステム
はその構造が最大比結合器と同じである。これは、送信される信号はナローノく
ンドだが、使用するバンド幅はワイドバンドである状態で作動するように設計さ
れており、従って、送信される信号は、ワイドバンドシステムにおいて推定され
るマルチパス・ダイパーシティ−に使用するために、ワイドノくンドにされる。
ベースバンドの信号は、図7に示すごとく、各パルス間にギヤ・ツブを持つ一連
のナロー・パルスとして送信される。ディレー・スプレッドの故に、受信器は各
/ぐパスを人つてくる→のパルスと認識する。正しく作動するために、予想され
る減衰と各パスに発生する位相の変化とを知る必要がある。入って来る各ノくパ
スが、次に、増幅さね、これらの予想される因子によってプローテート(der
olite)され、次に、パルスが互いに加え合わさね、記号決定セクションへ
のイノブ・ソトを形成する。このことが図7に模式図として示されている。適用
係数のアップデート・システムをチャンネル拳サウンディング法の代わりに使用
することが出来るが、これらは余り堅固でない。
RAKEシステムの名前は、1つの信号を形成するために、入って来る全てのパ
ルスの中に「レイクJ (rxke)するところから取ったものである。エキス
トラのバンド幅を利用するために等他藩と組み合わせられるチャンネル・コーデ
ィング法が優れているため、これは滅多に使用されない。
1記号ウィンドウ型等化器(O5WE)この等他藩は、151が一般的にランダ
ム・ノイズとして瓢チャンネル・インパルス応答の継続中に入って来るフェーサ
−(pk*@ors )の大きさと位相との適宜の荷重平均を計算することによ
って、このISIをリモート(r!mote)することが出来る、と言うプリン
シブルを利用している。その作用のブリンシブルを以下に説明すると共に、図1
0に模式図的に示す。先ず、サウンディング・シーケンスからのチャンネル・イ
ンパルス応答を評価する。次に、遅延ビン、最後の有意パス成分を受け取った最
初の有意成分後のm記号期間を決定する。各mビンに対して、そのビンのための
インパルス応答の計測した回転により、送信された星座のコピーを回転する。こ
れによって、チャンネルによって引き起こされる星座の回転を補正する。r番目
の記号について決定を行うために、r番目の記号からのコントリビュージョンを
含む入って来るmQAMフエーザーの全てを受け取るまで待つ。これらのフェー
ザーを適宜の回転星座の上に描く。第1のパス信号に基づ<QAMフェーザーが
、最初のパスを位相シフトすることによって回転された星座で保持される。(r
+1)番目の送信された記号からの第1のパスとr番目のからのISIとを含む
QAMフェーザーが、チャンネルが第2のビン遅延上にインポーズする位相シフ
トによって回転された星座で保持される(bs keld v+fh) s以下
同様。次に、送信されるMフェーザーの各々のために、全ての回転された星座に
ついて距離合計を行う。特に、M番目のフェーザーが描かれた各回転された星座
上の点と受け取った記号との間の距離が見出だされる。各距離が、その遅延のた
めのパス振幅と主マツプのパス振幅との比によって計られる。この計測は、記号
を再生するときの顕著に減衰した遅延信号の重要性を減する効果を持ち、これら
の遅延信号がノイズ及び他の記号からのISIによって高度に破壊されるので必
要である。
時間tにおける記号S に関する距離d は次の式によって与えられる。
m
デカルト値、al及びagはタップiにおけるメジャー・インパルス応答と、メ
インタップとの、それぞれの振幅、μ及びνは回転星座点のデカルト値で、次の
式によって与えられる。
μ 1γ cos (θ +φ、)
+11 fit
ν −γ 5in(θ +φ、) (14)1口n1
γ とθ とは、トランスミツターにおける記号nに関する極性の振幅及び位相
n
であり、φ は推定チャンネル・インパルス応答のi番目の成分の位相シフトで
ある。
各M星座点に対するr番目の信号成分を含む全ての受け取ったmフエーザーから
の距離の合計を見出だした後、最低合計距離を持つ星座点、即ち、dの最小値、
を、送信されたものの中の1つとして選択する。実際の受信信号レベルX1及び
y、を持つ記号がDFEにパスされる。
DFEを持つ05WEの作用
05WEからエラー比を目覚ましく小さくするためにDFEの力を来月する。
LEの係数が減衰してしまったとき、DFEは受け取った信号レベルに作用し、
送信された記号について決定を行う。この決定が05WEのそれと一致する場合
は、その記号がフィードバックψタップにインプットさね、1つのブロックのデ
コーディングの継続のために保持されている決定レジスターに記憶される。これ
が、05WEによってデコードされたものに隣接するQAM星座の中の記号であ
・バックし、新しいデコードされた記号として記憶する。然し、DFEによって
再生された記号が0WSEによって推定された記号に隣接していないならば、0
WSEによりて推定された記号を、DFEによって記憶された記号位置に近付け
るようにして、その近くのものに変更し、これをDFEフィードバック−タップ
にインプットし、これを新たにデコードされた記号として記憶する。
このDFEによってフィードバックされた記号に関する制限によって、最も過酷
なフェードの場合を除いて全ての場合、これを破局から救うことが出来る。DF
Eは同じインプット信号を用いて何回も反復ランすることが出来る、但し、束縛
アウトプット・レジスターがパス毎に変わるので、フィードバック信号は異なる
。シミュレーションの結果、LEが完全に間違った内、非常に高い頻度で、この
反復システムの記号エラー率が非常に低いか又はゼロであることが判った。この
シミュレーションにおける送信信号の知識を用いた各繰り返しは、以前の繰り返
しと比較して、低いか同じ程度のBERを示した。約10回の繰り返しで、最低
のBERに達した。
05WEはチャンネル串インパルス応答の中の最強の成分について自動的に作動
する。DFEsは、普通、最初のパスではない最強の成分のためのフィードフォ
ワードφセクションを持っている。このフィードフォワード・セフシランは実質
的にLEであり、タップ係数は、前述したごとく、逆フィルター法によってセッ
トされる。ここに推奨した等他藩の組み合わせで、大部分のフィードホワード拳
セクシ芝ンを取り除くことが出来る。これは、0SWEが、本来DFEのフィー
ドホワード部分でデコードされるべきデータを既にデコードしているからである
。DFEは、前に述べたごとく、アンタンバード(unjuapersd) 0
SWEアウトプツト、入って来る信号及び引き出されたフィードバック・データ
に作用する。
この等他藩は最初のパスが最強である時のごとき良好な反復収斂特性を持ってい
ない。これは、05WEからモディファイされる前のデータを使用せねばならな
いからだが、これは、LEと比較して、性能の顕著な改善を示す。
このシステムの試験結果が図11に示されており、ここで、その性能がLE単独
のときより顕著に良く、ナローバンド・システムについての改善が見られる。
ナローバンド・システムと比較してのこの改善は、ワイドバンド−チャンネルに
ある優れたマルチパス−タイム・ダイパーシティ−をうまく使っているからであ
る。
エラー修正コーディングの使用
図11に示す結果は、我々のシステムでは十分に等化することの出来ないインパ
ルス応答による残留BERの存在を示している。例えば、室内環境に対して、こ
のシステムは、チャンネルeインパルス応答の中の第1の成分が約10dBのフ
ェードの中にあるときフェール(tail) Lそのマグニチュードが他のマル
チパスのそれとほぼ同じになる。
残留BERを克服するために、効率の良い形でエラー修正コーディングの利用を
考える。一般的FECsはビットをコードし、これらをインターリーブし、これ
らを伝送し、等化を行い、ビットをディンターリーブし、そして、これらをデコ
ードし修正する。好ましい実施例のシステムにオーバーレイされたこのようなF
EC計画の結果が図12に示されている。我々はBCHコードを選択した。これ
は、これらが組織的であり、これらが修正を試みないエラーによって何時オーバ
ーロードになったかを検出出来るからである。この状態において、これらは更に
エラーを持ち込むことが一切ない。BCHコードはRSコードはど効率が良くな
いが、道具だてが非常に簡単である。引例[4]において、我々は移動無線チャ
ンネルについて、QAM送信のためのR9,!:BCHとのコードの比較を行い
、BCHコードと比較して小さいRSコードのゲインは複雑性の増大を正当化す
るほどのものでないと結論した。図12に、エラー修正パワーの範囲に対する結
果を示す。図の説明の中の括弧内数字は63ビツトのブロック長さに対するビッ
ト修正能力を示す。
図から判るごとく、ごくマイルドなエラー修正パワーでも有効で、特に、約20
dBを超過する5NRsにおいて然りである。残留BERが除去さね、チャンネ
ルがコンピュータ・データ送信に適当なものにされる。BCH(63,45゜3
)を超えるコーディングΦパワーは、スペクトラルーエフィシェンシ−(sp!
c++xl *(ficiuc7 )において交替するために余り余分なゲイン
を必要としない。
コーディングはスペクトラルーエフィシェンシーを下げるが、レイリー・フ二−
ディングeチャンネルのほとんどの送信にこれを取り入れる必要があることが判
った。
実施例のシステムにおいては、エラー修正コードを、QAM記号リジェネレーシ
ョンの後、単にデコードするエラー修正コードがより効率的な形で使用できる。
DFEで多数のパスを使用するのと同じ方法で、部分的にデコードされたデータ
をエラー修正器を介して何回もパスし、システムのパワーを有効に増加させるこ
とが出来る。多くの場合起きるごとく、LEを使っている場合、デコードされた
データを、ディンターリーブをしやすくするために、アレー状に記憶する。08
WEがこのアレーにデコードされたデータを記憶するのに加えて使用される場合
は、そのブロックが05WEによってデコードされたことを確認するために、入
ってくる信号とフラグとを記憶する。LE又は05WEからのデータのブロック
がディンターリーブさね、ブロック・デコードされる。おおくのディンターリー
ブされたブロックは、又、このステージにおいて修正すべき多くのエラーを持つ
が、修正が行われると、マーカーが修正ビットの横に置かれる。0SWEによっ
てデコードされたインターリーブされていないブロックが、次に、前述したごと
く、DFEを通過する。但し、正しいとしてマークされたビットはDFEによっ
て変えることを許されない、と言う小いさな変形を持っている。個別にデコード
された記号を修正した場合は、前と現在との記号の絶対値ではなく、その記号間
の修正差を知つているから、ディファレンシャル・コーディングは使えないこと
に庄説ノン拳ディファレンシャル拳コーディングを使用することに対するペナル
ティ−は、チャンネルが比較的ゆっくりと変化するので、高いビット率では余り
厳格でない。実施例のシステムのディファレンシャルとノン・ディファレンシャ
ルの(FECではない)コーディングの比較が図13に示されている。2つのシ
ステムの性能は実質的に同じである。これは、ディファレンシャル・コーディン
グによって達成されるゲイン、即ち、急速に変化するチャンネルをホロウする能
力は、ディファレンシャル争コーディングに固有の3dBペナルティ−によって
オフセットされるからである。この高い送信率においては、ナローバンド・チャ
ンネルについての我々の研究[4]に比較して、記号対記号のバイアスについて
余り急速に変化せず、ディファレンシャル・コーディングは余り重要ではない。
DFEを通過した後、データは再びディンターリーブさ札エラー修正において別
の試みが成される。この手順は必要とするパス回数だけ繰り返される。デコーダ
のオーバーロード・ディテクターからの、エラーの数について我々は良い考えを
持っているので、アレーにエラーが無くなるまで、又は、前のバス以来エラーが
もはや除去されなくなるまで、この相互作用する方法を続けることが出来る。
DFEの収斂が正しいビットのマーキングによって改善さね、間違った決定から
これを守る助けをする。前述した同じBCHコードのためのこのシステムの挙動
が図14に示されている。図から判るごとく、全体的効果は図12のもつと普通
のコーディング法と非常に似ている。この2つのシステムを比較すると、殆どの
コーディング・パワー及び5NRsに対して、ゲインが2〜3dB程度の小さい
ものであることが判る。これは、受信器の複雑性の可なりの増大に対する特に大
きな代償ではない。このシステムは、SNR又はBERがコストに就いての絶対
的プレミアムである場合にのみ装備する価値がある。
ゲインが小さい理由は、等他藩はより良い収斂性に向けられているが、従来の。
システムでも非収斂の等他藩からのエラーの大部分を除去することが出来、この
システムの効果を削減していると言うことであろう。
ワイドバンド・システムにおけるダイパーシティ−前の報告書[2]において、
我々は、セカンド・オーダーのダイパーシティ−がナローバンドのQAMに効果
のあることを説明した。ダイパーシティ−・レシーバ−から受け取った信号の選
択又は組み合わせはそれらの相対的信号によって変わる。ここで考えるワイドバ
ンド−システムにおいては、シナリオが異なる。
我々は空間ダイバーンティーの効果に就いては余り期待していない。それは、マ
ルチパスの条件に固有の時間ダイパーシティ−が等化法にある程度使われている
からである。異なったインパルス応答を持つ2つのチャンネルがあり、スイッチ
ト・ダイパーシティ−・レセプションを行うとした場合、どちらのチャンネルが
最も好ましい応答であるかを決定しなければならない。この決定は等他藩の性質
によって支配される。
与えられたインパルス応答に対して似たような数のエラーに関係するメリットの
幾つかの図式を作る必要がある。スイッチト・ダイパーシティ−について、次に
、余り似ていないエラーを持つチャンネルを選び、最大比組み合わせについて、
似たエラーによって入って来るチャンネルを評価することが出来る。比較的低い
記号エラー比になりそうなインパルス応答の型を確認するために、そのインIく
パス応答が3つの係数を持つ1つのチャンネルを用い、→のシミュレーションを
行った。最も強いパスのマグニチュードをaoによって示し、次に強い、<スに
対ワー←定にし、最も低いエラー比が、1つの主バスaoがあり、且つalがa
2より顕著に大きい時に達成されることを観察した。2つのパスがほぼ同じであ
る場合は、同じ2つの大きいパスに比較して2つの小いさなパスが等しいときは
、エラーは余りインキュア(incurred)されなかった。最も高いエラー
比になるのは、全てのパスが同じマグニチュードを持つ時であった。従って、我
々は、ダイを評価するようにした。
r−((a/a)+(ao/a2))、F+(a1+a2) (15)l
ここで、Fは1を越えねばならない別のシステムのパラメータである。rの最初
の項によって、主要項、a に対するa の優勢の証拠の(alZa2)、を得
2す
ることが出来る。多数のチャンネルに対しては、最大のrをもつものが最も好ま
しい形のインパルス応答を持ち、若し、全てのインパルス応答が同じ平均パワー
を持っているとすると、最も低いBERを与える。一般的に、インパルス応答は
異なった平均パワーを持ち、従って我々はチャンネルのレイティングを次のごと
rは比で表し、インパルス応答の形状にのみ関する。rに主係数agを乗するこ
とによって、rを適切にスケールする。BERは1から10に変化するパラメー
タFとして試験さね、選択した値に比較的鈍感なことが判った。最も重要な点は
それを1より大きくすることであるが、我々はF−5を選択した。
チャンネルのインパルス応答の品質を見積もるために我々の算式Rで装備して、
2回目のダイパーシイ−試験を行った。2つのチャンネルはそれぞれ3つの係数
を持つインパルス応答を持った。3つの全ての係数は、独立したレイリーφフ二
一ディング・スタティックスに一致した大きさと位相とを持った。PRBSサウ
ンディング−シーケンスが各データのブロックに対して両チャンネルについて送
信さね、チャンネルのインパルス応答が評価された。そのインパルスが大きなR
を持つダイパーシティ−・ブランチが我々のスイッチ番ダイパーシティー装置に
使われた。データ比8MBd即ち32Mb/sを持つこのダイパーシティ−・シ
ステムのために、チャンネルSNRの関数としてのBERのバリエーションが図
15に示されている。ノン・ダイパーシティ−条件のベンチ・マークも示されて
いる。10−2のBER(FECはここでは使用されない)に対して、ダイバー
ジらず、ただ最強の平均パワーを持つインパルスを選択することによって入って
来るインパルスを選択するシステムの挙動を示す。即ち、R=〜◆a、・ら (
17)
図15における曲線は、図11の等他藩システムにより開発されたマルチパス信
号における固有のダイパーシティ−にも拘らず、更に大きなゲインが、セカンド
・オーダーの空間ダイパーシティ−を導入することによって得られることを示し
ている。式16を用いたインパルス応答の選択方法はプロフィル・スイッチ曲線
を描いた。これは、式17の長を用いた最高の平均パワーで信号を選択する方法
(その挙動が図15にパワー・スイッチ曲線として描かれている)よりも良い挙
動を行った。
因應
実施例の一連の等化システムは単純なLEよりも複雑であるが、LEに比し遅延
を顕著に増加させる必要はない。これは、殆どの動作を並行に行うことが出来る
からである。全てのシステムを持つ各等化器によって行われる遅延は各一連の等
他藩によって課される記号の遅延だけである。これは最後の顕著な遅延ビンによ
って経験する時間遅延が最大である。次に、データが次の一連の等他藩に送られ
一一方、前の等他藩は次の記号に就いそ作業する。DFEを介しての10の繰り
返しループが10の別々のDFEsを持つことによって達成される。これは、各
DFEが非常にシンプルで、シヲート・タップの遅延と合計器とクオンタイザ−
(qusolissr )を含んでいるだけである。
チャンネル・コーディングの導入によって、ことは複雑となる。使ったインター
リ−ピングは、デコードされた一般的FECが等化されたデータに就いて作動す
る図12に示す結果に関するシミュレーションに対しては6ms程度であった。
然し、マルチ−バス奢エラー・デコーディング・システムが使われる場合は、遅
延が顕著に構築さね、データをリアルタイムで処理することを保証することは出
来ない。これは、長い遅延がしばしば許容されるが、低いBERsが重要である
コンピュータ・データのために保留される。
マイクロ−セルラー及びインドア環境における散乱フェーディング−チャンネル
と比較して、QAM送信用等化器に関する発表論文は現在までのところ余り無い
。我々の調査結果によれば、2GHzの送信周波数、8M記号/Sのレートにお
けるデータ(32Mビット/Sに相当)、は、多くの場合受容できるインテグリ
テイ−でワイドバンド・ディスパーシブ・チャンネルに亘って、16レベルのQ
AMを介して送ることが出来る。我々は、多くの例において、直線型等他藩は満
足に機能するが、インパルス応答の主成分がディープ−フェードにあるときは、
最初のパスの等化をノンφオブティマル等化器で行い、次に、その結果を用いて
、DFEが悲劇的結末にならないようにする方が良いことを見出だした。このシ
ステムが繰り返しで使われる場合は、BERに可なりの改善が達成される。この
実施例のシステムは一連の配置の中に3つの型の等他藩を持っており、フェーデ
ィング・チャンネル変更のときと同様に、これらの間にスイッチングを持ってい
る。
セカンド・オーダーの空間ダイパーシティ−は、同等のアンコーデッド・システ
ムに亘って、それが通信設備に使われる条件で、チャンネルSNHに約5〜7d
Bのゲインをもたらし、チャンネル−コーディング無しで30dBのEbZNO
比で3X10’のBERに導く。
チャンネル・コーディングの使用はBERの顕著な減少をもたらす。2/3比の
コーダーで、lX10−5程度のBERsが20dB程度のE、/Noに対して
達成さね、若し、繰り返しチャンネル・デコーディング・アプローチが適用され
るならば、1×10−6のBERsが、同じコーディング・パワー及びE /N
比で、但し、複雑度の増加に伴う費用の増大は別として、実現される。
引例文献
[1]移動無線機における16レベルのQAMに対するキャリヤー・リカバリー
、 E、I sgman、W、Webb、フルチーレベルーモジュレ> g ン
I:関するIEE会議、19901045゜[2] レイリー・フェーディング
・チャンネルに関する16レベル・サーキュラ−QAM通信、W、Webb、R
,5teele、IJI、。
[3]移動無線チヤンネルに関するマルチレベル・データ通信、P、Marti
n、A、Bateman、同上
[4]レイリー・フェーディング・チャンネル用バンドウィズ争エフィシエント
QAM計画、W、Webb、R,5teele、無線レシーバ−に関する第5回
IEE会議、90年7月、
[5]郊外移動無線環境における910MHzのマルチパス伝播の遅延ドツプラ
ー特性、D、Cox、IEFEトランス・アンテナ及び伝播、巻AP−20゜N
o、572年9月、
[6]フエーデイング移動無線チヤンネルのワイドバンド特性、J、Parso
ns、A、Bajwa、IEE PROC129PT FNo、2.82年4月
、
[7]デジタル・セルラー無線システムのラボラトリ−試験、 M、Hodge
s、S、Jensen、P+Tattersall、Br TelecomTe
chnol J8.No、1.1990.1月、[8]2つの異なる事務所建物
内の時間遅延スプレッド測定結果の比較、D。
Devasirvatham、IEEE通信会議、カナダ、86年6月、[9]
910MHzにおけるマイクロセルラー郊外移動無線チャンネルの伝播特性、
R,Bultitude、G、Bedal、IEEE J−5ACV。
1、7 No、1 89年1月、
[10] 910MHz及び1.75GHzにおける室内無線機の伝播特性の比
較、 R,Bultitude、S、Mahmoud、W、5ullivan。
同上、
[11コデジタル通信、J、Proakis、McGraw−Hi l I。
1983゜
[12]7に性能デジタル・セルラー移動無線システムを目指して、R,5te
ele、IEEProc Pt、F、Vo、132 No、5゜1985年9月
、p、p、405〜415゜8Msym/Sにおけるインパルスからの受信電圧
一般的直線型等化蟇システム
Fl’g、5.一般的決定フィールドバック等他藩の構造Fig、8. ナロー
及びワイド・バンドQAM反復及び08WEとの
相互作用を示すDFEの図
アウトプット
0WSEの動作
各11M点1.:ついテモ同様。最小dをもつ星座点を選択する・Fig、 7
2. ヮイF”:/FQAMI;:お6,6ヨー、イアヶ、静BERの挙動
ワイドバンドQAMにおけるコーディング改善後BERの挙動
ワイドバンドQAM及びダイバーシティー補正書の翻訳文提出書(特許法第18
4条の8)平成5年4月30日
Claims (9)
- 1.複数のモジュレーション・レベルを使用して無線チャンネルにデータ記号を 送信するデジタル無線システムにおいて、これが複数レベルのモジュレーション 信号を受信するレシーバーを含み、この場合、受信した信号が、受信した複数の モジュレーション・レベルの信号によって表される記号の第1の推定値を与える 第1の記号推定器と、上記信号によって表される記号の第2の推定値を与える第 2の推定器とによって処理され、第1と第2のアウトプットが同じか、又は、所 定の関係を持つ時、第1の推定器のアウトプットが送られ、これら条件と異なる 場合、第2の推定器のアウトプットに基づくアウトプットが送られる、デジタル 無線システム。
- 2.データ記号がマルチ・レベル・モジュレーション・スキームを使用して送信 され、第1及び第2の推定器のアウトプットが同じか又はモジュレーション・ス キームの中で隣接する記号を与える時、第1の推定器のアウトプットが送られ、 これら条件と異なる場合、第2の推定器のアウトプットが送られる、請求項1記 載のシステム。
- 3.第2の推定器のアウトプットに基づくアウトプットが、第2の推定器によっ て与えられる隣接する1つの記号を選択することによって変形された第2の推定 器のアウトプットである、請求項2記載のシステム。
- 4.送られたアウトプットが繰り返し推定手順に用いられる、請求項1から3の いずれか1つに記載のシステム。
- 5.第1の推定器がディファレンシャル・フィードバック型等化器である、請求 項1から4のいずれか1つに記載のシステム。
- 6.第2の推定器が変形したRAKEダイバーシティー・コンバイナーである、 請求項1から5のいずれか1つに記載のシステム。
- 7.レシーバーが第3の記号推定器を持ち、これが、上記レシーバーに受信した 信号が無線チャンネルの特定の特性を示すとき、1つのアウトプットを送るよう に設けられている、請求項1から6のいずれか1つに記載のシステム。
- 8.第3の推定器が直線型等化器であり、その特性が、チャンネル・サウンディ ング信号が直線型等化器のタップのための値の収歛シリーズを与えるか否かであ る、請求項7記載のシステム。
- 9.デジタル無線システムのデジタル・データ記号を表す受信した複数レベルの モジュレーション信号の処理方法で、これが:受信した複数のモジュレーション ・レベル信号によって表される記号の第1の推定を行い;上記信号によって表さ れる記号の第2の推定を行い;第1及び第2の推定が同じか又は所定の関係を持 つ時、第1の推定をアウトプットとして送り、そうでない場合は、第2の推定を 送る、手順を含む、受信した複数レベルのモジュレーション信号の処理方法。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB909023605A GB9023605D0 (en) | 1990-10-30 | 1990-10-30 | Digital radio |
GB9023605.0 | 1990-10-30 | ||
PCT/GB1991/001900 WO1992008298A1 (en) | 1990-10-30 | 1991-10-30 | Channel equalisation in particular for fading channels |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06504414A true JPH06504414A (ja) | 1994-05-19 |
Family
ID=10684592
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3517145A Pending JPH06504414A (ja) | 1990-10-30 | 1991-10-30 | 特にフェーディングするチャンネルのチャンネル等化 |
Country Status (9)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5483557A (ja) |
EP (1) | EP0555289B1 (ja) |
JP (1) | JPH06504414A (ja) |
AU (1) | AU8751091A (ja) |
CA (1) | CA2095025C (ja) |
DE (1) | DE69122623T2 (ja) |
GB (1) | GB9023605D0 (ja) |
HK (1) | HK109797A (ja) |
WO (1) | WO1992008298A1 (ja) |
Families Citing this family (62)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1993023434A2 (en) * | 1992-05-19 | 1993-11-25 | Xoma Corporation | Bpi-immunoglobulin fusion proteins |
US6274348B1 (en) | 1992-05-19 | 2001-08-14 | Xoma Corporation | Methods for the preparation of positively charged proteins |
US5577068A (en) * | 1992-06-08 | 1996-11-19 | Ericsson Ge Mobile Communications Inc. | Generalized direct update viterbi equalizer |
FR2694149B1 (fr) * | 1992-07-21 | 1994-09-30 | Ezran Philippe | Procédé et dispositif de démodulation tout numérique de signal analogique. |
WO1994027379A1 (en) * | 1993-05-12 | 1994-11-24 | Roke Manor Research Limited | Dual-pass rake receiver for a digital radio link between a fixed and a mobile radio unit |
JPH07509831A (ja) * | 1993-06-02 | 1995-10-26 | ロウク マナー リサーチ リミテッド | 固定および移動無線ユニット間にディジタル無線リンクを提供する設備において使用される装置 |
JP3102221B2 (ja) * | 1993-09-10 | 2000-10-23 | 三菱電機株式会社 | 適応等化器および適応ダイバーシチ等化器 |
JP3396318B2 (ja) * | 1994-12-20 | 2003-04-14 | 富士通株式会社 | 自動等化器 |
US5781582A (en) * | 1995-05-04 | 1998-07-14 | Interwave Communications International Ltd. | Frequency agile transceiver with multiple frequency synthesizers per transceiver |
FR2750270B1 (fr) * | 1996-06-21 | 1998-08-07 | Alcatel Telspace | Egaliseur-combineur pour recepteur en diversite, recepteur integrant un tel egaliseur-combineur, et procede de reception en diversite correspondant |
FI101917B1 (fi) | 1996-08-15 | 1998-09-15 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä diversiteettiyhdistelyn suorittamiseksi ja vastaanotin |
US5946351A (en) * | 1996-12-27 | 1999-08-31 | At&T Corporation | Tap selectable decision feedback equalizer |
US6047023A (en) * | 1997-05-14 | 2000-04-04 | Hughes Electronics Corporation | Swept frequency modulation and demodulation technique |
US5926507A (en) * | 1997-07-08 | 1999-07-20 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Quotient coding modem |
US6222592B1 (en) * | 1998-01-13 | 2001-04-24 | Samsung Electronics Co., Ltd. | TV receiver equalizer storing channel characterizations for each TV channel between times of reception therefrom |
US6266366B1 (en) * | 1998-04-30 | 2001-07-24 | Mysticom Ltd. | Digital base-band receiver with pipeline processor |
US7035346B1 (en) * | 1998-06-19 | 2006-04-25 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for desensitization of a wireless receiver |
US6185227B1 (en) * | 1999-07-22 | 2001-02-06 | Nokia Networks Oy | Method and packet radio system for transmitting modulation and signalling information |
US7164704B1 (en) * | 1999-12-09 | 2007-01-16 | Texas Instruments Incorporated | Beam forming for transmit using bluetooth modified hopping sequences (BFTBMH) |
DE10001649A1 (de) * | 2000-01-17 | 2001-08-02 | Infineon Technologies Ag | CDMA-Empfänger |
US7218680B1 (en) * | 2000-02-29 | 2007-05-15 | Texas Instruments Incorporated | Retransmission techniques for enhanced performance in fading wireless communication channels |
US6731682B1 (en) | 2000-04-07 | 2004-05-04 | Zenith Electronics Corporation | Multipath ghost eliminating equalizer with optimum noise enhancement |
US6754262B1 (en) | 2000-04-07 | 2004-06-22 | Zenith Electronics Corporation | Multipath ghost eliminating equalizer with optimum noise enhancement |
US7305026B1 (en) | 2000-04-07 | 2007-12-04 | Zenith Electronics Corporation | Multipath ghost eliminating equalizer with optimum noise enhancement |
US6904085B1 (en) | 2000-04-07 | 2005-06-07 | Zenith Electronics Corporation | Multipath ghost eliminating equalizer with optimum noise enhancement |
AU2001243539A1 (en) * | 2000-04-07 | 2001-10-23 | Zenithelectronics Corporation | Multibranch equalizer |
FI113116B (fi) * | 2000-12-21 | 2004-02-27 | Nokia Corp | Menetelmä kanavakorjauksen suorittamiseksi, vastaanotin, kanavakorjain ja langaton viestintälaite |
US6975672B2 (en) * | 2001-01-08 | 2005-12-13 | Ericsson Inc. | Apparatus and methods for intersymbol interference compensation in spread spectrum communications |
US7079574B2 (en) | 2001-01-17 | 2006-07-18 | Radiant Networks Plc | Carrier phase recovery system for adaptive burst modems and link hopping radio networks |
US7027418B2 (en) | 2001-01-25 | 2006-04-11 | Bandspeed, Inc. | Approach for selecting communications channels based on performance |
US6912249B2 (en) * | 2001-03-15 | 2005-06-28 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and system for training a radio receiver |
US7224726B2 (en) * | 2001-03-28 | 2007-05-29 | Broadcom Corporation | System and method for terrestrial high-definition television reception |
US6628707B2 (en) | 2001-05-04 | 2003-09-30 | Radiant Networks Plc | Adaptive equalizer system for short burst modems and link hopping radio networks |
EP1284562A1 (de) | 2001-08-16 | 2003-02-19 | Alcatel | Verfahren, Empfänger und Empfangsstation zum Entzerren eines Empfangssignals |
US6996763B2 (en) * | 2003-01-10 | 2006-02-07 | Qualcomm Incorporated | Operation of a forward link acknowledgement channel for the reverse link data |
US8391249B2 (en) * | 2003-02-18 | 2013-03-05 | Qualcomm Incorporated | Code division multiplexing commands on a code division multiplexed channel |
US8081598B2 (en) * | 2003-02-18 | 2011-12-20 | Qualcomm Incorporated | Outer-loop power control for wireless communication systems |
US8150407B2 (en) * | 2003-02-18 | 2012-04-03 | Qualcomm Incorporated | System and method for scheduling transmissions in a wireless communication system |
US20040160922A1 (en) * | 2003-02-18 | 2004-08-19 | Sanjiv Nanda | Method and apparatus for controlling data rate of a reverse link in a communication system |
US7155236B2 (en) * | 2003-02-18 | 2006-12-26 | Qualcomm Incorporated | Scheduled and autonomous transmission and acknowledgement |
US7505780B2 (en) * | 2003-02-18 | 2009-03-17 | Qualcomm Incorporated | Outer-loop power control for wireless communication systems |
US7286846B2 (en) * | 2003-02-18 | 2007-10-23 | Qualcomm, Incorporated | Systems and methods for performing outer loop power control in wireless communication systems |
US7660282B2 (en) * | 2003-02-18 | 2010-02-09 | Qualcomm Incorporated | Congestion control in a wireless data network |
US8023950B2 (en) | 2003-02-18 | 2011-09-20 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for using selectable frame durations in a wireless communication system |
US7215930B2 (en) * | 2003-03-06 | 2007-05-08 | Qualcomm, Incorporated | Method and apparatus for providing uplink signal-to-noise ratio (SNR) estimation in a wireless communication |
US8705588B2 (en) | 2003-03-06 | 2014-04-22 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for using code space in spread-spectrum communications |
US8477592B2 (en) * | 2003-05-14 | 2013-07-02 | Qualcomm Incorporated | Interference and noise estimation in an OFDM system |
US8489949B2 (en) | 2003-08-05 | 2013-07-16 | Qualcomm Incorporated | Combining grant, acknowledgement, and rate control commands |
WO2006032149A1 (en) * | 2004-09-24 | 2006-03-30 | Socovar S.E.C. | Multi-equalization method and apparatus |
US7895506B2 (en) * | 2006-12-18 | 2011-02-22 | Intel Corporation | Iterative decoder with early-exit condition detection and methods for decoding |
US8447252B2 (en) * | 2009-01-21 | 2013-05-21 | Bandspeed, Inc. | Adaptive channel scanning for detection and classification of RF signals |
US8849213B2 (en) * | 2009-01-21 | 2014-09-30 | Bandspeed, Inc. | Integrated circuit for signal analysis |
US8331510B2 (en) * | 2009-04-06 | 2012-12-11 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Receiver and method for two-stage equalization with sequential search |
US8774315B2 (en) * | 2009-08-25 | 2014-07-08 | The Aerospace Corporation | Phase-optimized constant envelope transmission (POCET) method, apparatus and system |
US20110194630A1 (en) * | 2010-02-10 | 2011-08-11 | Yang Hua-Lung | Systems and methods for reporting radio link failure |
US9170744B1 (en) | 2011-04-06 | 2015-10-27 | P4tents1, LLC | Computer program product for controlling a flash/DRAM/embedded DRAM-equipped system |
US9158546B1 (en) | 2011-04-06 | 2015-10-13 | P4tents1, LLC | Computer program product for fetching from a first physical memory between an execution of a plurality of threads associated with a second physical memory |
US8930647B1 (en) | 2011-04-06 | 2015-01-06 | P4tents1, LLC | Multiple class memory systems |
US9164679B2 (en) | 2011-04-06 | 2015-10-20 | Patents1, Llc | System, method and computer program product for multi-thread operation involving first memory of a first memory class and second memory of a second memory class |
US9176671B1 (en) | 2011-04-06 | 2015-11-03 | P4tents1, LLC | Fetching data between thread execution in a flash/DRAM/embedded DRAM-equipped system |
US9417754B2 (en) | 2011-08-05 | 2016-08-16 | P4tents1, LLC | User interface system, method, and computer program product |
WO2017165697A1 (en) * | 2016-03-23 | 2017-09-28 | Cohere Technologies | Receiver-side processing of orthogonal time frequency space modulated signals |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH061908B2 (ja) * | 1988-02-02 | 1994-01-05 | 郵政省通信総合研究所長 | 伝送路歪補償方式 |
CA2021232C (en) * | 1989-07-17 | 1993-09-21 | Hiroyasu Muto | Diversity receiving system for use in digital radio communication with means for selecting branch by estimating propagation path property |
-
1990
- 1990-10-30 GB GB909023605A patent/GB9023605D0/en active Pending
-
1991
- 1991-10-30 JP JP3517145A patent/JPH06504414A/ja active Pending
- 1991-10-30 WO PCT/GB1991/001900 patent/WO1992008298A1/en active IP Right Grant
- 1991-10-30 CA CA002095025A patent/CA2095025C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-10-30 US US08/039,486 patent/US5483557A/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-10-30 EP EP91918797A patent/EP0555289B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-10-30 AU AU87510/91A patent/AU8751091A/en not_active Abandoned
- 1991-10-30 DE DE69122623T patent/DE69122623T2/de not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-06-26 HK HK109797A patent/HK109797A/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA2095025C (en) | 1998-05-05 |
US5483557A (en) | 1996-01-09 |
EP0555289A1 (en) | 1993-08-18 |
DE69122623T2 (de) | 1997-02-27 |
AU8751091A (en) | 1992-05-26 |
DE69122623D1 (de) | 1996-11-14 |
EP0555289B1 (en) | 1996-10-09 |
HK109797A (en) | 1997-08-22 |
GB9023605D0 (en) | 1990-12-12 |
CA2095025A1 (en) | 1992-05-01 |
WO1992008298A1 (en) | 1992-05-14 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH06504414A (ja) | 特にフェーディングするチャンネルのチャンネル等化 | |
US6907092B1 (en) | Method of channel order selection and channel estimation in a wireless communication system | |
KR100299625B1 (ko) | 적응 보상수단을 사용하는 고속 동시방송 시스템 | |
US7450634B2 (en) | Decision feed forward equalizer system and method | |
Tong | Blind sequence estimation | |
CN107294616B (zh) | 基于基扩展模型的双扩展水声信道多普勒分集通信方法 | |
Despins et al. | Compound strategies of coding, equalization, and space diversity for wide-band TDMA indoor wireless channels | |
US7664195B2 (en) | Method to increase the bit rate in a communication system | |
US9160436B1 (en) | Optimal decoding of transmit diversity code with varying channel characteristics | |
KR20040075343A (ko) | 적응적 최소 평균 자승 오차를 이용한 방법, 장치, 셀룰러폰, 이동 전화 장치, 및 제품 | |
He et al. | A variable-rate spread-spectrum system for underwater acoustic communications | |
Cannelli et al. | Adaptive turbo equalization for underwater acoustic communication | |
Wang et al. | Acoustic-domain self-interference cancellation for full-duplex underwater acoustic communication systems | |
Freitag et al. | High-rate phase-coherent acoustic communication: A review of a decade of research and a perspective on future challenges | |
Nordenvaad et al. | Iterative reception for acoustic underwater MIMO communications | |
Balakrishnan et al. | Decision device optimization for soft decision feedback equalization | |
JP4187968B2 (ja) | 適応等化方法及び適応等化器 | |
Rao et al. | A new BER and SNR calculations for MIMO System | |
Webb et al. | Equaliser techniques for QAM transmissions over dispersive mobile radio channels | |
Kida et al. | Experiments for long-range high-rate underwater acoustic MIMO communication using adaptive passive time reversal | |
Lee | Adaptive equalization and receiver diversity for indoor wireless data communications | |
Elgenedy et al. | Iterative mmse-dfe equalizer for the high data rates hf waveforms in the hf channel | |
Leon | Equalization and estimation for fading channels | |
Younis et al. | Joint frequency-domain adaptive equalization and interference cancellation for multi-user space-time block-coded systems | |
Hussain et al. | A new artificial neural network based adaptive non-linear equalizer for overcoming co-channel interference |