CN101185301A - 用于无线通信的区块式决策反馈均衡的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明描述用于执行决策反馈均衡的技术。基于信道估计和可靠性参数且进一步在对反馈滤波器响应无约束或对工作时间样本无反馈具有约束的情况下导出前馈滤波器响应和反馈滤波器响应。可靠性参数指示用于均衡的反馈的可靠性，且可能为频率相关或频率不变的。使用对反馈滤波器的不同约束和可靠性参数的不同假设可导出不同的前馈和反馈滤波器响应。使用前馈和反馈滤波器响应来执行均衡。如果针对多个迭代执行均衡，那么对于每一迭代来说，可更新可靠性参数，可基于所更新的可靠性参数导出前馈和反馈滤波器响应，且可使用所述迭代的滤波器响应来执行均衡。

Description

用于无线通信的区块式决策反馈均衡的方法和设备

主张35U.S.C.§119下的优先权

本专利申请案主张题为“METHOD AND APPARATUS FOR DECISION-FEEDBACKEQUALIZATION IN WIRELESS COMMUNICATIONS”的序列号为60/666,334的临时申请案和题为“METHOD AND APPARATUS FOR ADAPTIVE EQUALIZATION INWIRELESS COMMUNICATIONS”的序列号为60/666,416的临时申请案的优先权，两者都在2005年3月29日申请，并转让给其受让人且特意以引用的方式并入本文中。

技术领域

本揭示内容大体上是关于通信，且更明确地说，是关于在通信系统中执行均衡的技术。

背景技术

在通信系统中，发射器通常处理(例如，编码、交错、符号映射、扩频和加扰)业务数据以产生一序列码片。发射器接着处理码片序列以产生射频(RF)信号，且通过通信信道传输RF信号。通信信道用信道响应使RF信号失真，且用来自其它发射器的噪声和干扰来使RF信号降级。

接收器接收所传输的RF信号且处理所接收的RF信号以获得样本。接收器可对样本执行均衡以获得由发射器发送的码片的估计。接收器接着处理(例如，解扰、解扩、解调、解交错和解码)码片估计以获得解码数据。均衡通常对于码片估计的质量以及总体性能具有大的影响。

因此在所述领域中存在对用于以达到良好性能的方式来执行均衡的技术的需要。

发明内容

根据本发明的一实施例，描述一种设备，其包括至少一个处理器和一存储器。处理器基于信道估计和可靠性参数且进一步在对反馈滤波器响应没有约束或具有对于工作时间样本无反馈的约束的情况下导出前馈滤波器响应和反馈滤波器响应。可靠性参数指示用于均衡的反馈的可靠性，且可为频率相关或频率不变的。处理器使用前馈和反馈滤波器响应来执行均衡。

根据另一实施例，提供一种方法，其中基于信道估计和可靠性参数且进一步在对反馈滤波器响应没有约束或具有对于工作时间样本无反馈的约束的情况下导出前馈滤波器响应和反馈滤波器响应。使用前馈和反馈滤波器响应来执行均衡。

根据另一实施例，描述一种设备，其包括用以基于信道估计和可靠性参数且进一步在对反馈滤波器响应没有约束或具有对于工作时间样本无反馈的约束的情况下导出前馈滤波器响应和反馈滤波器响应的装置。所述设备进一步包括用以使用前馈和反馈滤波器响应来执行均衡的装置。

根据另一实施例，描述一种设备，其包括至少一个处理器和一存储器。处理器基于多个信号复本的信道估计和可靠性参数导出多个信号复本的多个前馈滤波器响应。可通过过取样和/或多个接收天线获得多个信号复本。处理器也基于信道估计和可靠性参数导出反馈滤波器响应。处理器使用多个前馈滤波器响应和所述反馈滤波器响应来对多个信号复本的输入符号执行均衡。

根据另一实施例，提供一种方法，其中基于多个信号复本的信道估计和可靠性参数导出多个信号复本的多个前馈滤波器响应。基于信道估计和可靠性参数导出反馈滤波器响应。使用多个前馈滤波器响应和所述反馈滤波器响应来对多个信号复本的输入符号执行均衡。

根据另一实施例，描述一种设备，其包括：用以基于多个信号复本的信道估计和可靠性参数导出多个信号复本的多个前馈滤波器响应的装置；用以基于信道估计和可靠性参数导出反馈滤波器响应的装置；和用以使用多个前馈滤波器响应和所述反馈滤波器响应来对多个信号复本的输入符号执行均衡的装置。

根据另一实施例，描述一种设备，其包括至少一个处理器和一存储器。处理器基于正确解码的第一数据块估计可靠性参数，基于信道估计和可靠性参数导出前馈滤波器响应和反馈滤波器响应，且使用前馈和反馈滤波器响应来对第二数据块执行均衡。

根据另一实施例，提供一种方法，其中基于正确解码的第一数据块估计可靠性参数。基于信道估计和可靠性参数导出前馈滤波器响应和反馈滤波器响应。使用前馈和反馈滤波器响应对第二数据块执行均衡。

根据另一实施例，描述一种设备，其包括：用以基于正确解码的第一数据块估计可靠性参数的装置；用以基于信道估计和所述可靠性参数导出前馈滤波器响应和反馈滤波器响应的装置；和用以使用前馈和反馈滤波器响应对第二数据块执行均衡的装置。

以下进一步详细描述本发明的各种方面和实施例。

附图说明

图1A展示通信信道的时域模型。

图1B展示通信信道的频域模型。

图2A展示具有时域反馈滤波器的码片间隔DFE。

图2B展示具有频域反馈滤波器的码片间隔DFE。

图3展示码片间隔DFE的频域模型。

图4展示导出前馈和反馈滤波器响应的过程。

图5展示执行决策反馈均衡的过程。

图6A展示具有时域反馈滤波器的分数间隔DFE。

图6B展示具有频域反馈滤波器的分数间隔DFE。

图7展示分数间隔DFE的频域模型。

图8展示导出前馈和反馈滤波器响应的过程。

图9展示对多个信号复本执行均衡的过程。

图10展示基于从正确解码的数据块导出的可靠性参数来执行决策反馈均衡的过程。

图11展示发射器和接收器的方框图。

具体实施方式

词“示范性”在本文中用以意谓“用作一例子、实例或说明”。本文描述为“示范性”的任何实施例并非必须解释为比其它实施例优选或有利。

为清晰起见，以下术语用于下文的大部分描述中。时域标量由小写文字指示，其中指标n用于取样周期，例如h(n)。频域标量由大写文字指示，其中指标k用于频率区间，例如H(k)。时域向量由粗体小写草书体文字指示，例如h。时域矩阵由粗体大写草书体文字指示，例如H。频域向量由粗体小写正常体文字指示，例如h。频域矩阵由粗体大写正常体文字指示，例如H。术语“码片”和“样本”通常指时域量，且术语“符号”通常指频域量。

1.码片间隔DFE

图1A展示具有发射器110和接收器150的通信系统的时域模型100。模型100假设所接收的信号以码片速率取样，使得取样速率等于码片速率。发射器110处理业务数据且产生传输码片s(n)，其通过通信信道120发送。信道120使用区块124中的时域脉冲响应h(n)和通过加法器126的加性噪声n(n)来模型化。信道脉冲响应h(n)包括发射器110处的脉冲成形滤波器、传播信道、接收器150处的前端滤波器等的效应。接收器150通过信道120获得输入样本r(n)，且对输入样本执行均衡以获得码片估计(n)，其为传输码片s(n)的估计。

图1B展示图1A中的通信系统的频域模型102。频域模型102等效于时域模型100。来自发射器110的传输码片s(n)通过通信信道130发送。对于通道130，使用单元132进行的K点快速傅立叶变换(FFT)或K点离散傅立叶变换(DFT)来将时域传输码片s(n)变换为频域，以获得频域传输符号S(k)。信道130使用区块134中的信道频率响应H(k)和通过加法器136的加性噪声N(k)来模型化。单元138对时域噪声n(n)执行K点FFT/DFT且提供频域噪声N(k)。单元140对来自加法器136的频域输入符号R(k)执行K点反向FFT(IFFT)或K点反向DFT(IDFT)且提供时域输入样本r(n)至接收器150。

时域输入样本r(n)和频域输入符号R(k)可表示为：

r(n)＝h(n)s(n)+n(n)，和            方程式(1)

R(k)＝H(k)·S(k)+N(k)，              方程式(2)

其中指示卷积。

接收器150可逐区块地处理输入样本。数据块也可称为包、帧等。在一实施例中，每一数据块含有K个输入样本。对于一个数据块，输入样本和输入符号可表示为矩阵形式，如下所示：

s＝W _k·s，                    方程式(3)

r＝H·s+n，和                 方程式(4)

$\underset{\‾}{r}={\underset{\‾}{W}}_K^{-1}\·\underset{\‾}{r}$ 方程式(5)

其中s＝[s(1)s(2)...s(k)]^T为传输码片的K×1向量，

s＝[S(1)S(2)...S(K)]^T为传输符号的K×1向量，

r＝[R(1)R(2)...R(K)]^T为所接收符号的K×1向量，

r＝[r(1)r(2)...r(k)]^T为所接收样本的K×1向量，

n＝[N(1)N(2)...N(K)]^T为噪声的K×1向量，

H为K×K信道响应矩阵，其沿着对角线含有信道增益H(1)至H(K)且在其它地方为零，

W _k为K×K傅立叶矩阵，

W _K ^-1为K×K反向傅立叶矩阵，和

“^T”指示转置矩阵。

可假设噪声为具有零平均值和协方差矩阵N_t·I的加性白色高斯噪声(AWGN)，其中N_t为噪声的方差且I为单位矩阵。

可假设行k和列n中的元素W _k为：

W(k，n)＝e^{-j2π·(k-1)(n-1)/K}。    方程式(6)

在方程式(6)中，“-1”归因于指标k和n以1开始而不是0。

接收器150可对输入样本的每一区块执行决策反馈均衡。决策反馈均衡器(DFE)通常包括前馈滤波器和反馈滤波器。在一实施例中，前馈滤波器实施于频域中，且反馈滤波器可实施于时域或频域中。

图2A展示其中DFE具有时域反馈滤波器的模型200的方框图。发射器210产生传输码片s(n)，其通过通信信道220发送。信道220是使用区块224中的信道脉冲响应h(n)和通过加法器226的加性噪声n(n)而模型化。接收器通过信道220获得输入样本r(n)。在接收器250a内，FFT/DFT单元252将输入样本变换为频域且提供输入符号R(k)。前馈滤波器260滤波输入符号且提供经滤波的符号X(k)。IFFT/IDFT单元264将经滤波的符号变换至时域且提供经滤波的样本x(n)。加法器266从经滤波的样本x(n)减去反馈样本y(n)，且提供均衡样本z(n)。限幅器270限幅或量化均衡样本z(n)且提供码片估计(n)。反馈滤波器272滤波码片估计且提供反馈样本y(n)。

图2B展示其中DFE具有频域反馈滤波器的模型202的方框图。发射器210和通信信道220为如以上关于图2A所述。接收器250b通过信道220获得输入样本r(n)。在接收器250b内，FFT/DFT单元252和前馈滤波器260如以上关于图2A所述对输入样本进行操作且提供经滤波的符号X(k)。加法器266从经滤波的符号X(k)减去反馈符号Y(k)且提供均衡符号Z(k)。IFFT/IDFT单元268将均衡符号变换为时域且提供均衡样本z(n)。限幅器270限幅均衡样本z(n)且提供码片估计(n)。FFT/DFT单元274将码片估计(n)变换为频域且提供符号估计(k)。反馈滤波器280滤波符号估计且提供反馈符号Y(k)。

如果所传输区块具有循环前缀或零填充，那么输入样本与时域前馈滤波器的脉冲响应的线性卷积等效于循环卷积。在此情况下，时域前馈滤波器可由区块式前馈滤波器表示于频域中，所述区块式前馈滤波器具有由KxK对角矩阵F指示的频率响应。矩阵F沿着对角线对于K个频率区间含有K个滤波器系数且在其它地方为零。

时域反馈滤波器可具有由Lx1向量

指示的脉冲响应。如果所传输区块具有循环前缀或零填充，那么反馈样本可表示为：

方程式(7)

其中＝[(1)(2)...(K)]^T为码片估计的Kx1向量，

y＝[y(1)y(2)...y(K)]^T为反馈样本的Kx1向量，且

为KxK循环矩阵。

循环矩阵

含有脉冲响应向量

的元素。

时域反馈滤波器可由区块式反馈滤波器表示于频域中，区块式反馈滤波器具有由KxK对角矩阵B指示的频率响应。矩阵B沿着对角线对于K个频率区间含有K个滤波器系数且在其它地方为零。由于

为循环矩阵，那么

可如下对角化：

方程式(8)

图3展示具有码片间隔DFE的频域模型300。模型300等效于图2A中的模型200和图2B中的模型202。发射器310产生时域传输码片s(n)，其通过通信信道330发送。信道330使用将传输码片变换为传输符号S(k)的FFT/DFT单元332、用于信道频率响应H(k)的区块334、将时域噪声n(n)变换为频域噪声N(k)的FFT/DFT单元338和计算区块334与338的输出的和且提供输入符号R(k)至接收器350的加法器336而模型化。

在接收器350内，前馈滤波器360滤波输入符号R(k)且提供经滤波的符号X(k)。加法器336从经滤波的符号X(k)减去反馈符号Y(k)且提供均衡符号Z(k)。IFFT/IDFT单元368将均衡符号Z(k)变换为时域且提供均衡样本z(n)限幅器370限幅均衡样本z(n)且提供码片估计(n)。FFT/DFT单元374将码片估计变换为频域且提供符号估计(k)。反馈滤波器380滤波符号估计且提供反馈符号Y(k)。

来自前馈滤波器360的经滤波的符号可表示为：

x＝F·r，

 ＝F·H·W _k·s+F·W _k·n，    方程式(9)

其中x＝[X(1)X(2)...X(K)]^T为经滤波符号的Kx1向量。

来自反馈滤波器380的反馈符号可表示为：

y＝B·W _k·，    方程式(10)

其中y＝[Y(1)Y(2)...Y(K)]^T为反馈符号的Kx1向量。

提供至限幅器370的均衡样本可表示为：

$\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{W}}_K^{-1}\·(\underset{\‾}{x}-\underset{\‾}{y}),$

$={\underset{\‾}{W}}_K^{-1}\·(\underset{\‾}{F}\·\underset{\‾}{H}\·{\underset{\‾}{W}}_k\·\underset{\‾}{s}-\underset{\‾}{B}\·{\underset{\‾}{W}}_k\underset{\‾}{\overset{^}{s}})+{\underset{\‾}{W}}_K^{-1}\·\underset{\‾}{F}\·{\underset{\‾}{W}}_K\·\underset{\‾}{n}$ 方程式(11)

其中 $\underset{\‾}{z}={[z\left(1\right)z\left(2\right)...z\left(K\right)]}^T$ 为均衡样本的Kx1向量。

前馈滤波器频率响应F和反馈滤波器频率响应B可以各种方式导出。在一实施例中，基于最小化传输码片s与均衡样本z之间的均方误差(MSE)的最小均方误差(MMSE)准则来导出滤波器响应F和B。MSE可表示为：

$\mathrm{MSE}=E\{{(\underset{\‾}{z}-\underset{\‾}{s})}^H\·(\underset{\‾}{z}-\underset{\‾}{s})\},$

$=\mathrm{Trace}{\left(E\right\{(\underset{\‾}{z}-\underset{\‾}{s})\·(\underset{\‾}{z}-\underset{\‾}{s})}^H\}.$ 方程式(12)

可做出以下假设：

E{s·s ^H}＝E{· ^H}＝Es·I和        方程式(13)

$E\left\{\underset{\‾}{s}\·{\underset{\‾}{\overset{^}{s}}}^H\right\}=E\{{\underset{\‾}{W}}_K\·\underset{\‾}{s}\·{\underset{\‾}{\overset{^}{s}}}^H\·{\underset{\‾}{W}}_K^{-1}\}=E_s\·\underset{\‾}{R},$ 方程式(14)

其中E_s为传输码片s(n)的每码片能量，

E{}指示预期运算，

＝[(1)(2)...(K)]^T为符号估计的Kx1向量，

R为KxK反馈相关矩阵，且

“^H”指示共轭转置。

方程式(13)指示传输码片s以及码片估计为不相关的。方程式(14)描述传输码片s与码片估计之间的相关性。此相关性与DFE的决策反馈的可靠性相关。

方程式(12)可扩展且与方程式(11)、(13)和(14)组合。MSE接着可表示为：

$\mathrm{MSE}=E_s\·\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{|F\left(k\right)\·H\left(k\right)-1|}^2+N_i\·\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|F\left(k\right)\right|}^2$

$-E_s\·\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}|F\left(k\right)\·H\left(k\right)-1|\·B^{*}\left(k\right)\·R(k,k)$

$-E_s\·\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{|F\left(k\right)\·H\left(k\right)-1|}^{*}\·B\left(k\right)\·R^{*}(k,k)$

$+E_s\·\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|B\left(k\right)\right|}^2,$ 方程式(15)

其中F(k)、E(k)和R(k，k)分别为KxK矩阵F、B和R的第k个对角元素。F(k)为频率区间k的前馈滤波器系数，B(k)为区间k的反馈滤波器系数，且R(k，k)为区间k的可靠性值。

在一实施例中，在对反馈滤波器没有任何约束的情况下导出前馈和反馈滤波器响应。对于此实施例，可通过Lx1向量

而给出反馈滤波器脉冲响应。向量

含有L个时域滤波器抽头b₀至b_L-1。

对于方程式(15)，可给出前馈滤波器响应：

$F\left(k\right)=\frac{E_s\·(1-{\left|R(k,k)\right|}^2\·H^{*}\left(k\right)}{E_s\·(1-{\left|R(k,k)\right|}^2\·{\left|H\left(k\right)\right|}^2+N_i},$ 其中k＝1，...，K。    方程式(16)

可给出反馈滤波器响应：

$B\left(k\right)=\frac{-N_i\·R(k,k)}{E_s\·(1-{\left|R(k,k)\right|}^2\·{\left|H\left(k\right)\right|}^2+N_i},$ 其中k＝1，...，K。    方程式(17)

在方程式(16)和(17)中，R(k，k)指示来自限幅器的反馈的可靠性。

在另一实施例中，前馈和反馈滤波器响应是通过对反馈滤波器的约束b₀＝0而导出。反馈滤波器通常仅用以补偿符号间干扰，且因此没有关于工作时间样本的反馈。系数b₀确定工作时间样本的反馈且可设置为零。对于此实施例，可通过Lx1向量

给出反馈滤波器脉冲响应。

可给出反馈滤波器脉冲响应：

和                           方程式(18)

$B\left(k\right)=\underset{1=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_1\·e^{-j\·2\mathrm{\π}\·(k-1)\·l/L}$ 其中k＝1，...，K             方程式(19)

其中Q为(L-1)x(L-1)矩阵，且p为(L-1)x1向量。

可给出Q的元素：

$Q(m,l)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{{\left|R(k,k)\right|}^2}{E_s\·{\left|H\left(k\right)\right|}^2+N_i}+1-{\left|R(k,k)\right|}^2)\·e^{j2\mathrm{\π}\·(k-1)(m-l)/K},$ 方程式(20)

其中对于m，l＝1，...，(L-1)，Q(m，l)为Q的行m和列l中的元素。

可给出p的元素：

$p\left(m\right)=-\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{R(k,k)}{E_s\·{\left|H\left(k\right)\right|}^2+N_i}\·e^{j2\mathrm{\π}\·(k-1)m*K},$ 方程式(21)

其中对于m＝1，...，(L-1)，p(m)为p的第m个元素。

可基于矩阵Q和向量p导出向量b，如方程式(18)中所示。接着可使用FFT/DFT变换向量b以获得反馈滤波器响应B((k)，如方程式(19)中所示。为减少计算，可选择L，使其比K小得多但足够大以覆盖显著ISI分量。

通过方程式(15)且在约束b₀＝0的情况下，可给出前馈滤波器响应：

$F\left(k\right)=\frac{E_s\·[1+B\left(k\right)\·R^{*}(k,k)]\·H^{*}\left(k\right)}{E_s\·{\left|H\left(k\right)\right|}^2+N_i},$ 其中k＝1，...，K。

方程式(22)

方程式(22)指示对于b₀＝0的实施例，前馈滤波器响应F(k)取决于反馈滤波器响应B(k)。

在另一实施例中，在对反馈滤波器约束b₀＝0且在R(k，k)＝p和L＝K的情况下导出前馈和反馈滤波器响应。p为反馈的可靠性因数且并不取决于频率。

对于此实施例，可给出前馈滤波器响应：

$F\left(k\right)=\frac{E_s\·H^{*}\left(k\right)\·G_F}{E_s\·{\left|H\left(k\right)\right|}^2\·(1-{\mathrm{\ρ}}^2)+N_i},$ 其中k＝1，...，K，方程式(23)

其中 $G_F=\frac{1}{1+\frac{E_s\·{\mathrm{\ρ}}^2}{K}\·\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|H\left(i\right)\right|}^2}{E_s\·H\left(i\right){|}^2\·(1-{\mathrm{\ρ}}^2)+N_i}}$ 并不取决于频率。

可给出反馈滤波器响应：

$B\left(k\right)=(F\left(k\right)\·H\left(k\right)-\frac{1}{K}\·\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}F\left(i\right)\·H\left(i\right))\·\mathrm{\ρ},$ 其中k＝1，...，K

$=[F\left(k\right)\·H\left(k\right)-G_B]\·\mathrm{\ρ}$ ，方程式(24)

其中 $G_B=\frac{1}{K}\·\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}F\left(i\right)\·H\left(i\right)$ 也并不取决于频率。

方程式(24)指示对于b₀＝0且R(k，k)＝p和L＝K的实施例，反馈滤波器响应B(k)取决于前馈滤波器响应F(k)。

在另一实施例中，在对反馈滤波器约束b₀＝0且假设无反馈误差(因此(n)＝s(n)且R(k，k)＝1)的情况下导出前馈和反馈滤波器响应。对于此实施例，可如方程式(18)和(19)中所示给出反馈滤波器响应，其中

$Q(m,l)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{e^{j\·2\mathrm{\π}\·(k-1)\·(m-l)/K}}{E_s\·{\left|H\left(k\right)\right|}^2+N_i}$ 其中m，l＝1，...，(L-1)，和    方程式(25)

$p\left(m\right)=-\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{e^{j\·2\mathrm{\π}\·(k-1)\·m/K}}{E_s\·{\left|H\left(k\right)\right|}^2+N_i}$ 其中m＝1，...，(L-1)。    方程式(26)

可给出前馈滤波器响应：

$F\left(k\right)=\frac{E_s\·[1+B\left(k\right)]\·H^{*}\left(k\right)}{E_s\·{\left|H\left(k\right)\right|}^2+N_i},$ 其中k＝1，...，K。    方程式(27)

图4展示用于导出前馈和反馈滤波器响应且均衡输入符号的过程400的实施例。最初，估计信道脉冲响应h(n)且使用FFT/DFT进行变换以获得信道频率响应H(k)(区块412)。对于第一迭代，将反馈相关性矩阵R或可靠性因数ρ初始化至(例如)零(区块414)。对于以上描述的一些实施例，矩阵R可等于ρ·I，在此情况下R(k，k)＝ρ，或矩阵R可等于I，在此情况下R(k，k)＝1。

基于信道频率响应H(k)和反馈相关性R(k，k)或可靠性因数ρ可导出前馈滤波器响应F(k)(区块422)。基于信道频率响应H(k)和反馈相关性R(k，k)或可靠性因数ρ也可导出反馈滤波器响应B(k)(区块424)。在对于反馈滤波器没有任何约束的情况下可导出前馈和反馈滤波器响应，例如，如方程式(16)和(17)中所示。在对于反馈滤波器约束b₀＝0的情况下也可导出前馈和反馈滤波器响应，例如，如方程式(18)至(22)中所示，或对于R(k，k)＝ρ且L＝K的情况如方程式(23)和(24)所示，或对于R(k，k)＝1的情况如方程式(25)至(27)所示。码片估计对于第一迭代是不可用的。因此，对于第一迭代，可省略反馈滤波器响应的求导。

对于以上所述的一些实施例，可基于信道频率响应H(k)和反馈相关性R(k，k)或可靠性因数ρ导出矩阵Q和向量p，例如，如方程式(20)和(21)或方程式(25)和(26)中所示。接着可基于矩阵Q和向量p导出反馈滤波器响应，例如，如方程式(18)和(19)中所示。

在一些实施例中，前馈滤波器响应和反馈滤波器响应可彼此独立地导出。在一些其它实施例中，可首先导出前馈滤波器响应，且可使用前馈滤波器响应导出反馈滤波器响应，例如，如方程式(24)中所示。在一些其它实施例中，可首先导出反馈滤波器响应，且可使用前馈滤波器响应导出前馈滤波器响应，例如，如方程式(22)或(27)中所示。

基于前馈和反馈滤波器响应对输入符号R(k)执行均衡，例如，如方程式(9)至(11)中所示(区块426)。变换且限幅均衡符号以获得码片估计(n)(区块428)。

可对一个或多个迭代执行均衡。每一迭代也可称作级、循环等。做出是否执行另一迭代的判定(区块430)。如果答案为“是”，那么如下所述更新反馈相关性矩阵R或可靠性系数ρ(区块432)。矩阵R或可靠性因数ρ应对于每一迭代变大。所述过程接着返回至区块422以更新前馈和反馈滤波器响应，且使用所更新的滤波器响应执行均衡。否则，如果完成所有迭代且区块430的答案为“否”，那么过程终止。

图5展示用于执行决策反馈均衡的过程500的实施例。获得通信信道的信道估计(区块512)。信道估计可为信道脉冲响应估计、信道频率响应估计等。初始化指示用于均衡的反馈的可靠性的可靠性参数(区块514)。可靠性参数可为反馈相关性矩阵R、可靠性因数ρ和/或一些其它量。可靠性参数可随频率而变或可为频率不变的。

基于信道估计和可靠性参数导出前馈滤波器响应(区块522)。基于信道估计和可靠性参数导出反馈滤波器响应(区块524)。可在(1)对反馈滤波器没有任何约束的情况下、(2)具有对于工作时间样本无反馈的约束的情况下、或(3)基于一些其它约束或条件而导出前馈和反馈滤波器响应。可基于MMSE或一些其它准则导出前馈和反馈滤波器响应。可彼此独立地导出前馈和反馈滤波器响应，且可基于前馈滤波器响应导出反馈滤波器响应，或可基于反馈滤波器响应导出前馈滤波器响应。前馈滤波器响应可在频域中并包含频域系数。反馈滤波器响应可在(1)频域中且包含频域系数或(2)时域中且包含时域抽头。通常，可对于不同滤波器约束、反馈可靠性的假设、设计准则等导出不同的前馈和反馈滤波器响应。

使用前馈和反馈滤波器响应执行均衡(区块526)。可对于每一所接收的数据块而逐区块地执行均衡。也可对多个迭代执行均衡。如果将执行另一迭代，如区块530中所判定，那么可更新可靠性参数，且可基于信道估计和所更新的可靠性参数而导出下一迭代的前馈和反馈滤波器响应。

2.分数间隔DFE

图6A展示通信系统的时域模型600，其在接收器650a处具有两倍(2x)过取样。发射器610处理业务数据且以码片速率产生传输码片s(n′)，其中n′为码片周期的指标。在实际系统中，发射器610通过通信信道620发送传输码片至接收器650a。对于模型600，上取样器612在每一传输码片之后插入零，且以取样速率提供输出样本s(n)。信道620是使用区块624中的信道脉冲响应h(n)和通过加法器626的加性噪声n(n)而模型化。

图6A也展示具有时域反馈滤波器的分数间隔DFE。术语“分数间隔”指以比码片速率高的速率取样，且其通常高于奈奎斯特(Nyquist)取样定理所需的速率。接收器650a以码片速率的两倍来数位化所接收的信号，且以为码片速率的两倍的取样速率获得输入样本r(n)。单元652使用2K点FFT/DFT将输入样本变换为频域，且提供输入符号R(k)(其中k＝1，...，2K)。所接收信号的2x过取样导致信号频谱的两个复本可用。两个冗余信号复本称作下复本(L)和上复本(U)。最初K个输入符号R(k)(k＝1，...，K)用于下复本并指示为R_L(k)(k＝1，...，K)，且被提供至前馈滤波器660a。最后K个输入符号R(k)(k＝K+1，...，2K)用于上复本并指示为R_U(k)(k＝1，...，K)，且被提供至前馈滤波器660b。

前馈滤波器660a滤波输入符号R_L(k)且提供经滤波的符号X_L(k)于下复本。前馈滤波器660b滤波输入符号R_U(k)且提供经滤波的符号X_U(k)用于上复本。加法器662逐区间地求经滤波的符号X_L(k)与X_U(k)的和。增益元件663使用增益1/2来缩放加法器662的输出，且提供经滤波的符号X(k)(k＝1，...，K)。单元664对经滤波的符号执行K点IFFT/IDFT，且以码片速率提供经滤波的样本x(n)。由加法器662对X_L(k)与X_U(k)的求和、由单元663缩放1/2和由单元664进行K点IFFT/IDFT等效于：对X_L(k)与X_U(k)执行2K点IFFT/IDFT，接着以因数2进行抽取来以码片速率获得经滤波的样本x(n)。加法器666从经滤波的样本x(n)减去反馈样本y(n)且提供均衡样本z(n)。限幅器670限幅均衡样本z(n)且提供码片估计(n)。反馈滤波器672滤波码片估计且提供反馈样本y(n)。

图6B展示其中分数间隔DFE具有频域反馈滤波器的模型602的方框图。发射器610和信道620是如以上关于图6A所述。接收器650b以取样速率获得输入样本r(n)。在接收器650b内，FFT/DFT单元652、前馈滤波器660a和660b、加法器662和增益元件663如以上关于图6A所述而对输入样本进行操作，且提供经滤波的符号X(k)。加法器666从经滤波的符号X(k)减去反馈符号Y(k)且提供均衡符号Z(k)。IFFT/IDFT单元668将均衡符号变换为时域且提供均衡样本z(n)。限幅器670限幅均衡样本z(n)且提供码片估计(n)。FFT/DFT单元674将码片估计变换为频域且提供符号估计(K)。反馈滤波器680滤波符号估计且提供反馈符号Y(k)。

图7展示具有分数间隔DFE的频域模型700。模型700等效于图6A中的模型600和图6B中的模型602。发射器710以码片速率产生时域传输码片s(n′)，其通过通信信道730发送。对于信道730，由单元732使用K点FFT/DFT将时域传输码片变换为频域，以获得频域传输符号S(k)(其中k＝1，...，K)。用于下信号复本的信道是通过区块734a中的频率响应H_L(k)和通过加法器736a的加性噪声N_L(k)模型化。用于上信号复本的信道是通过区块734b中的频率响应H_U(k)和通过加法器736b的加性噪声N_U(k)模型化。单元738变换时域噪声n(n)且提供分别用于下复本和上复本的频域噪声N_L(k)和N_U(k)。

接收器750获得分别用于下复本和上复本的输入符号R_L(k)和R_U(k)。前馈滤波器760a和760b分别滤波输入符号R_L(k)和R_U(k)，且提供经滤波的符号X_L(k)和X_U(k)。经滤波的符号X_L(k)和X_U(k)由加法器762求和且由增益元件763使用增益1/2缩放以获得经滤波的符号X(k)。加法器766从经滤波的符号X(k)减去反馈符号Y(k)且提供均衡符号Z(k)。均衡符号Z(k)由IFFT/IDFT单元768变换为时域且由限幅器770限幅以获得码片估计(n)。码片估计由FFT/DFT单元774变换为频域且由反馈滤波器780滤波以获得反馈符号。

对于一个数据块，输入符号可表示为矩阵形式，如下所示：

r _L＝H _L·s+n _L，和

r _u＝H _u·s+n _u，    方程式(28)

其中H _L为用于下复本的KxK对角信道响应矩阵，

H _u为用于上复本的KxK对角信道响应矩阵，

r _L为用于下复本的所接收符号的Kx1向量，

r _u为用于上复本的所接收符号的Kx1向量，和

n _L和n _u分别为用于下复本和上复本的Kx1噪声向量。

来自前馈滤波器760a和760b的经滤波的符号可表示为：

x _L＝F _L·r _L，和

x _u＝F _u·r _u    方程式(29)

其中F _L和F _u分别为用于下复本和上复本的前馈滤波器响应的KxK对角矩阵，和x _L和x _u为用于下复本和上复本的Kx1滤波符号向量。来自反馈滤波器780的反馈符号y可表示为：

y＝B·W _K·。          方程式(30)

提供至限幅器770的均衡样本z可表示为：

$\underset{\‾}{z}={\underset{\‾}{W}}_K^{-1}\·[0.5\·({\underset{\‾}{x}}_L+{\underset{\‾}{x}}_U)-\underset{\‾}{y}],$

$={\underset{\‾}{W}}_K^{-1}\·[0.5\·({\underset{\‾}{F}}_L\·{\underset{\‾}{H}}_L+{\underset{\‾}{F}}_U\·{\underset{\‾}{H}}_U)\·{\underset{\‾}{W}}_K\·\underset{\‾}{s}-\underset{\‾}{B}\·{\underset{\‾}{W}}_K\·\underset{\‾}{\overset{^}{s}}]$

$+0.5\·{\underset{\‾}{W}}_K^{-1}\left[{\underset{\‾}{F}}_L{\underset{\‾}{F}}_U\right]\·{\underset{\‾}{W}}_{2K}\·{\underset{\‾}{n}}_{2k},$ 方程式(31)

其中W _2K为2Kx2K傅立叶矩阵，且n _2k为2Kx1噪声向量。方程式(31)中的所有其它矩阵为KxK矩阵，且所有其它向量为Kx1向量。

可基于MMSE准则导出前馈滤波器频率响应F _L和F _U以及反馈滤波器频率响应B，所述MMSE准则通过方程式(13)和(14)中的假设而使方程式(12)中所示的MSE最小化。方程式(12)可扩展且与方程式(13)、(14)和(31)组合。MSE接着可表示为：

$\mathrm{MSE}=E_s\·\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|0.5\right[F_L\left(k\right)\·H_L\left(k\right)+F_U\left(k\right)\·H_u\left(k\right)]-1|}^2$

$+0.5N_i\·\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|F_L\left(k\right)\right|}^2+{\left|F_U\left(k\right)\right|}^2$

$-E_s\·\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\left\{0.5\right[F_L\left(k\right)\·H_L\left(k\right)+F_U\left(k\right)\·H_u\left(k\right)]-1\}\·B^{*}\left(k\right)\·R(k,k)$

${-E}_s\·\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left\{0.5\right[F_L\left(k\right)\·H_L\left(k\right)+F_U\left(k\right)\·H_u\left(k\right)]-1\}}^{*}\·B\left(k\right)\·R^{*}(k,k)$

$+E_s\·\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|B\left(k\right)\right|}^2,$ 方程式(32)

其中F_L(k)、F_U(k)、H_L(k)、H_U(k)分别为K x K矩阵F _L、F _U、H _L和H _U的第k个对角元素。

在一实施例中，前馈和反馈滤波器响应是在对反馈滤波器没有任何约束的情况下导出的。对于此实施例，反馈滤波器脉冲响应可由Lx1向量

给出。

通过方程式(32)，前馈滤波器响应可给出为：

$F_c\left(k\right)=\frac{{2E}_s\·(1-{\left|R(k,k)\right|}^2\·H_c^{*}\left(k\right))}{E_s\·(1-{\left|R(k,k)\right|}^2)\·({\left|H_L\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_U\left(k\right)\right|}^2)+2N_i},$ 其中k＝1，...，K，        方程式(33)

其中H_c(k)(其中c＝L，U)为复本c中的频率区间k的信道增益，和F_c(k)(其中c＝L，U)为复本c中的前馈滤波器系数。

反馈滤波器响应可给出为：

$B\left(k\right)=\frac{-2N_i\·R(k,k)}{E_s\·(1-{\left|R(k,k)\right|}^2)\·({\left|H_L\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_U\left(k\right)\right|}^2)+2N_i},$ 其中k＝1，...，K。     方程式(34)

在另一实施例中，在对反馈滤波器约束b₀＝0的情况下导出前馈和反馈滤波器响应。对于此实施例，可通过Lx1向量

给出反馈滤波器脉冲响应。为减少计算，可选择L，使其比K小得多但足够大以覆盖显著ISI分量。

可如方程式(18)和(19)中所示产生反馈滤波器响应，其中可给出矩阵Q(其中m，l＝1，...，(L-1))的元素：

$Q(m,l)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{{2N}_i\·{\left|R(k,k)\right|}^2}{E_s\·({\left|H_L\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_U\left(k\right)\right|}^2)+{2N}_i}+1-{\left|R(k,k)\right|}^2)\·e^{j2\mathrm{\π}\·(k-1)(m-l)/k}.$ 方程式(35)

可给出向量p(m＝1，...，(L-1))的元素为：

$p\left(m\right)=-\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{2N}_i\·R(k,k)}{E_s\·({\left|H_L\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_U\left(k\right)\right|}^2)+{2N}_i}\·e^{j2\mathrm{\π}\·(k-1)m/K}.$ 方程式(36)

通过方程式(32)和在约束b₀＝0的情况下，可给出前馈滤波器响应：

$F_c\left(k\right)=\frac{2E_s\·[1+B\left(k\right)\·R^{*}(k,k)]\·H_c^{*}\left(k\right)}{E_s\·({\left|H_L\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_U\left(k\right)\right|}^2)+2N_i},$ 其中k＝1，...，K。    方程式(37)

在另一实施例中，在对反馈滤波器约束b₀＝0且R(k，k)＝ρ和L＝K的情况下导出前馈和反馈滤波器响应。对于此实施例，可给出前馈滤波器响应：

$F_c\left(k\right)=\frac{2E_s\·H_c^{*}\left(k\right)\·G_{F2}}{E_s\·({\left|H_L\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_U\left(k\right)\right|}^2)+(1-{\mathrm{\ρ}}^2)+2N_i},$ 其中k＝1，...，K，    方程式(38)

其中 $G_{F2}=\frac{1}{1+\frac{E_s\·{\mathrm{\ρ}}^2}{K}\·\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Kgr;}}}\frac{({\left|H_L\left(i\right)\right|}^2+{\left|H_U\left(i\right)\right|}^2)}{E_s\·({\left|H_L\left(i\right)\right|}^2+{\left|H_U\left(i\right)\right|}^2\·(1-{\mathrm{\ρ}}^2)+2N_i}}.$

可给出反馈滤波器响应：

B(k)＝{0.5[F_L(k)·H_L(k)+F_U(k)·H_U(k)]-G_B2}·ρ，其中k＝1，...，K， 方程式(39)

其中 $G_{B2}=\frac{1}{2K}\·\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}[F_L\left(i\right)\·H_L\left(i\right)+F_U\left(i\right)\·H_U\left(i\right)].$

在另一实施例中，在对反馈滤波器约束b₀＝0且假设没有反馈误差(因此(n)＝s(n)且R(k，k)＝1)的情况下导出前馈和反馈滤波器响应。对于此实施例，可如方程式(18)和(19)中所示给出反馈滤波器响应，其中

$Q(m,l)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{e^{j2\mathrm{\π}\·(k-1)(m-l)/K}}{E_s\·({\left|H_L\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_U\left(k\right)\right|}^2)+2N_i},$ 其中m，l＝1，...，(L-1)，和方程式(40)

$p\left(m\right)=-\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{e^{j2\mathrm{\π}\·(k-1)m/K}}{E_s\·({\left|H_L\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_U\left(k\right)\right|}^2)+2N_i},$ 其中m＝1，...，(L-1)。方程式(41)

可给出前馈滤波器响应：

$F_c\left(k\right)=\frac{{2E}_s\·[1+B\left(k\right)]\·H_c^{*}\left(k\right)}{E_s\·({\left|H_L\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_U\left(k\right)\right|}^2)+2N_i},$ 其中k＝1，...，K。    方程式(42)

图8展示用于导出分数间隔前馈和反馈滤波器响应且均衡输入符号的过程800的实施例。最初，估计信道脉冲响应h(n)且使用FFT/DFT进行变换以分别获得用于下信号复本和上信号复本的信道频率响应H_L(k)和H_U(k)(区块812)。对于第一迭代，将反馈相关性矩阵R或可靠性因数ρ初始化为(例如)零(区块814)。

基于信道频率响应H_L(k)与H_U(k)和反馈相关性R(k，k)或可靠性因数ρ导出用于下复本和上复本的前馈滤波器响应F_L(k)和F_U(k)，例如，如方程式(33)、(37)、(38)或(42)所示(区块822)。基于信道频率响应H_L(k)与H_U(k)和反馈相关性R(k，k)或可靠性因数ρ也导出反馈滤波器响应B(k)，例如，如方程式(34)、(35)和(36)、(39)或(40)和(41)所示(区块824)。基于前馈和反馈滤波器响应对下复本和上复本的输入符号R_L(k)和R_U(k)执行均衡，例如，如方程式(29)至(31)(区块826)所示。变换且限幅均衡符号以获得码片估计(n)(区块828)。

可针对一个或多个迭代执行均衡。做出是否执行另一迭代的判定(区块830)。如果答案为“是”，那么更新反馈相关性矩阵R或可靠性因数ρ(区块832)。过程接着返回至区块822以更新前馈和反馈滤波器响应，且使用所更新的滤波器响应来执行均衡。否则，如果完成所有迭代且区块830的答案为“否”，那么过程终止。

为清晰起见，针对接收器处的2x过取样描述分数间隔DFE，或C＝2，其中C为过取样率。通常，可在任何过取样量的情况下使用分数间隔DFE。在以上方程式中，项(|H_L(k)|²+|H_U(k)|²)可由(|H_L(k)|²+...+|H_C(k)|²)替代，指标c可为从1到C，且因数2可由C替代(如果适当的话)。

为清晰起见，针对接收器处的单一接收天线描述码片间隔DFE和分数间隔DFE。本文所述的DFE也可用于具有多个(R)天线的接收器，其可用于接收分集或多输入多输出(MIMO)传输。对于具有接收分集的码片速率取样，接收器针对R个接收天线获得R个信号复本和R个信道频率响应。接收器可(例如)基于以上关于分数间隔DFE所描述而导出用于R个信号复本的R个前馈滤波器响应，虽然信号复本是来自不同接收天线而非信号频谱的不同部分。对于具有接收分集的过取样，接收器针对R个接收天线和C倍过取样获得R·C个信号复本和R·C个信道频率响应。接收器可(例如)基于以上关于分数间隔DFE所描述而导出用于R·C个信号复本的R·C个前馈滤波器响应，虽然信号复本是来自不同接收天线以及信号频谱的不同部分。

图9展示用于执行多个信号复本的决策反馈均衡的过程900的实施例，所述信号复本可通过多个接收天线和/或过取样获得。获得多个信号复本的信道估计(区块912)。信道估计可为信道脉冲响应估计、信道频率响应估计等。初始化可靠性参数，其可为反馈相关性矩阵R、可靠性因数ρ和/或一些其它量(区块914)。

基于信道估计和可靠性参数导出多个信号复本的前馈滤波器响应(区块922)。基于信道估计和可靠性参数导出反馈滤波器响应(区块924)。可在(1)对反馈滤波器没有任何约束的情况下、(2)对工作时间样本无反馈具有约束的情况下、或(3)基于一些其它约束或条件而导出前馈和反馈滤波器响应。可基于MMSE或一些其它准则导出前馈和反馈滤波器响应。可彼此独立地导出前馈和反馈滤波器响应，且可基于前馈滤波器响应导出反馈滤波器响应，或可基于反馈滤波器响应导出前馈滤波器响应。通常，可针对不同的滤波器约束、反馈可靠性的假设、设计准则等导出不同的前馈和反馈滤波器响应。

使用前馈和反馈滤波器响应执行均衡(区块926)。可对于每一所接收的数据块逐区块地执行均衡。也可对多个迭代执行均衡。如果将执行另一迭代，如区块930中所决策，那么可在区块932中更新可靠性参数，且可基于信道估计和所更新的可靠性参数而导出下一迭代的前馈和反馈滤波器响应。

3.决策反馈可靠性

可基于与码片估计(n)的可靠性相关的R(k，k)或ρ导出前馈和反馈滤波器响应。码片估计是反馈用于均衡的实验性决策。反馈的量与码片估计在统计学上可靠的程度相关。反馈的量在码片估计非常可靠时可为大的，且在码片估计不是太可靠时可为小的。在极端状况下，在码片估计完全不可靠时可不存在反馈。

可以各种方式来估计码片估计的可靠性。在一实施例中，基于正确解码的区块来估计可靠性。诸如循环冗余校验(CRC)码的误差检测码可用以确定给定区块是否被正确解码。发射器可产生数据块的CRC且将CRC附加作为数据块的一部分。接收器可使用所附加的CRC进行误差检测。在解码区块之后，接收器可基于所解码的区块产生CRC，且可将所产生的CRC与所附加的CRC进行比较。如果两个CRC匹配，那么认为区块已被正确解码，且所述区块中的所有码片变得为接收器所知。

接收器可使用正确解码的区块以计算码片估计在均衡的不同级或迭代的可靠性。接收器可以与由发射器所执行的相同方式来处理解码区块，且重产生发射器为数据块所发送的传输码片s(n)。在一实施例中，接收器可使传输码片s(n)与给定级i的码片估计_i(n)相关以获得所述级的可靠性因数ρ_i，如下所示：

${\mathrm{\ρ}}_i=\frac{1}{E_s\·K}\·|\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}s\left(n\right)\·{\hat{s}}_i^{*}\left(n\right)|.$ 方程式(43)

在另一实施例中，接收器可导出级i的反馈相关性矩阵R _i，如下所示：

${\underset{\‾}{R}}_i=\frac{1}{E_s}\·\underset{\‾}{s}\·{\underset{\‾}{\overset{^}{s}}}_i^H,$ 方程式(44)

其中 _i为级i的符号估计的K x 1向量。

获得不同码片估计且将其反馈以用于在不同级中均衡。因此，接收器可基于这些级的码片估计来估计不同级的反馈可靠性。

可在多个正确解码区块中滤波决策反馈的可靠性以减少变化。可基于有限脉冲响应(FIR)滤波器、无限脉冲响应(IIR)滤波器或一些其它类型的滤波器来执行滤波。可基于信道条件改变的预期速率来选择滤波器的时间常数或频宽。大时间常数或小频宽可用于缓慢变化的信道。相反，小时间常数或大频宽可用于快速改变的信道。滤波器的时间常数可基于接收器的多普勒效应(Doppler)而自适应。

可假设邻近数据块具有用于相同均衡级的适当类似决策反馈可靠性。在此状况下，基于正确解码区块为不同级估计的可靠性可用于未来区块的决策反馈均衡。

决策反馈的可靠性可取决于发射器所用的调制机制。在一实施例中，估计反馈可靠性且将其维持用于不同的调制机制。对于此实施例，为通过给定调制机制发送的正确解码区块所估计的可靠性被用于均衡通过相同调制机制发送的未来区块。在另一实施例中，以解决用于正确解码区块的不同调制机制的方式来估计反馈可靠性。

也可基于先验已知或由接收器确定的其它传输来估计决策反馈的可靠性。举例来说，如果数据块包括已知部分(例如，独特字、前导序列和/或一些其它已知信息)，那么可基于此已知部分来估计反馈可靠性。

接收器可使用所估计的反馈可靠性来导出前馈和反馈滤波器响应。接收器也可使用反馈可靠性来确定是否执行决策反馈均衡或线性均衡(在没有决策反馈的情况下)。举例来说，接收器可在反馈过于不可靠时执行线性均衡。

图10展示基于从正确解码的区块导出的可靠性参数来执行决策反馈均衡的过程1000的实施例。基于正确解码的第一数据块估计可靠性参数，正确解码可基于CRC或一其它误差检测码来确定(区块1012)。可基于(1)传输码片与码片估计的相关性，例如，如方程式(43)中所示，或(2)传输符号与符号估计的外积，例如，如方程式(44)中所示来估计可靠性参数。可在多个正确解码的区块中滤波可靠性参数。可基于信道条件和/或其它因数来选择用于滤波的时间常数。

基于信道估计和可靠性参数来导出前馈滤波器响应和反馈滤波器响应(区块1014)。使用前馈和反馈滤波器响应来对第二数据块执行均衡(区块1016)。如果在多个迭代或级中执行均衡，那么可基于第一数据块和每一级的码片或符号估计来估计所述级的可靠性参数。可基于每一迭代的可靠性参数来导出所述迭代的前馈和反馈滤波器响应。

图11展示通信系统1100中的发射器1110和接收器1150的实施例的方框图。对于下行链路/前向链路传输，发射器1110为基站的一部分，且接收器1150为无线装置的一部分。对于上行链路/反向链路传输，发射器1110为无线装置的一部分，且接收器1150为基站的一部分。基站通常是与无线装置通信的固定站，且也可称作节点B、接入点等。无线装置可为固定或移动的，且也可称作用户设备(UE)、移动站、用户终端、订户单元等。无线装置可为蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调器卡或一些其它装置或设备。

在发射器1110处，传输(TX)数据处理器1120处理(例如，编码、交错和符号映射)业务数据并产生数据符号。如本文所使用，数据符号是数据的调制符号，导频符号是导频的调制符号，调制符号是信号群集(例如，对于M-PSK或M-QAM)中的一点的复值，且导频是由发射器和接收器两者先验已知的数据。调制器1130以系统规定的方式来处理数据符号和导频符号，且将传输码片s(n)提供至发射器单元(TMTR)1132。发射器单元1132处理(例如，转换为模拟、放大、滤波和增频转换)传输码片且产生RF信号，其被从天线1134发射。

在接收器1150处，天线1152通过各种信号路径接收所传输的RF信号，且将所接收的信号提供至接收器单元(RCVR)1154。接收器单元1154调节(例如，滤波、放大和降频转换)所接收的信号，以可等于或高于码片速率的取样速率来数字化所调节的信号，且提供时域输入样本。FFT/DFT单元1156将输入样本变换为频域且提供频域输入符号。

信道和噪声估计器1158基于频域输入符号和/或时域输入样本来估计信道响应和噪声。决策反馈均衡器(DFE)1160基于信道和噪声估计和可靠性参数而导出前馈滤波器响应和反馈滤波器响应。可由DFE 1160、控制器1190或一些其它单元基于正确解码的区块和/或其它已知传输来估计和更新可靠性参数。

DFE 1160基于前馈和反馈滤波器响应而滤波输入符号，且提供码片估计至解调器(Demod)1170。DFE 1160可实施上述DFE设计中的任一者。解调器1170以与由调制器1130进行的处理互补的方式来处理码片估计，且提供数据符号估计。接收(RX)数据处理器1180处理(例如，符号解映射、解交错和解码)数据符号估计，且提供解码数据。RX数据处理器1180也可基于CRC校验每一数据块。通常，解调器1170与RX数据处理器1180的处理分别与发射器1110处的调制器1130与TX数据处理器1120的处理互补。

控制器/处理器1140和1190分别指导发射器1110和接收器1150处的各种处理单元的操作。存储器1142和1192存储分别用于发射器1110和接收器1150的数据和程序码。

本文所描述的均衡技术可用于各种通信系统，诸如码分多路存取(CDMA)系统、时分多路存取(TDMA)系统、频分多路存取(FDMA)系统、正交FDMA(OFDMA)系统、单载波FDMA(SC-FDMA)系统等。CDMA系统可实施一个或一个以上无线电技术，诸如宽频带CDMA(W-CDMA)、cdma2000等。cdma2000覆盖IS-2000、IS-856和IS-95标准。TDMA系统可实施诸如全球移动通信系统(GSM)的无线电技术。这些各种无线电技术和标准在所属领域中是已知的。OFDMA系统使用正交频分复用(OFDM)在正交次载波上在频域中传输调制符号。SC-FDMA系统在正交次载波上在时域中传输调制符号。

发射器1110处的调制器1130和接收器1150处的解调器1170执行系统所规定的处理。举例来说，调制器1130可执行用于CDMA、OFDM、SC-FDMA等或其组合的处理。

所属领域技术人员将了解可使用各种不同技术中任一者来表示信息和信号。举例来说，可在以上描述全文中加以引用的数据、指令、命令、信息、信号、比特、符号和码片可由电压、电流、电磁波、磁场或磁性粒子、光场或光学粒子或其任何组合表示。

技术人员将进一步了解结合本文所揭示实施例描述的各种说明性逻辑区块、模块、电路和算法步骤可实施为电子硬件、计算机软件或其组合。为清晰说明硬件与软件的此互换性，以上已大体关于其功能性来描述各种说明性组件、区块、模块、电路和步骤。所述功能性被实施为硬件还是软件取决于强加于整个系统的特定应用和设计约束。技术人员可以用于每一特定应用的不同方式来实施所述功能性，但不应将这些实施决策解释为导致偏离本发明的范围。

结合本文所揭示实施例描述的各种说明性逻辑区块、模块和电路可使用以下各物来实施或执行：通用处理器、数字信号处理器(DSP)、特殊应用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或经设计以执行本文所述功能的任何组合。通用处理器可为微处理器，但在替代实施例中，处理器可为任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器也可实施为计算装置的组合，例如，DSP与微处理器的组合、复数个微处理器、结合DSP核心的一个或一个以上微处理器或任何其它此配置。

结合本文所揭示实施例描述的方法或算法的步骤可直接实施于硬件、由处理器执行的软件模块或两者的组合中。软件模块可驻存于RAM存储器、闪速存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、移动磁盘、CD-ROM或所属领域中已知的任何其它形式的存储媒介中。示范性存储媒介耦合至处理器，使得处理器可从存储媒介读取信息且写入信息至存储媒介中。在替代实施例中，存储媒介可与处理器成一体。处理器和存储媒介可驻存于ASIC中。ASIC可驻存于用户终端中。在替代实施例中，处理器和存储媒介可作为离散组件驻存于用户终端中。

在本文中包括标题用于参考和帮助定位特定段落。这些标题并非希望限制其下所描述概念的范围，且这些概念可在整个说明书全文的其它段落中具有可应用性。

提供所揭示实施例的先前描述以使所属领域技术人员能够制造或使用本发明。所属领域技术人员将易于了解对这些实施例的各种修改，且本文所定义的一般原理可在不偏离本发明的精神或范围的情况下应用于其它实施例。因此，本发明并不希望限于本文所展示的实施例，而是符合与本文所揭示的原理和新颖特征一致的最广泛范围。

Claims (42)

1.一种设备，其包含：

至少一个处理器，其用以基于信道估计和可靠性参数且进一步在对反馈滤波器响应没有约束或对工作时间样本无反馈具有约束的情况下导出前馈滤波器响应和所述反馈滤波器响应，且用以使用所述前馈和反馈滤波器响应来执行均衡；和存储器，其耦合至所述至少一个处理器。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述可靠性参数为频率的函数。

3.根据权利要求1所述的设备，其中所述可靠性参数为频率不变的。

4.根据权利要求1所述的设备，其中所述至少一个处理器基于正确解码的数据块来估计所述可靠性参数。

5.根据权利要求1所述的设备，其中所述至少一个处理器导出用于所述前馈滤波器响应的频域系数且使用所述频域系数滤波输入符号。

6.根据权利要求1所述的设备，其中所述至少一个处理器导出用于所述反馈滤波器响应的频域系数且使用所述频域系数滤波符号估计。

7.根据权利要求1所述的设备，其中所述至少一个处理器导出用于所述反馈滤波器响应的时域抽头且使用所述时域抽头滤波码片估计。

8.根据权利要求1所述的设备，其中所述至少一个处理器针对多个迭代执行均衡，更新用于每一迭代的所述可靠性参数，且基于所述信道估计和每一迭代的所述可靠性参数导出用于所述迭代的所述前馈和反馈滤波器响应。

9.根据权利要求1所述的设备，其中所述至少一个处理器基于最小均方误差(MMSE)准则而导出所述前馈和反馈滤波器响应。

10.根据权利要求1所述的设备，其中所述至少一个处理器导出所述前馈和反馈滤波器响应且对至少一个数据块中的每一数据块执行均衡。

11.一种方法，其包含：

基于信道估计和可靠性参数且进一步在对反馈滤波器响应没有约束或对工作时间样本无反馈具有约束的情况下导出前馈滤波器响应和所述反馈滤波器响应；和使用所述前馈和反馈滤波器响应来执行均衡。

12.根据权利要求11所述的方法，进一步包含：

基于正确解码的数据块来估计所述可靠性参数。

13.根据权利要求11所述的方法，其中针对多个迭代执行均衡，且其中所述导出所述前馈和反馈滤波器响应包含

更新用于每一迭代的所述可靠性参数，和

基于所述信道估计和每一迭代的所述可靠性参数导出用于所述迭代的所述前馈和反馈滤波器响应。

14.一种设备，其包含：

用以基于信道估计和可靠性参数且进一步在对反馈滤波器响应没有约束或对工作时间样本无反馈具有约束的情况下导出前馈滤波器响应和所述反馈滤波器响应的装置；和

用以使用所述前馈和反馈滤波器响应来执行均衡的装置。

15.根据权利要求14所述的设备，进一步包含：

用以基于正确解码的数据块来估计所述可靠性参数的装置。

16.根据权利要求14所述的设备，其中针对多个迭代执行均衡，且其中所述用以导出所述前馈和反馈滤波器响应的装置包含

用以更新用于每一迭代的所述可靠性参数的装置，和

用以基于所述信道估计和每一迭代的所述可靠性参数导出用于所述迭代的所述前馈和反馈滤波器响应的装置。

17.一种设备，其包含：

至少一个处理器，其用以基于多个信号复本的信道估计和可靠性参数导出所述多个信号复本的多个前馈滤波器响应，用以基于所述信道估计和所述可靠性参数导出反馈滤波器响应，且用以使用所述多个前馈滤波器响应和所述反馈滤波器响应来对所述多个信号复本的输入符号执行均衡；和

存储器，其耦合至所述至少一个处理器。

18.根据权利要求17所述的设备，其中所述至少一个处理器在对所述反馈滤波器响应没有约束的情况下导出所述前馈和反馈滤波器响应。

19.根据权利要求17所述的设备，其中所述至少一个处理器在对工作时间样本无反馈具有约束的情况下导出所述前馈和反馈滤波器响应。

20.根据权利要求17所述的设备，其中所述多个信号复本是通过对所接收信号的过取样而获得的。

21.根据权利要求17所述的设备，其中所述多个信号复本是通过多个接收天线获得的。

22.根据权利要求17所述的设备，其中所述多个信号复本是通过多个接收天线和对来自每一接收天线的所接收信号的过取样而获得的。

23.一种方法，其包含：

基于多个信号复本的信道估计和可靠性参数导出所述多个信号复本的多个前馈滤波器响应；

基于所述信道估计和所述可靠性参数导出反馈滤波器响应；和

使用所述多个前馈滤波器响应和所述反馈滤波器响应来对所述多个信号复本的输入符号执行均衡。

24.根据权利要求23所述的方法，其中所述导出所述多个前馈滤波器响应包含在对所述反馈滤波器响应没有约束的情况下导出所述多个前馈滤波器响应，且其中所述导出所述反馈滤波器响应包含在对所述反馈滤波器响应没有约束的情况下导出所述反馈滤波器响应。

25.根据权利要求23所述的方法，其中所述导出所述多个前馈滤波器响应包含在对工作时间样本无反馈具有约束的情况下导出所述多个前馈滤波器响应，且其中所述导出所述反馈滤波器响应包含在对工作时间样本无反馈具有所述约束的情况下导出所述反馈滤波器响应。

26.一种设备，其包含：

用以基于多个信号复本的信道估计和可靠性参数导出所述多个信号复本的多个前馈滤波器响应的装置；

用以基于所述信道估计和所述可靠性参数导出反馈滤波器响应的装置；和

用以使用所述多个前馈滤波器响应和所述反馈滤波器响应来对所述多个信号复本的输入符号执行均衡的装置。

27.根据权利要求26所述的设备，其中所述用以导出所述多个前馈滤波器响应的装置包含用以在对所述反馈滤波器响应没有约束的情况下导出所述多个前馈滤波器响应的装置，且其中所述用以导出所述反馈滤波器响应的装置包含用以在对所述反馈滤波器响应没有约束的情况下导出所述反馈滤波器响应的装置。

28.根据权利要求26所述的设备，其中所述用以导出所述多个前馈滤波器响应的装置包含用以在对工作时间样本无反馈具有约束的情况下导出所述多个前馈滤波器响应的装置，且其中所述用以导出所述反馈滤波器响应的装置包含用以在对工作时间样本无反馈具有所述约束的情况下导出所述反馈滤波器响应的装置。

29.一种设备，其包含：

至少一个处理器，其用以基于正确解码的第一数据块估计可靠性参数，用以基于信道估计和所述可靠性参数导出前馈滤波器响应和反馈滤波器响应，且用以使用所述前馈和反馈滤波器响应来对第二数据块执行均衡；和

存储器，其以操作方式耦合至所述至少一个处理器。

30.根据权利要求29所述的设备，其中所述至少一个处理器基于循环冗余校验(CRC)来确定所述第一数据块被正确解码。

31.根据权利要求29所述的设备，其中所述至少一个处理器基于所述第一数据块产生传输码片，且基于所述传输码片和来自所述均衡的码片估计之间的相关性而估计所述可靠性参数。

32.根据权利要求29所述的设备，其中所述至少一个处理器基于所述第一数据块产生传输符号，且基于所述传输符号与来自所述均衡的符号估计的外积来估计所述可靠性参数。

33.根据权利要求29所述的设备，其中所述至少一个处理器基于所述第一数据块来估计用于多个均衡迭代中的每一均衡迭代的所述可靠性参数，基于每一迭代的所述可靠性参数导出所述迭代的所述前馈和反馈滤波器响应，且使用所述迭代的所述前馈和反馈滤波器响应对所述第二数据块执行每一均衡迭代。

34.根据权利要求29所述的设备，其中所述至少一个处理器跨越多个正确解码的数据块滤波所述可靠性参数。

35.根据权利要求29所述的设备，其中所述至少一个处理器基于信道条件选择时间常数，且根据所述选定的时间常数跨越多个正确解码的数据块滤波所述可靠性参数。

36.根据权利要求29所述的设备，其中所述至少一个处理器基于所述可靠性参数确定是否导出和使用所述反馈滤波器响应。

37.一种方法，其包含：

基于正确解码的第一数据块估计可靠性参数；

基于信道估计和所述可靠性参数导出前馈滤波器响应和反馈滤波器响应；和

使用所述前馈和反馈滤波器响应对第二数据块执行均衡。

38.根据权利要求37所述的方法，其中所述估计所述可靠性参数包含

基于所述第一数据块产生传输码片，和

基于所述传输码片与来自所述均衡的码片估计之间的相关性而估计所述可靠性参数。

39.根据权利要求37所述的方法，其中所述估计所述可靠性参数包含基于所述第一数据块来估计用于多个均衡迭代中的每一均衡迭代的所述可靠性参数，其中所述导出所述前馈和反馈滤波器响应包含基于每一迭代的所述可靠性参数导出所述迭代的所述前馈和反馈滤波器响应，且其中所述执行均衡包含使用所述迭代的所述前馈和反馈滤波器响应对所述第二数据块执行每一均衡迭代。

40.一种设备，其包含：

用以基于正确解码的第一数据块估计可靠性参数的装置；

用以基于信道估计和所述可靠性参数导出前馈滤波器响应和反馈滤波器响应的装置；和

用以使用所述前馈和反馈滤波器响应对第二数据块执行均衡的装置。

41.根据权利要求40所述的设备，其中所述用以估计所述可靠性参数的装置包含

用以基于所述第一数据块产生传输码片的装置，和

用以基于所述传输码片与来自所述均衡的码片估计之间的相关性估计所述可靠性参数的装置。

42.根据权利要求40所述的设备，其中所述用以估计所述可靠性参数的装置包含用以基于所述第一数据块来估计用于多个均衡迭代中的每一均衡迭代的所述可靠性参数的装置，其中所述用以导出所述前馈和反馈滤波器响应的装置包含用以基于每一迭代的所述可靠性参数导出所述迭代的所述前馈和反馈滤波器响应的装置，且其中所述用以执行均衡的装置包含用以使用所述迭代的所述前馈和反馈滤波器响应对所述第二数据块执行每一均衡迭代的装置。

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