CN1238977C - 一种可变步长受网格解码器输出影响的自适应均衡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种可变步长受网格解码器输出影响的自适应均衡器。这种自适应均衡器包括一个判决器、一个与判决器相连的判决反馈均衡器、一个与判决器相连的FIR滤波器和一个与判决器相连的网格解码器。网格解码器用于产生、输出可信值信号和解码信号。误差信号就是判决器与判决反馈均衡器所输出的信号之间的差值。误差信号被用来更新FIR滤波器和判决反馈均衡器的抽头系数。抽头系数变化量的大小至少部分地随着网格解码器所输出的可信值信号而变化。

Description

一种可变步长受网格解码器输出影响的自适应均衡器

技术领域  本发明属于一种自适应均衡器，特别涉及一种可变步长受网格解码器输出影响的自适应均衡器。

背景技术  在诸如声音、数据和视频通讯等许多不同的数字信息的实际应用中，均衡器是一种非常重要的元件。在这些应用中，都使用了很多种不同的传输介质。尽管这些传输介质都有各自相异的传输特性，但是它们的传输效果都没有达到最好。也就是说，每种传输介质都会改变它们所传输的信号，比如会造成信号的相位、频率和振幅的失真；传输介质也会产生多路径接收和其它重影现象，比如回音和瑞利(Rayleigh)衰落。事实上，除了信道失真外，在各种传输中都会受到来自噪声的干扰，例如高斯白(AWGN)噪声。因此，均衡器被用来作为全双工通信的喇叭扩音器的回声消除器(补偿器)、数字电视或数字电缆传输中的视频消重影器、无线调制解调器和无线电话的信号调节器，以及其它的一些类似的应用。

码间干扰(ISI)是产生误差的一个重要原因。通常出现在一个脉冲信息，诸如调幅数字信号，经过一个模拟通道(例如电话线或无线广播)传输时。原始信号本来近似于一个离散的时间序列，但是接收到的信号却是连续的时间信号，即原来的脉冲信号经过传输后被改变成波峰位置对应原始信号脉冲位置的不同信号。数字硬件读取信号，并对接收到的信号进行定期采样。

每个脉冲都形成一个近似sinc波的信号。sinc波的特点是，一系列波峰围绕在一个中心波峰的四周，并且它们波峰的幅值随着离中央波峰的距离的增加而单调减少。同样地，sinc波的波谷的幅值也随着离中心波峰的距离的增加而单调减少。这些波峰的周期通常是由接收硬件的采样频率决定的。因此，在信号的某个采样时刻的幅值不仅会受到该时刻传输信号的脉冲幅值的影响，而且也会受到传输信号流中相应的其它时刻的脉冲幅值的影响。也就是说，在传输流中，一个信号中用来表征传输流中某个符号的那部分信号，将会对接收到的信号中代表传输流中其它符号的那部分信号产生不良的影响。

这种影响理论上能通过脉冲的适当整形来消除，例如可以通过在与采样速率相应的固定的时间间隔内产生幅值为零的脉冲序列来消除。然而，这种脉冲整形会由于信道失真而失败，信道失真将使得脉冲在传输过程中被扭曲。因此，有必要找到另外的控制误差的方法。所以在大部分数字应用中，一般都使用均衡器来修正ISI错误和信道失真。

为达到这一目的，通常使用两种均衡器，即自动合成和自适应。在自动合成的方法中，均衡器通常要对接收到的时域参考信号与未失真的备份信号进行比较。通过二者的比较可以确定一个时域误差信号，这一时域误差信号可能会被应用在反函数(滤波器)系数的计算中。反函数的方程与在“迫零均衡(ZFE)”和“最少均方(LMS)”系统中一样，要在时间域内被严格推导出。其它方法还包括将收到的训练信号(training signal)变换为频域表示形式。这样可通过计算频域逆响应来补偿信道失真。然后，从计算出的逆频谱再回推出其信号的时域表示，从而可以求出滤波器的抽头权值。

在自适应均衡调整过程中，均衡器尽量减小均衡器的输出值与由一种“判决器”生成的传输信号估计值之差的误差信号。换句话说，均衡滤波器输出一个样本值，判决器决定均衡滤波器最有可能要传输的数值(最佳估计)，自适应逻辑装置尽量将这两个值的差维持在较小的水平。这样做的主要思想是使接收机能充分利用可能存在于传输脉冲信号中的离散电平的信息。当判决器对均衡器输出信号进行数值转换时，它会从根本上消除收到的噪声。自动合成和自适应这两种方法之间的关键区别是自适应方法不需要训练信号。

误差控制编码通常是以下两种编码方法之一：卷积编码和块编码。里德所罗门(Reed-Solomon)编码和格雷(Golay)编码属于块编码。均衡过程一个最起码的目的，就是允许生成一个数学意义上的“滤波器”，这种数学滤波器是信道失真的反函数，这个反函数能将收到的信号逆推出更接近于原始传输信号的信号。通过将数据编码成附加符号，可以将一些附加信息加入到传输信号中，解码器就可以利用这些附加信号提高编译所接收到的信号的精确度。当然，这个额外的精确度，一般通过增加额外带宽来传输附加的符号，或者通过增加额外的能量以使得信号在更高的频率下传送。

卷积编码器包含一个K-级移位寄存器，其数据是根据时钟周期移入寄存器的。数值K被称作码的“约束长度”。移位寄存器在各种不同的点根据多项式选择的码抽头(tap)。根据编码率(code rate)可以选择多组抽头。编码率用一个分数来表示。例如，一个编码率为的卷积编码器的输出符号是输入符号的两倍。一般情况下，一组抽头数据通过模-2求和，即异或(XOR)运算，来产生一个已编码的输出符号。例如，一个简单的码率为、K＝3的卷积编码器，可能会通过对3级移位寄存器的第一和第三比特进行模-2求和来获得其中的一个输出比特，而另一输出比特则通过全部三个比特的模-2求和获得。

卷积解码器的工作方法通常是，对原始传输数据作出假设，然后通过适当的卷积编码器的备份来运行这些假设，同时对这个编码结果和接收到的编码信号(包含噪声)进行比较。解码器为它的每个假设值都生成一个“度量”。所谓“度量”就是，在相应的假设值中解码器可信度的数值。解码器可以是串行，也可以是并行。也就是说，解码器一次可以运行一个假设，也可运行几个假设。

卷积编码优于块编码的一个重要的方面就是，卷积编码器能够很容易的利用一些“软判决”的信息。“软判决”的信息实质上就是指输出信号始终带有度量的信息，而不是单单的选择一种假设来作为所谓“正确”的应答。举一个非常简单的例子，如果传输信号中某一单个符号被解码器识别为“1”的概率是80％，而被识别为“0”的概率只有20％的话，那么“硬判决”则简单地将这一符号的数值反馈为1，但是“软判决”则会将其反馈为0.8，或根据不同的概率分布而反馈为其它相应的数值，以便后续硬件在可信的数值基础上作出更进一步的判决。

但在另一方面，块编码处理大数据块和突发错误的能力很强。

图1所示为一个典型的数字通讯接收机(包括有信道编码和均衡过程)的结构图，用100表示。接收机100包含一个同步解调器110，同步解调器110能把接收到的模拟信号还原为数字信号。接收机100还包含一个均衡器120、一个内解码器130、解交织器140和一个外解码器150。内部编码通常就是卷积编码，而外部编码一般是块编码，最常用为里德所罗门编码。卷积编码和块编码通常被结合使用，以形成优势互补。

图2所示为均衡器120的一个简图。通常，均衡器120使用在诸如图1的数字接收机100中。均衡器120包含一个控制器228，一个有限脉冲响应(FIR)滤波器222，一个判决器226，和一个判决反馈均衡器224。FIR滤波器222用来接收输入信号221。FIR滤波器222用来消除超前鬼影，即比主传输信号提前到达的鬼影信号。判决器226会检查它的每个输入信息，并且决定将所接收到的信号中哪一个传送给输出端229。判决反馈均衡器224将修改判决器226的输入，以消除滞后鬼影，即晚于主传输信号到达的鬼影信号，并且能够消除FIR滤波器222产生的残留信号。

判决器226是一个典型的硬判决器，如数值切割器(slicer)。举例来说，在一个8VSB系统中，数值切割器是判决接收信号幅度的判决器。它要判决出数值为0，±2，±4，和±6的信号，这样做是为了把输入信号按照±1，±3，±5，和±7的标准信号值进行分类。另一个例子，数值切割器可以是多维的，例如在正交调幅(QAM)系统中所使用的数值切割器。

控制器228用来接收输入和输出数据，并生成FIR滤波器222和判决反馈均衡器224的滤波器系数。业内行家都知道，有很多可行的方法适用于推导滤波系数，其中包括最小均方(LMS)和递归最小二乘方(RLS)算法。

图3是图2中所示均衡器120的详细图解。判决反馈均衡器224的输入数据来自于判决器226(如数值切割器)的输出。该输入数据被延迟(F+M)级，其中F等于FIR滤波器222的滤波系数，而M等于判决反馈均衡器224的均衡系数。在每一个延迟中，数据与控制器228产生的抽头系数相乘，相乘的每个结果都与FIR滤波器222相加。然后均衡器120将均衡数据传给网格解码器350。误差信号310等于判决器226的输出和它的输入之差，该误差信号310乘以步长320，然后再用以更新抽头系数。步长320通常小于1，这样是为了使误差信号能经多个时钟周期，通过反复迭代来校正抽头系数，以便基本消除信道响应的波动和噪声。通常，步长越小，均衡器120进行收敛的瞬变条件会越苛刻，收敛速度也会越慢。

图4给出了网格编码器的详细图示，用400表示，它适于与图3所示的判决反馈均衡器224一起使用。网格编码器400是8VSB系统中使用的网格编码器、预编码器和符号映射器。内行都知道，8VSB系统中的网格编码器400通常使用一个8电平、3比特、1维的星座结构。由图4可以看出，8VSB网格编码器400使用了编码速率为2/3的网格码。

网格解码器350通常使用维特比(Viterbi)算法来对8VSB网格编码器400的编码进行解码。一般情况下，网格解码器350解码级数较高，一般为16或24级。其解码输出229由解交织器140解交织后，再送到外部解码器150。

图5给出一个典型的n级8VSB网格编码的网格结构图，记为500，其中粗线所标注的是当前存活路径。在每个解码时钟周期中新的符号传送给网格解码器，并且存活路径也被更新。众所周知，在一个VSB系统中，每个样本都包含一个符号，而在QAM或者Offset-QAM系统中，每个样本含有二个符号，其中一个在I信道中，而另一个在Q信道中。然而，不管样本长度是多少，编码和解码都按照符号依次执行。基于存活路径，每一级都会对最合适的级数作出判决，即哪个符号最可能被传送。例如，第一级会给出输入信号的第一个判决值，第二级会给出输入信号的第二个判决值等等。众所周知，在解码过程中，存活路径将会随着所接收的各个新符号而改变。这样，从一个输入样本变换到另一个输入样本的时间周期内，存活路径都不会相同，尽管只变动了一个符号。

图6给出了采用维特比解码算法的网格解码器解码时的误差率。从图中我们可以看出，当系统在极值或者甚至稍低于极值的状态下运行时，解码后的误码率比较低，而且解码的级数越高，误码率越低。还可以看出，随信噪比的增大，误码率显著下降。应该注意的是，在8VSB系统中，极值是经过里德·所罗门解码后比特误码率在10⁶分之一时的临界值。

可以想象，如果判决器226产生的误差太多，则均衡器120就不可能收敛。比如，当一个判决器226的误码率大于0.1时，均衡器就不会收敛。因此，如果在开始阶段信道失真就很严重的话，均衡器120就不能开始工作。如果可能，就必须使用训练信号来补偿信道失真，或者采用其它的算法以使均衡器收敛，如盲均衡法(blind equalization)。但是，仅仅使用训练信号，或者与盲均衡算法一起使用可能仍然不足以使均衡器收敛。即使能够收敛，也很难判决是否已经实现完全收敛，或者怎样的补偿程度是合适的。而且，在盲均衡法中，由于均衡器120的反馈部分并不是基于判决器226的判决结果，因此需要更高级的解决方案。相应的，硬件的复杂度也会更加。

业内专家还认为，在均衡器120的工作过程中，在低信噪比下应尽量减小步长。为此，当信噪比降到某一极值之下时，需要采用一种起停(stop-and-go)算法来停止判决反馈均衡器224。但是，在均衡器瞬间连续的运行过程中，很难即时确定信噪比。因此，大多数系统仅仅在某些特定的情况下才会采用这种算法以改善性能，并以在其它条件性能降低为代价。

因此，我们需要的均衡器应当是一种步长大小可以根据判决器的误码率来调整的均衡器。

发明内容 本发明的目的是提供一种步长大小可以根据判决器的误码率来调整的自适应均衡器。该均衡器同时还具有其它一些优于现有均衡器的特点。

本发明设计的第一个自适应均衡器包含：一个判决器、一个与判决器相连的判决反馈均衡器、一个与判决器相连的FIR滤波器和一个与判决器相连的网格解码器。网格解码器用于产生、输出可信值信号和解码信号。误差信号通过判决器的输出与判决反馈均衡器的输出之差来产生。该误差信号通常被用来更新FIR滤波器和判决反馈均衡器的抽头系数。抽头系数变化量的大小至少部分地是随着网格解码器所输出的可信值数据而变化的。

本发明设计的第二个自适应均衡器包含：一个数值切割器、一个与数值切割器相连的判决反馈均衡器、一个与数值切割器相连的FIR滤波器和一个与数值切割器相连的维特比解码器。维特比解码器用于产生、输出可信值信号和解码信号。维特比解码器通过其各级解码所产生的软输出数据来确定其输出的可信值数据，其中每个解码级的软输出等于该解码级内存活路径和删除路径(deleted path)的累积度量值之间的差值，并且最高解码级的软输出就是它所要输出的可信值数据。误差信号就是判决器与判决反馈均衡器所输出的信号之差。该误差信号被用来更新FIR滤波器和判决反馈均衡器的抽头系数。抽头系数变化量的大小至少部分地是随着网格解码器所输出的可信值数据而变化的。

本发明设计的第三个自适应均衡器包含：一个判决器、一个与判决器相连的FIR滤波器、一个与判决器相连的判决反馈均衡器和一个与判决器相连的网格解码器。网格解码器用于产生、输出可信值信号和解码信号。误差信号就是网格解码器输出的解码数据与均衡器的延迟输出数据之间的差值。该误差信号被用来更新FIR滤波器和判决反馈均衡器的抽头系数。抽头系数变化量的大小至少部分的是随着网格解码器所输出的可信值数据而变化的。

本发明设计的第四个自适应均衡器包含：一个数值切割器、一个与数值切割器相连的判决反馈均衡器、一个与数值切割器相连的FIR滤波器、一个与数值切割器相连的维特比解码器和一个与维特比解码器相连并接收其解码输出的映射器。维特比解码器用于产生、输出可信值信号和解码信号。映射器用于产生一个映射输出。误差信号是这样生成的：首先延迟判决反馈均衡器的信号输出若干时钟周期，该时钟周期数与维特比解码器输出可信值数据所用时钟周期数相等，然后用判决反馈均衡器输出的该延迟信号减维特比解码器输出的解码信号来生成误差信号。抽头系数变化量的大小至少部分地是随着网格解码器所输出的可信值和所述误差信号而变化的。

调整步长的好处在于在可信值较低的时候不用再像以前那样要完全停止判决反馈均衡器的工作才能提高性能。换句话说，可变步长可以替换起停算法，而且判决反馈均衡器不需要硬开关(hard-switched)。这样，判决反馈均衡器总是根据判决器的判决结果而工作。因此，与使用起停算法的均衡器相比，本发明之均衡器的判决反馈均衡器就可以采用更简单的解决方案和硬件结构。

如果采用由可信值信号的数值驱动(trigger)的起停算法，当可信值信号高于事先选定的极值时，判决反馈均衡器和FIR滤波器就会更新各自的系数。在现有自适应均衡器的基础上，这类均衡器几乎不需要增加额外的硬件，就能在判决误差率非常高而导致不能收敛的时候禁止对系数进行更新。因此，这类均衡器非常适合于消除脉冲噪声和严重的瞬时信道失真。而且，由于产生于不可信符号的误差信号会将被忽略掉，所以均衡器甚至从一开始就能够收敛。

附图说明  以下是附图说明：

图1是典型的数字通信接收机原理框图。

图2是数字通信接收机所用现有均衡器的结构简图。

图3是现有均衡器中的判决反馈均衡器的详细结构简图。

图4是8VSB系统网格编码器、预编码器和符号映射器的结构简图。

图5是典型的网格简图。

图6是误码率与信噪比之间的关系图。

图7是本发明第一实施例之自适应均衡器的结构简图。

图8是本发明第二实施例之自适应均衡器的结构简图。

图9是本发明中网格码交织器的优选实施例结构简图。

图10是本发明中网格码解交织器的优选实施例结构简图。

具体实施方式 为了加强对本发明原理的理解，以下结合附图所示实施例对本发明给予进一步说明。但是，应当理解，本发明的范围不限于实施例之描述，无需创造性的智力劳动，本发明所属技术领域的技术人员即可基于本发明原理对实施例进行修正、改造或者进一步应用。尤其，本发明虽然是以8VSB系统为例予以阐述的，但是也可以应用于其他类型的调制编码中，包括QAM和Offset-QAM系统。

图7所示为本发明之自适应均衡器的一个实施例的结构简图，记为700。除输出信号229之外，网格解码器350还输出一个与输出信号229的可信值有关的信号717。可信值信号717用来调整步长719。为了使误差信号723的输出与可信值信号717的输出达到同步，必需一个延迟721。也就是说，延迟721的长度应该与网格解码器350生成可信值信号717所必需的时钟周期数相匹配。

在一个具体的实施例中，网格解码器350是一个维特比解码器。业内周知，维特比解码器在每一比特内都要对两种可能的状态转换作出比较，同时决定哪种状态更接近于原始传输信号。在一个使用了维特比解码器350的均衡器700中，在每个解码级内，解码输出都和一个软输出相联系，该软输出对应于存活路径和删除路径的累积度量的差值。当解码流程到达最后一级解码级时，解码输出信号229就由最后的软输出所决定，该软输出就是可信值信号717。

可以说，有许多软解码算法可以用于网格编码信号解码，并且其中任何一种算法都可以用来生成一个可信值信号717。同样，尽管在通常情况下，使用的解码级越靠后，解码的错误就越小，而且可信值信号717对应的解码质量也越精确，但是在网格解码器中的任何一个解码级都可以产生可信值信号。

如果给一个可信值不高的误差信号723一个较低的加权值，比如在开始阶段，此时由于步长较小，因此均衡器700中的判决反馈均衡器224能够经过比较多的时钟周期后收敛，尽管收敛速度很慢。相反，当可靠度很高时，可以给误差信号更高的加权值，这样就可以达到更快的收敛。

还有，调整步长的好处在于在可信值较低的时候不用再像以前那样要完全停止判决反馈均衡器224的工作才能提高这些性能。换句话说，可变步长可以替换起停算法，而且判决反馈均衡器224不需要硬开关(hard-switched)。这样，判决反馈均衡器224总是根据判决器226的判决结果而工作。因此，与使用起停算法的均衡器120相比，均衡器700的判决反馈均衡器224就可以采用更简单的解决方案和硬件结构。

在其他一些具体实施例当中，依据本发明的均衡器700采用了由可信值信号717的数值驱动(trigger)的起停算法。在这些实例中，当可信值信号717高于事先选定的极值时，判决反馈均衡器224和FIR滤波器222就会更新各自的系数。在现有自适应均衡器的基础上，这类均衡器几乎不需要增加额外的硬件，就能在判决误差率非常高而导致不能收敛的时候禁止对系数进行更新。因此，这类均衡器非常适合于消除脉冲噪声和严重的瞬时信道失真。而且，由于产生于不可信符号的误差信号会将被忽略掉，所以均衡器700甚至从一开始就能够收敛。

图8所示为本发明之均衡器的一个优选实施例，记为800。误差信号723是均衡器800的输出信号299和网格解码器350的输出信号229之间的差值。在输出信号299和输出信号229用于生成误差信号之前，输出信号229被映射器729映射还原为数据比特(1和0)，而均衡器800的输出信号299会被延迟装置721延迟，以保持输出信号299和网格解码器350输出的信号同步。然后，可信值信号717被用于设定误差信号723所需要的步长。

众所周知，一些编码设计中采用多个独立的编码器并联运行。例如，在8VSB系统中，通常有12个并行编码器。尤其是，网格码段内交织技术经常在这些系统中使用。这样会用到相应数量的相同网格编码器和预编码器来处理交织后的数据符号。例如，在一个有12个并行编码器的系统中，码的交织过程是这样的：将第0个，第12个，第24个...符号编为一组，第1个，第13个，第25个...符号编为第二组，将第2个，第14个，第26个...符号编为第三组，依此类推，一共12组。

图9所示为网格码和预编码段内交织器，记为900，其结果输入到如图4所示的映射器。字节交织器(或者多路复用器)910输出的字节被送到网格解码器和预编码器920，并且这些字节会被12个编码器920中的每一个编码器视为一个字节整体来进行处理。每个字节在每一个编码器920中生成四个符号。多路信号分离器(demultiplexer)930将这些字节汇集成一个单一的比特流。如图10所示，8VSB系统接收机使用12个并行的网格解码器，其中每个网格解码器一次接收12个符号。比特流在多路复用器1010中再次交织，并被送到并行解码器1020，然后又被多路信号分离器1030重新汇集为单一的比特流。

虽然通过附图和前文的描述对本发明进行了详细地说明，但是这些说明是例证性，而不是对发明特征的限定。应当理解为，本说明书仅仅对本发明的优选实施例进行了展示和说明，而基于本发明精神的所有修改和改进都应受到保护。

Claims (11)

1.一种可变步长受网格解码器输出影响的自适应均衡器，其特征在于包括：

一个生成、输出判决信息的判决器；

一个与判决器相连的判决反馈均衡器，用以生成、输出一个判决反馈信息；

一个与判决器相连的FIR滤波器；以及

一个与判决器相连的网格解码器，用以产生、输出一个可信值信号和一个解码信号；

一个延时单元，用于使得误差信号与网格解码器生成可信值信号所需的时钟周期数具有相等的延迟长度；

其中，误差信号通过判决器的输出与判决反馈均衡器的输出之差产生；误差信号用来更新FIR滤波器和判决反馈均衡器的抽头系数；

其中，FIR滤波器和判决反馈均衡器的抽头系数变化量的大小，至少部分地随着网格解码器输出的可信值而变化。

2.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其特征在于判决器是一个数值切割器。

3.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其特征在于网格解码器是一个维特比解码器。

4.根据权利要求3所述的自适应均衡器，其特征在于维特比解码器通过它的各个解码级产生的软输出来确定可信值输出，而每个解码级的软输出等于该解码级内存活路径和删除路径的累积度量的差值，最高解码级的软输出作为解码器的可信值输出。

5.根据权利要求4所述的自适应均衡器，其特征在于其中的判决器是一个数值切割器。

6.一种可变步长受网格解码器输出影响的自适应均衡器，其特征在于包括：

一个输出切割信号的数值切割器；

一个与数值切割器相连的判决反馈均衡器，用于产生、输出判决反馈信号；

一个与数值切割器相连的FIR滤波器；以及

一个与数值切割器相连的维特比解码器，用于产生、输出可信值信号和解码信号；

其中，维特比解码器通过它的各个解码级产生的软输出来确定它的可信值输出，而每个解码级的软输出等于该解码级内存活路径和删除路径的累积度量的差值，最高解码级的软输出作为解码器的可信值输出；

一个延时单元，用于使得误差信号与网格解码器生成可信值信号所需的时钟周期数具有相等的延迟长度；

其中，误差信号通过数值切割器的输出与判决反馈均衡器的输出之差产生，它被用来更新FIR滤波器和判决反馈均衡器的抽头系数；

其中，FIR滤波器和判决反馈均衡器的抽头系数变化量的大小，至少部分地随着网格解码器输出的可信值而变化。

7.一种可变步长受网格解码器输出影响的自适应均衡器，其特征在于包括：

一个判决器；

一个与判决器相连的FIR滤波器；

一个与判决器相连的判决反馈均衡器，用以生成、输出判决反馈信息；

一个与判决器相连的网格解码器，用于产生、输出可信值信号与解码信号；

一个延时单元，用于使得误差信号与网格解码器生成可信值信号所需的时钟周期数具有相等的延迟长度；

其中，误差信号通过解码器输出的解码信号与判决反馈输出的延迟信号之差产生，并且，FIR滤波器和判决反馈均衡器的抽头系数变化量的大小，至少部分地随着输出的可信值而变化。

8.根据权利要求7所述的自适应均衡器，其特征在于判决器是一个数值切割器。

9.根据权利要求7所述的自适应均衡器，其特征在于网格解码器是一个维特比解码器。

10.根据权利要求7所述的自适应均衡器，其特征在于延迟的误差信号被延迟的时钟周期等于网格解码器产生可信值输出信号所必需的时钟周期。

11.一种可变步长受网格解码器输出影响的自适应均衡器，其特征在于包括：

一个数值切割器；

一个与数值切割器相连的FIR滤波器；

一个与数值切割器相连的判决反馈均衡器，用于生成、输出判决反馈信号；

一个与数值切割器相连的维特比解码器，用于生成、输出可信值信号和解码信号；

一个与维特比解码器相连并接收其输出的解码信号的映射器，用于产生、输出映射信号；

其中，误差信号是这样生成的：首先延迟判决反馈均衡器的信号输出若干时钟周期，该时钟周期数与维特比解码器输出可信值数据所用时钟周期数相等，然后用判决反馈均衡器输出的该延迟信号减维特比解码器输出的解码信号来生成误差信号；

其中在生成误差信号之前，映射器将接收维特比解码器输出的解码信号映射还原为数据比特；

其中，FIR滤波器和判决反馈均衡器的抽头系数变化量的大小，至少部分地随着网格解码器输出的可信值而变化。

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