DE102007057378B4 - Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung eines OFDM-Empfängers - Google Patents

Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung eines OFDM-Empfängers Download PDF

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Abstract

Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung zum Erkennen von Fehlanpassung zwischen einem I-Kanal-Signal und einem Q-Kanal-Signal in Einheit eines Abtastwerts, der in einem Symbol eines OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Signal enthalten ist, das von einem OFDM-Empfänger empfangen wurde, wobei die Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung eine Detektionseinheit für IQ-Phasenfehlanpassung aufweist, wobei die Detektionseinheit für IQ-Phasenfehlanpassung aufweist: einen ersten Verzögerer (21a), der ein eingegangenes I-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert; einen zweiten Verzögerer (21b), der ein eingegangenes Q-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert; einen ersten Detektor für Phasenfehlanpassung (22a), der ein aktuell eingegangenes I-Kanal-Signal mit einem aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen zweiten Detektor für Phasenfehlanpassung (22b), der das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal mit dem verzögerten Q-Kanal-Signal multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen dritten Detektor für Phasenfehlanpassung (22c), der das verzögerte I-Kanal-Signal mit dem aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal multipliziert und das Ergebnis ausgibt; und eine arithmetische Einheit für Phasenfehler (23), die die Ausgaben des zweiten und dritten Detektors für Phasenfehlanpassung (22b, 22c) mit einem Dämpfungskoeffizienten η multipliziert, die Ergebnisse davon addiert, und das Additionsergebnis von der Ausgabe des ersten Detektors (22a) für Phasenfehlanpassung subtrahiert, um einen Phasenfehlerwert ep(n) auszugeben.

Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Detektion einer Fehlanpassung zwischen einem In-Phase-Kanal-(I-Kanal-)Signal und einem Quadratur-Kanal-(Q-Kanal-)Signal bei einem OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Empfänger, und insbesondere eine Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung in einem OFDM-Empfänger, die in der Lage ist, einen Einfluss von Schwund (Fading), der von einem Kanal verursacht wird, zu minimieren.
  • Beschreibung des Standes der Technik
  • Aus der Druckschrift US 7 020 220 B2 ist eine Detektionsvorrichtung zur Abschätzung und Korrektion einer IQ-Fehlanpassung in einem OFDM-Empfänger (orthogonal frequency division multiplexing) bekannt. Eine Detektionsvorrichtung verwendet zeitdiskrete Abtastwerte eines OFDM-Symbols im Zeitbereich als Eingangsparameter, um daraus entsprechende Parameter für die IQ-Phasenfehlanpassung und die IQ-Amplitudenfehlanpassung zu bestimmten.
  • Eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Kompensieren einer IQ-Fehlanpassung bei einem OFDM-System ist auch aus der US 2006/0 198 475 A1 bekannt. Zeitdiskrete Abtastwerte werden als Eingangsparameter verwendet, daraus werden Parameter für die IQ-Phasenfehlanpassung bestimmt.
  • In der US 2003/0 231 726 A1 werden verschiedene Ausführungen von Vorrichtungen zur Kompensation einer IQ-Fehlanpassung beschrieben, die jeweils im Empfangspfad eines OFDM-Empfängers enthalten sind.
  • Ein OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Schema ist ein bekanntes Hochgeschwindigkeits-Datenübertragungsschema für Kommunikationstechnologien der nächsten Generation. Bei dem OFDM-Übertragungsschema wird eine Sequenz von Symbolen, die seriell eingegeben werden, in parallele Daten (parallele Symbole) in Einheiten eines vorbestimmten Blocks gewandelt, und eine Mehrzahl der parallelen Symbole wird mit verschiedenen Unterträgerfrequenzen gemultiplext. Das OFDM-Schema wird durch schnelle Fourier-Transformation (FFT = Fast Fourier transformation) und inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) implementiert. Das OFDM-Schema kann auf einfache Weise unter Verwendung der Orthogonalität zwischen den Trägern und der Definition der FFT durchgeführt werden.
  • Bei einer Funkfrequenz-(RF = radio frequency)Stufe, welche ein RF-Signal in ein Basisbandsignal wandelt, werden die Kosten einer RF-Verarbeitungsstruktur und die Systemkomplexität erhöht. Um diese Probleme zu lösen, wird ein Null-IF-Schema zum direkten Wandeln des RF-Signals in das Basisbandsignal verwendet, ohne Verwendung einer Zwischenfrequenz (IF = intermediate frequency). Des Weiteren kann die Null-IF-Empfangsstruktur als RF-Stufe in einer SoC-(system on chip; Einchipstruktur)Struktur implementiert werden, was nicht kompliziert ist.
  • Jedoch weist ein derzeit verwendeter Null-IF-Empfänger Nachteile auf, insofern, dass es unmöglich ist, in dem Abwärtswandlungsvorgang unter Verwendung orthogonaler Demodulation Spiegelfrequenzunterdrückung vollständig auszuführen. Die Nachteile werden durch die Unvollständigkeit analoger Schaltungen, wie beispielsweise die Unvollständigkeit einer 90°-Verschiebung eines Lokaloszillatorsignals, das von einem Lokaloszillator erzeugt wurde, und Fehlanpassung eines Mischers und eines Filters verursacht. Die Unmöglichkeit von Spiegelfrequenzunterdrückung hat eine IQ-Fehlanpassung zwischen einem I-Kanal-Signal und einem Q-Kanal-Signal eines Basisbandempfängers zur Folge.
  • Als Lösungsansatz für die IQ-Fehlanpassung können analoge Hochleistungsteile mit weniger als 2° Phasenfehlanpassung und weniger als 2% Amplitudenfehlanpassung verwendet werden, um die Spiegelfrequenz zu unterdrücken. Jedoch steigen die Produktkosten stark, da diese analogen Teile sehr teuer sind. Somit wurden Ansätze zur Kompensierung der IQ-Fehlanpassung von Signalen, die auf einem Basisband empfangen wurden, unter Verwendung wenig kostenintensiver analoger Teile vorgeschlagen.
  • Herkömmliche Kompensationsschemen für IQ-Fehlanpassung werden hauptsächlich in ein Kompensationsschema für Frequenzbereich-IQ-Fehlanpassung und ein Kompensationsschema für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung eingeteilt.
  • Als ein Schema eines Kompensationsschemas für Frequenzbereich-IQ-Fehlanpassung gibt es ein Schema, bei dem ein Sender ein bestimmtes Pilotsignal übermittelt und ein Empfänger das Pilotsignal empfängt, um die IQ-Fehlanpassung zu schätzen. Bei dem Kompensationsschema für Frequenzbereich-IQ-Fehlanpassung können durch einen Kanal verursachte Signalverformung und durch IQ-Fehlanpassung verursachte Signalverformung gleichzeitig kompensiert werden, so dass eine effektive Kompensation der IQ-Fehlanpassung erhalten werden kann. Jedoch kann das Kompensationsschema für Frequenzbereich-IQ-Fehlanpassung nur auf das Signal angewendet werden, welches Pilotsignale in einem vorbestimmten Zeitintervall aufweist. In einem System, wie beispielsweise einem T-DMB-(terrestrial digital multimedia broadcasting)System, mit einer Signalstruktur, die nur eine geringe Anzahl an Pilotsymbolen aufweist (zum Beispiel eine Signalstruktur mit 76 Symbolen in einem Rahmen, wobei das erste Symbol des Rahmens das Pilotsignal ist), wird die Kompensationsleistung für IQ-Fehlanpassung verschlechtert. Somit ist das Kompensationsschema für Frequenzbereich-IQ-Fehlanpassung für einen Empfänger in dem T-DMB-System nicht geeignet.
  • Andererseits ist bei einem herkömmlichen Kompensationsschema für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung das Pilotsignal nicht erforderlich. 1 ist ein Blockdiagramm, in welchem der Aufbau einer Einrichtung zum Implementieren des herkömmlichen Kompensationsschemas für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung (nachfolgend einfach als Kompensationseinrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung bezeichnet) dargestellt ist.
  • Unter Bezugnahme auf 1 weist die herkömmliche Kompensationseinrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung auf: einen Korrelationskompensator 11, welcher die Amplitude und Phase eines I-Kanal-Signal-sI adc(n) und eines Q-Kanal-Signal-sQ adc(n) Eingangs entsprechend Ausgabesignalen ua(n) und up(n) eines ersten Loop-Filters 122 und eines zweiten Loop-Filters 132 kompensiert; eine Detektionseinheit für Amplitudenfehlanpassung 12 einschließlich eines Detektors für Amplitudenfehlanpassung 121, der eine von dem Korrelationskompensator 11 ausgegebene Amplitudendifferenz zwischen einem IQ-Fehlanpassung-kompensierten I-Kanal-Signal sI(n) und Q-Kanal-Signal sQ(n) erkennt, und eines ersten Loop-Filters 122, der ein Amplitudenunterschied-Signal ea(n), das von dem Detektor für Amplitudenfehlanpassung 121 als nicht abweichend erkannt wurde, filtert; sowie eine Detektionseinheit für Phasenfehlanpassung 13 einschließlich eines Detektors für Phasenfehlanpassung 131, der eine von dem Korrelationskompensator 11 ausgegebene Phasendifferenz zwischen einem IQ-Fehlanpassung-kompensierten I-Kanal-Signal-sI(n) und Q-Kanal-Signal-sQ(n) erkennt, und eines zweiten Loop-Filters 132, der ein Phasenunterschied-Signal ep(n), das von dem Detektor für Phasenfehlanpassung 131 als nicht abweichend erkannt wurde, filtert. Der Detektor für Amplitudenfehlanpassung 121 subtrahiert den absoluten Wert des Q-Kanal-Signals von dem absoluten Wert des I-Kanal-Signals, um die Amplitudendifferenz zu erhalten, und der Detektor für Phasendifferenzfehlanpassung 131 multipliziert das I-Kanal-Signal mit dem Q-Kanal-Signal, um die Phasendifferenz zu erhalten.
  • Gemäß dem Kompensationsschema für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung, das in der Kompensationseinrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung gemäß der Darstellung aus 1 implementiert ist, werden die Amplitudenfehlanpassung und die Phasenfehlanpassung in Einheiten eines Abtastwerts, der in einem Symbol des OFDM-Signals enthalten ist, erkannt.
  • Wie oben beschrieben, kann das Kompensationsschema für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung angewendet werden, um die IQ-Fehlanpassung in dem Fall, wenn kein Pilotsignal vorhanden ist, zu kompensieren. Jedoch können in dem Fall, wenn das empfangene OFDM-Signal durch von einem Kommunikationskanal verursachten Schwund beeinflusst ist, die Zuverlässigkeit der Detektion der Amplitudendifferenz und der Detektion der Phasendifferenz des Detektors für Amplitudenfehlanpassung 121 und des Detektors für Phasenfehlanpassung 131 verschlechtert werden.
  • Somit ist in einem System wie beispielsweise einem T-DMB-System mit einer RF-Verarbeitungsstruktur der Art Null-IF eine Einrichtung zum Erkennen der Amplitudenfehlanpassung und der Phasenfehlanpassung von IQ-Signalen erforderlich, die in der Lage ist, den Einfluss von Schwund zu minimieren, indem ein Kompensationsschema für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung ohne Nutzung eines Pilotsignals verwendet wird.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung eines OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Empfängers anzugeben, die in der Lage ist, eine Amplitudenfehlanpassung und eine Phasenfehlanpassung zwischen einem I-Kanal-Signal und einem Q-Kanal-Signal zu erkennen, indem der Einfluss von Schwund, der durch einen Kommunikationskanal verursacht wird, minimiert wird.
  • Zur Lösung dieser Aufgabe ist eine Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung zum Erkennen von Fehlanpassung zwischen einem I-Kanal-Signal und einem Q-Kanal-Signal in Einheit eines Abtastwertes, enthalten von einem in einem Symbol eines OFDM-Signals, das von einem OFDM-Empfänger empfangen wurde, vorgesehen, wobei die Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung eine Detektionseinheit für IQ-Phasenfehlanpassung aufweist, wobei die Detektionseinheit für IQ-Phasenfehlanpassung aufweist: einen ersten Verzögerer, der ein eingegangenes I-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert; einen zweiten Verzögerer, der ein eingegangenes Q-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert; einen ersten Detektor für Phasenfehlanpassung, der ein aktuell eingegangenes I-Kanal-Signal mit einem aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen zweiten Detektor für Phasenfehlanpassung, der das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal mit dem verzögerten Q-Kanal-Signal multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen dritten Detektor für Phasenfehlanpassung, der das verzögerte I-Kanal-Signal mit dem aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal multipliziert und das Ergebnis ausgibt; und eine arithmetische Einheit für Phasenfehler, die die Ausgaben des zweiten und dritten Detektors für Phasenfehlanpassung mit einem Dämpfungskoeffizienten η multipliziert, die Ergebnisse davon addiert und das Additionsergebnis von der Ausgabe des ersten Detektors für Phasenfehlanpassung subtrahiert, um einen Phasenfehlerwert ep(n) auszugeben.
  • Bei dem oben genannten Gegenstand kann die arithmetische Einheit für Phasenfehler aufweisen: einen ersten Multiplizierer, der die Ausgabe des zweiten Detektors für Phasenfehlanpassung mit dem Dämpfungskoeffizienten η multipliziert; einen zweiten Multiplizierer, der die Ausgabe des dritten Detektors für Phasenfehlanpassung mit dem Dämpfungskoeffizienten η multipliziert; einen Addierer, welcher die Ausgaben des ersten Multiplizierers und des zweiten Multiplizierers addiert; und einen Subtrahierer, der die Ausgabe des Addierers von der Ausgabe des ersten Detektors für Phasenfehlanpassung subtrahiert.
  • Gemäß einem weiteren Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist eine Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung zum Erkennen einer Fehlanpassung zwischen einem I-Kanal-Signal und einem Q-Kanal-Signal in Einheit eines Abtastwerts, enthalten in einem Symbol eines OFDM-Symbols, das von einem OFDM-Empfänger empfangen wurde, vorgesehen, wobei die Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung eine Detektionseinheit für IQ-Amplitudenfehlanpassung aufweist, wobei die Detektionseinheit für IQ-Amplitudenfehlanpassung aufweist: einen ersten Verzögerer, der ein eingegangenes I-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert; einen ersten Multiplizierer, der das verzögerte I-Kanal-Signal mit einem Dämpfungskoeffizienten μ multipliziert; einen ersten Detektor für Phasendifferenz, der eine Phasendifferenz zwischen einem aktuell eingegangenen I-Kanal-Signal und dem verzögerten I-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, erhält; eine arithmetische Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude, die den absoluten Wert des aktuell eingegangenen I-Kanal-Signals und den absoluten Wert des verzögerten I-Kanal-Signals, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, addiert und den Multiplikationswert der von dem ersten Detektor für Phasendifferenz erhaltenen Phasendifferenz um einen Wandlungskoeffizienten von dem Additionsergebnis subtrahiert und das Ergebnis ausgibt; einen zweiten Verzögerer, der ein eingegangenes Q-Kanal-Signal um ein Abtastintervall verzögert; einen zweiten Multiplizierer, der das verzögerte Q-Kanal-Signal mit dem Dämpfungskoeffizienten multipliziert; einen zweiten Detektor für Phasendifferenz, der die Phasendifferenz zwischen einem aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal und dem verzögerten Q-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, erhält; eine arithmetische Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude, die den absoluten Wert des aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signals und den absoluten Wert des verzögerten Q-Kanal-Signals, multipliziert mit einem Dämpfungskoeffizienten μ, addiert und den Multiplikationswert der von dem zweiten Detektor für Phasendifferenz erhaltenen Phasendifferenz mit einem Wandlungskoeffizienten γ aus dem Additionsergebnis subtrahiert und das Ergebnis ausgibt; und eine arithmetische Einheit für Amplitudenfehler, die die Ausgabe der arithmetischen Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude von der Ausgabe der arithmetischen Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude subtrahiert.
  • Die arithmetische Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude kann aufweisen: eine erste arithmetische Einheit für den absoluten Wert, die einen absoluten Wert des aktuell eingegangenen I-Kanal-Signals berechnet und den absoluten Wert ausgibt; eine zweite arithmetische Einheit für den absoluten Wert, die den absoluten Wert des verzögerten I-Kanal-Signals, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten η, berechnet und den absoluten Wert ausgibt; einen dritten Multiplizierer, der den Wandlungskoeffizienten γ mit der Ausgabe des ersten Detektors für Phasendifferenz multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen ersten Addierer, der die Ausgabe der zweiten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert und die Ausgabe des dritten Multiplizierers addiert und das Ergebnis ausgibt; und einen zweiten Addierer, der die Ausgabe der ersten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert und die Ausgabe des ersten Addierers addiert und das Ergebnis ausgibt.
  • Die arithmetische Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude kann aufweisen: eine dritte arithmetische Einheit für den absoluten Wert, die den absoluten Wert des aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signals berechnet und den absoluten Wert ausgibt; eine vierte arithmetische Einheit für den absoluten Wert, die den absoluten Wert des verzögerten Q-Kanal-Signals, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, berechnet und den absoluten Wert ausgibt; einen vierten Multiplizierer, der den Wandlungskoeffizienten γ mit der Ausgabe des zweiten Detektors für Phasendifferenz multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen dritten Addierer, der die Ausgabe der vierten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert und die Ausgabe des vierten Multiplizierers addiert und das Ergebnis ausgibt; und einen vierten Addierer, der die Ausgabe der dritten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert und die Ausgabe des dritten Addierers addiert und das Ergebnis ausgibt.
  • Die arithmetische Einheit für Amplitudenfehler kann ein Subtrahierer sein, der die Ausgabe des vierten Addierers von der Ausgabe des zweiten Addierers subtrahiert.
  • Der erste Detektor für Phasendifferenz kann aufweisen: einen dritten Verzögerer, der das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert und das Ergebnis ausgibt; einen vierten Verzögerer, der das verzögerte I-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, um ein Abtastwert-Intervall verzögert und das Ergebnis ausgibt; einen ersten Detektor für Unterphasendifferenz, der das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal mit dem verzögerten I-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen zweiten Detektor für Unterphasendifferenz, der das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal mit der Ausgabe des vierten Verzögerers multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen dritten Detektor für Unterphasendifferenz, der das verzögerte I-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, mit der Ausgabe des dritten Verzögerers multipliziert; und eine arithmetische Einheit für I-Kanal-Phasendifferenz, die die Ausgaben des zweiten und dritten Detektors für Unterphasendifferenz mit dem Dämpfungskoeffizienten multipliziert, die Ergebnisse addiert, das Additionsergebnis von der Ausgabe des ersten Detektor für Unterphasendifferenz subtrahiert und das Ergebnis ausgibt.
  • Der zweite Detektor für Phasendifferenz kann aufweisen: einen fünften Verzögerer, der das aktuell eingegangene Q-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert und das Ergebnis ausgibt; einen sechsten Verzögerer, der das verzögerte Q-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, um ein Abtastwert-Intervall verzögert und das Ergebnis ausgibt; einen vierten Detektor für Unterphasendifferenz, der das aktuell eingegangene Q-Kanal-Signal mit dem verzögerten Q-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen fünften Detektor für Unterphasendifferenz, der das aktuell eingegangene Q-Kanal-Signal mit der Ausgabe des sechsten Verzögerers multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen sechsten Detektor für Unterphasendifferenz, der das verzögerte Q-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, mit der Ausgabe des fünften Verzögerers multipliziert; und eine arithmetische Einheit für Q-Kanal-Phasendifferenz, die die Ausgaben des fünften und sechsten Detektors für Unterphasendifferenz mit dem Dämpfungskoeffizienten multipliziert, die Ergebnisse addiert, das Additionsergebnis von der Ausgabe des dritten Detektors für Unterphasendifferenz subtrahiert und ein Ergebnis ausgibt.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Weitere Vorteile und Einzelheiten der vorliegenden Erfindung werden besser verständlich anhand der folgenden genauen Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen, in welchen:
  • 1 ein Blockdiagramm ist, in welchem der Aufbau einer herkömmlichen Kompensationseinrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung dargestellt ist;
  • 2 ein Blockdiagramm ist, in welchem der Aufbau einer Detektionseinheit für Zeitbereich-IQ-Phasenfehlanpassung gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt ist;
  • 3 ein Blockdiagramm ist, in welchem der Aufbau einer Detektionseinheit für Zeitbereich-IQ-Amplitudenfehlanpassung gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt ist; und
  • 4 eine Ansicht ist, welche eine Signalvektordarstellung eines OFDM-Signals bei Auftreten von Schwund darstellt.
  • GENAUE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Nachstehend werden beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung genauer unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
  • In der Beschreibung sind die Begriffe der Bestandteile unter Berücksichtigung der Funktionen der Bestandteile definiert.
  • 2 ist ein Blockdiagramm, in welchem der Aufbau einer Detektionseinheit für Zeitbereich-IQ-Phasenfehlanpassung gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt ist. Die in 2 dargestellte Detektionseinheit für Zeitbereich-IQ-Phasenfehlanpassung kann als Ersatz für den in 1 dargestellten Detektor für Phasenfehlanpassung 131 verwendet werden. Die Detektionseinheit für Zeitbereich-IQ-Phasenfehlanpassung kann den Einfluss von Schwund auf ein OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Signal verringern, so dass die Genauigkeit der Detektion der Phasenfehlanpassung verbessert werden kann.
  • Unter Bezugnahme auf 2 kann die Detektionseinheit für Zeitbereich-IQ-Phasenfehlanpassung gemäß der vorliegenden Erfindung aufweisen: einen ersten Verzögerer 21a, der ein eingegangenes I-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert; einen zweiten Verzögerer 21b, der ein eingegangenes Q-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert; einen ersten Detektor für Phasenfehlanpassung 22a, der ein aktuell eingegangenes I-Kanal-Signal mit einem aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen zweiten Detektor für Phasenfehlanpassung 22b, der das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal mit dem verzögerten Q-Kanal-Signal multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen dritten Detektor für Phasenfehlanpassung 22c, der das verzögerte I-Kanal-Signal mit dem aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal multipliziert und das Ergebnis ausgibt; und eine arithmetische Einheit für Phasenfehler 23, welche die Ausgänge des zweiten und dritten Detektors für Phasenfehlanpassung mit einem Dämpfungskoeffizienten η multipliziert, die Ergebnisse davon addiert, und das Additionsergebnis von der Ausgabe des ersten Detektors für Phasenfehlanpassung subtrahiert, um einen Phasenfehlerwert ep(n) auszugeben.
  • Die arithmetische Einheit für Phasenfehler 23 kann aufweisen: einen ersten Multiplizierer 231a, der die Ausgabe des zweiten Detektors für Phasenfehlanpassung 22b mit dem Dämpfungskoeffizienten η multipliziert; einen zweiten Multiplizierer 231b, der die Ausgabe des dritten Detektors für Phasenfehlanpassung 22c mit dem Dämpfungskoeffizienten η multipliziert; einen Addierer 232, welcher die Ausgabe des ersten Multiplizierers 231a und die Ausgabe des zweiten Multiplizierers 231b addiert; und einen Subtrahierer 233, der die Ausgabe des Addierers 232 von der Ausgabe des ersten Detektors für Phasenfehlanpassung 22a subtrahiert.
  • 3 ist ein Blockdiagramm, in welchem der Aufbau der Detektionseinheit für Zeitbereich-IQ-Amplitudenfehlanpassung gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt ist. Die in 3 dargestellte Detektionseinheit für Zeitbereich-IQ-Amplitudenfehlanpassung kann als Ersatz für den in 1 dargestellten Detektor für Phasenfehlanpassung 121 verwendet werden. Die Detektionseinheit für Zeitbereich-IQ-Amplitudenfehlanpassung kann den Einfluss von Schwund auf ein OFDM-Signal verringern, so dass die Genauigkeit der Detektion der Amplitudenfehlanpassung verbessert werden kann.
  • Unter Bezugnahme auf 3 weist die Detektionseinheit für Zeitbereich-IQ-Amplitudenfehlanpassung gemäß der vorliegenden Erfindung auf: einen ersten Verzögerer 31, der ein eingegangenes I-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert; einen ersten Multiplizierer 32, der das verzögerte I-Kanal-Signal mit einem Dämpfungskoeffizienten μ multipliziert; einen ersten Detektor für Phasendifferenz 33, der die Phasendifferenz zwischen einem aktuell eingegangenen I-Kanal-Signal und dem verzögerten I-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten η, erhält; eine arithmetische Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude 34, die den absoluten Wert des aktuell eingegangenen I-Kanal-Signals und den absoluten Wert des verzögerten I-Kanal-Signals, multipliziert mit einem Dämpfungskoeffizienten μ, addiert, einen Multiplikationswert der von dem ersten Detektor für Phasendifferenz 33 erhaltenen Phasendifferenz mit einem Wandlungskoeffizienten γ von dem Additionsergebnis subtrahiert und das Ergebnis ausgibt; einen zweiten Verzögerer 41, der ein eingegangenes Q-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert; einen zweiten Multiplizierer 42, der das verzögerte Q-Kanal-Signal mit dem Dämpfungskoeffizienten μ multipliziert; einen zweiten Detektor für Phasendifferenz 43, der die Phasendifferenz zwischen einem aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal und dem verzögerten Q-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, erhält; eine arithmetische Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude 44, die den absoluten Wert des aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signals und den absoluten Wert des verzögerten Q-Kanal-Signals, multipliziert mit einem Dämpfungskoeffizienten μ, addiert, einen Multiplikationswert der von dem zweiten Detektor für Phasendifferenz 43 erhaltenen Phasendifferenz mit dem Wandlungskoeffizienten γ von dem Additionsergebnis subtrahiert und das Ergebnis ausgibt; und eine arithmetische Einheit für Amplitudenfehler 51, welche die Ausgabe der arithmetischen Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude 44 von der Ausgabe der arithmetischen Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude 34 subtrahiert.
  • Die arithmetische Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude 34 kann aufweisen: eine erste arithmetische Einheit für den absoluten Wert 341, die den absoluten Wert des aktuell eingegangenen I-Kanal-Signals berechnet und das Ergebnis ausgibt; eine zweite arithmetische Einheit für den absoluten Wert 342, die den absoluten Wert des verzögerten I-Kanal-Signals, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, berechnet und das Ergebnis ausgibt; einen dritten Multiplizierer 343, der die Ausgabe des ersten Detektors für Phasendifferenz 33 mit dem Wandlungskoeffizienten γ multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen ersten Addierer 344, der die Ausgabe der zweiten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert 342 und die Ausgabe des dritten Multiplizierers 343 addiert und das Ergebnis ausgibt; und einen zweiten Addierer 345, der die Ausgabe der ersten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert 341 und die Ausgabe des ersten Addierers 344 addiert und das Ergebnis ausgibt.
  • Die arithmetische Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude 44 kann aufweisen: eine dritte arithmetische Einheit für den absoluten Wert 441, die den absoluten Wert des aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal berechnet und das Ergebnis ausgibt; eine vierte arithmetische Einheit für den absoluten Wert 442, die den absoluten Wert des verzögerten Q-Kanal-Signals, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, berechnet und das Ergebnis ausgibt; einen vierten Multiplizierer 443, der die Ausgabe des zweiten Detektors für Phasendifferenz 43 mit dem Wandlungskoeffizienten γ multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen dritten Addierer 444, der die Ausgabe der vierten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert 442 und die Ausgabe des vierten Multiplizierers 443 addiert und das Ergebnis ausgibt; und einen vierten Addierer 445, der die Ausgabe der dritten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert 441 und die Ausgabe des dritten Addierers 444 addiert.
  • Des Weiteren kann die arithmetische Einheit für Amplitudenfehler 51 ein Subtrahierer 51 sein, der die Ausgabe des vierten Addierers 445 von der Ausgabe des zweiten Addierers 345 subtrahiert.
  • Nachstehend werden die Arbeitsweisen und Wirkungen der vorliegenden Erfindung genauer beschrieben.
  • Zunächst wird das Konzept eines OFDM-Signals bei Auftreten von Schwund unter Bezugnahme auf 4 beschrieben. 4 ist eine Ansicht, in welcher eine Signalvektorpräsentation eines OFDM-Signal bei Auftreten von Schwund dargestellt ist.
  • Unter Bezugnahme auf 4 empfängt, wenn ein OFDM-Sender ein Signal s(n) übermittelt, ein OFDM-Empfänger idealerweise nur das übermittelte Signal s(n). Jedoch weist in einer tatsächlichen Umgebung das aktuell eingegangene Signal des OFDM-Empfängers eine vorausgehende Abtastwertkomponente s(n – 1) sowie das Signal s(n) auf, das von dem OFDM-Sender übertragen wurde. Das aktuell empfangene Signal kann als eine in 4 dargestellte Vektoraddition ausgedrückt werden. Die Vektoraddition kann durch die folgenden Gleichungen 1 und 2 ausgedrückt werden.
  • [Gleichung 1]
    • ŝI(n) = sI(n) + αsI(n – 1)
  • [Gleichung 2]
    • ŝQ(n) = sQ(n) + αsQ(n – 1)
  • In Gleichung 1 wird ein empfangenes I-Kanal-Signal, das mit einer Schwundkomponente gekoppelt ist, ausgedrückt, und in Gleichung 2 wird ein empfangenes Q-Kanal-Signal, das mit einer Schwundkomponente gekoppelt ist, ausgedrückt. Da die vorliegende Erfindung eine Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung betrifft, ist es selbstverständlich, dass die in den Gleichungen 1 und 2 empfangenen Signale analog-zu-digital (AD) gewandelte Signale sind, an welchen der OFDM-Empfänger eine Detektion der Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung vornimmt, und die empfangenen Signale sind Abtastwerte in einem Symbol, das eine Einheit der Detektion der IQ-Fehlanpassung ist. In den Gleichungen 1 und 2 bezeichnet der Koeffizient α einen Dämpfungswert eines vorausgehenden Abtastwerts, und es wird angenommen, dass der Koeffizient α einen Wert von ungefähr 0,1 bis 0,3 hat. Es wird nämlich darauf hingewiesen, dass das Signal, das der OFDM-Empfänger unter dem Einfluss von Schwund empfängt, die vorausgehenden Abtastwertkomponente von ungefähr 10 bis 30% des aktuell von dem OFDM-Sender übermittelten Signals enthält.
  • Die Detektion der IQ-Fehlanpassung kann durchgeführt werden, indem die folgenden Gleichungen 3 und 4 angewendet werden. In Gleichung 3 wird die IQ-Amplitudenfehlanpassung ausgedrückt, und in Gleichung 4 wird die IQ-Phasenfehlanpassung ausgedrückt.
  • [Gleichung 3]
    • ea(n) = |ŝI(n)| – |ŝQ(n)|
  • [Gleichung 4]
    • ep(n) = ŝI(n)·ŝQ(n)
  • Wie in Gleichung 3 dargestellt, wird für die Detektion der IQ-Amplitudenfehlanpassung die Differenz zwischen den absoluten Werten des I-Kanal-Signals und des Q-Kanal-Signals berechnet, und für die Detektion der IQ-Phasenfehlanpassung wird der Multiplikationswert des I-Kanal-Signals mit dem Q-Kanal-Signal berechnet.
  • Durch Anwendung der Gleichungen 1 und 4 können die IQ-Amplitudenfehlanpassung und die IQ-Phasenfehlanpassung durch die folgenden Gleichungen 5 und 6 ausgedrückt werden.
  • [Gleichung 5]
    • ea(n) = |(sI(n) + α·sI(n – 1)| – |sQ(n) + α·sQ(n – 1)|
  • [Gleichung 6]
    • ep(n) = sI(n)·sQ(n) + α·sI(n – 1)·sQ(n) + α·sI(n)·sQ(n – 1) + α2·sI(n – 1)·sQ(n – 1)
  • Wie in Gleichungen 5 und 6 dargestellt ist, kann, wenn in dem Kommunikationskanal Schwund auftritt, die Fehlanpassung zwischen dem I-Kanal-Signal und dem Q-Kanal-Signal aufgrund der mit dem Schwund verbundenen Komponenten nicht genau erkannt werden. Als Folge wird die Leistung einer Kompensationsvorrichtung für IQ-Fehlanpassungs in hohem Maße verschlechtert. Die vorliegende Erfindung sieht eine Detektionseinheit für IQ-Amplitudenfehlanpassung und eine Detektionseinheit für IQ-Phasenfehlanpassung vor, die in der Lage sind, den Einfluss von Schwundkomponenten, die bei der IQ-Amplitudenfehlanpassung und der IQ-Phasenfehlanpassung auftreten, ausgedrückt durch Gleichungen 5 und 6, zu minimieren.
  • Zunächst wird die Arbeitsweise der Detektionseinheit für IQ-Phasenfehlanpassung unter Bezugnahme auf 2 beschrieben.
  • Wie in 2 dargestellt, werden das I-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, und das Q-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, in die Detektionseinheit für IQ-Phasenfehlanpassung eingegeben. Das I-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, und das Q-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, werden jeweils in dem ersten Verzögerer 21a und dem zweiten Verzögerer 21b um ein Abtastwert-Intervall verzögert.
  • Der erste Detektor für Phasenfehlanpassung 22a multipliziert das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, mit dem aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist.
  • Der zweite Detektor für Phasenfehlanpassung 22b multipliziert das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, mit dem verzögerten Q-Kanal-Signal (von dem zweiten Verzögerer 21b verzögert), das die Schwundkomponenten aufweist, und gibt das Ergebnis aus. Da das Ausgabesignal des zweiten Detektors für Phasenfehlanpassung 22b eine Multiplikation des Signals, das durch Verzögern des Q-Kanal-Signals um ein Abtastwert-Intervall erhalten wurde, mit dem aktuell eingegangenen I-Kanal-Signal ist, weist die Ausgabe des zweiten Detektors für Phasenfehlanpassung 22b den Term sI(n)sQ(n – 1) aus Gleichung 6 auf, und alle anderen Terme weisen einen Dämpfungskoeffizienten α oder α2 auf. Da die Ausgabe des zweiten Detektors für Phasenfehlanpassung 22b anschließend mit einem weiteren Dämpfungskoeffizienten η in der arithmetischen Einheit für Phasenfehler 23 multipliziert wird, haben die Koeffizienten der anderen Terme, exklusive des Terms sI(n)·sQ(n – 1) sehr kleine Werte, so dass die Terme vernachlässigbar sein können.
  • Gleichermaßen multipliziert der dritte Detektor für Phasenfehlanpassung 22c das aktuell eingegangene Q-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, mit dem verzögerten I-Kanal-Signal (von dem ersten Verzögerer 21a verzögert), das die Schwundkomponenten aufweist, und gibt das Ergebnis aus. Da das Ausgabesignal des dritten Detektors für Phasenfehlanpassung 22c eine Multiplikation des Signals, das durch Verzögern des I-Kanal-Signals um ein Abtastwert-Intervall erhalten wurde, mit dem aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal ist, weist die Ausgabe des dritten Detektors für Phasenfehlanpassung 22c den Term sI(n – 1)sQ(n) aus Gleichung 6 auf, und alle anderen Terme weisen einen Dämpfungskoeffizienten α oder α2 auf. Da die Ausgabe des dritten Detektors für Phasenfehlanpassung 22c anschließend mit einem weiteren Dämpfungskoeffizienten η in der arithmetischen Einheit für Phasenfehler 23 multipliziert wird, haben die Koeffizienten der anderen Terme, exklusive des Terms sI(n – 1)·sQ(n) sehr kleine Werte, so dass die Terme vernachlässigbar sein können.
  • Wie oben beschrieben, werden die von dem zweiten und dritten Detektor für Phasenfehlanpassung 22b und 22c ausgegebenen Signale von dem ersten und zweiten Multiplizierer 231a und 231b jeweils in der arithmetischen Einheit für Phasenfehler 23 mit dem Dämpfungskoeffizienten η multipliziert. Der Dämpfungskoeffizient η ist vorzugsweise gleich dem Dämpfungskoeffizienten α, entsprechend dem Fall, bei dem ein vorausgehendes Abtastwertsignal bei Auftreten von Schwund addiert wird. Jedoch ist es bei einem System, in welchem kein Pilotsignal verwendet wird, schwierig, den Dämpfungskoeffizienten α genau zu berechnen. Somit kann der Dämpfungskoeffizient η stabil erhalten werden, indem eine iterative Simulation oder ein empirisches Verfahren angewendet wird. Der erste und zweite Multiplizierer 231a und 231b multiplizieren jeweils die Ausgaben des zweiten Detektors für Phasenfehlanpassung 22b und des dritten Detektors für Phasenfehlanpassung 22c mit dem Dämpfungskoeffizienten η, so dass die Signale, die durch tatsächliches Multiplizieren des Terms sI(n)·sQ(n – 1) und des Terms sI(n – 1)·sQ(n) mit η erhalten werden, ausgegeben werden können. Die Ausgaben des ersten und des zweiten Multiplizierers 231a und 231b werden miteinander von dem Addierer 232 addiert.
  • Da andererseits der erste Detektor für Phasenfehlanpassung 22a das aktuelle I-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, mit dem aktuellen Q-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, multipliziert, gibt der erste Detektor für Phasenfehlanpassung 22a das durch Gleichung 6 ausgedrückte Signal aus. Wie oben beschrieben, können die Terme vernachlässigbar sein, da der Koeffizient α2 in Gleichung 6 sehr klein ist.
  • Der Subtrahierer 233 der arithmetischen Einheit für Phasenfehler 23 subtrahiert das Signal, das von dem Addierer 232 ausgegeben wurde, von dem Signal, das von dem ersten Detektor für Phasenfehlanpassung 22a ausgegeben wurde. Da das von dem Addierer 232 ausgegebene Signal ein Signal ist, das durch Addieren des Terms sI(n)sQ(n – 1) multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten η und des Terms sI(n – 1)sQ(n) multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten η ist, können die Terme sI(n)sQ(n – 1) und sI(n – 1)sQ(n), ausgedrückt in Gleichung 6, von dem Subtrahierer 233 entfernt werden. Der Subtrahierer 233 gibt das Signal ep(n) aus, das ein Wert für den Phasenfehler zwischen dem I-Kanal-Signal und dem Q-Kanal-Signal ist.
  • Anschließend wird nun die Arbeitsweise der Detektionseinheit für IQ-Amplitudenfehlanpassung unter Bezugnahme auf 3 erläutert.
  • Wie in 4 dargestellt, erhält die Detektionseinheit für IQ-Amplitudenfehlanpassung gemäß der vorliegenden Erfindung eine Phasendifferenz φ zwischen dem empfangenen Signal und dem vorausgehenden Abtastwertsignal, das heißt, der Schwundkomponente, durch Anwenden eines trigonometrischen Verfahrens auf ein Dreieck, das aus den zugeordneten Signalen gebildet ist, und schätzt eine Größe des von dem OFDM-Sender übermittelten Signals s(n).
  • Wie in 3 dargestellt, werden das I-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, und das Q-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, in die Detektionseinheit für IQ-Amplitudenfehlanpassung eingegeben. Das I-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, und das Q-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, werden jeweils in dem ersten Verzögerer 31 und dem zweiten Verzögerer 41 um ein Abtastwert-Intervall verzögert.
  • Der erste Multiplizierer 32 und der zweite Multiplizierer 42 multiplizieren die verzögerten Signale (von dem ersten Verzögerer 31 und dem zweiten Verzögerer 41 um ein Abtastwert-Intervall verzögert) mit dem Dämpfungskoeffizienten μ. Der Dämpfungskoeffizient μ wird mittels der gleichen Grundlagen wie jenen berechnet, die zur Berechnung des Dämpfungskoeffizienten η wie im Hinblick auf die vorgenannte Detektionseinheit für IQ-Phasenfehlanpassung beschrieben verwendet werden.
  • Der erste Detektor für Phasendifferenz 33 erkennt die Phasendifferenz φ zwischen dem aktuell empfangenen I-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, und dem verzögerten I-Kanal-Signal, das mit dem Dämpfungskoeffizienten multipliziert wurde, ausgegeben von dem ersten Multiplizierer 32, und gibt die Phasendifferenz φ aus.
  • Die Ausgabe des ersten Detektors für Phasendifferenz 33 wird von dem dritten Multiplizierer 343 der arithmetischen Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude 34 mit dem Wandlungskoeffizienten γ multipliziert. Der Wandlungskoeffizient γ kann bestimmt werden, indem der Cosinussatz verwendet wird. Die erste arithmetische Einheit für den absoluten Wert 341 der arithmetischen Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude 34 gibt den absoluten Wert des aktuell eingegangenen I-Kanal-Signals, das die Schwundkomponenten aufweist, aus, und die zweite arithmetische Einheit für den absoluten Wert 342 der arithmetischen Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude 34 gibt den absoluten Wert des verzögerten I-Kanal-Signals, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, aus. Die Ausgaben der ersten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert 341, der zweiten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert 342 und des dritten Multiplizierers 343 werden von dem ersten Addierer 344 und dem zweiten Addierer 345 der arithmetischen Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude 34 miteinander addiert, um so das modifizierte I-Kanal-Signal zu erzeugen, das die Ausgabe der arithmetischen Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude 34 ist. Die arithmetische Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude 34 kann nämlich das I-Kanal-Signal, aus dem die Schwundkomponenten entfernt wurden, durch Anwenden des Cosinussatzes auf das aus den zugeordneten Signalen gebildete Dreieck, dargestellt in 4, berechnen.
  • Gleichermaßen erkennt der zweite Detektor für Phasendifferenz 43 die Phasendifferenz φ zwischen dem aktuell empfangenen Q-Kanal-Signal, das die Schwundkomponenten aufweist, und dem verzögerten Q-Kanal-Signal, das mit dem Dämpfungskoeffizienten multipliziert wurde, ausgegeben von dem zweiten Multiplizierer 42, und gibt die Phasendifferenz φ aus.
  • Die Ausgabe des zweiten Detektors für Phasendifferenz 43 wird von dem vierten Multiplizierer 443 der arithmetischen Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude 44 mit dem Wandlungskoeffizienten γ multipliziert. Die dritte arithmetische Einheit für den absoluten Wert 441 der arithmetischen Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude 44 gibt den absoluten Wert des aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signals, das die Schwundkomponenten aufweist, aus, und die vierte arithmetische Einheit für den absoluten Wert 441 der arithmetischen Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude 44 gibt den absoluten Wert des verzögerten Q-Kanal-Signals, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, aus. Die Ausgaben der dritten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert 441, der vierten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert 442 und des vierten Multiplizierers 443 werden von dem dritten Addierer 444 und dem vierten Addierer 445 der arithmetischen Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude 44 miteinander addiert, um so das modifizierte Q-Kanal-Signal zu erzeugen, das die Ausgabe der arithmetischen Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude 44 ist. Die arithmetische Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude 44 kann nämlich das Q-Kanal-Signal, aus dem die Schwundkomponenten entfernt wurden, durch Anwenden des Kosinusgesetzes auf das aus den zugeordneten Signalen gebildete Dreieck, dargestellt in 4, berechnen.
  • Die Detektionseinheit für IQ-Amplitudenfehlanpassung 51 subtrahiert die Ausgabe der arithmetischen Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude 44 von der Ausgabe der arithmetischen Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude 34, so dass die Detektionseinheit für IQ-Amplitudenfehlanpassung 51 die IQ-Amplitudenfehlanpassung mit den entfernten Schwundkomponenten berechnen kann.
  • Obwohl nicht in den Zeichnungsfiguren dargestellt, kann, da alle Signale, die in den ersten Detektor für Phasendifferenz 33 und den zweiten Detektor für Phasendifferenz 43 eingegeben werden, die Schwundkomponenten aufweisen, die in 2 dargestellte vorgenannte Struktur des Detektors für IQ-Phasenfehlanpassung für den ersten Detektor für Phasendifferenz 33 und den zweiten Detektor für Phasendifferenz 43 verwendet werden, um den Einfluss der Schwundkomponenten zu entfernen, um so die Phasendifferenz genauer zu erkennen.
  • In diesem Fall kann der erste Detektor für Phasendifferenz aufweisen: einen dritten Verzögerer, der das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert und das Ergebnis ausgibt; einen vierten Verzögerer, der das verzögerte I-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, um ein Abtastwert-Intervall verzögert und das Ergebnis ausgibt; einen ersten Detektor für Unterphasendifferenz, der das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal mit dem verzögerten I-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen zweiten Detektor für Unterphasendifferenz, der das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal mit der Ausgabe des vierten Verzögerers multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen dritten Detektor für Unterphasendifferenz, der das verzögerte I-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, mit der Ausgabe des dritten Verzögerers multipliziert und das Ergebnis ausgibt; und eine arithmetische Einheit für I-Kanal-Phasendifferenz, die die Ausgaben des zweiten und dritten Detektors für Unterphasendifferenz mit dem Dämpfungskoeffizienten multipliziert, die Ergebnisse addiert, das Additionsergebnis von der Ausgabe des ersten Detektors für Unterphasendifferenz subtrahiert und das Ergebnis ausgibt.
  • Der dritte Verzögerer, der vierte Verzögerer, der erste Detektor für Unterphasendifferenz, der zweite Detektor für Unterphasendifferenz, der dritte Detektor für Unterphasendifferenz und die arithmetische Einheit für I-Kanal-Phasendifferenz in dem ersten Detektor für Phasendifferenz entsprechen jeweils dem ersten Verzögerer 21a, dem zweiten Verzögerer 21b, dem ersten Detektor für Phasenfehlanpassung 22a, dem zweiten Detektor für Phasenfehlanpassung 22b, dem dritten Detektor für Phasenfehlanpassung 22c und der Detektionseinheit für IQ-Phasenfehlanpassung 23 aus 2.
  • Gleichermaßen kann der zweite Detektor für Phasendifferenz aufweisen: einen fünften Verzögerer, der das aktuell eingegangene Q-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert und das Ergebnis ausgibt; einen sechsten Verzögerer, der das verzögerte Q-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, um ein Abtastwert-Intervall verzögert und das Ergebnis ausgibt; einen vierten Detektor für Unterphasendifferenz, der das aktuell eingegangene Q-Kanal-Signal mit dem verzögerten Q-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen fünften Detektor für Unterphasendifferenz, der das aktuell eingegangene Q-Kanal-Signal mit der Ausgabe des sechsten Verzögerers multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen sechsten Detektor für Unterphasendifferenz, der das verzögerte Q-Kanal-Signal multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, mit der Ausgabe des fünften Verzögerers multipliziert und das Ergebnis ausgibt; und eine arithmetische Einheit für Q-Kanal-Phasendifferenz, die die Ausgaben des fünften und des sechsten Detektors für Unterphasendifferenz mit dem Dämpfungskoeffizienten multipliziert, die Ergebnisse addiert, das Additionsergebnis von der Ausgabe des dritten Detektors für Unterphasendifferenz subtrahiert und ein Ergebnis ausgibt.
  • Gleich zu dem ersten Detektor für Phasendifferenz entsprechen der fünfte Verzögerer, der sechste Verzögerer, der vierte Detektor für Unterphasendifferenz, der fünfte Detektor für Unterphasendifferenz, der sechste Detektor für Unterphasendifferenz und die arithmetische Einheit für Q-Kanal-Phasendifferenz in dem zweiten Detektor für Phasendifferenz jeweils dem ersten Verzögerer 21a, dem zweiten Verzögerer 21b, dem ersten Detektor für Phasenfehlanpassung 22a, dem zweiten Detektor für Phasenfehlanpassung 22b, dem dritten Detektor für Phasenfehlanpassung 22c und der Detektionseinheit für IQ-Phasenfehlanpassung 23 aus 2.
  • Die Arbeitsweisen des ersten Detektors für Phasendifferenz und des zweiten Detektors für Phasendifferenz sind die gleichen wie jene der vorgenannten Detektionseinheit für IQ-Phasenfehlanpassung, und somit wird deren genaue Beschreibung weggelassen.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung können in einer Umgebung, in der ein empfangenes Signal durch von einem Kommunikationskanal verursachten Schwund beeinflusst ist, IQ-Phasenfehlanpassung und IQ-Amplitudenfehlanpassung erkannt werden, indem der Einfluss von Schwund minimiert wird, so dass es möglich ist, die Zuverlässigkeit der Detektion von IQ-Phasenfehlanpassung und IQ-Amplitudenfehlanpassung in hohem Maße zu verbessern.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die IQ-Phasenfehlanpassung und die IQ-Amplitudenfehlanpassung erkannt, indem der Einfluss von Schwund minimiert wird, so dass es möglich ist, die Kompensationsleistung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung zu verbessern. Insbesondere ist es möglich, eine Kompensation für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung vorzusehen, die für ein Kommunikationssystem mit einer geringen Anzahl an Pilotsignalen, wie beispielsweise ein T-DMB-(terrestrial digital multimedia broadcasting)System, geeignet ist.

Claims (8)

  1. Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung zum Erkennen von Fehlanpassung zwischen einem I-Kanal-Signal und einem Q-Kanal-Signal in Einheit eines Abtastwerts, der in einem Symbol eines OFDM-(orthogonal frequency division multiplexing)Signal enthalten ist, das von einem OFDM-Empfänger empfangen wurde, wobei die Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung eine Detektionseinheit für IQ-Phasenfehlanpassung aufweist, wobei die Detektionseinheit für IQ-Phasenfehlanpassung aufweist: einen ersten Verzögerer (21a), der ein eingegangenes I-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert; einen zweiten Verzögerer (21b), der ein eingegangenes Q-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert; einen ersten Detektor für Phasenfehlanpassung (22a), der ein aktuell eingegangenes I-Kanal-Signal mit einem aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen zweiten Detektor für Phasenfehlanpassung (22b), der das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal mit dem verzögerten Q-Kanal-Signal multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen dritten Detektor für Phasenfehlanpassung (22c), der das verzögerte I-Kanal-Signal mit dem aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal multipliziert und das Ergebnis ausgibt; und eine arithmetische Einheit für Phasenfehler (23), die die Ausgaben des zweiten und dritten Detektors für Phasenfehlanpassung (22b, 22c) mit einem Dämpfungskoeffizienten η multipliziert, die Ergebnisse davon addiert, und das Additionsergebnis von der Ausgabe des ersten Detektors (22a) für Phasenfehlanpassung subtrahiert, um einen Phasenfehlerwert ep(n) auszugeben.
  2. Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die arithmetische Einheit (23) für Phasenfehler aufweist: einen ersten Multiplizierer (231a), der die Ausgabe des zweiten Detektors für Phasenfehlanpassung (22b) mit dem Dämpfungskoeffizienten η multipliziert; einen zweiten Multiplizierer (231b), der die Ausgabe des dritten Detektors für Phasenfehlanpassung (22c) mit dem Dämpfungskoeffizienten η multipliziert; einen Addierer (232), welcher die Ausgaben des ersten Multiplizierers (231a) und des zweiten Multiplizierers (231b) addiert; und einen Subtrahierer (233), der die Ausgabe des Addierers (232) von der Ausgabe des ersten Detektors für Phasenfehlanpassung (22a) subtrahiert.
  3. Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung zum Erkennen von Fehlanpassung zwischen einem I-Kanal-Signal und einem Q-Kanal-Signal in Einheit eines Abtastwerts, der in einem Symbol eines OFDM-Signals enthalten ist, das von einem OFDM-Empfänger empfangen wurde, wobei die Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung eine Detektionseinheit für IQ-Amplitudenfehlanpassung aufweist, wobei die Detektionseinheit für IQ-Amplitudenfehlanpassung aufweist: einen ersten Verzögerer (31), der ein eingegangenes I-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert; einen ersten Multiplizierer (32), der das verzögerte I-Kanal-Signal mit einem Dämpfungskoeffizienten μ multipliziert; einen ersten Detektor für Phasendifferenz (33), der die Phasendifferenz zwischen dem aktuell eingegangenen I-Kanal-Signal und dem verzögerten I-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, erhält; eine arithmetische Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude (34), die den absoluten Wert des aktuell eingegangenen I-Kanal-Signals und den absoluten Wert des verzögerten I-Kanal-Signals, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, addiert und den Multiplikationswert der von dem ersten Detektor für Phasendifferenz (33) erhaltenen Phasendifferenz mit einem Wandlungskoeffizienten γ von dem Additionsergebnis subtrahiert und das Ergebnis ausgibt; einen zweiten Verzögerer (41), der ein eingegangenes Q-Kanal-Signal um ein Abtastintervall verzögert; einen zweiten Multiplizierer (42), der das verzögerte Q-Kanal-Signal mit dem Dämpfungskoeffizienten μ multipliziert; einen zweiten Detektor für Phasendifferenz (43), der die Phasendifferenz zwischen einem aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signal und dem verzögerten Q-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, erhält; eine arithmetische Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude (44), die den absoluten Wert des aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signals und den absoluten Wert des verzögerten Q-Kanal-Signals, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, addiert und den Multiplikationswert der von dem zweiten Detektor für Phasendifferenz (43) erhaltenen Phasendifferenz mit dem Wandlungskoeffizienten γ aus dem Additionsergebnis subtrahiert und das Ergebnis ausgibt; und eine arithmetische Einheit für Amplitudenfehler (51), die die Ausgabe der arithmetischen Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude (44) von der Ausgabe der arithmetischen Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude (34) subtrahiert.
  4. Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die arithmetische Einheit für die modifizierte I-Kanal-Amplitude (34) aufweist: eine erste arithmetische Einheit für den absoluten Wert (341), die den absoluten Wert des aktuell eingegangenen I-Kanal-Signals berechnet und den absoluten Wert ausgibt; eine zweite arithmetische Einheit für den absoluten Wert (342), die den absoluten Wert des verzögerten I-Kanal-Signals, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, berechnet und den absoluten Wert ausgibt; einen dritten Multiplizierer (343), der den Wandlungskoeffizienten γ mit der Ausgabe des ersten Detektors für Phasendifferenz (33) multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen ersten Addierer (344), der die Ausgabe der zweiten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert (342) und die Ausgabe des dritten Multiplizierers (343) addiert und das Ergebnis ausgibt; und einen zweiten Addierer (345), der die Ausgabe der ersten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert (341) und die Ausgabe des ersten Addierers (344) addiert und das Ergebnis ausgibt.
  5. Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die arithmetische Einheit für die modifizierte Q-Kanal-Amplitude (44) aufweist: eine dritte arithmetische Einheit für den absoluten Wert (441), die den absoluten Wert des aktuell eingegangenen Q-Kanal-Signals berechnet und den absoluten Wert ausgibt; eine vierte arithmetische Einheit für den absoluten Wert (442), die den absoluten Wert des verzögerten Q-Kanal-Signals, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten μ, berechnet und den absoluten Wert ausgibt; einen vierten Multiplizierer (443), der den Wandlungskoeffizienten γ mit der Ausgabe des zweiten Detektors für Phasendifferenz (43) multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen dritten Addierer (444), der die Ausgabe der vierten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert (442) und die Ausgabe des vierten Multiplizierers (443) addiert und das Ergebnis ausgibt; und einen vierten Addierer (445), der die Ausgabe der dritten arithmetischen Einheit für den absoluten Wert (441) und die Ausgabe des dritten Addierers (444) addiert und das Ergebnis ausgibt.
  6. Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die arithmetische Einheit für Amplitudenfehler (51) ein Subtrahierer ist, der die Ausgabe des vierten Addierers (45) von der Ausgabe des zweiten Addierers (345) subtrahiert.
  7. Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Detektor für Phasendifferenz aufweist: einen dritten Verzögerer, der das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert und das Ergebnis ausgibt; einen vierten Verzögerer, der das verzögerte I-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, um ein Abtastwert-Intervall verzögert und das Ergebnis ausgibt; einen ersten Detektor für Unterphasendifferenz, der das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal mit dem verzögerten I-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen zweiten Detektor für Unterphasendifferenz, der das aktuell eingegangene I-Kanal-Signal mit der Ausgabe des vierten Verzögerers multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen dritten Detektor für Unterphasendifferenz, der das verzögerte I-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, mit der Ausgabe des dritten Verzögerers multipliziert; und eine arithmetische Einheit für I-Kanal-Phasendifferenz, die die Ausgaben des zweiten und dritten Detektors für Unterphasendifferenz mit dem Dämpfungskoeffizienten multipliziert, die Ergebnisse addiert, das Additionsergebnis von der Ausgabe des ersten Detektors für Unterphasendifferenz subtrahiert und das Ergebnis ausgibt.
  8. Detektionsvorrichtung für Zeitbereich-IQ-Fehlanpassung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Detektor für Phasendifferenz aufweist: einen fünften Verzögerer, der das aktuell eingegangene Q-Kanal-Signal um ein Abtastwert-Intervall verzögert und das Ergebnis ausgibt; einen sechsten Verzögerer, der das verzögerte Q-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, um ein Abtastwert-Intervall verzögert und das Ergebnis ausgibt; einen vierten Detektor für Unterphasendifferenz, der das aktuell eingegangene Q-Kanal-Signal mit dem verzögerten Q-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen fünften Detektor für Unterphasendifferenz, der das aktuell eingegangene Q-Kanal-Signal mit der Ausgabe des sechsten Verzögerers multipliziert und das Ergebnis ausgibt; einen sechsten Detektor für Unterphasendifferenz, der das verzögerte Q-Kanal-Signal, multipliziert mit dem Dämpfungskoeffizienten, mit der Ausgabe des fünften Verzögerers multipliziert; und eine arithmetische Einheit für Q-Kanal-Phasendifferenz, die die Ausgaben des fünften und sechsten Detektors für Unterphasendifferenz mit dem Dämpfungskoeffizienten multipliziert, die Ergebnisse addiert, das Additionsergebnis von der Ausgabe des dritten Detektors für Unterphasendifferenz subtrahiert und ein Ergebnis ausgibt.
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