JP6379891B2 - 位相調整装置、位相差検出装置及び位相調整方法 - Google Patents

位相調整装置、位相差検出装置及び位相調整方法 Download PDF

Info

Publication number
JP6379891B2
JP6379891B2 JP2014181637A JP2014181637A JP6379891B2 JP 6379891 B2 JP6379891 B2 JP 6379891B2 JP 2014181637 A JP2014181637 A JP 2014181637A JP 2014181637 A JP2014181637 A JP 2014181637A JP 6379891 B2 JP6379891 B2 JP 6379891B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
phase
phase difference
mixer
detection
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2014181637A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2016058794A (ja
Inventor
利宏 志村
利宏 志村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Ltd filed Critical Fujitsu Ltd
Priority to JP2014181637A priority Critical patent/JP6379891B2/ja
Priority to US14/808,881 priority patent/US9722591B2/en
Priority to EP15178788.4A priority patent/EP2993811B1/en
Priority to EP17179575.0A priority patent/EP3249833A1/en
Publication of JP2016058794A publication Critical patent/JP2016058794A/ja
Priority to US15/495,114 priority patent/US9859881B2/en
Application granted granted Critical
Publication of JP6379891B2 publication Critical patent/JP6379891B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
    • H03K5/26—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being duration, interval, position, frequency, or sequence
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R25/00—Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents
    • G01R25/005—Circuits for comparing several input signals and for indicating the result of this comparison, e.g. equal, different, greater, smaller, or for passing one of the input signals as output signal
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R25/00—Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents
    • G01R25/04—Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents involving adjustment of a phase shifter to produce a predetermined phase difference, e.g. zero difference
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/2682—Time delay steered arrays
    • H01Q3/2694—Time delay steered arrays using also variable phase-shifters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
    • H01Q3/36—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters
    • H01Q3/38—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters the phase-shifters being digital
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
    • H04B17/101—Monitoring; Testing of transmitters for measurement of specific parameters of the transmitter or components thereof
    • H04B17/104—Monitoring; Testing of transmitters for measurement of specific parameters of the transmitter or components thereof of other parameters, e.g. DC offset, delay or propagation times
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
    • H04B17/11—Monitoring; Testing of transmitters for calibration
    • H04B17/12—Monitoring; Testing of transmitters for calibration of transmit antennas, e.g. of the amplitude or phase
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/267—Phased-array testing or checking devices
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
  • Manipulation Of Pulses (AREA)
  • Measuring Phase Differences (AREA)

Description

本発明は、位相調整装置、位相差検出装置及び位相調整方法に関する。
従来、電磁波を送信するための複数の送信器又は電磁波を受信するための複数の受信器を有する通信装置がある。このような通信装置では、複数の送信器の各々又は複数の受信器の各々を伝播する信号間の位相差を所望の位相差に調整する位相キャリブレーションが行われる。
位相キャリブレーションを行う通信装置は、複数の送信器の各々又は複数の受信器の各々に位相調整器を搭載する。位相調整器は、複数の送信器の各々又は複数の受信器の各々を伝播する信号の位相を調整し、位相が調整された信号をミキサへ出力する。ミキサは、隣接する２つの位相調整器からそれぞれ入力される２つの信号を合成することで、２つの信号の位相差を検出するための検出信号を生成し、生成した検出信号を位相制御部へ出力する。ここで、ミキサによって生成される検出信号は、位相差の検出感度が最大となる最大感度位相差を有する。位相差の検出感度とは、検出信号の波形の傾きに相当する。例えば、検出信号の波形がコサインカーブを描く場合を想定する。このコサインカーブは、検出信号の特性がコサインカーブ状の波形となる（検出信号の信号レベル（振幅もしくは電力）が位相差に対してコサインカーブ状の波形となる）ことを意味する。検出信号の信号レベルを位相差で微分した値（波形の傾き）が最大となる箇所が位相差の検出感度が最大となる箇所であり、最大感度位相差である。この場合、最大感度位相差は、コサインカーブの傾きが最大となる±π／２である。位相制御部は、ミキサから入力される検出信号を用いて最大感度位相差を中心とした所定の範囲において検出される位相差と、予め定められた設定位相差との差分が０となるように、隣接する２つの位相調整器における位相の調整量を制御する。
特開２０１３−３４１２９号公報 特開２０１０−５４２１８号公報
しかしながら、ミキサによって生成される１つの検出信号を用いて位相の調整量を制御する従来の位相キャリブレーションでは、２つの信号の位相差を任意の位相差に精度良く調整することが困難であるという問題がある。
すなわち、ミキサによって生成される１つの検出信号は、最大感度位相差以外の位相差において、２つの信号の位相差の検出感度が最小となる最小感度位相差を有する。このため、最小感度位相差を中心とした所定の範囲において、１つの検出信号を用いて検出される位相差の精度が劣化し、隣接する２つの位相調整器における位相の調整量を精度良く調整することが困難となる。結果として、従来の位相キャリブレーションでは、２つの信号の位相差を任意の位相差に精度良く調整することが困難となる。
例えば、ミキサによって生成される１つの検出信号の波形がコサインカーブを描く場合には、コサインカーブの傾きが最小となる０又はπが最小感度位相差に相当する。このため、０又はπの近傍の範囲において、１つの検出信号を用いて検出される位相差の精度が劣化し、位相の調整量を精度良く調整することが困難となる。
開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、２つの信号の位相差を任意の位相差に精度良く調整することができる位相調整装置、位相差検出装置及び位相調整方法を提供することを目的とする。
本願の開示する位相調整装置は、一つの態様において、検出信号生成部と、検出信号選択部と、位相制御部とを有する。検出信号生成部は、２つの位相調整器によりそれぞれ位相が調整された２つの信号の位相差を検出するための一対の検出信号であって、前記位相差の検出感度が最大となる前記位相差である最大感度位相差が重複しない第１及び第２の検出信号を生成する。検出信号選択部は、前記第１及び前記第２の検出信号のうち予め定められた設定位相差を前記最大感度位相差を中心とした所定の範囲に含む一方の検出信号を選択する。位相制御部は、前記一方の検出信号を用いて前記所定の範囲において検出される前記位相差と、前記設定位相差との差分に基づいて、前記２つの位相調整器の少なくともいずれか一方における位相の調整量を制御する。
本願の開示する位相調整装置の一つの態様によれば、２つの信号の位相差を任意の位相差に精度良く調整することができるという効果を奏する。
図１は、実施例１の位相調整装置を含む通信装置の構成例を示す図である。 図２は、実施例１の検出信号生成器の具体的な構成の一例を示す図である。 図３は、第１の検出信号の値と、２つの信号ｘ，ｙの位相差θとの対応関係を示す図である。 図４は、第２の検出信号の値と、２つの信号ｘ，ｙの位相差θとの対応関係を示す図である。 図５は、実施例１の位相調整装置による位相調整処理の処理手順を示すフローチャートである。 図６は、実施例１の位相調整装置による検出信号生成処理の処理手順を示すフローチャートである。 図７は、実施例２の検出信号生成器の具体的な構成の一例を示す図である。 図８は、実施例２の位相調整装置による検出信号生成処理の処理手順を示すフローチャートである。 図９は、実施例３の検出信号生成器の具体的な構成の一例を示す図である。 図１０は、実施例３の位相調整装置による検出信号生成処理の処理手順を示すフローチャートである。 図１１は、実施例４の検出信号生成器の具体的な構成の一例を示す図である。 図１２は、実施例５の検出信号生成器の具体的な構成の一例を示す図である。 図１３は、図１２に示した第１の遅延素子、第２の遅延素子、第１のミキサ及び第２のミキサの具体的な構成を説明するための図である。
以下に、本願の開示する位相調整装置、位相差検出装置及び位相調整方法の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例により開示技術が限定されるものではない。
図１は、実施例１の位相調整装置を含む通信装置の構成例を示す図である。図１に示す通信装置１は、信号生成器１１、送信器１２−１〜１２−８、アンテナ１３−１〜１３−８、検出信号生成器１４−１〜１４−７、検出信号選択器１５−１〜１５−７及び位相制御器１６を有する。このうち、検出信号生成器１４−１〜１４−７、検出信号選択器１５−１〜１５−７及び位相制御器１６が、「位相調整装置」に相当する。
なお、送信器１２−１〜１２−８の構成及び機能は同様であるため、以下では、これらを特に区別しない場合には「送信器１２」と表記する。また、アンテナ１３−１〜１３−８の構成及び機能は同様であるため、以下では、これらを特に区別しない場合には「アンテナ１３」と表記する。また、検出信号生成器１４−１〜１４−７の構成及び機能は同様であるため、以下では、これらを特に区別しない場合には「検出信号生成器１４」と表記する。また、検出信号選択器１５−１〜１５−７の構成及び機能は同様であるため、以下では、これらを特に区別しない場合には「検出信号選択器１５」と表記する。
信号生成器１１は、アンテナ１３から送信すべき信号を生成し、生成した信号を送信器１２へ出力する。
送信器１２は、プリアンプ１２１、位相調整器１２２及びポストアンプ１２３を有する。プリアンプ１２１は、信号生成器１１から入力される信号を増幅し、増幅した信号を位相調整器１２２へ出力する。
位相調整器１２２は、プリアンプ１２１から入力される信号の位相を調整し、位相が調整された信号をポストアンプ１２３へ出力する。位相調整器１２２における位相の調整量は、後述する位相制御器１６によって制御される。
ポストアンプ１２３は、位相調整器１２２により位相が調整された信号を増幅し、増幅した信号をアンテナ１３及び検出信号生成器１４へ出力する。
アンテナ１３は、送信器１２から入力される信号を電磁波として空間に放射する。
検出信号生成器１４は、隣接する２つの位相調整器１２２によりそれぞれ位相が調整された２つの信号（以下適宜「２つの信号」と呼ぶ）の入力を、隣接する２つの送信器１２から受ける。検出信号生成器１４は、入力された２つの信号の位相差を検出するための一対の検出信号である第１及び第２の検出信号を生成する。検出信号生成器１４は、生成した第１及び第２の検出信号を検出信号選択器１５へ出力する。検出信号生成器１４は、位相差検出装置の一例である。検出信号生成器１４によって生成される第１及び第２の検出信号は、位相差の検出感度が最大となる位相差である最大感度位相差をそれぞれ有し、かつ、第１の検出信号の最大感度位相差と、第２の検出信号の最大感度位相差とは互いに重複しない。ここで、位相差の検出感度とは、第１及び第２の検出信号の各々の波形の傾きに相当する。なお、検出信号生成器１４の具体的な構成については、後述する。また、隣接する２つの位相調整器１２２を例に説明するが、２つの位相調整器は必ずしも隣接しなくともよい。以降の実施例においても同様である。
検出信号選択器１５は、第１及び第２の検出信号の入力を検出信号生成器１４から受ける。検出信号選択器１５は、第１及び第２の検出信号のうち、予め定められた設定位相差が最大感度位相差を中心とした所定の範囲に含まれる一方の検出信号を選択する。予め定められた設定位相差は、位相制御器１６から隣接する２つの位相調整器１２２に設定される位相間の差分である。検出信号選択器１５は、選択した一方の検出信号を位相制御器１６へ出力する。
位相制御器１６は、検出信号選択器１５によって選択された一方の検出信号の入力を受ける。位相制御器１６は、一方の検出信号を用いて最大感度位相差を中心とした所定の範囲において検出される位相差と、設定位相差との差分を算出する。位相制御器１６は、算出した差分が閾値以上である場合に、差分に基づいて、隣接する２つの位相調整器１２２のうち少なくともいずれか一方における位相の調整量を制御する。
このように、実施例１の位相調整装置は、隣接する２つの位相調整器１２２によりそれぞれ位相が調整された２つの信号の位相差を検出するための、最大感度位相差が重複しない第１及び第２の検出信号を生成する。そして、実施例１の位相調整装置は、最大感度位相差が重複しない第１及び第２の検出信号のうち、設定位相差を最大感度位相差を中心とした所定の範囲に含む一方の検出信号を選択する。そして、実施例１の位相調整装置は、選択した一方の検出信号を用いて２つの位相調整器１２２の少なくともいずれか一方における位相の調整量を制御する。このため、実施例１の位相調整装置によれば、最大感度位相差が重複しない第１及び第２の検出信号のうちいずれか一方の検出信号を用いて、最大感度位相差の近傍の範囲において２つの信号の位相差を任意の位相差に調整することができる。結果として、実施例１の位相調整装置によれば、２つの信号の位相差を任意の位相差に精度良く調整することができる。
次に、図１に示した検出信号生成器１４の具体的な構成の一例について説明する。図２は、実施例１の検出信号生成器の具体的な構成の一例を示す図である。なお、図２の例では、検出信号生成器１４は、図１に示した検出信号生成器１４−１に相当するものとする。また、隣接する２つの位相調整器１２２によりそれぞれ位相が調整された２つの信号ｘ，ｙは、以下の式（１）及び式（２）により表されるものとする。２つの信号ｘ，ｙの位相差θは、以下の式（３）により表されるものとする。
Figure 0006379891
Figure 0006379891
Figure 0006379891
図２に示すように、検出信号生成器１４は、第１の分岐部１４１、第２の分岐部１４２、第１の遅延素子１４３、第２の遅延素子１４４、第１のミキサ１４５、第２のミキサ１４６、加算器１４７及び減算器１４８を有する。
第１の分岐部１４１は、隣接する２つの位相調整器１２２によりそれぞれ位相が調整された２つの信号ｘ，ｙのうち送信器１２−１から後述の入力端子１４１ａを経由して入力される一方の信号ｙを第１及び第２の分岐信号に分岐する。第１の分岐部１４１は、第１の分岐信号を第１の遅延素子１４３へ出力し、第２の分岐信号を第２のミキサ１４６へ出力する。
第２の分岐部１４２は、隣接する２つの位相調整器１２２によりそれぞれ位相が調整された２つの信号ｘ，ｙのうち送信器１２−２から後述の入力端子１４２ａを経由して入力される他方の信号ｘを第３及び第４の分岐信号に分岐する。第２の分岐部１４２は、第３の分岐信号を第２の遅延素子１４４へ出力し、第４の分岐信号を第１のミキサ１４５へ出力する。
第１の遅延素子１４３は、第１の分岐部１４１から入力される第１の分岐信号の位相を所定の遅延量φだけ遅延させる。第１の遅延素子１４３は、第１の分岐信号の位相を遅延させて得られる第１の遅延信号を第１のミキサ１４５へ出力する。
第２の遅延素子１４４は、第２の分岐部１４２から入力される第３の分岐信号の位相を所定の遅延量φだけ遅延させる。第２の遅延素子１４４は、第３の分岐信号の位相を遅延させて得られる第２の遅延信号を第２のミキサ１４６へ出力する。
第１のミキサ１４５は、第１の遅延素子１４３から入力される第１の遅延信号と、第２の分岐部１４２から入力される第４の分岐信号とを乗算することによって、第１の遅延信号と、第４の分岐信号との合成信号を生成する。第１の遅延信号と、第４の分岐信号との乗算結果Ｚ１は、以下の式（４）により表される。乗算結果Ｚ１から高周波成分が除去されることで、以下の式（５）に示す合成信号Ｚ１，ＤＣが生成される。第１のミキサ１４５は、生成した合成信号Ｚ１，ＤＣを加算器１４７及び減算器１４８へ出力する。
Figure 0006379891
Figure 0006379891
第２のミキサ１４６は、第２の遅延素子１４４から入力される第２の遅延信号と、第１の分岐部１４１から入力される第２の分岐信号とを乗算することによって、第２の遅延信号と、第２の分岐信号との合成信号を生成する。第２の遅延信号と、第２の分岐信号との乗算結果Ｚ２は、以下の式（６）により表される。乗算結果Ｚ２から高周波成分が除去されることで、以下の式（７）に示す合成信号Ｚ２，ＤＣが生成される。第２のミキサ１４６は、生成した合成信号Ｚ２，ＤＣを加算器１４７及び減算器１４８へ出力する。
Figure 0006379891
Figure 0006379891
加算器１４７は、第１のミキサ１４５により出力される合成信号Ｚ１，ＤＣに第２のミキサ１４６により出力される合成信号Ｚ２，ＤＣを加算することによって、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）を生成する。加算器１４７は、演算部の一例である。第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）は、以下の式（８）により表される。すなわち、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）の値は、ｃｏｓθ・ｃｏｓφに比例する。加算器１４７は、生成した第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）を検出信号選択器１５へ出力する。
Figure 0006379891
減算器１４８は、第１のミキサ１４５により出力される合成信号Ｚ１，ＤＣから第２のミキサ１４６により出力される合成信号Ｚ２，ＤＣを減算することによって、第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）を生成する。減算器１４８は、演算部の一例である。第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）は、以下の式（９）により表される。すなわち、第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）の値は、ｓｉｎθ・ｓｉｎφに比例する。減算器１４８は、生成した第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）を検出信号選択器１５へ出力する。
Figure 0006379891
ここで、図２を用いて、検出信号生成器１４の具体的な構成を更に詳細に説明する。図２に示した検出信号生成器１４において、第１のミキサ１４５と、第２のミキサ１４６とは同一のミキサである。第１のミキサ１４５の２つの入力端子である高周波端子（以下「ＲＦ端子」と表す）及びローカル端子（以下「ＬＯ端子」と表す）のうち一方の入力端子に第１の遅延素子１４３が接続されている。図２の例では、第１のミキサ１４５のＬＯ端子に第１の遅延素子１４３が接続されている。第２のミキサ１４６の２つの入力端子であるＲＦ端子及びＬＯ端子のうち一方の入力端子に第２の遅延素子１４４が接続されている。図２の例では、第２のミキサ１４６のＬＯ端子に第２の遅延素子１４４が接続されている。また、第１の遅延素子１４３が接続された第１のミキサ１４５のＬＯ端子と、第２の遅延素子１４４が接続されていない第２のミキサ１４６のＲＦ端子とが接続されることによって、送信器１２−１から一方の信号ｙを入力するための入力端子１４１ａが形成される。入力端子１４１ａは、第１の入力端子の一例である。また、第２の遅延素子１４４が接続された第２のミキサ１４６のＬＯ端子と、第１の遅延素子１４３が接続されていない第１のミキサ１４５のＲＦ端子とが接続されることによって、送信器１２−２から他方の信号ｘを入力するための入力端子１４２ａが形成される。入力端子１４２ａは、第２の入力端子の一例である。
このように、本実施例の検出信号生成器１４では、入力端子１４１ａ及び入力端子１４２ａが形成されることで、２つの入力端子の対称性を確保することができる。ここで、トランジスタを用いた一般的なミキサでは、ミキサの２つの入力端子であるＲＦ端子とＬＯ端子とは対称でない場合がある。この場合、ミキサの２つの入力端子において入力インピーダンスが等しくないため、一般的なミキサでは、反射特性及び通過特性が劣化し、入力信号の位相差の検出に誤差が生じてしまう。これに対して、本実施例の検出信号生成器１４では、２つの入力端子である入力端子１４１ａ及び入力端子１４２ａの対称性を確保することができるので、入力端子１４１ａ及び入力端子１４２ａにおいて入力インピーダンスが整合される。このため、本実施例の検出信号生成器１４では、反射特性及び通過特性が向上し、その結果、一般的なミキサと比較して、入力信号の位相差を精度良く検出することができる。
次に、図３及び図４を用いて、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）と第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）との関係性、並びに、第１の検出信号及び第２の検出信号を用いた位相調整について説明する。図３は、第１の検出信号の値と、２つの信号ｘ，ｙの位相差θとの対応関係を示す図である。図４は、第２の検出信号の値と、２つの信号ｘ，ｙの位相差θとの対応関係を示す図である。図３及び図４において、横軸は、２つの信号ｘ，ｙの位相差θを示す。図３において、縦軸は、加算器１４７の出力値、すなわち、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）の値を示す。図４において、縦軸は、減算器１４８の出力値、すなわち、第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）の値を示す。
また、図３において、グラフ５０１は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが０°である場合の第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。グラフ５０２は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが１５°である場合の第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。グラフ５０３は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが３０°である場合の第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。グラフ５０４は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが４５°である場合の第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。グラフ５０５は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが６０°である場合の第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。グラフ５０６は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが７５°である場合の第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。グラフ５０７は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが９０°である場合の第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。
また、図４において、グラフ６０１は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが９０°である場合の第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。グラフ６０２は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが７５°である場合の第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。グラフ６０３は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが６０°である場合の第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。グラフ６０４は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが４５°である場合の第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。グラフ６０５は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが３０°である場合の第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。グラフ６０６は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが１５°である場合の第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。グラフ６０７は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが０°である場合の第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）の値を示すグラフである。
図３及び図４に示すように、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）及び第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）は、波形の傾きが最大となる位相差である最大感度位相差をそれぞれ有する。また、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）の最大感度位相差と、第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）の最大感度位相差とは互いに重複しない。より詳細には、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）の最大感度位相差は、±π／２（＝±９０°）であり、第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）の最大感度位相差は０又はπである。このことから、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）と、第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）とは、最大感度位相差に関して相互補完関係にあることが分かる。
また、検出信号生成器１４によって第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）及び第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）の両方が生成される場合には、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φは、以下の値に設定され得る。すなわち、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φは、π／２・ｎ（ｎは０以上の整数）以外の値に設定される。また、検出信号生成器１４によって第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）及び第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）の両方が生成される場合で、且つ、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）及び第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）が同等の信号レベルに維持される場合は、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φは、π・（１／４＋ｎ／２）（ｎは０以上の整数）に設定される。
また、検出信号生成器１４によって第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）及び第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）のいずれか一方が生成される場合には、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φは、以下の値に設定され得る。すなわち、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）のみが生成される場合には、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φは、π・ｎ（ｎは０以上の整数）に設定される。また、第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）のみが生成される場合には、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φは、π・（２・ｎ＋１）／２（ｎは０以上の整数）に設定される。
検出信号選択器１５は、図３及び図４において、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）及び第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）のうち、予め定められた設定位相差が最大感度位相差を中心とした所定の範囲に含まれる一方の検出信号を選択する。図３及び図４の太線の矢印は、最大感度位相差を中心とした所定の範囲の概念を示す。例えば、設定位相差が＋π／２（＝＋９０°）である場合を想定する。この場合、検出信号選択器１５は、設定位相差を最大感度位相差を中心とした所定の範囲に含む第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）を選択する。また、例えば、設定位相差が−π／２（＝−９０°）である場合を想定する。この場合、検出信号選択器１５は、設定位相差を最大感度位相差を中心とした所定の範囲に含む第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）を選択する。また、例えば、設定位相差が０（＝０°）である場合を想定する。この場合、検出信号選択器１５は、設定位相差を最大感度位相差を中心とした所定の範囲に含む第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）を選択する。また、例えば、設定位相差がπ（＝１８０°）である場合を想定する。この場合、検出信号選択器１５は、設定位相差を最大感度位相差を中心とした所定の範囲に含む第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）を選択する。また、例えば、設定位相差が１０°である場合を想定する。この場合、検出信号選択器１５は、設定位相差を最大感度位相差（＝０°）を中心とした所定の範囲に含む第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）を選択する。
ここで、最大感度位相差を中心とした所定の範囲の詳細について説明する。上述したように、２つの信号ｘ，ｙの位相差θの全ての位相範囲内で、検出感度の最低値を最大にするように、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）と第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）とが選択される。ここで、最大感度位相差を中心とした所定の範囲が選定される場合、まず、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）と第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）との選択の切り替えポイント（位相差）が決定される。第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）はcosθ比例し、第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）はsinθに比例する。第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）のθに対する傾きの大きさと、第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）のθに対する傾きの大きさとが同じ位相差のポイント、すなわち検出感度の大きさが同じ位相差のポイントが選択の切り替えポイント（位相差）、θsとなる。位相差θの全ての位相範囲内で、選択の切り替えポイント（位相差）、θsにおいて検出感度が最低となる。また、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）のθに対する傾きの大きさと、第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）のθに対する傾きの大きさとが同じ場合は、２種類のケースが存在する。一方のケースとしては、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）のθに対する傾きの符号と、第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）のθに対する傾きの符号とが同符号であるケースＡが存在する。他方のケースとしては、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）のθに対する傾きの符号と、第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）のθに対する傾きの符号とが異符号であるケースＢが存在する。すなわち、ケースＡと、ケースＢとは、傾きの大きさが同じであるが、傾きの符号が異なる。
以下、数式を用いてケースＡ及びケースＢを説明する。上述の式（８）のθに対する傾きΔＺ＋を導出するために、式（８）をθで微分すると、以下の式（１０）が得られる。
Figure 0006379891
また、上述の式（９）のθに対する傾きΔＺ−を導出するために、式（９）をθで微分すると、以下の式（１１）が得られる。
Figure 0006379891
ケースＡでは、傾きの大きさが同じであり、かつ、傾きの符号が同符号であるので、以下の式（１２）が得られる。
Figure 0006379891
式（１０）、式（１１）及び式（１２）から以下の式（１３）が得られる。
Figure 0006379891
ケースＡに対応する選択の切り替えポイントとなる位相差（以下「同符号切り換えポイント位相差」という）をθs１とすると、式（１３）から以下の式（１４）が得られる。
Figure 0006379891
また、ケースＢでは、傾きの大きさが同じであり、かつ、傾きの符号が異符号であるので、以下の式（１５）が得られる。
Figure 0006379891
式（１０）、式（１１）及び式（１５）から以下の式（１６）が得られる。
Figure 0006379891
ケースＢに対応する選択の切り換えポイントなる位相差（以下「異符号切り換えポイント位相差」という）をθs２とすると、式（１６）から以下の式（１７）が得られる。
Figure 0006379891
θの範囲が−１８０°〜＋１８０°であるとすると、同符号切り換えポイント位相差θs１は、以下の式（１８）により表され、異符号切り換えポイント位相差θs２は、以下の式（１９）により表される。
Figure 0006379891
Figure 0006379891
最大感度位相差を中心とした所定の範囲は、同符号切り換えポイント位相差θs１と、異符号切り換えポイント位相差θs２とに基づいて選定される。すなわち、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量φが、遅延量φsであるとき、最大感度位相差０°を中心とした所定の範囲は、−φsからφsの範囲であることが望ましい。また、最大感度位相差１８０°を中心とした所定の範囲は、−φs＋１８０°からφs＋１８０°の範囲であることが望ましい。また、最大感度位相差９０°を中心とした所定の範囲は、φsから１８０°−φsの範囲であることが望ましい。また、最大感度位相差−９０°を中心とした所定の範囲は、−１８０°＋φsから−φsの範囲であることが望ましい。この記述は、便宜上、遅延量φsが０°から９０°の範囲である場合を想定しているが、他の範囲でも同様な記述が可能である。
例えば、φsが４５°であるとき、最大感度位相差０°を中心とした所定の範囲は、−４５°から４５°の範囲であることが望ましい。また、最大感度位相差１８０°を中心とした所定の範囲は、１３５°から２２５°の範囲であることが望ましい。また、最大感度位相差９０°を中心とした所定の範囲は、４５°から１３５°の範囲であることが望ましい。また、最大感度位相差−９０°を中心とした所定の範囲は、−１３５°から−４５°の範囲であることが望ましい。
例えば、φsが３０°であるとき、最大感度位相差０°を中心とした所定の範囲は、−３０°から３０°の範囲であることが望ましい。また、最大感度位相差１８０°を中心とした所定の範囲は、１５０°から２１０°の範囲であることが望ましい。また、最大感度位相差９０°を中心とした所定の範囲は、３０°から１５０°の範囲であることが望ましい。また、最大感度位相差−９０°を中心とした所定の範囲は、−１５０°から−３０°の範囲であることが望ましい。
位相制御器１６は、検出信号選択器１５により選択された一方の検出信号を用いて最大感度位相差を中心とした所定の範囲において検出される位相差と、設定位相差との差分を算出する。例えば、設定位相差が＋π／２（＝＋９０°）であり、かつ、検出信号選択器１５により第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）が選択された場合を想定する。この場合、位相制御器１６は、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）を用いて最大感度位相差である＋π／２（＝＋９０°）を中心とした所定の範囲において検出される位相差と、設定位相差である＋π／２（＝＋９０°）との差分を算出する。そして、位相制御器１６は、算出した差分に基づいて、隣接する２つの位相調整器１２２のうち少なくともいずれか一方における位相の調整量を制御する。
次に、実施例１の位相調整装置による位相調整処理の処理手順について説明する。図５は、実施例１の位相調整装置による位相調整処理の処理手順を示すフローチャートである。
図５に示すように、検出信号生成器１４は、隣接する２つの位相調整器１２２によりそれぞれ位相が調整された２つの信号の位相差を検出するための第１及び第２の検出信号を生成する（ステップＳ１０１）。
検出信号選択器１５は、第１及び第２の検出信号のうち予め定められた設定位相差を最大感度位相差を中心とした所定の範囲に含む一方の検出信号を選択する（ステップＳ１０２）。
位相制御器１６は、一方の検出信号を用いて最大感度位相差を中心とした所定の範囲において検出される位相差と、設定位相差との差分を算出する（ステップＳ１０３）。
位相制御器１６は、算出した差分が閾値以上であるか否かを判定する（ステップＳ１０４）。位相制御器１６は、算出した差分が閾値未満である場合には（ステップＳ１０４；Ｎｏ）、処理を終了する。
一方、位相制御器１６は、算出した差分が閾値以上である場合には（ステップＳ１０４；Ｙｅｓ）、差分に基づいて、隣接する２つの位相調整器１２２のうち少なくともいずれか一方における位相の調整量を制御し（ステップＳ１０５）、処理をステップＳ１０１に戻す。例えば、位相制御器１６は、隣接する２つの位相調整器１２２の一方の位相調整器１２２における位相の調整量を固定した状態で、他方の位相調整器１２２の位相の調整量を、算出した差分だけ増減する制御を行う。
図６は、実施例１の位相調整装置による検出信号生成処理の処理手順を示すフローチャートである。図６に示す処理手順は、図５に示したステップＳ１０１に対応する。
図６に示すように、検出信号生成器１４は、隣接する２つの位相調整器１２２によりそれぞれ位相が調整された２つの信号ｘ，ｙの入力を、隣接する２つの位相調整器１２２から受ける（ステップＳ２０１）。
検出信号生成器１４の第１の分岐部１４１は、２つの信号ｘ，ｙのうち送信器１２−１から入力される一方の信号ｙを第１及び第２の分岐信号に分岐する。第２の分岐部１４２は、２つの信号ｘ，ｙのうち送信器１２−２から入力される他方の信号ｘを第３及び第４の分岐信号に分岐する（ステップＳ２０２）。
第１の遅延素子１４３は、第１の分岐部１４１から入力される第１の分岐信号の位相を所定の遅延量φだけ遅延させ、第２の遅延素子１４４は、第２の分岐部１４２から入力される第３の分岐信号の位相を所定の遅延量φだけ遅延させる（ステップＳ２０３）。
第１のミキサ１４５は、第１の遅延信号と、第４の分岐信号との合成信号Ｚ１，ＤＣを出力し、第２のミキサ１４６は、第２の遅延信号と、第２の分岐信号との合成信号Ｚ２，ＤＣを出力する（ステップＳ２０４）。
加算器１４７は、第１のミキサ１４５により出力される合成信号Ｚ１，ＤＣに第２のミキサ１４６により出力される合成信号Ｚ２，ＤＣを加算することによって、第１の検出信号（Ｚ１，ＤＣ＋Ｚ２，ＤＣ）を生成する（ステップＳ２０５）。
減算器１４８は、第１のミキサ１４５により出力される合成信号Ｚ１，ＤＣから第２のミキサ１４６により出力される合成信号Ｚ２，ＤＣを減算することによって、第２の検出信号（Ｚ１，ＤＣ−Ｚ２，ＤＣ）を生成する（ステップＳ２０６）。
以上、実施例１の位相調整装置は、隣接する２つの位相調整器１２２によりそれぞれ位相が調整された２つの信号の位相差を検出するための、最大感度位相差が重複しない第１及び第２の検出信号を生成する。そして、実施例１の位相調整装置は、最大感度位相差が重複しない第１及び第２の検出信号のうち、設定位相差を最大感度位相差を中心とした所定の範囲に含む一方の検出信号を選択する。そして、実施例１の位相調整装置は、選択した一方の検出信号を用いて２つの位相調整器１２２の少なくともいずれか一方における位相の調整量を制御する。このため、実施例１の位相調整装置によれば、最大感度位相差が重複しない第１及び第２の検出信号のうちいずれか一方の検出信号を用いて、最大感度位相差の近傍の範囲において２つの信号の位相差を任意の位相差に調整することができる。結果として、実施例１の位相調整装置によれば、２つの信号の位相差を任意の位相差に精度良く調整することができる。また、実施例１では隣接する２つの送信器１２について説明したが、２つの送信器１２は、必ずしも隣接していなくてもよい。位相差を調整しようとする２つの送信器１２と検出信号生成器１４の配置及び信号接続距離に関して、送信器１２のそれぞれから検出信号生成器１４への接続距離が同一であることが望ましい。すなわち、検出信号生成器１４への接続位相長が同一であるのが望ましい。最も良い条件は、２つの送信器１２が隣接していること、言い換えると、送信器１２のそれぞれから検出信号生成器１４への接続距離が最短であり、かつ、同一であることである。
実施例１では、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量が固定である例を示した。これに対して、実施例２では、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量が可変である。なお、以下では、実施例１との相違点を中心に説明し、実施例１の動作と共通する部分については同一の符号を付してその説明を省略する。
図７は、実施例２の検出信号生成器の具体的な構成の一例を示す図である。なお、図７の例では、検出信号生成器２１４は、図１に示した検出信号生成器１４−１に相当するものとする。
図７に示すように、検出信号生成器２１４は、第１の分岐部１４１、第２の分岐部１４２、第１の遅延素子２４３、第２の遅延素子２４４、第１のミキサ１４５、第２のミキサ１４６、加算器１４７、減算器１４８及び遅延量制御器２４９を有する。
第１の遅延素子２４３は、第１の分岐部１４１から入力される第１の分岐信号の位相を遅延量φだけ遅延させる。ここで、第１の遅延素子２４３における位相の遅延量φは、可変であり、遅延量制御器２４９によって制御される。第１の遅延素子２４３は、第１の分岐信号の位相を遅延させて得られる第１の遅延信号を第１のミキサ１４５へ出力する。
第２の遅延素子２４４は、第２の分岐部１４２から入力される第３の分岐信号の位相を遅延量φだけ遅延させる。ここで、第２の遅延素子２４４における位相の遅延量φは、可変であり、遅延量制御器２４９によって制御される。第２の遅延素子２４４は、第３の分岐信号の位相を遅延させて得られる第２の遅延信号を第２のミキサ１４６へ出力する。
遅延量制御器２４９は、予め定められた設定位相差に応じて第１の遅延素子２４３及び第２の遅延素子２４４における位相の遅延量φを制御することによって、第１の検出信号の振幅値又は第２の検出信号の振幅値を最大化する。具体的には、遅延量制御器２４９は、設定位相差が±π／２を中心とした所定の範囲に含まれる場合には、第１の遅延素子２４３及び第２の遅延素子２４４における位相の遅延量φを０又はπに設定することによって、第１の検出信号の振幅値を最大化する。この場合、第２の検出信号の値は０となる。
一方、遅延量制御器２４９は、設定位相差が０又はπを中心とした所定の範囲に含まれる場合には、第１の遅延素子２４３及び遅延量制御器２４９における位相の遅延量φを±π／２に設定することによって、第２の検出信号の振幅値を最大化する。この場合、第１の検出信号の値は０となる。
次に、実施例２の位相調整装置による検出信号生成処理の処理手順について説明する。図８は、実施例２の位相調整装置による検出信号生成処理の処理手順を示すフローチャートである。図８に示す処理手順は、図５に示したステップＳ１０１に対応する。なお、図８に示すステップＳ３０５〜Ｓ３１０は、図６に示したステップＳ２０１〜Ｓ２０６と同様であるので、ここではその説明を省略する。
図８に示すように、検出信号生成器２１４の遅延量制御器２４９は、設定位相差を取得し（ステップＳ３０１）、設定位相差が±π／２を中心とした所定の範囲に含まれるか否かを判定する（ステップＳ３０２）。遅延量制御器２４９は、設定位相差が±π／２を中心とした所定の範囲に含まれる場合には（ステップＳ３０２；Ｙｅｓ）、以下の処理を行う。すなわち、遅延量制御器２４９は、第１の遅延素子２４３及び第２の遅延素子２４４における位相の遅延量φを０又はπに設定することによって、第１の検出信号の振幅値を最大化し（ステップＳ３０３）、処理をステップＳ３０５へ進める。
一方、遅延量制御器２４９は、設定位相差が±π／２を中心とした所定の範囲に含まれない場合には（ステップＳ３０２；Ｎｏ）、設定位相差が０又はπを中心とした所定の範囲に含まれると判定し、以下の処理を行う。すなわち、遅延量制御器２４９は、第１の遅延素子２４３及び遅延量制御器２４９における位相の遅延量φを±π／２に設定することによって、第２の検出信号の振幅値を最大化し（ステップＳ３０４）、処理をステップＳ３０５へ進める。
以上、実施例２の位相調整装置は、予め定められた設定位相差に応じて第１の遅延素子２４３及び第２の遅延素子２４４における位相の遅延量φを制御することによって、第１の検出信号の振幅値又は第２の検出信号の振幅値を最大化する。このため、実施例２の位相調整装置によれば、第１の検出信号及び第２の検出信号の両方が用いられる場合よりも、位相差の検出精度を向上することができる。
実施例１では、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量が固定である例を示した。これに対して、実施例３では、第１の遅延素子１４３及び第２の遅延素子１４４における位相の遅延量が所望の値に切り替え可能である。なお、以下では、実施例１との相違点を中心に説明し、実施例１の動作と共通する部分については同一の符号を付してその説明を省略する。
図９は、実施例３の検出信号生成器の具体的な構成の一例を示す図である。なお、図９の例では、検出信号生成器３１４は、図１に示した検出信号生成器１４−１に相当するものとする。
図９に示すように、検出信号生成器３１４は、第１の分岐部１４１、第２の分岐部１４２、第１の遅延素子３４３、第２の遅延素子３４４、第１のミキサ１４５、第２のミキサ１４６、加算器１４７、減算器１４８及び遅延量制御器３４９を有する。
第１の遅延素子３４３は、第１の分岐部１４１から入力される第１の分岐信号の位相を遅延量φだけ遅延させる。ここで、第１の遅延素子３４３における位相の遅延量φは、φａ（＝０又はπ）とφｂ（＝±π／２）との間で切り替えられ、φａとφｂとの切り替えは、遅延量制御器３４９によって制御される。第１の遅延素子３４３は、第１の分岐信号の位相を遅延させて得られる第１の遅延信号を第１のミキサ１４５へ出力する。
第２の遅延素子３４４は、第２の分岐部１４２から入力される第３の分岐信号の位相を遅延量φだけ遅延させる。ここで、第２の遅延素子３４４における位相の遅延量φは、φａ（＝０又はπ）とφｂ（＝±π／２）との間で切り替えられ、φａとφｂとの切り替えは、遅延量制御器３４９によって制御される。第２の遅延素子３４４は、第３の分岐信号の位相を遅延させて得られる第２の遅延信号を第２のミキサ１４６へ出力する。
遅延量制御器３４９は、予め定められた設定位相差に応じて第１の遅延素子３４３及び第２の遅延素子３４４における位相の遅延量φを切り替えることによって、第１の検出信号の振幅値又は第２の検出信号の振幅値を最大化する。具体的には、遅延量制御器３４９は、設定位相差が±π／２を中心とした所定の範囲に含まれる場合には、第１の遅延素子３４３及び第２の遅延素子３４４における位相の遅延量φをφａ（＝０又はπ）に切り替えることによって、第１の検出信号の振幅値を最大化する。この場合、第２の検出信号の値は０となる。
一方、遅延量制御器３４９は、設定位相差が０又はπを中心とした所定の範囲に含まれる場合には、第１の遅延素子３４３及び第２の遅延素子３４４における位相の遅延量φをφｂ（＝±π／２）に切り替えることによって、第２の検出信号の振幅値を最大化する。この場合、第１の検出信号の値は０となる。
次に、実施例３の位相調整装置による検出信号生成処理の処理手順について説明する。図１０は、実施例３の位相調整装置による検出信号生成処理の処理手順を示すフローチャートである。図１０に示す処理手順は、図５に示したステップＳ１０１に対応する。なお、図１０に示すステップＳ４０５〜Ｓ４１０は、図６に示したステップＳ２０１〜Ｓ２０６と同様であるので、ここではその説明を省略する。
図１０に示すように、検出信号生成器３１４の遅延量制御器３４９は、設定位相差を取得し（ステップＳ４０１）、設定位相差が±π／２を中心とした所定の範囲に含まれるか否かを判定する（ステップＳ４０２）。遅延量制御器３４９は、設定位相差が±π／２を中心とした所定の範囲に含まれる場合には（ステップＳ４０２；Ｙｅｓ）、以下の処理を行う。すなわち、遅延量制御器３４９は、第１の遅延素子３４３及び第２の遅延素子３４４における位相の遅延量φをφａ（＝０又はπ）に切り替えることによって、第１の検出信号の振幅値を最大化し（ステップＳ４０３）、処理をステップＳ４０５へ進める。
一方、遅延量制御器３４９は、設定位相差が±π／２を中心とした所定の範囲に含まれない場合には（ステップＳ４０２；Ｎｏ）、設定位相差が０又はπを中心とした所定の範囲に含まれると判定し、以下の処理を行う。すなわち、遅延量制御器３４９は、第１の遅延素子３４３及び遅延量制御器３４９における位相の遅延量φをφｂ（＝±π／２）に切り替えることによって、第２の検出信号の振幅値を最大化し（ステップＳ４０４）、処理をステップＳ４０５へ進める。
以上、実施例３の位相調整装置は、予め定められた設定位相差に応じて第１の遅延素子３４３及び第２の遅延素子３４４における位相の遅延量φを切り替えることによって、第１の検出信号の振幅値又は第２の検出信号の振幅値を最大化する。このため、実施例３の位相調整装置によれば、第１の検出信号及び第２の検出信号の両方が用いられる場合よりも、位相差の検出精度を向上することができる。
実施例１では、第１のミキサ１４５及び第２のミキサ１４６がシングルエンド信号どうしを乗算することによって、合成信号を生成する例を示した。これに対して、実施例４では、第１のミキサ及び第２のミキサがシングルエンド信号と差動信号とを乗算することによって、合成信号を生成する。なお、以下では、実施例１との相違点を中心に説明し、実施例１の動作と共通する部分については同一の符号を付してその説明を省略する。
図１１は、実施例４の検出信号生成器の具体的な構成の一例を示す図である。なお、図１１の例では、検出信号生成器４１４は、図１に示した検出信号生成器１４−１に相当するものとする。
図１１に示すように、検出信号生成器４１４は、第１の分岐部１４１、第２の分岐部１４２、第１の遅延素子１４３、第２の遅延素子１４４、第１のミキサ４４５、第２のミキサ４４６、加算器１４７及び減算器１４８を有する。また、検出信号生成器４１４は、Ｓ（Serial）-Ｄ（Differential）変換器４４９及びＳ−Ｄ変換器４５０を有する。
Ｓ−Ｄ変換器４４９は、第２の分岐部１４２から入力される第４の分岐信号を差動信号に変換し、差動信号に変換された第４の分岐信号を第１のミキサ４４５へ出力する。Ｓ−Ｄ変換器４４９は、第１の差動信号変換部の一例である。
Ｓ−Ｄ変換器４５０は、第１の分岐部１４１から入力される第２の分岐信号を差動信号に変換し、差動信号に変換された第２の分岐信号を第２のミキサ４４６へ出力する。Ｓ−Ｄ変換器４５０は、第２の差動信号変換部の一例である。
第１のミキサ４４５は、Ｓ−Ｄ変換器４４９によって差動信号に変換された第４の分岐信号と、第１の遅延素子１４３から入力される第１の遅延信号とを乗算することによって、第４の分岐信号と、第１の遅延信号との合成信号を生成する。第１のミキサ４４５は、生成した合成信号を加算器１４７及び減算器１４８へ出力する。
第２のミキサ４４６は、Ｓ−Ｄ変換器４５０によって差動信号に変換された第２の分岐信号と、第２の遅延素子１４４から入力される第２の遅延信号とを乗算することによって、第２の分岐信号と、第２の遅延信号との合成信号を生成する。第２のミキサ４４６は、生成した合成信号を加算器１４７及び減算器１４８へ出力する。
以上、実施例４の位相調整装置では、第１のミキサ４４５及び第２のミキサ４４６がシングルエンド信号と差動信号とを乗算することによって、合成信号を生成する。このため、実施例４の位相調整装置によれば、合成信号の耐ノイズ性を向上することが可能である。
実施例１では、第１のミキサ１４５及び第２のミキサ１４６がシングルエンド信号どうしを乗算することによって、合成信号を生成する例を示した。これに対して、実施例５では、第１のミキサ及び第２のミキサが差動信号どうしを乗算することによって、合成信号を生成する。なお、以下では、実施例１との相違点を中心に説明し、実施例１の動作と共通する部分については同一の符号を付してその説明を省略する。
図１２は、実施例５の検出信号生成器の具体的な構成の一例を示す図である。なお、図１２の例では、検出信号生成器５１４は、図１に示した検出信号生成器１４−１に相当するものとする。
図１２に示すように、検出信号生成器５１４は、第１の分岐部５４１、第２の分岐部５４２、第１の遅延素子５４３、第２の遅延素子５４４、第１のミキサ５４５、第２のミキサ５４６、加算器１４７及び減算器１４８を有する。また、検出信号生成器５１４は、Ｓ−Ｄ変換器５４９及びＳ−Ｄ変換器５５０を有する。
Ｓ−Ｄ変換器５４９は、隣接する２つの位相調整器１２２によりそれぞれ位相が調整された２つの信号ｘ，ｙのうち送信器１２−１から入力される一方の信号ｙを差動信号に変換する。Ｓ−Ｄ変換器５４９は、差動信号に変換された一方の信号ｙを第１の分岐部５４１へ出力する。
Ｓ−Ｄ変換器５５０は、隣接する２つの位相調整器１２２によりそれぞれ位相が調整された２つの信号ｘ，ｙのうち送信器１２−２から入力される他方の信号ｘを差動信号に変換する。Ｓ−Ｄ変換器５５０は、差動信号に変換された他方の信号ｘを第２の分岐部５４２へ出力する。
第１の分岐部５４１は、Ｓ−Ｄ変換部５４９から差動信号として出力される一方の信号ｙを第１及び第２の分岐信号に分岐する。第１の分岐部５４１は、第１の分岐信号を第１の遅延素子５４３へ出力し、第２の分岐信号を第２のミキサ５４６へ出力する。
第２の分岐部５４２は、Ｓ−Ｄ変換器５５０から差動信号として出力される他方の信号ｘを第３及び第４の分岐信号に分岐する。第２の分岐部５４２は、第３の分岐信号を第２の遅延素子５４４へ出力し、第４の分岐信号を第１のミキサ５４５へ出力する。
第１の遅延素子５４３は、第１の分岐部５４１から入力される第１の分岐信号の位相を所定の遅延量φだけ遅延させる。第１の遅延素子５４３は、第１の分岐信号の位相を遅延させて得られる第１の遅延信号を差動信号として第１のミキサ５４５へ出力する。
第２の遅延素子５４４は、第２の分岐部５４２から入力される第３の分岐信号の位相を所定の遅延量φだけ遅延させる。第２の遅延素子５４４は、第３の分岐信号の位相を遅延させて得られる第２の遅延信号を差動信号として第２のミキサ５４６へ出力する。
第１のミキサ５４５は、第１の遅延素子５４３から差動信号として出力された第１の遅延信号と、第２の分岐部５４２から入力される第４の分岐信号とを乗算することによって、第１の遅延信号と、第４の分岐信号との合成信号を生成する。第１のミキサ５４５は、生成した合成信号を加算器１４７及び減算器１４８へ出力する。
第２のミキサ５４６は、第２の遅延素子５４４から差動信号として出力された第２の遅延信号と、第１の分岐部５４１から入力される第２の分岐信号とを乗算することによって、第２の遅延信号と、第２の分岐信号との合成信号を生成する。第２のミキサ５４６は、生成した合成信号を加算器１４７及び減算器１４８へ出力する。
ここで、図１３を用いて、図１２に示した第１の遅延素子５４３、第２の遅延素子５４４、第１のミキサ５４５及び第２のミキサ５４６の具体的な構成を説明する。図１３は、図１２に示した第１の遅延素子、第２の遅延素子、第１のミキサ及び第２のミキサの具体的な構成を説明するための図である。なお、図１３では、バイアス回路及び整合回路等の、以下の説明に直接関係がない部分は省略して記述してある。また、以下の説明では、図１２に示した第１のミキサ５４５及び第２のミキサ５４６の各々において、２つの入力端子がＲＦ端子及びＬＯ端子であり、１つの出力端子がＩＦ端子であるものとする。
図１３に示すように、第１のミキサ５４５及び第２のミキサ５４６は、いわゆるダブルバランス型レジスティブミキサとして構成されている。具体的には、第１のミキサ５４５及び第２のミキサ５４６は、４つのトランジスタ５４６ａ〜５４６ｄがダブルバランス型に接続されて構成されている。トランジスタ５４６ａ〜５４６ｄの各々のゲート端子が、図１２に示した第１のミキサ５４５及び第２のミキサ５４６のＬＯ端子に相当する。トランジスタ５４６ａ〜５４６ｄの各々のドレイン端子が、図１２に示した第１のミキサ５４５及び第２のミキサ５４６のＲＦ端子に相当する。トランジスタ５４６ａ〜５４６ｄの各々のソース端子が、図１２に示した第１のミキサ５４５及び第２のミキサ５４６のＩＦ端子に相当する。そして、トランジスタ５４６ａ〜５４６ｄのドレイン端子とソース端子との間にＤＣバイアス電位差が付与されない。これにより、第１のミキサ５４５及び第２のミキサ５４６は、ダブルバランス型レジスティブミキサとして構成される。第１のミキサ５４５及び第２のミキサ５４６は、ドレイン端子（ＲＦ端子）から入力した信号を、ゲート端子（ＬＯ端子）からの信号にてスイッチング動作をさせ、ミキシング（乗算）し、得られた出力信号をソース端子（ＩＦ端子）に出力させる。この例では、ＬＯ端子に遅延線路５４３ａ，５４３ｂ及び遅延線路５４４ａ，５４４ｂが接続され、ＬＯ端子が検出信号生成器１４の入力端子１４１ａ又は入力端子１４２ａに接続されている。なお、ＬＯ端子でなく、ＲＦ端子に遅延線路が接続され、ＲＦ端子が検出信号生成器１４の入力端子１４１ａ又は入力端子１４２ａに接続されてもよい。これらの遅延線路５４３ａ，５４３ｂ及び遅延線路５４４ａ，５４４ｂの遅延位相はすべて等しい。遅延線路５４３ａ，５４３ｂは、図１２に示した第１の遅延素子５４３に相当する。遅延線路５４４ａ，５４４ｂは、図１２に示した第２の遅延素子５４４に相当する。また、この例では、遅延線路が接続された２つのミキサ（第１のミキサ５４５及び第１のミキサ５４５）を用いて検出信号生成器５１４が構成されている。そして、検出信号生成器５１４の２つの入力端子から回路内部をみたとき、同等な回路構成が成立するようになっている。すなわち、検出信号生成器５１４の一方の差動入力端子には、１組の遅延線路５４３ａ，５４３ｂが接続されており、他方の差動入力端子には、１組の遅延線路遅延線路５４４ａ，５４４ｂが接続されている。このように、検出信号生成器５１４の２つの入力端子からみた内部の回路構成は同一であり、２つの入力端子のインピーダンスも等しくなり、比較される信号の入力条件が等しくなるので、入力条件（インピーダンスの違い）よる誤差をなくすことが可能となる。
以上、実施例５の位相調整装置では、第１のミキサ５４５及び第２のミキサ５４６が差動信号どうしを乗算することによって、合成信号を生成する。このため、実施例５の位相調整装置によれば、合成信号の耐ノイズ性をさらに向上することが可能である。
これまで本願の開示する位相調整装置及び位相調整方法の実施例について説明したが、上述した実施例以外にも種々の異なる形態にて実施されてもよいものである。そこで、以下では実施例６として実施例の変形例を説明する。
上記実施例１〜５では、複数の送信器を有する通信装置に本願の開示する位相調整装置を適用する場合について説明したが、開示の技術はこれには限られない。例えば、複数の受信器を有する通信装置に本願の開示する位相調整装置を適用しても良い。
また、上記実施例１〜５では、アンテナから電磁波を放射する無線式の通信装置に本願の開示する位相調整装置を適用する場合について説明したが、開示の技術はこれには限られない。高速ＩＯ通信等の複数の信号を並列して伝送する有線式の通信装置に本願の開示する位相調整装置を適用しても良い。
１ 通信装置
１１ 信号生成器
１２ 送信器
１３ アンテナ
１４、２１４、３１４、４１４、５１４ 検出信号生成器
１５ 検出信号選択器
１６ 位相制御器
１２１ プリアンプ
１２２ 位相調整器
１２３ ポストアンプ
１４１、５４１ 第１の分岐部
１４２、５４２ 第２の分岐部
１４３、２４３、３４３、５４３ 第１の遅延素子
１４４、２４４、３４４、５４４ 第２の遅延素子
１４５、４４５、５４５ 第１のミキサ
１４６、４４６、５４６ 第２のミキサ
１４７ 加算器
１４８ 減算器
２４９、３４９ 遅延量制御器
４４９、４５０、５４９、５５０ Ｓ−Ｄ変換器

Claims (11)

  1. ２つの位相調整器によりそれぞれ位相が調整された２つの信号の位相差を検出するための一対の検出信号であって、前記位相差の検出感度が最大となる前記位相差である最大感度位相差が重複しない第１及び第２の検出信号を生成する検出信号生成部と、
    前記第１及び前記第２の検出信号のうち、予め定められた設定位相差を前記最大感度位相差を中心とした所定の範囲に含む一方の検出信号を選択する検出信号選択部と、
    前記一方の検出信号を用いて前記所定の範囲において検出される前記位相差と、前記設定位相差との差分に基づいて、前記２つの位相調整器の少なくともいずれか一方における位相の調整量を制御する位相制御部と
    を備え、
    前記検出信号生成部は、
    前記２つの信号のうちの一方を第１及び第２の分岐信号に分岐する第１の分岐部と、
    前記２つの信号のうちの他方を第３及び第４の分岐信号に分岐する第２の分岐部と、
    前記第１の分岐信号の位相を遅延させて得られる第１の遅延信号を出力する第１の遅延素子と、
    前記第３の分岐信号の位相を遅延させて得られる第２の遅延信号を出力する第２の遅延素子と、
    前記第１の遅延信号と、前記第４の分岐信号との合成信号を出力する第１のミキサと、
    前記第２の遅延信号と、前記第２の分岐信号との合成信号を出力する第２のミキサと、
    前記第１のミキサにより出力される合成信号に前記第２のミキサにより出力される合成信号を加算することによって、前記第１の検出信号を生成する加算器と、
    前記第１のミキサにより出力される合成信号から前記第２のミキサにより出力される合成信号を減算することによって、前記第２の検出信号を生成する減算器と
    を備えたことを特徴とする位相調整装置。
  2. 前記第１の遅延素子及び前記第２の遅延素子における位相の遅延量をφとし、前記第１及び前記第２の検出信号を用いて検出される前記位相差をθとすると、前記第１の検出信号の値は、ｃｏｓθ・ｃｏｓφに比例し、前記第２の検出信号の値は、ｓｉｎθ・ｓｉｎφに比例することを特徴とする請求項１に記載の位相調整装置。
  3. 前記第１の遅延素子及び前記第２の遅延素子における位相の遅延量は、π／２・ｎ（ｎは０以上の整数）以外の値に設定されることを特徴とする請求項１又は２に記載の位相調整装置。
  4. 前記第１の遅延素子及び前記第２の遅延素子における位相の遅延量は、π・（１／４＋ｎ／２）（ｎは０以上の整数）に設定されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の位相調整装置。
  5. 前記第１の検出信号の前記最大感度位相差は±π／２であり、前記第２の検出信号の前記最大感度位相差は０又はπであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の位相調整装置。
  6. 前記第１の遅延素子及び前記第２の遅延素子における位相の遅延量は可変であり、
    前記検出信号生成部は、
    前記設定位相差に応じて前記第１の遅延素子及び前記第２の遅延素子における位相の遅延量を制御することによって、前記第１の検出信号の振幅値又は前記第２の検出信号の振幅値を最大化する遅延量制御部をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の位相調整装置。
  7. 前記検出信号生成部は、
    前記第１の遅延信号又は前記第４の分岐信号を差動信号に変換する第１の差動信号変換部と、
    前記第２の遅延信号又は前記第２の分岐信号を差動信号に変換する第２の差動信号変換部と
    をさらに備え、
    前記第１のミキサは、前記第１の遅延信号及び前記第４の分岐信号のうち差動信号に変換された一方の信号と、差動信号に変換されていない他方の信号との合成信号を出力し、
    前記第２のミキサは、前記第２の遅延信号及び前記第２の分岐信号のうち差動信号に変換された一方の信号と、差動信号に変換されていない他方の信号との合成信号を出力することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の位相調整装置。
  8. 前記検出信号生成部は、
    前記２つの信号のうちの一方を差動信号に変換する第３の差動信号変換部と、
    前記２つの信号のうちの他方を差動信号に変換する第４の差動信号変換部と
    をさらに備え、
    前記第１の分岐部は、前記第３の差動信号変換部から出力される差動信号を前記第１及び前記第２の分岐信号に分岐し、
    前記第２の分岐部は、前記第４の差動信号変換部から出力される差動信号を前記第３及び前記第４の分岐信号に分岐し、
    前記第１の遅延素子は、前記第１の分岐信号の位相を遅延させて得られる前記第１の遅延信号を差動信号として出力し、
    前記第２の遅延素子は、前記第３の分岐信号の位相を遅延させて得られる前記第２の遅延信号を差動信号として出力し、
    前記第１のミキサは、差動信号として出力された前記第１の遅延信号と、前記第４の分岐信号との合成信号を出力し、
    前記第２のミキサは、差動信号として出力された前記第２の遅延信号と、前記第２の分岐信号との合成信号を出力することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の位相調整装置。
  9. ２つの入力信号のうち一方の入力信号の位相を遅延させて得られる第１の遅延信号を出力する第１の遅延素子と、
    前記２つの入力信号のうち他方の入力信号の位相を遅延させて得られる第２の遅延信号を出力する第２の遅延素子と、
    前記第１の遅延信号と、前記他方の入力信号との合成信号を出力する第１のミキサと、
    前記第２の遅延信号と、前記一方の入力信号との合成信号を出力する第２のミキサと、
    前記第１のミキサにより出力される合成信号に前記第２のミキサにより出力される合成信号を加算することによって、前記２つの入力信号の位相差を検出するための第１の検出信号を生成する加算器と、
    前記第１のミキサにより出力される合成信号から前記第２のミキサにより出力される合成信号を減算することによって、前記２つの入力信号の位相差を検出するための第２の検出信号であって、前記位相差の検出感度が最大となる前記位相差である最大感度位相差が前記第１の検出信号の前記最大感度位相差とは重複しない第２の検出信号を生成する減算器と、
    を備えたことを特徴とする位相差検出装置。
  10. 前記第１のミキサと前記第２のミキサとは同一のミキサであり、
    前記第１のミキサの２つの入力端子のうち一方の入力端子に前記第１の遅延素子が接続され、
    前記第２のミキサの２つの入力端子のうち一方の入力端子に前記第２の遅延素子が接続され、
    前記第１の遅延素子が接続された、前記第１のミキサの前記一方の入力端子と、前記第２の遅延素子が接続されていない、前記第２のミキサの他方の入力端子とが接続されることによって、前記位相差検出装置に前記一方の入力信号を入力するための第１の入力端子が形成され、
    前記第２の遅延素子が接続された、前記第２のミキサの前記一方の入力端子と、前記第１の遅延素子が接続されていない、前記第１のミキサの他方の入力端子とが接続されることによって、前記位相差検出装置に前記他方の入力信号を入力するための第２の入力端子が形成されることを特徴とする請求項９に記載の位相差検出装置。
  11. ２つの位相調整器によりそれぞれ位相が調整された２つの信号の位相差を検出するための一対の検出信号であって、前記位相差の検出感度が最大となる前記位相差である最大感度位相差が重複しない第１及び第２の検出信号を生成し、
    前記第１及び前記第２の検出信号のうち予め定められた設定位相差を前記最大感度位相差を中心とした所定の範囲に含む一方の検出信号を選択し、
    前記一方の検出信号を用いて前記所定の範囲において検出される前記位相差と、前記設定位相差との差分に基づいて、前記２つの位相調整器の少なくともいずれか一方における位相の調整量を制御する
    ことを含み、
    前記第１及び前記第２の検出信号を生成する処理は、
    前記２つの信号のうちの一方を第１及び第２の分岐信号に分岐し、
    前記２つの信号のうちの他方を第３及び第４の分岐信号に分岐し、
    前記第１の分岐信号の位相を遅延させて得られる第１の遅延信号を出力し、
    前記第３の分岐信号の位相を遅延させて得られる第２の遅延信号を出力し、
    前記第１の遅延信号と、前記第４の分岐信号との合成信号を出力し、
    前記第２の遅延信号と、前記第２の分岐信号との合成信号を出力し、
    前記第１の遅延信号と前記第４の分岐信号との合成信号に前記第２の遅延信号と前記第２の分岐信号との合成信号を加算することによって、前記第１の検出信号を生成し、
    前記第１の遅延信号と前記第４の分岐信号との合成信号から前記第２の遅延信号と前記第２の分岐信号との合成信号を減算することによって、前記第２の検出信号を生成する
    ことを含むことを特徴とする位相調整方法。
JP2014181637A 2014-09-05 2014-09-05 位相調整装置、位相差検出装置及び位相調整方法 Active JP6379891B2 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014181637A JP6379891B2 (ja) 2014-09-05 2014-09-05 位相調整装置、位相差検出装置及び位相調整方法
US14/808,881 US9722591B2 (en) 2014-09-05 2015-07-24 Phase adjustment device, phase difference detecting device and phase-adjusting method
EP15178788.4A EP2993811B1 (en) 2014-09-05 2015-07-29 Phase adjustment device, phase difference detecting device and phase-adjusting method
EP17179575.0A EP3249833A1 (en) 2014-09-05 2015-07-29 Phase adjustment device, phase difference detecting device and phase-adjusting method
US15/495,114 US9859881B2 (en) 2014-09-05 2017-04-24 Phase difference detecting device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014181637A JP6379891B2 (ja) 2014-09-05 2014-09-05 位相調整装置、位相差検出装置及び位相調整方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2016058794A JP2016058794A (ja) 2016-04-21
JP6379891B2 true JP6379891B2 (ja) 2018-08-29

Family

ID=53835892

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014181637A Active JP6379891B2 (ja) 2014-09-05 2014-09-05 位相調整装置、位相差検出装置及び位相調整方法

Country Status (3)

Country Link
US (2) US9722591B2 (ja)
EP (2) EP2993811B1 (ja)
JP (1) JP6379891B2 (ja)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019171506A1 (ja) * 2018-03-07 2019-09-12 三菱電機株式会社 イメージリジェクションミクサ及び通信回路
WO2019198192A1 (ja) * 2018-04-12 2019-10-17 富士通株式会社 アンテナ装置、及びキャリブレーション方法
US10284236B1 (en) * 2018-05-03 2019-05-07 Infineon Technologies Ag Multi channel self-test for RF devices
US10476156B1 (en) * 2018-05-18 2019-11-12 Nxp B.V. Superposition of electromagnetic fields by antenna current phase alignment
JP7206882B2 (ja) * 2018-12-17 2023-01-18 株式会社デンソー 位相差調整回路
FR3099668B1 (fr) * 2019-07-30 2022-07-29 Commissariat Energie Atomique Dispositif d'émission radiofréquence et procédé de commande d'un tel dispositif
US11789116B2 (en) * 2019-09-24 2023-10-17 International Business Machines Corporation Multi-direction phased array calibration
JP7331776B2 (ja) 2020-05-21 2023-08-23 トヨタ自動車株式会社 燃圧推定システム、データ解析装置、燃料供給装置の制御装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3252694B2 (ja) 1996-02-26 2002-02-04 富士電機株式会社 位相差測定装置
US6549164B2 (en) * 2001-03-22 2003-04-15 Ball Aerospace & Technologies Corp. Distributed adaptive combining system for multiple aperture antennas including phased arrays
US6819052B2 (en) 2002-05-31 2004-11-16 Nagano Japan Radio Co., Ltd. Coaxial type impedance matching device and impedance detecting method for plasma generation
JP4588760B2 (ja) 2005-06-21 2010-12-01 パイオニア株式会社 位相補正回路
KR100809206B1 (ko) 2006-11-30 2008-02-29 삼성전기주식회사 직교 주파수 분할 다중 수신기의 시간영역 ｉｑ 부정합검출 장치
JP2010054218A (ja) 2008-08-26 2010-03-11 Toyota Central R&D Labs Inc デジタル信号処理装置及びそれを有するフェーズドアレイレーダ
US8324962B2 (en) 2011-02-09 2012-12-04 Analog Devices, Inc. Apparatus and method for demodulation
GB2492362B (en) * 2011-06-29 2013-12-11 Cambridge Silicon Radio Ltd A near field communications transmitter
JP5736545B2 (ja) 2011-08-02 2015-06-17 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 フェイズドアレーアンテナのブランチ間補正装置及びフェイズドアレーアンテナのブランチ間補正方法
CN103477570B (zh) 2011-08-02 2016-04-27 松下电器产业株式会社 相控阵发送装置
JP2013207737A (ja) * 2012-03-29 2013-10-07 Fujitsu Ltd 位相検出回路、半導体装置及び位相検出方法
JP5933471B2 (ja) * 2013-03-14 2016-06-08 パナソニック株式会社 フェーズドアレイ送信装置
JP6264204B2 (ja) * 2014-06-17 2018-01-24 富士通株式会社 通信装置及び位相調整方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP2016058794A (ja) 2016-04-21
US20160072495A1 (en) 2016-03-10
EP2993811B1 (en) 2017-08-30
EP2993811A2 (en) 2016-03-09
US9722591B2 (en) 2017-08-01
EP2993811A3 (en) 2016-05-18
EP3249833A1 (en) 2017-11-29
US20170230042A1 (en) 2017-08-10
US9859881B2 (en) 2018-01-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6379891B2 (ja) 位相調整装置、位相差検出装置及び位相調整方法
JP6663115B2 (ja) Ｆｍｃｗレーダー
JP5736545B2 (ja) フェイズドアレーアンテナのブランチ間補正装置及びフェイズドアレーアンテナのブランチ間補正方法
JP6650599B2 (ja) フェーズドアレイ送信装置及びキャリアリーク補正方法
US8140007B2 (en) Radio system and method for relaying radio signals with a power calibration of transmit radio signals
US9453906B2 (en) Phase calibration circuit and method for multi-channel radar receiver
US8731005B2 (en) Absolute timing and Tx power calibration of the Tx path in a distributed system
WO2014141705A1 (ja) フェーズドアレイ送信装置
JP5966419B2 (ja) アンテナ走査装置およびそれを用いた無線装置
CN107110955B (zh) 用于校准雷达系统的方法
JP2013201556A5 (ja)
KR20170057258A (ko) 수동 상호변조 측정 방법 및 측정 디바이스
US8831550B2 (en) Method of compensating signal imbalance of wireless communication system
US11367953B2 (en) Antenna device and calibration method
US8340619B1 (en) Phase synchronization of phased array or multiple receiver/transmitter systems
JP6116807B2 (ja) レーダ装置およびレーダ装置の調整方法
US11372035B2 (en) Measurement system and method for matching and/or transmission measurements
JP2006258763A (ja) 反射測定回路及びこの反射測定回路を使用した送信保護装置
JPWO2011135807A1 (ja) 無線通信装置、高周波回路システム及びローカルリーク低減方法
JP2018164122A (ja) 受信装置及び遅延時間補正方法
CN113348371A (zh) 经由使用参考相位的混合耦合器的信号相位检测的方法和设备
JP2009171389A (ja) 中継装置
JP5707679B2 (ja) 受信装置及びその方法並びにレーダ装置及びその受信方法
US8649474B2 (en) Synchronous detection method and device
JPWO2013140712A1 (ja) 自己検波ヘテロダインシステムおよびそれを備えたレーダ装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20170605

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20180412

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20180424

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20180601

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20180703

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20180716

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6379891

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150