DE69920339T2

DE69920339T2 - Referentzsymbolstruktur zur Synchronisierung von Frequenz, Symbolen und Rahem in Mehrträgersystemen

Info

Publication number: DE69920339T2
Application number: DE69920339T
Authority: DE
Inventors: Yung-soo Sungnam-city Kim
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1998-07-08
Filing date: 1999-07-07
Publication date: 2005-10-06
Anticipated expiration: 2019-07-08
Also published as: KR20000007908A; JP4302825B2; EP0971515A2; DE69920339D1; US6459679B1; JP2000049749A; EP0971515A3; KR100442816B1; EP0971515B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Empfangen orthogonaler Frequenzdivisionsmultiplexsignale (OFDM), und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Takt- und Frequenzsynchronisation eines OFDM-Signalempfängers auf ein OFDM-Signal.
Orthogonales Frequenzdivisionsmultiplexen (OFDM) ist eine robuste Technik zur effizienten Datenübertragung unter Verwendung einer Mehrzahl von Unterträgern in einer Kanalbandbreite. Diese Unterträger sind im Vergleich zu herkömmlicheren Übertragungsansätzen, wie Frequenzdivisionsmultiplex (FDM), für optimale Bandbreiteneffizienz angeordnet. FDM trennt und isoliert die Unterträgerfrequenzspektren und erfordert ein Frequenzschutzband, um Interferenzen zwischen den Unterträgern zu vermeiden, wodurch sich die Allgemeinkosten erhöhen und die Bandbreiteneffizienz abnimmt.
Im Gegensatz dazu müssen, obwohl optimale Bandbreiteneffizienz durch Überlappen der Frequenzspektren der OFDM-Unterträger erreicht wird, die OFDM-Unterträger orthogonal zueinander bleiben, um Interferenz zwischen den Unterträgern zu vermeiden. Außerdem widersteht ein OFDM-Symbol Mehrwegeüberblendung, weil es im Vergleich zur Länge der Kanalimpulsantwort ziemlich lang ist und Intersymbolinterferenz kann vollständig vermieden werden.
1 ist ein Blockdiagramm eines typischen OFDM-Signalüberträgers. Ein Enkoder 110 kodiert einen Strom von Eingangsdatenbits b_n und gibt einen Strom von Untersymbolen X_n aus. Ein inverser schneller Fourier-Transformer (IFFT) 115 führt eine N-Punkt inverse diskrete Fourier-Transformation (IDFT) oder inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) auf dem Strom der Untersymbole X_n aus. Hier bezeichnet n einen Frequenzdomänenindex und kann auch einen Unterträgerindex bezeichnen. N Untersymbole X_n sind zu einem Frequenzdomänen-OFDM-Symbol äquivalent und sie sind typischerweise Phasenverschiebungssignale (FSK, phase shift keyed) oder Quadraturamplitudenmodulationssignale (QAM).
Ein Frequenzdomänen-OFDM-Symbol wird üblicherweise bei einem Nullfrequenzgleichstrom und um die Kanten eines Passbandes mit null bezeichnet, wie es in 2 gezeigt ist. Dementsprechend kann ein Sender/Empfänger leicht analoges Filtern durchführen, und der Einfluss von Rauschen auf ein empfangenes Signal ist reduziert. IFFT 115 transformiert das Frequenzdomänen-OFDM-Symbol in ein Zeitdomänensymbol gemäß der folgenden Gleichung 1:
worin x_K Abtastungen eines Zeitdomänen-OFDM-Symbols bezeichnet und k ein Zeitdomänenindex ist.
Ein digitaler Signalprozessor (DSP) 120 addiert einen zyklischen Vorsatz oder ein Schutzintervall von G Abtastungen vor N Abtastungen, d. h. eine Sequenz der Ausgabe von IFFT 115. Auf diese Weise umfasst ein Zeitdomänen-OFDM-Symbol (G + N) Abtastungen, wie es in 3 gezeigt ist. Der zyklische Vorsatz umfasst die letzten G Abtastungen aus der Ausgabe von IFFT 115. Dieser zyklische Vorsatz ist typischerweise länger als die Kanalimpulsantwort und dient daher zur Vermeidung von Symbolinterferenzen zwischen aufeinanderfolgenden OFDM-Symbolen.
Die Ausgabe von DSP 120 ist in reale und imaginäre digitale Komponenten aufgeteilt. Die realen und imaginären digitalen Komponenten werden dann zu Digital-Analog-Konvertern (DACs) 130 bzw. 135 weitergegeben. Die DACs 130 und 135 wandeln die realen und imaginären digitalen Komponenten bei einer Abtastfrequenz von fs = 1/Ts Hz in analoge Signale um, wie es durch eine Taktschaltung 125 bestimmt ist. Die analogen Signale laufen durch Tiefpassfilter (LPFs, low pass filters) 140 und 145 und werden entsprechend analoge OFDM-Signale in Phase und Quadratur. Die OFDM-Signale in Phase und Quadratur werden dann zu Mischern 160 und 165 weitergegeben.
Als Folge der oben genannten IFFT, D/A-Umwandlung und Tiefpassfilterung werden N Untersymbole im OFDM-Symbol übertragen, die auf N Unterträgern getragen sind. Wie in 4 gezeigt ist, zeigen die Unterträger jeweils ein sinc(x) = sin(x)/x Spektrum in der Frequenzdomäne, und die Spitzenfrequenzen der Unterträger sind in einem Abstand von fs/N = 1/NTs Hz zueinander. Wenn hier die Zeit für N Abtastungen in einem OFDM-Symbol T beträgt, ist T gleich NTs. Ebenso bleibt, obwohl die Spektren der Unterträger überlappen, ein bestimmter Unterträger zu benachbarten Unterträgern orthogonal, weil benachbarte Unterträger am Spitzenwert des bestimmten Unterträgers null werden.
In den Mischern 160 und 165 werden die analogen OFDM-Signale in Phase und Quadratur von LPF 140 und 145 mit einem Zwischenfrequenzsignal (IF) in Phase bzw. einem um 90° phasenverschobenen IF-Signal gemischt, um ein IF-OFDM-Signal in Phase bzw. ein IF-OFDM-Signal mit 90°-Phasenverschiebung (Quadratur) zu erzeugen. Das dem Mischer 160 zugeführte IF-Signal in Phase wird direkt durch einen lokalen IF-Oszillator (Lo) 150 erzeugt, während das dem Mixer 165 zugeführte IF-Signal mit 90°-Phasenverschiebung durch Führen des von Lo 150 erzeugten IF-Signals in Phase durch einen 90°-Phasenverschieber 155 erzeugt wird, bevor es dem Mischer 165 zugeführt wird. Diese bei den IF-OFDM-Signale in Phase und Quadratur werden dann in einem Kombinator 167 kombiniert und das kombinierte IF-OFDM-Signal wird über einen Radiofrequenzsignalüberträger (RF) 170 übertragen.
Der RF-Signalüberträger 170 weist einen Bandpassfilter (BPF) 175 auf, einen RF-Mischer 183, einen RF-Trägerfrequenzoszillator (Lo) 180, einen weiteren BPF 185, einen RF-Leistungsverstärker 190 und eine Antenne 195. Das kombinierte IF-OFDM-Signal vom Kombinator 167 wird vom BPF 175 gefiltert und durch die Frequenz des Lo 180 vom Mischer 183 verschoben. Das frequenzverschobene Signal wird vom BPF 185 erneut gefiltert, vom RF-Leistungsverstärker 190 verstärkt und schließlich über die Antenne 195 übertragen. Wenn die Summe der Frequenzen des Lo 150 und des Lo 180 zweckmäßig fc ist, wird fc die zentrale Frequenz eines Passbandsignals, d. h. eine Trägerfrequenz. Die Frequenz fs der Taktschaltung 125 bestimmt die Bandbreite eines übertragenen Signals und des Unterträgerfrequenzintervals.
Ein Empfänger zum Empfangen von durch den oben beschriebenen Prozess übertragenen Signalen und zum Wiederherstellen von ursprünglichen Datenbits ist im Wesentlichen derart konfiguriert, dass seine Komponenteneinheiten gegenüberliegend zu denen des Senders angeordnet sind. 5 ist ein Blockdiagramm der Konfiguration eines typischen OFDM-Signalempfängers. Ein RF-Empfänger 210 weist gewöhnlich eine Antenne 212 auf, einen rauscharmen Verstärker 215, einen Bandpassfilter BPF 217, eine automatische Verstärkungsregelung (AGC) 220, einen RF-Mischer 222, einen lokalen RF-Trägerfrequenzoszillator (Lo) 225 und einen IF-BPF 227. Der rauscharme Verstärker 215 verstärkt ein von der Antenne 212 empfangenes RF-Signal. BPF 217 filtert das verstärkte RF-Signal. AGC 220 hält automatisch die Höhe des gefilterten Signals auf einer bestimmten Höhe. Der Mischer 222 wandelt das RF-Signal in ein IF-Signal um und BPF 227 filtert die Ausgabe des Mischers 222 und gibt nur ein gewünschtes IF-Signal weiter. Lo 225 be stimmt den Grad der Frequenzverschiebung, wenn das RF-Signal vom Mischer 222 in das IF-Signal umgewandelt wird.
Die IF-Signalausgabe vom BPF 227 wird in ein analoges Basisbandsignal in Phase und ein analoges Basisbandsignal in Quadratur umgewandelt, während es die Mischer 230 und 235 und die LPFs 250 und 255 durchläuft. Ein Lo 240 bestimmt den Grad der Frequenzverschiebung, wenn das IF-Signal in Basisbandsignale umgewandelt wird. Analog-Digital-Konverter (ADCs) 260 und 265 wandeln die Ausgabesignale von LPFs 250 und 255 in digitale Signale um. Die Betriebsfrequenzen der ADCs 260 und 265 sind durch die Frequenz einer Taktschaltung 270 bestimmt.
Ein DSP 275 eliminiert einen jedem OFDM-Symbol hinzugefügten zyklischen Vorsatz aus einem komplexen Abtastsignal r_K der Ausgabesignale von ADCs 260 und 265, findet die FFT-Startposition und gibt N Abtastungen an einen FFT 280 aus. FFT 280 führt eine schnelle Fourier-Transformation am Signal ohne zyklische Vorsätze aus und gibt ein Frequenzdomänensignal R_n aus. R_n wird durch die folgende Gleichung 2 ausgedrückt:
Ein Detektor/Dekoder 285 erfasst ein ursprünglich übertragenes Untersymbol aus R_n, dekodiert es und gibt eine binäre Datensequenz aus.
Bei Übertragung und Empfang von OFDM-Signalen wie oben beschrieben muss der Empfänger exakt mit dem Sender synchronisiert sein. Die Synchronisierung wird nun beschrieben.
Zunächst findet der Empfänger den exakten FFT-Startpunkt jedes OFDM-Symbols, eliminiert einen zyklischen Vorsatz von jedem OFDM-Symbol und führt eine FFT durch. Wenn der Empfänger den korrekten FFT-Startpunkt jedes OFDM-Symbols aus einem empfangenen Signal nicht erfasst, wird der Datenerfassungsfehler durch die Interferenz zwischen benachbarten OFDM-Symbolen bei der Ausgabe eines schnellen Fourier-Transformationssignals erhöht.
Zweitens muss die Summe fc' lokaler Oszillatorfrequenzen im Empfänger gleich der Summe fc der lokalen Oszillatorfrequenzen im Sender sein. Hier ist fc gleich den Trägerfrequenzen eines übertragenen Signals. Wenn fc' nicht exakt mit fc konsistent ist, liegt ein Frequenzversatz Δf_c = f'_c – f_c im empfangenen komplexen Signal r_K vor. Da ein OFDM-Signal auf diesen Frequenzversatz sehr empfindlich ist, wird in einem empfangenen Signal eine Interferenz zwischen Unterträgern erzeugt. Daher nimmt ein Datenerfassungsversagen plötzlich zu.
Drittens muss die dem ADC im Empfänger zugeführte Taktfrequenz fs' gleich der Taktfrequenz fs sein, die dem DAC im Sender zugeführt wird. Wenn die Abtasttaktfrequenzen nicht gleich sind, ist das Frequenzdomänensignal proportional zum Frequenzindex. Daher nimmt die Interferenz zwischen Unterträgern zu und die Phasen der Untersymbole schwanken, wodurch Datenfehler zunehmen.
Im US-Patent Nr. 5,732,113 werden zwei Referenzsymbole verwendet, um die Symboltaktsynchronisation, die Trägerfrequenzsynchronisation und die Abtasttaktsynchronisation zu erreichen.
Ein erstes OFDM-Trainingssymbol weist nur geradzahlige Unterträger auf und das zweite OFDM-Trainingssymbol weist in Bezug auf die des ersten OFDM-Trainingssymbols differential moduliert geradzahlige Un terträger auf. Synchronisation wird dann unter Verwendung der einzigartigen Eigenschaften der beiden OFDM-Trainingssymbole erreicht, die die Halbsymbolsymmetrie des ersten OFDM-Trainingssymbols nutzt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Synchronisieren eines OFDM-Empfängers mit einem OFDM-Signal zur Verfügung gestellt, umfassend die Schritte: (a) Empfangen eines einzelnen OFDM-Referenzsymbols vor OFDM-Symbolen der Benutzerdaten, wobei das OFDM-Referenzsymbol Untersymbolsignale nur an statistischen, geradzahligen Unterträgern aufweist und keine Signale an den übrigen geradzahligen Unterträgern und allen ungeradzahligen Unterträgern in der Frequenzdomäne aufweist, und die erste Hälfte des Symbols die selben Charakteristiken wie die übrige Hälfte der Zeitdomäne aufweist; (b) Gewinnen von digitalen OFDM-Signalabtastungen r_k durch Abtasten des empfangenen OFDM-Referenzsymbols und Konvertieren der OFDM-Referenzsymbolabtastungen in digitale Signale; (c) Gewinnen einer bestimmten Taktmetrik für jede der digitalen OFDM-Signalabtastungen r_k gemäß der Zeitdomänencharakteristiken des Referenzsymbols und Erfassen des Zeitpunkts, zu dem die Energie der Taktmetrik maximal ist als Startpunkt eines Symbols/Blocks des OFDM-Signals; und (d) Korrigieren des Versatzes der Unterträgerfrequenzen, die kleiner sind als der Frequenzabstand zwischen zwei benachbarten Unterträgern, durch Gewinnen eines Frequenzversatzes aus der Phase der Taktmetrik am erfassten Symbol/Block-Startpunkt, und Korrigieren der Versätze der Unterträgerfrequenzen, die größer sind als der Frequenzabstand zwischen zwei benachbarten Unterträgern mit einem Frequenzversatz, der durch Maximieren einer Energiemetrik erhalten ist, wobei das Energiespektrum der Frequenzdomänenuntersymbole und eine statistische binäre Sequenz kombiniert werden.
Die Erfindung stellt auch ein Gerät zum Synchronisieren eines OFDM-Empfängers zur Verfügung umfassend: einen OFDM-Signalempfangsteil zum Empfangen eines einzelnen OFDM-Referenzsymbols vor OFDM-Symbolen von Benutzerdaten, wobei das OFDM-Referenzsymbol Untersymbolsignale getragen von statistischen, geradzahligen Unterträgern aufweist und keine Signale getragen von den übrigen geradzahligen Unterträgern und allen ungeradzahligen Unterträgern in der Frequenzdomäne aufweist, und die erste Hälfte des Symbols die selben Charakteristiken wie die übrige Hälfte der Zeitdomäne aufweist; einen Analog-Digital-Konverter ADC zum Abtasten des empfangenen OFDM-Referenzsymbols, Konvertieren der OFDM-Referenzsymbolabtastungen in digitale Signale und Ausgeben von digitalen OFDM-Signalabtastungen rk; und einen Betriebsprozessor zum Speichern der digitalen OFDM-Signalabtastungen r_k in einem internen Puffer, Erfassen das Startpunkts eines Symbols/Blocks, der eine bestimmte Taktmetrik erfüllt, aus den Zeitdomänencharakteristiken der gespeicherten Abtastungen, Gewinnen eines Trägerfrequenzversatzes aus der Phase der Metrik an dem erfassten Startpunkt und Korrigieren der Versätze von Unterträgerfrequenzen, die größer sind als der Frequenzabstand zwischen zwei benachbarten Unterträgern, unter Verwendung eines Frequenzversatzes, der durch Maximieren einer Energiemetrik unter Kombination des Energiespektrums der Frequenzdomänenuntersymbole und einer statistischen binären Sequenz gewonnen ist.
Die Erfindung stellt ein Verfahren und ein Gerät zum Synchronisieren eines OFDM-Empfängers zur Verfügung, um Symbol/Rahmentaktsynchronisation, Trägerfrequenzsynchronisation und Abtasttaktfrequenzsynchronisation in Bezug auf ein OFDM-Signal unter Verwendung eines Referenzsymbols zu erreichen.
Ein Beispiel der vorliegenden Erfindung wird nun ausführlich mit Bezug zu den begleitenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
1 ein Blockdiagramm eines typischen OFDM-Signalsenders gemäß dem Stand der Technik zeigt;
2 die Frequenzdomänencharakteristiken eines typischen OFDM-Signals darstellt;
3 eine typische OFDM-Signalsequenz in der Zeitdomäne darstellt;
4 die Form eines typischen OFDM-Unterträgers zeigt;
5 ein Blockdiagramm eines typischen OFDM-Signalempfängers gemäß dem Stand der Technik zeigt;
6 ein Referenzsymbol zeigt, das in einer spezifischen Position in jedem Rahmen vorhanden ist, wenn Benutzerdatensymbole in einer Sequenz von Rahmen übertragen werden;
7 die Zeitdomänencharakteristiken eines Referenzsymbols zeigt, das in der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
8 die Frequenzcharakteristiken eines Referenzsymbols zeigt, das in der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
9 ein Blockdiagramm eines Beispiels eines Synchronisation durchführenden Geräts gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
10 ein Schaubild ist, das die Phasenvariation aufgrund eines Frequenzversatzes von Φ/T Hz in OFDM-Symbolabtastungen zeigt;
11 einen Frequenzversatzkompensationsprozess gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt; und
12 ein Schaubild ist, das die Phasenvariation zeigt, die zu R_(1/2)n und R_(2/2)n aufgrund eines Abtastfehlers Δ Ts/Ts hinzuaddiert wird.
Das Wesen der vorliegenden Erfindung liegt in der Verwendung eines Referenzsymbols, um Symbol/Rahmentaktsynchronisation, Trägerfrequenzsynchronisation und Abtasttaktfrequenzsynchronisation eines OFDM-Signals zu erreichen.
Das Referenzsymbol wird am Start oder in einer bestimmten Position jedes Datenrahmens übertragen. In der Frequenzdomäne weist das Referenzsymbol PSK-Untersymbolsignale an statistischen, geradzahligen Unterträgern auf und es sind an keinen anderen Unterträgern Signale vorhanden. Da das Referenzsymbol nur in den geradzahligen Un terträgern aufweist, weist in der Zeitdomäne die erste Hälfte der Referenzsymbole die selben Charakteristiken auf wie die verbleibende Hälfte. Ein OFDM-Symbol für typische Benutzerdaten weist keine solchen Charakteristiken auf, so dass Referenzsymbole leicht von Benutzerdatensymbolen zu unterscheiden sind. Bei der vorliegenden Erfindung wird Signalsynchronisation durch Erfassen des Referenzsymbols mit solchen Charakteristiken in einem empfangenen Signal und Analysieren des erfassten Referenzsymbols erreicht. 6 zeigt ein Beispiel der Übertragung von Referenzsymbolen und Benutzerdatensymbolen in Datenrahmen. 7 zeigt die Zeitdomänencharakteristiken des Referenzsymbols.
Ein Beispiel eines Konstruktionsverfahrens für Referenzsymbole gemäß der vorliegenden Erfindung wird nun beschrieben. Ungeradzahlige Unterträger in der Frequenzdomäne sind alle als null bezeichnet. Jeder der geradzahligen Unterträger ist durch Multiplizieren eines PSK-Untersymbols C_n erzeugt durch eine statistische oder pseudostatistische Sequenz mit einer statistischen oder pseudostatistischen binären Sequenz B_n mit Werten von 0 und 1 erhalten, und wird durch die folgende Gleichung 3 ausgedrückt:
worin das Untersymbol X₀ mit einer Frequenz n = 0 als null bezeichnet ist. PSK-Untersymbolsignale werden nur bei Unterträgerfrequenzen übertragen, wo B_n gleich 1 ist. 8 stellt die Frequenzcharakteristiken eines wie oben beschrieben erzeugten Referenzsymbols dar. Da die Anzahl der Unterträger zum Übertragen von Signalen in diesem Refe renzsymbol ungefähr ein Viertel der Anzahl der Unterträger zum Senden eines Datensymbols ausmacht, ist ein PSK-Untersymbol C_n erforderlich, das skaliert wird, so dass die Energie des Referenzsymbols gleich der eines typischen Datensymbols wird. Ebenso kann das Referenzsymbol beliebig für ein kleines Verhältnis von Spitzenleistung zu Durchschnittsleistung ausgelegt werden. In diesem Fall weist das Referenzsymbol eine höhere Energie auf als ein typisches Datensymbol, so dass die Leistung der Synchronisation unter Verwendung des Referenzsymbols weiter verbessert werden kann.
9 zeigt ein Beispiel eines Geräts zur Durchführung verschiedener Synchronisationsprozesse gemäß der vorliegenden Erfindung, wobei das Gerät einen OFDM-Signalempfänger 300, einen Analog-Digital-Konverter (ADC) 305, einen Puffer und Betriebsprozessor 310 und einen DFT/FFT 320 aufweist.
Der OFDM-Signalempfänger 300 empfängt ein OFDM-Signal r(t) von einem OFDM-Referenzsymbol, das am Beginn eines OFDM-Signalrahmens übertragen wird, d. h. vor anderen Benutzerdaten-OFDM-Symbolen, wenn das OFDM-Referenzsymbol Untersymbolsignale an statistischen, geradzahligen Unterträgern aufweist und keine Signale in den übrigen geradzahligen Unterträgern und allen ungeradzahligen Unterträgern in der Frequenzdomäne, und wenn die erste Hälfte des OFDM-Referenzsymbols die selben Charakteristiken wie die übrige Hälfte in der Zeitdomäne aufweist.
Der ADC 305 wandelt ein empfangenes analoges OFDM-Signal in ein digitales Signal um, um digitale OFDM-Signalabtastungen r_K zu erhalten.
Der Puffer und Betriebsprozessor 310 führt eine Signalverarbeitung an den digitalen OFDM-Signalabtastungen durch und stellt einen zur Signalverarbeitung notwendigen Puffer zur Verfügung. Der Puffer und Be triebsprozessor 310 führt eine Signalverarbeitung durch, die für die Symbol/Rahmentaktsynchronisation, Trägerfrequenzsynchronisation und Abtasttaktfrequenzsynchronisation notwendig sind.
DFT/FFT 320 führt DFT/FFT an einem von Puffer und Betriebsprozessor 310 verarbeiteten Signal durch.
Der erste Verfahrensschritt eines OFDM-Signalempfängers ist Symbol/Rahmentaktsynchronisation, die wie folgt durchgeführt wird. Zunächst werden OFDM-Signalabtastungen r_k in einem internen Puffer gespeichert und eine Symboltaktmetrik S(d) wird in jeder Abtastperiode erhalten und im Puffer gespeichert. Hier wird S(d) nach der folgenden Gleichung 4 berechnet:
worin r*_k das komplexe Konjugat von r_k bezeichnet. Da der erste Abschnitt von N/2 Abtastungen im Referenzsymbol gleich dem nächsten Abschnitt von N/2 Abtastungen ist, ist der Korrelationswert der beiden Abschnitte für ein empfangenes Signal sehr groß. Ein typisches Datensymbol weist jedoch einen signifikant geringen Korrelationswert auf.
Als nächstes wird die Energie |S(d)|² der Symboltaktmetrik mit einem bestimmten Schwellenwert verglichen. Der Ausgangspunkt eines Symbols/Rahmens ist an einem Zeitpunkt (d_opt) festgelegt, wenn die Leistung maximal ist, in einem Bereich, wo die Symboltaktmetrikenergie größer ist als der Schwellenwert.
In diesem Schritt wird der Schwellenwert aus der Energie des Signals erhalten. Zum Beispiel können 50 % des gesamten Energiewerts der N/2 Signalabtastungen als Schwellenwert verwendet werden.
Der zweite Synchronisationsschritt der vorliegenden Erfindung ist Trägerfrequenzsynchronisation. Wenn ein konstanter Frequenzversatz Φ/T Hz im empfangenen Signal vorhanden ist, schwanken die Phasen der Signalabtastungen. Hier nimmt der Schwankungswert linear mit 2πφ/N Radian pro Abtastung zu. 10 zeigt die Phasenvariation, die in einem empfangenen Signal aufgrund eines Frequenzversatzes zusätzlich erzeugt wird. Dann wird die Phasenvariation von Abtastungen r_K+N/2 hinter N/2 Abtastungen um πφ Radian (= 2πφ(N/2)/N) größer als Abtastung r_K. Als Folge davon weisen alle N/2 (r*_k+d r_k+d+N/2) Terme am Zeitpunkt S(d_opt) die selben Phasenwerte von πφ Radian auf und der Phasenwert von S(d_opt) ist der selbe. Da Rauschen mit einem tatsächlich empfangenen Signal vermischt wird, reduziert die Addition von mehreren Abtastungen den Einfluss des Rauschens, was zu einem genaueren Wert führt. Ein Frequenzversatz kann nach der folgenden Gleichung 5 berechnet werden:
worin c eine Konstante ist. Eine Arctangensfunktion kann eindeutig einen Phasenwert im Bereich von –π bis –π ergeben. Ein Frequenzversatz ε (|ε| < 1) kann aus der Phase von S(d_opt) in einem Bereich von –1/T bis + 1/T Hz erhalten werden, wie in der folgenden Gleichung 6:
worin ∠S(d_opt) durch die folgende Gleichung 7 ausgedrückt wird:
Nachdem der im Bereich von –1/T bis +1/T Hz erhaltene Frequenzversatz kompensiert ist, wird ein ganzzahliger multipler Frequenzversatz 2c an den Unterträgerfrequenzintervallen erhalten, wodurch der gesamte Frequenzversatz Φ berechnet wird, der durch die folgende Gleichung ausgedrückt ist: Φ = ε + 2c (8)
Ein Frequenzversatz 2c außerhalb des Bereichs –1/T bis +1/T Hz kann wie folgt erhalten werden. Wenn die Phasen aller Abtastungen für das Referenzsymbol durch den Frequenzversatz ε im Bereich –1/T bis +1/T Hz kompensiert sind, ist zunächst noch ein Frequenzversatz von 2c/T Hz im Referenzsymbol vorhanden. Wenn die N-Punkt FFT des Referenzsymbols R_n ist, kann eine Energiemetrik P(u) durch Ersetzen von u_opt durch die maximierende Energiemetrik P(u) mit c erhalten werden, d.h. durch Gleichsetzen von u_opt und c, wie in der folgenden Gleichung 9:
Die obige Gleichung 9 wird sehr einfach erhalten, weil B_n nur ein binärer Wert von 0 oder 1 ist. 11 stellt einen Frequenzversatzkompensationsprozess gemäß der vorliegenden Erfindung dar. In der Frequenzdomäne werden die Phase und Größe eines empfangenen Referenzsymbols durch den Einfluss von Mehrwegeüberblendung verändert und Unterträger werden durch einen Trägerfrequenzversatz aus den ursprünglichen Positionen an unterschiedliche Frequenzpositionen versetzt. Wenn zum Beispiel der Frequenzversatz –1,6/T Hz beträgt, wird die Phase von S(d_opt) –1,6π. Wenn jedoch die Phase von S(d_opt) unter Verwendung der Arctangensfunktion berechnet wird, wird anstelle des –1,6π Radians ein 0,4π Radian erhalten, weil exp(–j1,6π) gleich exp(j0,4π) ist. Nachdem der wie oben beschrieben erhaltene Frequenzversatz ε von 0,4/T Hz kompensiert ist, verbleibt der Frequenzversatz –2/T Hz, d.h. c ist gleich –1. Danach wird in der Frequenzdomäne der –2/T Hz Frequenzversatz durch Erhalt von u (= –1) zum Maximieren der Korrelation P(u) zwischen einem Referenzsymbolsignal und B₀ in der Frequenzdomäne kompensiert. Der OFDM-Empfangsteil kompensiert die Frequenzversätze von Benutzersymbolabtastungen mit dem wie oben beschrieben erhaltenen Frequenzversatz unter Verwendung eines digitalen Signalverarbeitungsverfahrens, oder kompensiert sie durch direktes Ändern der Frequenz eines lokalen Oszillators.
Der dritte Schritt der vorliegenden Erfindung ist Synchronisation der Abtasttaktfrequenz eines Empfängers. Zunächst wird der exakte Startpunkt dopt eines Symbol durch Ausführen der oben genannten ersten beiden Schritte aufgesucht, der Frequenzversatz wird erhalten und kompensiert und dann wird der dritte Schritt durchgeführt. Wenn die Abtasttaktfrequenz f's (= 1/T's) des Empfängers nicht exakt mit der Taktfrequenz fs (= 1/Ts) eines Senders synchronisiert ist, und ein Fehler von Δts zwischen der Abtastperiode T'S (= Ts + ΔTs) des Empfängers und der Abtastperiode Ts des Senders vorliegt, schwankt die Phase eines empfangenen Signals eines Unterträgers n in Einheiten von 2π nk₀Δ Ts/MTs in der Frequenzdomäne, und der Grad der Phasenvariation nimmt in Proportion zum Unterträgerindex n, dem Startpunkt k₀ eines FFT-Abschnitts und dem Abtastperiodenfehler ΔTs/Ts zu. Hier bezeichnet M die Anzahl der FFT-Punkte. N Abtastungen eines Referenzsymbols werden durch zwei geteilt und die ersten N/2 Abtastungen und die verbleibenden N/2 Abtastungen werden einer N/2-Punkt schnellen Fourier-Transformation unterzogen. Die Ergebnisse werden als R_(1/2)n bzw. R_(2/2)n bezeichnet. 12 zeigt die Phasenvariation von R_(1/2)n und R_(2/2)n aufgrund des Abtastfrequenzfehlers. Da die Differenz zwischen den FFT-Startpunkten von R_(1/2)n und R_(2/2)n N/2 Abtastungen beträgt, ist die Differenz in der Phasenvariation 2π n(N/2)Δ Ts/(N/2)Ts (= 2π nΔ Ts/Ts). Mit Ausnahme des Rauschens sind R_(1/2)n und R_(2/2)n exakt gleich, wenn kein Abtastfrequenzfehler vorliegt. Daher ist die Phase von R*_(1/2)nR_(2/2)n 2π nΔ Ts/Ts wie in der folgenden Gleichung 10:
Der Abtastperiodenfehler wird durch die folgende Gleichung 11 ausgedrückt:
Es wird angenommen, dass ⊝ ein Satz Frequenzen ist, bei dem ein Signal übertragen wird. Wenn dann ein Untersymbolwert nicht 0 ist und ein Signal nur bei einer Frequenz übertragen wird, wo B_n gleich 1 ist, so dass ⊝ gleich {n:B_n = 1} ist. Ein genauerer Abtastperiodenfehlerwert kann durch die folgende Gleichung 12 erhalten werden:
Gleichung 12 reduziert den Einfluss von Rauschen durch Berechnen des Mittelwerts verschiedener Frequenzen und Berücksichtigung des Effekts einer Mehrwegeüberblendung, weil Werte in Proportion zur Energie eines empfangenen Signals reflektiert werden. Als Folge davon werden R_(1/2)n und R_(2/2)n durch N/2-Punkt schnelle Fourier-Transformation der ersten N/2 Abtastungen bzw. der verbleibenden N/2 Abtastungen des Referenzsymbols, und R_(1/2)n und R_(2/2)n werden in Gleichung 12 substituiert, wodurch der Abtastperiodenfehler erhalten wird. Ein N/2-Punkt FFT-Wert kann auch durch N-Punkt FFT erhalten werden. Der OFDM-Empfangsteil ändert die Abtastfrequenz für digitale Signale durch erneutes Abtasten der digitalen Signale mit einem neuen Abtastfrequenzwert unter Verwendung eines digitalen Signalverarbeitungsverfahrens oder ändert direkt die Frequenz eines Abtasttaktsignals.
Der Abtastperiodenfehler kann auch durch Multiplizieren jedes Terms im Zähler mit n und Summieren der multiplizierten Terme anstelle von Dividieren jedes Terms durch n wie in Gleichung 12 erhalten werden, und durch Multiplizieren jedes Terms im Nenner mit n² und Summieren der multiplizierten Terme wie in der folgenden Gleichung 13:
Aus den Ergebnissen der Simulation ist zu sehen, dass das Ergebnis der Gleichung 13 immer größer ist als das der Gleichung 12.
Der N/2-Punkt FFT-Wert R_(1/2)n wird durch eine N-Punkt FFT auf verschiedene Weise erhalten. N/2-Abtastungen r_k+dopt werden als geradzahlige Eingaben eines N-Punkt FFT bezeichnet und die verbleibenden ungeradzahligen Eingaben werden alle auf 0 gesetzt. In diesem Fall sind die ersten N/2 Abtastungen der N-Punkt FFT Ergebnisse gleich denen der verbleibenden N/2 Abtastungen, und R_(1/2)n wird als die ersten N/2 Abtastungen der Ergebnisse von N-Punkt FFT genommen. Alternativ werden N/2 Abtastungen r_k+dopt zweimal wiederholt und als Eingabe einer N-Punkt FFT bezeichnet. Dann weist die Ausgabe einer N-Punkt FFT an geradzahligen Indices Werte auf und ist an den ungeradzahligen Indices null. Daher wird 2R_(1/2)n als die geradzahligen Ausgaben der N-Punkt FFT genommen. Alternativ werden N/2 Abtastungen r_k+dopt als die ersten N/2 Eingaben einer N-Punkt FFT bezeichnet und die verbleibenden Eingaben werden alle auf 0 gesetzt. Dann wird R_(1/2)n als die geradzahligen Werte an der Ausgabe der N-Punkt FFT genommen. Alternativ werden die ersten N/2 Eingaben der N-Punkt FFT alle auf 0 gesetzt und die verbleibenden N/2 Eingaben werden jeweils den N/2 Abtastungen r_k+dopt zugeordnet. Dann wird R_(1/2)n als die geradzahligen Ausgaben der N-Punkt FFT genommen.
Inzwischen kann die vorliegende Erfindung durch ein Softwaresystem erreicht werden, sie kann aber auch in einem Hardwaresystem erreicht werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden anstelle der Durchführung einer Symboltaktsynchronisation, Trägerfrequenzsynchronisation und Abtasttaktsynchronisation unter Verwendung der herkömmlichen zwei Symbole, alle oben beschriebenen Schritte unter Verwendung nur eines Referenzsymbols durchgeführt. Auf diese Weise wird der Aufwand der Synchronisation reduziert. Die Leistung und Komplexität der vorliegenden Erfindung sind jedoch wie beim Stand der Technik.

Claims

Verfahren zum Synchronisieren eines OFDM-Empfängers mit einem OFDM-Signal umfassend die Schritte: (a) Empfangen eines einzelnen OFDM-Referenzsymbols vor OFDM-Symbolen der Benutzerdaten, wobei das OFDM-Referenzsymbol Untersymbolsignale nur an statistischen, geradzahligen Unterträgern aufweist und keine Signale an den übrigen geradzahligen Unterträgern und allen ungeradzahligen Unterträgern in der Frequenzdomäne aufweist, und die erste Hälfte des Symbols die selben Charakteristiken wie die übrige Hälfte der Zeitdomäne aufweist; (b) Gewinnen von digitalen OFDM-Signalabtastungen r_k durch Abtasten des empfangenen OFDM-Referenzsymbols und Konvertieren der OFDM-Referenzsymbolabtastungen in digitale Signale; (c) Gewinnen einer bestimmten Taktmetrik für jede der digitalen OFDM-Signalabtastungen r_k gemäß der Zeitdomänencharakteristiken des Referenzsymbols und Erfassen des Zeitpunkts, zu dem die Energie der Taktmetrik maximal ist als Startpunkt eines Symbols/Blocks des OFDM-Signals; und (d) Korrigieren des Versatzes der Unterträgerfrequenzen, die kleiner sind als der Frequenzabstand zwischen zwei benachbarten Unterträgern, durch Gewinnen eines Frequenzversatzes aus der Phase der Taktmetrik am erfassten Symbol/Block-Startpunkt, und Korrigieren der Versätze der Unterträgerfrequenzen, die größer sind als der Frequenzabstand zwischen zwei benachbarten Unterträgern mit einem Frequenzversatz, der durch Maximieren einer Energiemetrik erhalten ist, wobei das Energiespektrum der Frequenzdomänenuntersymbole und eine statistische binäre Sequenz kombiniert werden.
Verfahren nach Anspruch 1, worin das Referenzsymbol gewonnen wird durch die Schritte: Erzeugen einer Frequenzdomänen-Untersymbolsequenz C_n aus einer statistischen Sequenz; Erzeugen einer statistischen oder pseudostatistischen binären Sequenz B_n mit den Werten 0 und 1; Erzeugen einer Frequenzdomänen-OFDM-Referenzsymbolsequenz durch Multiplizieren von C_n und B_n nach der folgenden Gleichung: und
n = gerade Zahl, n ≠ 0 ansonsten Erzeugen einer Zeitdomänen-OFDM-Referenzsymbolsequenz durch Ausführen einer inversen schnellen Fourier-Transformation auf der erzeugten Frequenzdomänen-OFDM-Referenzsymbolsequenz.
Verfahren nach Anspruch 2, worin die Untersymbolsequenz C_n im OFDM-Referenzsymbol ein Phasenumschaltuntersymbol oder ein Quadaraturamplitudenmodulationsuntersymbol ist.
Verfahren nach Anspruch 1, worin die Symboltaktmetrik S(d) durch die folgende Gleichung gewonnen wird:
worin N die Größe eines Referenzsymbols ist, r*_k das Komplexkonjugat von r_k ist und d der Taktindex ist.
Verfahren nach Anspruch 4, worin der Schritt (c) zum Erfassen des Startpunkts eines Symbols/Blocks die Unterschritte umfasst: (c1) Berechnen der Energie |S(d)|² der Symboltaktmetrik; (c2) Vergleichen der Energie |S(d)|² mit einem bestimmten Schwellenwert; (c3) Erhöhen des Taktindex (d); und (c4) nacheinander Wiederholen der Schritte (c1), (c2) und (c3), Erfassen eines Index dopt, Maximieren des |S(d)|² während der Zeit, wenn |S(d)|² größer ist als der Schwellenwert und Ersetzen des erfassten d_opt durch den Symbol/Block-Startpunkt.
Verfahren nach Anspruch 5, worin der Schritt (d) die Unterschritte umfasst: (d1) Berechnen der Taktmetrik S(d_opt) am erfassten Symbol/Block-Startpunkt d_opt; (d2) Gewinnen einer Abschätzung ε/T Hz eines Trägerfrequenzversatzes Δf_c aus der Phase von S(d_opt) bei d_opt durch die folgende Gleichung:
wenn die Periode eines Symbols ohne zyklischen Vorsatz zur Vermeidung von Symbolverwechslungen durch T angegeben ist; (d3) Korrigieren der Abschätzung ε/T Hz so, dass sie im Bereich von –1/T bis +1/T Hz der Trägerfrequenz liegt; (d4) Gewinnen der Frequenzdomänen-Untersymbole R_n durch Ausführen einer diskreten Fourier-Transformation an N Abtastungen im kompensierten Referenzsymbol; und (d5) Korrigieren des Frequenzversatzes außerhalb des Bereichs von –1/T bis +1/T Hz durch Abschätzen des Frequenzversatzes, der den Korrelationswert zwischen dem Energiespektrum |Rn|² von R_n und der statistischen oder pseudostatistischen binären Sequenz B_n maximiert.
Verfahren nach Anspruch 6, worin der Schritt (d5) die Unterschritte umfasst: (d51) Gewinnen einer Energiemetrik P(u) in Bezug auf einen Frequenzversatzindex u nach der folgenden Gleichung:
(d52) Erhöhen des Frequenzversatzindex; und (d53) Korrigieren von 2u_opt/T Hz mit dem Frequenzversatz außerhalb des Bereichs von –1/T bis +1/T Hz, wenn P(u) durch Wiederholen der Schritte (d51) und (d52) gewonnen wird, bis (u) zwischen –K und +K schwankt und der Frequenzversatz u_opt, der P(u) maximiert), für einen bestimmten Wert K erfasst ist.
Verfahren nach Anspruch 1 ferner umfassend: (e) Gewinnen von Frequenzdomänensequenzen R_(1/2)n und R_(2/2)n durch Ausführen einer N/2-Punkt diskreten Fourier-Transformation an der ersten Gruppe von N/2 Abtastungen und der übrigen Gruppe von N/2 Abtastungen unter N Abtastungen des Trägerfrequenzversatz korrigierten Referenzsymbols; (f) Gewinnen der Phasendifferenz ⦟{R*_(1/2)nR_(2/2)n} zwischen R_(1/2)n und R_(1/2)n, und Gewinnen des Fehlers zwischen der Abtastperiode eines Senders und der Abtastperiode von Schritt (b) nach der folgenden Gleichung:
(g) Korrigieren des erhaltenen Abtastperiodenfehlers.
Verfahren nach Anspruch 8, worin der Abtastperiodenfehler Δ T_s/T_s in Schritt (f) aus der Phasenvariation gewonnen wird, die in jedem Unterträger eines empfangenen Signals bedingt durch einen Fehler zwischen zwei Abtastperioden erzeugt ist, nach der folgenden Gleichung:
worin ⊝ = {n:B_n = 1} einen Satz Frequenzen bezeichnet, bei dem Signale vom OFDM-Referenzsymbol übertragen werden, und T_s und Δ T_s + T_s die Abtastperiode eines Senders bzw. die Abtastperiode von Schritt (b) bezeichnen.
Verfahren nach Anspruch 8, worin der Abtastperiodenfehler Δ T/T_s in Schritt (f) aus der Phasenvariation gewonnen wird, die in jedem Unterträger eines empfangenen Signals bedingt durch einen Fehler zwischen zwei Abtastperioden erzeugt ist, nach der folgenden Gleichung:
worin ⊝ = {n:B_n = 1} einen Satz Frequenzen bezeichnet, bei dem Signale vom OFDM-Referenzsymbol übertragen werden, und T_s und Δ T_s + T_s die Abtastperiode eines Senders bzw. die Abtastperiode von Schritt (b) bezeichnen.
Gerät zum Synchronisieren eines OFDM-Empfängers umfassend: einen OFDM-Signalempfangsteil (300) zum Empfangen eines einzelnen OFDM-Referenzsymbols vor OFDM-Symbolen von Benutzerdaten, wobei das OFDM-Referenzsymbol Untersymbolsignale getragen von statistischen, geradzahligen Unterträgern aufweist und keine Signale getragen von den übrigen geradzahligen Unterträgern und allen ungeradzahligen Unterträgern in der Frequenzdomäne aufweist, und die erste Hälfte des Symbols die selben Charakteristiken wie die übrige Hälfte der Zeitdomäne aufweist; einen Analog-Digital-Konverter ADC (305) zum Abtasten des empfangenen OFDM-Referenzsymbols, Konvertieren der OFDM-Referenzsymbolabtastungen in digitale Signale und Ausgeben von digitalen OFDM-Signalabtastungen r_k; Und einen Betriebsprozessor (310) zum Speichern der digitalen OFDM-Signalabtastungen r_k in einem internen Puffer, Erfassen das Startpunkts eines Symbols/Blocks, der eine bestimmte Taktmetrik erfüllt, aus den Zeitdomänencharakteristiken der gespeicherten Abtastungen, Gewinnen eines Trägerfrequenzversatzes aus der Phase der Metrik an dem erfassten Startpunkt und Korrigieren der Versätze von Unterträgerfrequenzen, die größer sind als der Frequenzabstand zwischen zwei benachbarten Unterträgern, unter Verwendung eines Frequenzversatzes, der durch Maximieren einer Energiemetrik unter Kombination des Energiespektrums der Frequenzdomänenuntersymbole und einer statistischen binären Sequenz gewonnen ist.
Gerät nach Anspruch 11, worin die aus dem OFDM-Signalempfängerteil empfangene Frequenzdomänenreferenzsymbolsequenz aus einer Frequenzdomänen-Untersymbolsequenz C_n gewonnen ist, die aus einer statistischen Sequenz erzeugt ist und einer statistischen oder pseudostatistischen binären Sequenz B_n mit Werten von 0 und 1 nach der folgenden Gleichung:
n = gerade Zahl, n ≠ 0 ansonsten und die erste Hälfte einer Zeitdömänen-OFDM-Referenzsymbolsequenz, gewonnen durch Ausführen einer inversen schnellen Fourier-Transformation auf der erzeugten Frequenzdomänen-OFDM-Referenzsymbolsequenz, die selben Charakteristiken aufweist wie die zweite Hälfte.
Gerät nach Anspruch 12, worin die Frequenzdomänen-Untersymbolsequenz C_n im OFDM-Referenzsymbol ein Phasenumschaltuntersymbol oder ein Quadaraturamplitudenmodulationsuntersymbol ist.
Gerät nach Anspruch 11, worin der Betriebsprozessor ein Mittel aufweist zum Gewinnen einer Taktmetrik S(d) in Bezug auf einen Taktindex (d) nach der folgenden Gleichung:
worin r*_k das Komplexkonjugat von r_k ist, und Erfassen des Index (d_opt), der die Energie der Taktmetrik maximiert, während die Energie der erhaltenen Taktmetrik größer ist als ein Schwellenwert, und Ersetzen des erfassten d_opt durch einen Symbol/Block-Startpunkt.
Gerät nach Anspruch 14, worin der Betriebsprozessor ein Mittel aufweist zum Korrigieren von Trägerfrequenzversätzen durch Berechnen der Taktmetrik am erfassten Symbol/Block-Startpunkt d_opt und Gewinnen einer Abschätzung ε/T Hz eines Trägerfrequenzversatzes aus der Phase von S(d_opt) der gewonnenen Taktmetrik nach der folgenden Gleichung:
Korrigieren von Trägerfrequenzversätzen außerhalb des Bereichs von –1/T bis +1/T Hz durch Gewinnen von u = u_opt aus den Frequenzdomänen-Untersymbolen R_n, die durch Ausführen einer diskreten Fourier-Transformation an N Abtastungen im korrigierten Referenzsymbol erhalten sind, worin u_opt die folgende Gleichung maximiert:
worin B_n eine statistische oder pseudostatistische binäre Sequenz mit Werten von 0 und 1 ist und u der Erstreckungsbereich möglicher Frequenzversätze ist.
Gerät nach Anspruch 15, worin der Betriebsprozessor ein Mittel aufweist zum Gewinnen von Frequenzdomänensequenzen R_(1/2)n und R_(2/2)n durch Ausführen einer N/2-Punkt diskreten Fourier-Transformation an der ersten Gruppe von N/2 Abtastungen und der übrigen Gruppe von N/2 Abtastungen unter N Abtastungen des Trägerfrequenzversatzes korrigierten Referenzsymbols und Gewinnen des Fehlers zwischen der Abtastperiode eines Senders und der Abtastperiode des ADC aus der Phasendifferenz zwischen R_(1/2)n und R_(2/2)n nach der folgenden Gleichung:
und Korrigieren des gewonnenen Abtastperiodenfehlers.