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Hintergrund
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Hybride
Netzwerke mit Faser-Koaxialkabeln (HFC, Englisch: Hybrid Fiber Coax
Networks) sind für eine
gewisse Zeit lang zum Implementieren oder Aufrüsten von Kabelfernsehsystemen
in Ballungsgebieten verwendet worden. In einer neuesten Verbesserung
bezüglich
HFC Netzwerken sind Mini-Faser-Knoten (mFNs, Englisch: mini-Fiber-Nodes)
eingesetzt worden, um die Fasern bis dichter an die Teilnehmer heranzubringen,
wobei jeder mFN bidirektionale, auf Lichtleitfasern bzw. Fasern
basierte Dienste (einschließlich
Internetzugang über
Kabelmodem) für
mehrere zehn Teilnehmer bereitstellt. Die mFNs sind gedacht als
kompakte Einheiten, die im Außendienst
eingesetzt bzw. montiert werden, allgemein für Antennen-Kabel-Anbaukonfigurationen oder für Anbaukonfigurationen
an Stromversorgungsunternehmen und Leitungsmasten; und die mFNs
enthalten mindestens einen "stromaufwärtigen" bzw. vorgeschalteten
Empfänger.
Ein vorgeschalteter Empfänger
ist ein Empfänger
in der umgekehrten Richtung, d.h. in der Richtung vom Teilnehmer
zu der Kopfstation des Kabels. Im Allgemeinen können mehrere koaxiale (Koax)
Kabel, die jeweils vorgeschaltete Signale, die einer verschiedenen
Gruppe von Teilnehmern entsprechen, in dem mFN, für nachfolgende „stromaufwärtige" bzw. vorgeschaltete Übertragung über Fasern
abgeschlossen werden.
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Jedes
dieser Koaxialkabel weist allgemein ein breites Spektrum (bis zu
1 GHz) auf mit einer Vielzahl von vorgeschalteten Trägern, die
im Bereich von 4–42
MHz lokalisiert sind. Nach dem DOCSIS Industriestandard kann jeder
vorgeschaltete Träger
eine beliebige Zeichen- bzw. Symbolrate von 5 möglichen Werten (160 kBaud,
320 kBaud, 640 kBaud, 1280 kBaud, 2560 kBaud) aufweisen, mit einem
Modulationsformat von entweder QPSK oder 16-QAM. Darüber hinaus
weist jeder vorgeschaltete Träger
eine Variation der Leistungsspektrumsdichte in Bezug auf einen nominalen
Wert von ±6dB
auf. In einem ungünstigsten
Fall für
den vorgeschalteten Empfänger
kann das 5–42
MHz Band mit (bis zu 11) ungewünschten
Trägern
gefüllt
sein, die mit einer maximalen Baud-Rate (2560 kBaud) betrieben werden,
und ein gewünschter
Träger
kann den kleinsten Wert 160 kBaud aufweisen. Darüber hinaus kann ein Unterschied
in der Leistungsspektrumsdichte zwischen dem gewünschten Träger und den anderen von bis
zu 12 dB auftreten.
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Ein
digitaler Empfänger
kann in eine Abstimmungsvorrichtung und in digitale Demodulatorbereiche
unterteilt werden. Die Abstimmungsvorrichtung akzeptiert einen oder
mehrere analoge Breitbandeingänge,
die eine Vielzahl von gewünschten
und nicht gewünschten
Signalen aufweisen. Der Zweck der Abstimmungsvorrichtung ist es,
die gewünschten
Signale zu isolieren, und aus dem Basisband übersetzte, digitalisierte Äquivalente
für die
nachfolgende Verarbeitung in dem Demodulator bereitzustellen. Weil
die Blindkomponenten- bzw. Quadraturmodulation weit verbreitet ist,
werden die Ausgänge
häufig
in Quadratur bzw. Blindkomponenten bereitgestellt. Die Stufe/Stufen,
in der/denen die Frequenzübersetzung
bzw. -umformung ausgeführt
wird, wird/werden allgemein als die Eingangsstufe bzw. Front-End
des Empfängers
bezeichnet. Die Stufe/Stufen, in der/denen die Digitalisierung ausgeführt wird,
kann/können
als die A/D (ADC, Analog-Digital-Wandler oder Digitalisiervorrichtung)
bezeichnet werden. Die Stufen vor und nach dem A/D sind notwendigerweise
entsprechend analog und digital.
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Eine
herkömmliche
Abstimmungsvorrichtung für
einen vorgeschalteten, digitalen Empfänger ist in 1 gezeigt.
Eine erste IF-(Zwischenfrequenz, Englisch: Intermediate Frequency)
Umwandlung kombiniert mit einem SAW-(akustische Oberflächenwelle,
Englisch: Surface Acoustic Wave)-Filter wird zum Isolieren des gewünschten
Trägers
und zum Unterdrücken
von beliebigen und von allen ungewünschten Trägern verwendet. Dann wird die
Abwärtsumwandlung
im analogen Bereich durch das Aufteilen innerhalb der Phase (Englisch:
In-Phase Splitting) des isolierten Trägers und Mischen mit zwei analogen
LOs (lokalen Oszillatoren, Englisch: Local Oscillators) ausgeführt. Die
analogen LOs werden in Quadratur bzw. Blindkomponente mit den erwarteten
Kanalabständen
bereitgestellt. Jedes der resultierenden Blindkomponentensignale
aus den Mischern wird dann im analogen Bereich grob zur Unterdrückung des
Alias-Effekts gefiltert (Englisch: Coarse Anti-Alias Filtering)
und mit entsprechenden A/Ds abgetastet. Anschließend wird im digitalen Bereich
nach den A/Ds angepasstes Filtern ausgeführt. Das Ausgabesignalpaar
der Blindkomponenten des angepassten Filters kann dann dem Demodulator
des gewünschten
Trägers/Kanals
bereitgestellt werden.
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Es
gibt eine Anzahl von erheblichen Kosten, die mit jeder gewünschten
Stufe einer digitalen Empfängerabstimmungsvorrichtung
zusammenhängen.
Die Kosten werden dadurch minimalisiert, dass die Stufen so einfach
wie möglich
und in ihrer Anzahl so gering wie möglich gehalten werden. Ein
weiterer Kostenfaktor der Stufen hängt mit der Bitbreite der digitalen
Stufen zusammen. Jedes zusätzliche
Bit der Bitbreite erhöht
inkrementierend die Kosten, die Größe und die Komplexität des zugehörigen Empfängers. Weil
der dynamische Bereich der Signale, die verarbeitet werden, eine
proportionale Bitbreite erforderlich machen, sollte der dynamische
Bereich in Übereinstimmung
bzw. Konsistenz mit dem Aufrechterhalten einer guten Leistungsfähigkeit minimalisiert
werden. Weil die A/Ds häufig
die komplexesten und teuersten Teilsysteme in der Abstimmungsvorrichtung
sind, ist die Anzahl der erforderlichen A/Ds eine Schlüsselbetrachtung
für die
Implementierung. Darüber
hinaus weist jeder A/D ein zugehöriges
Zeitgeber- bzw. Taktgeberteilsystem (nicht in 1 gezeigt, jedoch
dem Fachmann bzw. Praktiker auf dem technischen Gebiet bekannt),
die für
den Träger,
der digitalisiert wird, geeignet konfiguriert werden müssen. Die
Anzahl und der Umfang der erforderlichen Taktgeberteilsysteme ist
daher ebenfalls ein wichtiger Gesichtspunkt bei der Implementierung.
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Die
Ansätze
für herkömmliche
digitale Empfänger
machten die Gesamtheit der oben beschriebenen Abstimmungsvorrichtung
für jeden
gewünschten
Träger/Kanal
erforderlich. In den oben besprochenen, mit mFN verbesserten HFC
Systemen wurde es aufgrund der zugehörigen Kosten, Größe bzw.
Materialaufwand und Komplexität
der herkömmlichen
Abstimmungsvorrichtungen für
die breite Anwendung nicht als praktisch angesehen, an dem mFN lokalisierte, „stromaufwärtige" bzw. vorgeschaltete
Signale zu demodulieren. Entsprechend ist das gesamte Spektrum von
jedem Koaxialkabel über
die Faser entweder mittels analoger oder digitaler Techniken für die dezentrale
Rekonstruktion und die Demodulation an der Kopfstation des Kabels (oder
an dazwischen liegenden stromaufwärtigen Orten) wahllos stromaufwärts gesendet
worden. Dem entsprechend sind, wenn mehrere Koaxialkabel in der
mFN enden, entweder mehrere kostspielige Fasern erforderlich oder
es sind kostspielige WDM Techniken eingesetzt worden, um die mehreren
Koaxialspektren auf entsprechende "Lambda" Wellenlängen (Anmerkung des Übersetzers:
gemeint sind hier die Wellenlängen
des in der Lichtleitfaser geführten
Lichts) einer einzelnen Faser zu multiplexen. In diesen Ansätzen ist
der letztlich demodulierte vorgeschaltete bzw. stromaufwärtige Informationsgehalt
ein kleiner Bruchteil der übertragenen stromaufwärtigen Bandbreite.
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Die
Druckschrift US-A-5 864 672 offenbart einen anderen bekannten Stand
der Technik.
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In
Anwendungen (wie „stromaufwärtigem" bzw. vorgeschaltetem
Kabelmodemverkehr), bei denen es auf jedem von allgemein mehreren
Koaxial-Eingangskabeln mehrere gewünschte Kanäle gibt, führt die Verwendung von herkömmlichen
digitalen Empfängern
(die eine Abstimmungsvorrichtung für jeden gewünschten Träger/Kanal benötigen) zu
einer verwirrenden Vermehrung von zugehörigen Spliteinrichtungen, Verbindungseinrichtungen
und Kopplungseinrichtungen. Das Bereitstellen (das Herstellen der
Betriebskonfiguration für)
ein bestimmtes stromaufwärtiges
Teilnehmersignal (aus vielen) über
einen bestimmten stromaufwärtigen
bzw. vorgeschalteten Kanal (wiederum aus vielen) erfordert allgemein
die von Hand ausgeführte,
fehleranfällige
Konfiguration von mehreren Koaxialkabeln, Splitteinrichtungen, Verbindungseinrichtungen
und Kopplungseinrichtungen. Diese Hardware führt auch neue Störsignale
und Signalverluste ein. Das zusätzliche
Bereitstellen bezieht auch die Konfiguration des Empfängers mit
ein, um die Trägerfrequenz
und die Baud-Rate des übertragenen
Signals aufzunehmen. Um in den herkömmlichen digitalen Empfängern die
Trägerfrequenz
dynamisch zu ändern,
ist ein sehr agiler und sehr kostspieliger lokaler Oszillator erforderlich.
Weniger teure, weniger agile lokale Oszillatoren benötigen allgemein
von Hand auszuführende,
fehleranfällige
Konfiguration von Modulkomponenten oder Komponenteneinstellungen.
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Es
ist daher ersichtlich, dass es viele Nachteile der Ansätze herkömmlicher
Abstimmungsvorrichtungen für
digitale Empfänger
mit mehreren Eingängen
und mehreren Ausgängen
gibt. Für
derartige Empfänger wird
eine optimierte Abstimmungsvorrichtung benötigt, die effizient, kostensensitiv
und flexibel ist und die Rauschen und Signalverluste minimalisiert.
Es wird eine digitale Abstimmungsvorrichtung für Empfänger mit mehreren Eingängen und
mehreren Ausgangskanälen
benötigt,
die die Anzahl der Signalverarbeitungsstufen, die Bitbreite der
Stufen und die Anzahl der A/Ds und auch die Anzahl und das Ausmaß der Taktgeberteilsysteme im
Vergleich zu den herkömmlichen
Ansätzen
verringert. Auch ist ein kompakter und effizienter digitaler Empfänger mit
mehreren Eingängen
und mehreren Ausgangskanälen
notwendig, der lokale Demodulation ausführt und der für die breite
Anwendung im Außendienst
in verteilten Kommunikationssystemen und Netzwerken geeignet ist.
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Die
vorliegende Erfindung, so wie sie in den unabhängigen Ansprüchen definiert
ist, schlägt
eine kompakte und hoch integrierte Architektur vor für eine digitale
Mehrkanal-Abstimmungsvorrichtung
und -Empfänger,
die für
den breiten Einsatz im Außendienst
geeignet ist, wobei jeder Empfängerdemodulatorkanal
dezentral bzw. ferngesteuert, automatisch, dynamisch und wirtschaftlich
aus einer Mannigfaltigkeit von Optionen, die eine Vielzahl von Eingangskabeln,
eine Vielzahl von Trägerfrequenzen
und eine Vielzahl von verfügbaren Baud-Raten
umfasst, für
ein bestimmtes Kabel, eine bestimmte Trägerfrequenz und Signalisierungs-Baud-Rate
konfiguriert werden kann. Die Erfindung stellt daher in Bezug auf
die herkömmlichen
Ansätze
für Mehrkanal-Empfänger eine
im wesentlichen zusätzliche
Flexibilität
und Kosteneinsparungen bereit, wobei die äquivalente Konfigurationsfähigkeit
nicht verantwortbar teure, spezialisierte Bauteile erfordern würde oder
kostspielige Vorgänge
bzw. Betriebsvorgänge
von Hand, die nicht automatisch implementiert werden können. Abstimmungsvorrichtungen
und digitale Empfänger,
die nach der vorliegenden Erfindung implementiert sind, minimalisieren
auch die Anzahl der erforderlichen A/Ds, die Anzahl und den Umfang
der Taktgeberteilsysteme, die Bitbreite von digitalen Verarbeitungsstufen
und die Gesamtkomplexität.
Die Architektur weist eine breite generische Anwendbarkeit auf und
bietet in digitalen Empfängern
mit mehreren (Koaxialkabel) Eingängen
und mehreren Kanalausgängen
besondere Vorteile. In einer Reihe von veranschaulichenden Ausführungsformen
werden die Lehren der Erfindung in einem vorgeschalteten digitalen
Empfängerteilsystem
zur Verwendung in dem mFNs eines HFC Netzwerks angewendet.
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Nach
einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine veranschaulichte
Ausführungsform
einer digitalen Abstimmungsvorrichtung für mehrere Koaxialkabeleingänge und
Mehrkanalausgänge
aufgeteilt in einen Digitalisierungsbereich für mehrere Koaxialkabeleingänge und
einen Front-End-Bereich mit Mehrkanalausgang. Der Digitalisierungsbereich
steht auf einer Anzahl (N) von Digitalisierungseinrichtungen und
akzeptiert Eingangssignale aus N Koaxialkabeln und digitalisiert
diese mit entsprechenden A/D (analog-zu-digital) Wandlern. Dies
erzeugt N Ströme
von digitalisierten Eingangsdaten, die jeweils einem Koaxialkabel
entsprechen. Der Front-End-Bereich
besteht aus einer unabhängigen
Anzahl (M) von Eingangsstufen bzw. Front-Ends und stellt M Kanalausgänge bereit,
die Ströme
sind für
aus dem Basisband übersetzte
digitale Wörter,
die wiederum für
nachfolgende Verarbeitung durch M entsprechende Demodulatoren geeignet
sind. An dem Eingang für
jedes der M Front-Ends befindet sich eine entsprechende Eingangsauswahlvorrichtung,
die mit jedem der N Ströme
von digitalisierten Eingangsdaten gekoppelt ist. Auf diese Weise
ist jedes der M Front-Ends wahlweise konfigurierbar, um einem der
N Koaxialkabel entsprechende, digitalisierte Eingabedaten zu verarbeiten.
Zusammengenommen umfassen die Eingangsauswahlstufen eine Auswahlbank.
Die Auswahlbank ist eine kompakte und effiziente Implementierung,
die elegant im digitalen Bereich arbeitet, um Funktionalität bereitzustellen,
die früher
im analogen Bereich durch umfangreiche analoge Splitteinrichtungen,
die problematisch und kostspielig in ihrer Bereitstellung waren,
ausgeführt
worden.
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Nach
einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verstärker mit
variabler Verstärkung
angeordnet vor dem A/D Wandler, der zum Digitalisieren der Eingangssignale
für jeden
der N Koaxialkabeleingänge
verwendet wird, und an dem Eingang von jedem der M Front-Ends ist eine digitale
Signalskalierungsvorrichtung angeordnet. Der Verstärker mit
variabler Verstärkung,
der dem A/D Wandler vorangeht, arbeitet auf dem gesamten, in dem
zugehörigen
Koaxialkabel vorhandenen Trägermultiplex.
Die Verstärkung
des Verstärkers
wird als eine Funktion des gesamten, auf dem Koaxialkabel vorhandenen
Trägermultiplex
und nicht durch einen bestimmten Träger eingestellt. Jede digitale
Signalskalierungsvorrichtung ist für einen bestimmten Front-End-Kanal
bestimmt und weist daher einen bestimmten entsprechenden Träger, der
von Interesse ist, auf. Die Skalierungsvorrichtung skaliert (verschiebt
um ein oder mehrere Bits nach rechts oder links) den einkommenden
Strom von digitalisierten Eingangsdaten dynamisch als eine Funktion
der Signalleistung des entsprechenden Trägers, um Variationen in der
Stärke
des Höchstwerts
des verarbeiteten Signals zu minimalisieren. Die Skalierungseinrichtung
verwaltet auf diese Weise den dynamischen Bereich, so dass die Bitbreite
des digitalen Worts des digitalen Front-Ends und von nachfolgenden
Demodulatorstufen kann in Übereinstimmung mit
guter Leistungsfähigkeit
minimalisiert werden, was die Komplexität und die Kosten des digitalen
Empfängers
wesentlich verringert.
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Nach
einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird in der digitalen
Empfänger-Abstimmungsvorrichtung
eine bestimmte Zeitgebungskombination verwendet. Eine feste, vorbestimmte
A/D Abtastrate wird gewählt,
um eine Überabtastung
der Eingänge
um ein gemeinsames ganzzahliges Vielfaches von allen Symbolraten
von Interesse bereitzustellen. Jeder überabgetastete Eingangsstrom
wird digital in das Basisband abwärts gewandelt und in drei Proben-Frequenzbereichen
verarbeitet. Der erste Bereich enthält gemeinsam die A/Ds der N
Digitalisierungseinrichtungen, die Basisbandumwandler und die ersten
Abschwächungseinrichtungen
der M Front-Ends, und arbeitet auf der festen A/D Abtastrate. In
einer optionalen, jedoch bevorzugten Ausführungsform arbeitet ein zweiter
Bereich, der eine zweite Abschwächungsvorrichtung
enthält,
auf einem festen Teilvielfachen des ersten Bereichs. Es existieren
zusätzliche
Taktgeberbereiche, einschließlich
einer Vielzahl, die auf auswählbaren
Teilvielfachen des ersten Bereichs (oder, falls vorhanden, des zweiten
Bereichs) arbeiten, so wie das erforderlich ist, um eine konstante
Anzahl von Zeichenproben für
jeden angepassten Filter der entsprechenden Front-Ends bereitzustellen.
Dieser Zeitsteuerungsansatz ermöglicht
es, angepasste Ausgaben von Front-Ends unter Verwendung von nur
einfachen Filterstufen und Abschwächungseinrichtungen herzustellen,
eliminiert die Notwendigkeit für
Interpolationsstufen, maximalisiert die Gemeinsamkeit von Funktionen
und bietet verringerte Komplexität
und Kosten im Vergleich zu herkömmlichen
Ansätzen.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 veranschaulicht
eine Abstimmungsvorrichtung für
einen digitalen Empfänger
nach dem Stand der Technik.
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2 veranschaulicht
eine Abstimmungsvorrichtung 1000 für einen digitalen Empfänger nach
der vorliegenden Erfindung, der eine Digitalisierungseinrichtung 900 für mehrere
Koaxialkabel und ein Mehrkanal-Front-End 6000 enthält.
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3 ist
eine Zeichnung, die zusätzliche
Einzelheiten der Splitt- 2100 und Auswahl- 2200 Funktionsblöcke der
Abstimmungseinrichtung 1000 der 2 bereitstellt.
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Die 4A–4D sind Zeichnungen, die konzeptuelle Einzelheiten
der Skalierungseinrichtung 3000 der Abstimmungsvorrichtung 1000 der 2 für vier verschiedene
Betriebsfälle
bereitstellt. 4A veranschaulicht den
Fall der Einheitsverstärkung
ohne Verschiebung. 4B veranschaulicht
eine Verschiebung um 1 Bit in der Richtung auf die niedrigstwertige
Bit (LSB, Englisch: Least Significant Bit). 4C veranschaulicht
eine Verschiebung um 2 Bits in der Richtung des niedrigstwertigen
Bits LSB. 4D veranschaulicht eine Verschiebung
um 3 Bits in der Richtung des niedrigstwertigen Bits LSB.
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5 veranschaulicht
die Basisband-Umwandlung 4000 und den Filter- und Abschwächungs- 5000 Funktionsblock
eines einzelnen Kanals der Abstimmungsvorrichtung 1000 der 2.
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6 veranschaulicht
bevorzugte Chip-Abgrenzungsunterteilungen für zwei verschiedene veranschaulichende
Ausführungsformen
der Abstimmungsvorrichtung 1000 der 2.
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7 und 8A–8C veranschaulichen
beispielhafte Anwendungen der vorliegenden Erfindung auf Systemniveau. 7 veranschaulicht
einen Mini-Faser-Knoten/ein Mini-Kabel-Modem-Abschlusssystem (mFN/mini-CMTS) 8000 (Englisch:
Mini-Fiber-Node/Mini-Cable-Modem-Termination-System), das eine DSP Mehrkanalübertragungsempfangseinrichtung
ASIC 7000 benutzt, die den Mehrkanalempfänger Front-End 6000 Bereich
der Abstimmungsvorrichtung 1000 der 2 in Silizium
implementiert.
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Die 8A–C veranschaulichen
das Routing bzw. die Streckenführung
zwischen einer Kopfstation 10100, dem Internet 10000 und
Ausrüstung
in den Räumlichkeiten
des Benutzers (CPE, Englisch: Customer Premise Equipment) 8B in
einer Kabelsystemarchitektur, die die mFN/mini-CMTS 8000 der 7 verwendet. 8A bietet
zusätzliche
Einzelheiten des Routing zwischen der Kopfstation 10100,
der regionalen paketvermittelnden Netzwerke 10150, dem
mFN/mini-CMTS 8000 und der CPE 8B. 8B bietet
zusätzliche
Einzelheiten der CPE 8B. 8C bietet zusätzliche
Einzelheiten des Routing zwischen der Kopfstation 10100 und dem
Internet 10000.
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Ausführliche
Beschreibung
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2 veranschaulicht
eine digitale Abstimmungsvorrichtung 1000 für einen
digitalen Receiver mit Mehrfachkoaxialkabeleingang und mehreren
Kanalausgängen
nach der vorliegenden Erfindung, enthaltend einen Digitalisierbereich 900 mit
mehreren Koaxialeingängen
und einen Mehrkanaleingangsstufen- bzw. Front-End-Bereich 6000.
Der Digitalisierbereich 900 besteht aus N Digitalisierern 900-1 bis 900-N pro
Koaxialeingang, akzeptiert Eingangssignale 1800-1 bis 1800-N von
N Koaxialkabeln, digitalisiert diese mit entsprechenden A/D-Wandlern 930-1 bis 930-N und
liefert digitalisierte Signale 1700-1 bis 1700-N an
das Front-End. Jedem A/D Umwandler sind ein Butterworth Filter 910 und
ein Verstärker 920 mit
variabler Verstärkung
sind vorgeschaltet. Während
eine Butterworth Kennlinie in der veranschaulichenden Ausführungsform
verwendet wird, ist diese Wahl nicht kritisch und es können auch
andere Tiefpassfilter verwendet werden. Der Verstärker 920 mit
variabler Verstärkung
wird durch eine Steuerung 950 als eine Funktion des gesamten
Trägermultiplex, der
auf dem dem Verstärker
zugeordneten Koaxialeingang vorhanden ist, eingestellt.
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Der
Front-End-Bereich 6000 besteht aus M Empfänger Front-End 6000-1 bis 6000-M pro
Kanal. Die von dem Front-End 6000 ausgeführten Funktionen
enthalten Aufsplitten 2100, Auswählen 2200, Skalieren 3000,
Basisband-Umwandlung 4000 und Filtern und Abschwächen 5000.
Das Front-End 6000 stellt M Kanalausgangs-Blindkomponenten
bzw. -Quadratur paare 1900-I1 bis 1900-IM und 1900-Q1 bis 1900-QM bereit,
die für
anschließende
Verarbeitung durch M entsprechende digitale Demodulatoren geeignet
sind. Durch das Aufsplitten 2100 werden digitalisierte
Signale 1700-1 bis 1700-N werden auf die einzelnen
Auswahleinrichtungen verteilt. In Übereinstimmung mit der Steuerung 2500 koppelt
jede Auswahleinrichtung 2000 einen ausgewählten der
digitalisierten Eingänge
an die nachfolgenden Stufen des Front-End. In Übereinstimmung mit der Steuerung 3500 skaliert
die digitale Signalskaliereinrichtung 3000 den ausgewählten, einkommenden
Strom dynamisch als eine Funktion der Signalleistung des dem Kanal
zugehörigen
Trägers.
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Der
Zeittakt- bzw. Taktsteuerungsbereich 1100 enthält gemeinsam
die A/Ds 930-1 bis 930-N der N Digitalisierer 900-1 bis 900-N sowie
einen ersten Teilbereich der M Front-Ends und wird auf einer festen
A/D Abtastrate, die nach einem spezifischen, unten zu besprechenden
Kriterium ausgewählt
ist, betrieben. Ein zweiter Zeittakt- bzw. Taktsteuerungsbereich 1200,
der einen zweiten Teilbereich der M Front-Ends enthält, erleichtert die
Implementierung und wird auf einem festen Teilvielfachen des ersten
Bereichs betrieben. Es existieren zusätzliche Zeitsteuerungsbereiche,
einschließlich
einer Vielzahl 1300-1 bis 1300-M, die auf wählbaren
Teilvielfachen des ersten Bereichs arbeiten, so wie das erforderlich
ist, um eine konstante Anzahl von Zeichenproben an den Ausgängen des
Front-Ends auszugeben.
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Digitale Splitt-Einrichtung
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3 ist
eine Zeichnung, die zusätzliche
Einzelheiten der Splitt-Einrichtung 2100 und Auswahl 2200 Funktionsblöcke der
Abstimmvorrichtung 1000 der 2 zeigt.
Digitalisierte Signale 1700-1 bis 1700-N werden
auf die einzelnen Auswahl-Einrichtungen über die Splitt-Einrichtung 2100 verteilt,
die hier als einfache Verteilungsverbindungsstufe dargestellt ist.
Der Praktiker wird verstehen, dass zusätzliche, wohl bekannte Vorkehrungen,
wie Puffern und Aufmerksamkeit für
Zwischenverbindungsimpedanzen und parasitäre Signale erforderlich sein
können,
je nach den Spezifikationen der Implementierung. Entsprechend der
Steuerung 2500 koppelt jede Auswahleinrichtung 2000 eine
ausgewählte
der digitalisierten Eingänge
an die nachfolgenden Stufen des Front-Ends. Der Praktiker wird verstehen,
dass die Auswahlstufen entweder kodierte oder nicht-kodierte Steuersignale
verwenden können,
und dass die Anzahl der Steuerbits auf der Grundlage dieser Wahl und
der Anzahl der auszuwählenden
Eingänge
variieren kann. Die Ausgaben 2250-1 bis 2250-M werden
an die nachfolgenden Stufen des Front-Ends bereitgestellt.
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Zusammengenommen
umfassen die Eingangsauswahlstufen eine Auswahlbank. Über die
Auswahlbank ist jeder Demodulatorkanal wahlweise konfigurierbar
zum Verarbeiten von digitalisierten Eingangsdaten, die jedem beliebigen
der Koaxialkabel entsprechen. Die Auswahlbank wird elegant im digitalen
Bereich betrieben, um Funktionalität bereitzustellen, die vorher
im analogen Bereich durch manuelle Konfiguration der Splitter, Koppler,
Kabel und Verbindungseinrichtungen ausgeführt worden sind, was in der
Bereitstellung problematisch und kostspielig ist.
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So
wird nach der vorliegenden Erfindung ein moduliertes, einem bestimmten
Teilnehmer entsprechendes Eingangssignal und ein bestimmtes, aus
den Koaxialkabeln zu einem bestimmten der Vielzahl der Demodulatorkanäle geroutet
(gesendet). In der veranschaulichten Ausführungsform wird die Routing-
bzw. Netzleitkonfiguration begründet
durch Bereitstellen des eingangsseitigen Kanals für jeden
Teilnehmer, wobei die Eingangsauswahlstufe für jeden Demodulatorkanal durch
die von dem Kopfstück übertragenen
digitalen Befehle gesteuert wird. Das Bereitstellen des eingangsseitigen
Kanals in dieser Art und Weise verringert oder eliminiert die manuelle
Konfiguration von Verbindern und Kopplern, verringert zusätzliche
Quellen von Rauschen und Signalverlusten, beschleunigt das Einrichten,
verringert Kosten und vergrößert die
Flexibilität.
Allgemeiner gesagt könnten
die Eingangsauswahlstufen in Antwort auf vordefinierte Kriterien
dynamisch rekonfiguriert werden, um Fehlertoleranz oder Minimalisierung
von Übergangsinterferenzen
bereitzustellen.
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Verwaltung des dynamischen
Bereichs und der Signalstärke
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Die
Erfinder haben entdeckt, dass die Steuerung über die signale Leistung in
digitalen Empfänger Front-Ends
durch eine zusammenwirkende Kombination von Verstärkern mit
variabler Verstärkung
im analogen Bereich und digitalen Signalskaliereinrichtungen im
digitalen Bereich optimal verwaltet wird. Genauer gesagt sind die
Verstärker
mit variabler Verstärkung
vor den zum Digitalisieren der Eingangssignale für jedes Koaxialkabel verwendeten
A/D-Wandlern angeordnet,
und eine digitale Signalskaliereinrichtung ist am Eingang von jedem
Front-End angeordnet
(nach der obigen Diskussion ist die Skalierungseinrichtung nach
jeder Auswahlfunktion angeordnet).
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Der
dem A/D-Wandler vorgeschaltete Verstärker mit variabler Verstärkung arbeitet
auf dem gesamten Trägermultiplex,
der auf dem zugehörigen
Koaxialkabel vorhanden ist. Es wird daran erinnert, dass die Ausgänge der
A/D-Wandler mehreren Demodulatorkanälen zugeführt werden können, von
denen jeder typischerweise einen entsprechenden, einzigartigen Träger von
Interesse aufweist. Die Verstärkung
dieses Verstärkers wird
als angemessen eingestellt angesehen, wenn die eingestellte Eingabe
für diesen
A/D so ist, dass die digitalisierte Ausgabe den dynamischen Bereich
des A/D allgemein ohne bedeutsame Sättigung überspannt. Die Verstärkung des
Verstärkers
wird dabei eingestellt als eine Funktion des gesamten, auf dem Koaxialkabel
vorhandenen Trägermultiplex
und nicht durch einen bestimmten Träger. In einer besonderen veranschaulichten Ausführungsform
bietet der A/D einen zu 2 komplementären Ausgang mit 12 Bit. Es
gibt nur 11 Bits von benutzbarer Genauigkeit, und das ursprüngliche
niedrigstwertige Bit LSD des A/D wird ignoriert. Das Front-End wird
anschließend
auf dem zu 2 komplementären
digitalen Worten mit 11-Bit betrieben.
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Eine
veranschaulichende Ausführungsform
einer Abstimmvorrichtung, die mit dem DOCSIS Industriestandard kompatibel
ist, weist eine Leistungsspektrumsdichte mit einem dynamischen Bereich
von 12 dB auf. Der dynamische Bereich der Bandbreite des modulierten
Trägers,
die proportional zu einem Maximum-zu-Minimum Zeichenratenverhältnis von
16 ist, trägt
ebenfalls 12 dB. Weil das Produkt der Leistungsspektrumsdichte und
der Bandbreite die Signalleistung für einen ausgewählten Träger liefert,
weist die empfangene Signalleistung für einen ausgewählten Träger in dieser
Anwendung einen dynamischen Bereich von 24 dB auf. Daher sollte
ein Front-End, der
für diese
Anwendung entwickelt worden ist, eine Dynamik bzw. lichte Weite
(Englisch: Headroom) von 24 dB aufweisen.
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Im
Gegensatz zu herkömmlichen
Ansätzen
werden die 24 dB der erforderlichen Dynamik des dynamischen Bereichs
durch die Verwendung der digitalen Skaliereinheit nach der vorliegenden
Erfindung erzielt, und ohne zusätzliche
Bits, die über
den Fall des minimalen Signals hinaus erforderlich sind. Genauer
gesagt verringert die digitale Signalskaliereinheit die Komplexität und die
Kosten des Front-Ends, indem sie den dynamischen Bereich auf das
erforderliche Minimum begrenzt, während sie eine gute Leistungsfähigkeit
bzw. Kennlinie bietet.
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Jede
digitale Signalskaliereinheit ist für einen entsprechenden Front-Endkanal
bestimmt und weist daher einen entsprechenden, bestimmten Träger von
Interesse auf. Die Skaliereinheit skaliert den einkommenden Strom
von digitalisierten Eingangsdaten (durch selektives Verschieben
in Richtung auf das niedrigstwertige Bit LSB von null bis drei Bits)
dynamisch als eine Funktion der empfangenen nominalen Signalleistung
des entsprechenden Trägers.
Die Skaliereinheit wird betrieben, um im wesentlichen die gleiche
Spitzenwertsignalstärke
(die eine Dynamik von 3 dB aufweist) an dem Eingang der nächsten Stufe
des übrigen
Teils des Front-Ends (die Breitbandumwandlungsstufe in der veranschaulichten
Ausführungsform)
aufrecht zu erhalten. Wenn sich das Signal in seiner Amplitude verstärkt, verschiebt
die Skaliereinheit selektiv um eine proportional größere Anzahl
von Bits, was zu verstärkter
Abschwächung
führt.
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Die 4A bis 4D sind
konzeptuelle Zeichnungen von verschiedenen, durch die Steuerung 3500 ausgewählten Verschiebekonfigurationen.
In einer bevorzugten Ausführungsform
ist die Skaliereinheit unter Verwendung von Und- bzw. Oder-Gattern
implementiert, jedoch werden die Fachmänner verstehen, dass derartige
Verschiebefunktionen auch leicht über eine Vielzahl von anderen
Techniken implementiert werden können. 4A veranschaulicht den Fall der Einheitsverstärkung und
ohne Verschiebung, entsprechend Signalen mit kleiner Amplitude. 4B veranschaulicht eine Verschiebung um
ein Bit in der Richtung des niedrigstwertigen Bits LSB, entsprechend
einer Teilung durch 2 (Verstärkung
auf der Eingangsstärke
auf 1/2). 4C veranschaulicht eine
Verschiebung um 2 Bits in der Richtung des niedrigstwertigen Bits
LSB, entsprechend einer Teilung durch 4 (Abschwächung der Eingangsstärke auf
1/4). 4D veranschaulicht eine Verschiebung
um 3 Bits in der Richtung des niedrigstwertigen Bits (LSB), entsprechend
einer Teilung um 8 (Abschwächung
auf 1/8 der Eingangsstärke).
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Front-End
Stufen
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In
dem vorhergehend besprochenen Digitalisierungsbereich der Abstimmungsvorrichtung 1000 in
der 2 wird das empfangene Signal überabgetastet durch einen A/D,
der betrieben wird bei Fsampling =
102,4 MHz.
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Das
Ausmaß des Überabtastens
und die spezifische gewählte
Frequenz werden in Übereinstimmung mit
den in dem nächsten
Abschnitt unten zu besprechenden Kriterien ausgewählt. Anschließend an
den Digitalisierer wird der überabgetastete
Eingang ausgewählt
und wie oben besprochen skaliert. Mit Verweis nun auf
5 wird
der überabgetastete,
ausgewählte,
skalierte Eingangsstrom
3050 anschließend innerhalb der Basisband-Umwandlung
4000 digital
abwärts
umgewandelt in orthogonale Basisbandkomponentenströme (
4150-I und
4150-Q).
Dies wird durch parallele Multiplikationen
4100-I und
4100-Q des
digitalisierten Signals
3050 mit den Signalen
4125-I und
4125-Q der
lokalen Blindleistungsoszillatoren ausgeführt, was durch die komplexe
Exponentialfunktion
dargestellt werden kann,
wobei F
l die nominale Trägerfrequenz ist und
Tsampling = 1/Fsampling. -
Jeder
der digitalen Ströme
(4150-I und 4150-Q) der Blindkomponenten des Basisbands
wird dann durch die Filter und Abschwächungsfunktionen 5000 in
entsprechenden, jedoch ansonsten identisch implementierten Filter-
und Abschwächungspipelines
parallel verarbeitet. Für
jede Pipeline sind zwei Tiefpass FIR (Filter mit begrenztem Impulsansprechverhalten,
Englisch: Finite Impulse Response) Filter (5100 und 5300), zwei
Abschwächungseinheiten
(5200 und 5400) und ein angepasstes Filter 5600 bereitgestellt.
Die Anzahl und Anordnung der Filter und Abschwächeinheiten wird aus Gründen ausgewählt, die
in dem folgenden Abschnitt unten besprochen werden. Jedoch ist der
allgemeine Zweck der Abschwächeinheiten
das Verringern der Anzahl von Proben auf konstant 4 Proben pro Zeichenperiode,
unabhängig
von der Baud-Rate.
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Der
Zweck des Tiefpassfilters ist es, die von der Basisbandumwandlung
herrührenden
Bildfrequenzen und alle naheliegenden ungewünschten Träger zurückzuweisen. In der veranschaulichten
bevorzugten Ausführungsform
ist jeder Tiefpassfilter als ein kaskadierter Integratorkamm-Filter
CIC (Englisch: Cascaded Integrator Comb) implementiert. Die Impulsantwort
des CIC Filters ist gegeben durch
wobei N dem Abschwächungsfaktor
und D der Anzahl der kaskadierten Integratoren entspricht. Mit D
= 4 wird eine Zurückweisung
außerhalb
des Bandes von besser als 50 dB erzielt, was für die Anwendungen der veranschaulichten
Anwendungsformen ausreichend ist.
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In
einem rein theoretischen Empfänger
sollte das angepasste Filter des Front-Ends eine Impulsantwort aufweisen,
die exakt an die des theoretischen Übertragungsfilters angepasst
ist. Beide können
so ausgewählt
werden als identische Filter, die die Quadratwurzel des Kosinus
bilden, (Englisch: Square Root Raised Cosine Filter), so dass ihre
Kaskade einen Nyquist Filter, der eine Potenz des Kosinus bildet
(Englisch: Raised Cosine Nyquist. Filter) bietet. Ein solches Filter
stellt null-ISI (null Zwischensymbolinterferenz, Englisch: Zero-Intersymbol
Interference) sicher, während
das Rauschen am Detektoreingang minimalisiert wird. In tatsächlichen
Implementierungen weisen die CIC Filter eine bekannte nicht ideale
Antwort (sie ist nicht flach) in dem Durchlassband auf, die durch
angemessene Einstellungen der Antwort des angepassten Filters kompensiert
werden kann. So implementiert in der veranschaulichten bevorzugten
Ausführungsform
das angepasste Filter ein FIR, dessen Koeffizienten diejenigen eines
Filters, das die Quadratwurzel Kosinus bildet und das für die CIC
Filterabschwächungen
kompensiert ist.
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Mehrfachsymbolraten-Demodulation
unter Verwendung einer festen Abtastrate
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In Übereinstimmung
mit einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird in einer
veranschaulichten, mit dem DOCSIS Standard kompatiblen Ausführungsform
die Abtastfrequenz als ein festes ganzzahliges Vielfaches von allen
Symbolraten gewählt.
Es sei daran erinnert, dass in dem DOCSIS Standard jedes der Eingangskoaxialkabel
ein Multiplex von in dem 5–42
MHz Bereich lokalisierten Trägern
aufweisen, und dass jeder Träger
eine beliebige Symbolrate aus 5 möglichen Werten (160 kBaud,
320 kBaud, 640 kBaud, 1280 kBaud, 2560 kBaud) aufweisen kann.
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Insbesondere
wird die Abtastfrequenz als ein ganzzahliges Vielfaches von viermal
der Zeichenrate gewählt,
so dass dem angepassten Filter vier Proben pro Zeichenintervall
nach einer einfachen Abschwächung zugeführt werden
können.
Weiterhin muss die Abtastfrequenz höher als 84 MHz (zweimal die
Maximalfrequenz) sein, weil der Multiplex auf jedem Kabel ein Spektrum
aufweist, das den 5–42
MHz Frequenzbereich aufspannt. All diese Bedingungen werden durch
die vorher angesprochene Abtastfrequenz von 102,4 MHz erfüllt. Diese
Frequenz entspricht einem Überabtastungsfaktor
von gleich 10, 20, 40, 80, 160, wenn die Baud-Rate 2560 kBaud, 1280
kBaud, 640 kBaud, 320 kBaud, 160 kBaud ist.
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Eine
Anzahl von Optionen sind für
die Implementierung der Abstimmungsvorrichtung von der A/D Abtastrate
auf die Rate von 4 Proben pro Zeichenintervall möglich. Für die veranschaulichende Anwendung schwächt die
Abstimmungsvorrichtung um einen ausgewählten Gesamtfaktor von 10,
20, 40, 80 oder 160 ab. Es ist möglich,
diese Ratenveränderungen
in einer einzelnen Stufe mit einen konfigurierbaren Abschwächungs-(Ratenveränderungs-)Faktor
zu erzielen, oder durch mehrere Stufen, von denen jede einen konfigurierbaren
Abschwächungsfaktor
aufweist, oder durch mehrere Stufen, von denen einige einen festen
Abschwächungsfaktor
und andere einen konfigurierbaren Abschwächungsfaktor aufweisen. In
dem Ansatz mit mehrstufiger Abschwächung ist die bestimmte Einteilung
der Ratenveränderungsstufe
(oder deren Reihenfolge), die zum Erzielen der gesamten erforderlichen
Ratenveränderung
notwendig ist, nicht kritisch für
den Gesamtvorgang. Während
eine bestimmte Unterteilung und Reihenfolge in der veranschaulichten
Ausführungsform
verwendet wird, wird der Praktiker bemerken, dass andere Unterteilungen
und Reihenfolgen innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung
möglich
sind.
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In
den sowohl in der 2 als auch in der 5 veranschaulichten
Ausführungsform
ist die Abstimmungsvorrichtung in mehrere Bereiche der Abtastfrequenztaktsteuerung
unterteilt. Der erste Bereich 1100 arbeitet auf der festen
A/D Abtastrate und enthält
gemeinsam die A/Ds 930 der N Digitalisierer 900,
die Basisband-Umwandler 4100 und die ersten Abschwächungseinheiten 5200 der
M Front-Ends 6000. Es existieren zusätzliche Taktgeberbereiche 1300,
einschließlich
einer Vielzahl, die auf ausgewählten
Teilbandvielfachen der ersten Domäne (oder der zweiten Domäne, wenn
es wie oben besprochen eine gibt), so wie das zum Abliefern einer
konstanten Anzahl von Zeichenproben (4 in der veranschaulichten
Ausführungsform)
für jedes angepasste
Filter des entsprechenden Front-Ends erforderlich ist.
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In
einer optionalen, jedoch bevorzugten Ausführungsform arbeitet ein zweiter
Bereich 1200, der eine zweite Abschwächungsstufe 5400 aufweist,
auf einem festen Teilvielfachen des ersten Bereichs. Unter Verwendung
dieses bevorzugten Ansatzes wird die Abschwächung in zwei getrennten Schritten
ausgeführt.
Die erste Abschwächungsstufe 5200 arbeitet
mit einem konstanten "Ratenveränderungs"-Verhältnis von
gleich 10 (d.h. es hält
eine von jeweils 10 Proben). Die zweite Abschwächungsstufe 5400 weist
ein konfigurierbares Ratenveränderungsverhältnis auf,
dessen Wert zwischen 1 und 16 in Abhängigkeit von der Zeichenrate
wählbar ist.
Die Abhängigkeit
des Ratenveränderungsverhältnisses
von der Zeichenrate ist in Tabelle 1 gezeigt.
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Tabelle
1 Ratenveränderungsverhältnis für jede Zeichenrate
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Zusammenfassend
arbeiten in der veranschaulichten Ausführungsform nur die erste Stufe
des Front-Ends auf der Abtastfrequenz von 102,4 MHz, während nachfolgende
Stufen auf 10,24 MHz arbeiten und die letzten Stufen (einschließlich des
angepassten Filters) auf viermal der Zeichenrate arbeiten.
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Der
von der vorliegenden Erfindung vorgeschlagene Zeitgebungsansatz
ermöglicht
das Erzeugen von angepassten Front-End Ausgaben unter Verwendung
von nur einfachen Filtern und Abschwächungseinheiten, eliminiert
die Notwendigkeit für
Interpolationsstufen, maximalisiert die Gemeinsamkeit der Funktionen
und bietet verringerte Komplexität
und Kosten im Verhältnis
zu den früheren
Ansätzen.
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Implementierungen
auf Systemniveau
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6 veranschaulicht
bevorzugte Unterteilungen der Chip-Grenzen für zwei verschiedene veranschaulichende
Ausführungsformen
der Abstimmungsvorrichtung 1000 der 2. Es ist
wünschenswert,
soviel von der Abstimmungsvorrichtung 1000 wie möglich auf
einem einzigen integrierten, mit der Praxis des Schallingenieurwesens
und des normalen Geschäfts
konsistenten Schaltkreis zu implementieren. Die Systemunterteilung 1050 entspricht
einer bevorzugten veranschaulichten Implementierung, bei der alle
Stufen der Abstimmungsvorrichtung, die dem Verstärker 920 mit variabler
Verstärkung
nachfolgen, allgemein mit anderen Funktionen auf einem einzigen
integrierten Schaltkreis integriert sind. Jedoch kann aufgrund der
Größe und Komplexität der A/Ds
die konservativere Systemunterteilung 1050 gewählt werden.
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7 und 8A–C veranschaulichen
ferner eine beispielhafte Anwendung der vorliegenden Erfindung auf Systemniveau. 7 veranschaulicht
ein Mini-Faser-Knoten/Mini-Kabel-Modem-Abschlusssystem (mFN/mini-CMTS)
8000. Das Mini-CMTS 9000 implementiert einen digitalen
Mehrkanalempfänger,
der eine Abstimmungsvorrichtung 1000 nach der vorliegenden
Erfindung einsetzt. Konsistent mit der Systemunterteilung 1050 der 6 ist
der Front-End Bereich 6000 der Abstimmungsvorrichtung auf
der DSP Mehrfachkanal-Übertragungsempfangsvorrichtung
ASIC 7000 implementiert. Ebenfalls auf dem ASIC sind der
Mehrfachkanal-Demodulatorbereich des digitalen Empfängers ebenso
wie die vollständig
digitalen Bereiche einer digitalen Mehrkanal-Übertragungsvorrichtung implementiert.
Die Abstimmungsvorrichtung 1000 akzeptiert mehrere Koaxialeingänge 1800,
gibt digitalisierte Äquivalentströme 1700 aus
dem Ausgang des Digitalisierungsbereichs 900 aus und liefert
ins Basisband umgewandelte und isolierte, digitalisierte und für die Demodulation geeignete
Blindkomponenten- bzw. Quadratursignale 1900. Die Verwirklichung
der CMTS Funktionen im Allgemeinen lokal innerhalb der mFN und die
Demodulator-Funktionen im Besonderen ist durch die Lehren der vorliegenden
Erfindung für
einen breiten Einsatz praktisch ausgeführt.
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8A zeigt
die Beziehung zwischen dem mFN und Teilnehmern (angedeutet durch
Heime bzw. Häuser,
die Kundenheimgeräte
CPE, Englisch: Customer Premise Equipment, aufweisen) und zwischen
dem mFN und der Kopfstation 10100 des Kabelsystems. Jedes
mFN ist mit bis zu 50 bis 70 Häusern
(50–70
durchlaufenden Haushalten, HHP (Englisch: Households Passed)) gekoppelt.
Jedes mFN ist mit der Kopfstation über ein regionales, paketvermittelte
Netzwerk 10150 gekoppelt. Dieses paketvermittelte Netzwerk
wird normalerweise als ein Paketfaserüberzug für eine nachgeordnete Hinterlassenschaft
(Englisch: Downstream Legacy) in Form einer analogen HFC Verteilung implementiert. 8B bietet
Einzelheiten der CPE, die allgemein ein Fernsehgerät, die Kabel "Set-Top"-Box und ein Kabelmodem
zum Anschließen
des Personal-Computers des Teilnehmers an das Netzwerk. In einigen
Systemen kann die CPE zusätzlich
eine Schnittstelle für
ein Telefon eines Teilnehmers enthalten.
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8C zeigt
die Kopfstation 10100 als eine Komponente innerhalb des
Internet 10000. Wie in der Legende angedeutet, sind viele
Teilkomponenten ein Teil dieses Netzwerks. In dieser konzeptuellen
Zeichnung sind mehrere Hauptleitungen 10050-1 bis 10050-N,
die allgemein von verschiedenen Langstreckenkommunikationsfirmen
betrieben werden, über
den spähenden
Punkt bzw. Partnerpunkt (Englisch: Peer Point) 10100-1 miteinander
verbunden (und andere Partnerpunkte sind nicht gezeigt). Dienstanbieter 10500 für den Einwählzugang,
ein Serverbetrieb 10400, ein Unternehmensnetz 10300 und
eine Kabelsystemkopfstation 10100 haben sich vertraglich
einen Zugang zu verschiedenen Hauptleitungen gesichert. Der Firmenendbenutzer 10390 hat
Netzwerkzugang über
das zugehörige
Unternehmensnetzwerk 10300. Der private Endbenutzer 10550 hat Zugang über die
Einwahlverbindung 10540. In der bereitgestellten veranschaulichten
Ausführungsformen
gewinnen die Kabelteilnehmer auf diese Weise (wie durch die in 8A veranschaulichten
Häuser
angedeutet) Zugang zu Inhalt, Diensten, E-Mail und anderen Internet-Ressourcen über einen
Pfad, der die digitale Abstimmungsvorrichtung mit mehreren Eingängen und
einen Mehrkanalausgang nach der vorliegenden Erfindung enthält.
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Schlussfolgerung
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Obwohl
die vorliegende Erfindung unter Verwendung bestimmter veranschaulichender
Ausführungsformen
beschrieben worden ist, so ist zu verstanden, dass viele Variationen
in der Konstruktion, der Anordnung und Benutzung in Übereinstimmung
mit den Lehren und innerhalb des Umfangs der Erfindung möglich sind. Beispielsweise
können
die Bitbreiten, die Taktgeschwindigkeiten und die Art der eingesetzten
Technologie, allgemein in jedem Bauteilblock der Erfindung verändert werden.
Wo dies nicht gegenteilig angeführt
wird, gilt auch, dass die spezifizierten Wertebereiche sowie die
maximalen und minimalen verwendeten Werte, nur diejenigen der veranschaulichten
oder bevorzugten Ausführungsformen
sind, und sie sollten nicht verstanden werden als ob sie Beschränkungen
der Erfindung einführen.
Insbesondere können
andere Ausführungsformen verschiedene
Vielfache der Taktzeiten oder Teilvielfache, verschiedene Frequenzbände, verschiedene
Modulationsschemas und verschiedene Anzahlen von Eingabe- und Ausgabekanäle verwenden.
Funktionell äquivalente
Techniken, die dem Fachmann bzw. Praktiker bekannt sind, können anstelle
der veranschaulichten eingesetzt werden, um verschiedene Komponenten
oder Teilsysteme zu implementieren. Beispielsweise können die
Auswahlstufen- und Skalierungsstufenfunktionen unter Verwendung
von Durchlass-Gattern oder Tri-State Puffern implementiert werden
und nicht nur über
die bevorzugten Und- bzw. Oder-Gatter. Alle derartigen Variationen
im Entwurf umfassen unwesentliche Veränderungen im Bezug auf die
Lehren, die von den veranschaulichten Ausführungsformen vermittelt werden.
Die den Zwischenverbindungen und der Logik gegebenen Namen sind
veranschaulichend und sollten nicht so verstanden werden, als ob
sie die Erfindung beschränken.
Es sollte auch verstanden werden, dass die Erfindung in anderen
Kommunikations- und Netzwerkanwendungen eine breite Anwendbarkeit
hat, und sie ist nicht auf die bestimmte Anwendung oder Industrie der
veranschaulichten Ausführungsformen
begrenzt. Die vorliegende Erfindung ist daher so auszulegen, als ob
sie alle möglichen
Modifikationen und Variationen, die innerhalb des Schutzumfangs
der beigefügten
Patentansprüche
liegen, umfasst.
