KR102277569B1 - Cdr 신호의 빠른 검출 및 동기 방법 - Google Patents

Cdr 신호의 빠른 검출 및 동기 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 중국의 디지털 라디오 규격인 CDR(Convergence Digital Radio) 신호의 검출을 위해, 다중 주파수 대역필터를 이용하여 상기 CDR 신호의 전송 모드 및 스펙트럼 모드를 추정하는 CDR 신호의 빠른 검출 및 동기 방법에 관한 것이다.

Description

CDR 신호의 빠른 검출 및 동기 방법 {Fast detection and synchronization method of Convergence Digital Radio signal}
본 발명은 CDR 신호의 빠른 검출 및 동기 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 중국의 디지털 라디오 규격인 CDR(Convergence Digital Radio) 신호의 검출을 위해, 다중 주파수 대역필터를 이용하여 상기 CDR 신호의 전송 모드 및 스펙트럼 모드를 추정하는 CDR 신호의 빠른 검출 및 동기 방법에 관한 것이다.
중국의 디지털 라디오 규격인 Convergence Digital Radio(CDR)는 스펙트럼 재활용을 위하여 여러가지 모드를 지원하게 설계되어 있다.
전송 모드에 기반한 CDR 신호 규격을 살펴보면, CDR의 샘플링 주파수는 816kHz로 각 샘플의 시간T는 약 1.2255us이고, 기본 SubFrame은 160ms이며, 도 1에 도시된 바와 같이 beacon 심벌 및 여러 OFDM 심벌로 구성되어 있다.
CDR 신호의 전송 모드는 1, 2, 3이 있으며, 각각의 OFDM 파라미터는 아래와 같다.
전송모드 1 및 3의 경우, 2048 FFT를 사용하며, 전송모드 2의 경우 1024의 FFT를 사용한다. 각 전송 모드 별 OFDM의 CP길이는 모두 다르며, 각각 240, 140, 56이며, 각 전송 모드 별 OFDM 심벌 수는 각각 56, 111, 61로 상이하다. Beacon 심벌의 FFT사이즈는 OFDM심벌의 FFT사이즈와 같지만, Beacon 심벌의 CP(cyclic prefix)는 OFDM 심벌의 CP와 길이가 다르다. Beacon의 신호는 주파수 도메인에서 2 Tone마다 신호가 전가되기 때문에 시간영역에서는 반복되는 특징이 있다. 즉, 도 2에서 Beacon Part A와 Part B부분은 같은 신호이다.
또한, 스펙트럼 모드(주파수 영역)에 기반한 CDR 신호 규격을 살펴보면, CDR은 FM대역에서 전송되며, 기존의 아날로그 신호와 동시 전송되는 특성상 스펙트럼 효율을 위하여 여러가지 주파수 모드를 지원하고 있다.
도 3은 CRD 신호의 스펙트럼 모드에 따른 주파수 할당 범위를 나타내는 도면이다.
스펙트럼 모드 1은 FM신호를 전송하지 않는 디지털 모드 신호로 대역폭이 100KHz이고, 스펙트럼 모드 2는 FM신호를 전송하지 않는 디지털 모드 신호로 대역폭이 200KHz이고, 스펙트럼 모드 9는 대역폭이 300kHz인FM신호와 대역폭이 100KHz인 디지털 신호를 동시 전송하는 하이브리드 모드이고, 스펙트럼 모드 10은 대역폭이 300kHz인 FM신호와 대역폭이 200KHz인 디지털 신호를 동시 전송하는 하이브리드 모드이고, 스펙트럼 모드22는 대역폭이 200kHz인 FM신호와 대역폭이 100KHz인 디지털 신호를 동시 전송하는 하이브리드 모드이며, 스펙트럼 모드 23은 대역폭이 300kHz인 FM신호와 대역폭이 200KHz인 디지털 신호를 동시 전송하는 하이브리드 모드이다.
따라서, CDR을 지원하는 수신기는 다양한 가능성을 모두(전송모드 1,2,3 및 스펙트럼 모드 1,2,9,10,22,23) 염두하고 신호 검출 및 동기를 할 필요가 있다.
하지만, CDR 신호는 상술한 바와 같이 각각의 모드에서 사용하는 주파수 대역 및 OFDM 파라미터 등이 모두 다르게 설계되어 있기 때문에 수신기 입장에서는 모든 모드의 가능성을 두고 신호를 검출해야 하는 문제점이 있다.
이때, 순차적으로 CDR 신호를 검출하는 경우, 신호 검출 및 동기신호를 찾는데 있어서 많은 시간이 걸리기 때문에 청취자 입장에서는 새로운 주파수를 Tune하거나 Seek을 하는 경우 많은 시간이 걸릴 수 있다는 문제점이 있다.
또한, CDR 신호를 병렬처리하는 경우, 순차적 검출보다는 신호를 검출하기 위해 소요되는 시간은 적게 들지만, 메모리의 사용량이 많이 필요하기 때문에 시스템의 복잡도가 증가하는 문제가 있다.
한편, 전술한 배경 기술은 발명자가 본 발명의 도출을 위해 보유하고 있었거나, 본 발명의 도출 과정에서 습득한 기술 정보로서, 반드시 본 발명의 출원 전에 일반 공중에게 공개된 공지기술이라 할 수는 없다.
한국등록특허 제10-1458653호 한국공개특허 제10-2018-0036756호
본 발명의 일측면은 CDR(Convergence Digital Radio) 신호의 검출을 위해, 다중 주파수 대역필터를 이용하여 하드웨어의 복잡도는 저감시키면서도 병렬 처리 기법을 통해 빠른 신호 검출 및 신호 동기를 찾을 수 있는 CDR 신호의 빠른 검출 및 동기 방법을 제공한다.
본 발명의 기술적 과제는 이상에서 언급한 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 CDR 신호의 빠른 검출 및 동기 방법은, 중국의 디지털 라디오 규격인 CDR(Convergence Digital Radio) 신호의 검출을 위해, 다중 주파수 대역필터를 이용하여 상기 CDR 신호의 전송 모드 및 스펙트럼 모드를 추정하는 기술로, 서로 다른 주파수 대역의 신호를 통과시키는 복수의 대역 통과 필터를 이용하여 수신 신호의 전송 모드를 추정하는 전송 모드 추정 단계; 비콘 심볼용 상관 필터를 이용하여 상기 수신 신호에 비콘 신호가 포함되어 있는지 여부를 확인하여 상기 수신 신호가 유효 신호인지를 판단하는 유효 신호 판단 단계; 및 상기 유효 신호 판단 단계에서 유효 신호로 판단된 수신 신호로부터 검출되는 비콘 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 스펙트럼 모드를 추정하는 스펙트럼 모드 추정 단계를 포함한다.
상기 CDR 신호는, 비콘 심볼 및 적어도 하나의 OFDM 심볼을 포함하고,
상기 비콘 심볼은, 비콘 심볼의 CP(cyclic prefix), 제1 비콘 신호 및 제2 비콘 신호를 포함하되, 상기 제1 비콘 신호는 상기 제2 비콘 신호와 동일한 비콘 신호인 것을 특징으로 한다.
상기 전송 모드 추정 단계는,
상기 수신 신호의 첫 80ms 구간의 신호를 상기 CDR 신호를 0~50KHz 대역의 제1 대역 통과 필터와, 100KHz~150KHz 대역의 제2 대역 통과 필터와, 150~200KHz 대역의 제3 대역 통과 필터에 통과시킨 후, 각각의 대역 통과 필터를 통과한 신호를 전송 모드별 상관필터를 이용하여 복수의 상관필터별 자기 상관 신호를 산출하고, 산출된 상기 자기 상관 신호에 기초하여 유효 피크가 존재하는 것으로 확인되면, 유효 피크가 검출된 상관필터의 종류에 따라 상기 CDR 신호의 전송 모드를 추정하는 것을 특징으로 하고,
상기 유효 신호 판단 단계는,
하기 수학식 1을 이용하여 상기 수신 신호에 비콘 신호가 포함되어 있는지 여부를 확인하되,
상기 수신 신호의 첫 80ms 구간에서 비콘 신호가 존재하는 경우, 상기 스펙트럼 모드 추정 단계를 통해 상기 수신 신호의 스펙트럼 모드를 추정하고,
상기 수신 신호의 첫 80ms 구간에서 비콘 신호가 존재하지 않은 경우, 상기 수신 신호의 다음 80ms 구간의 신호에서 비콘 신호가 포함되었지 여부를 하기 수학식 2을 이용하여 확인하여, 상기 수신 신호의 다음 80ms 구간인 80~160ms 구간에서 비콘 신호가 존재하는 것으로 확인되면 상기 스펙트럼 모드 추정 단계를 통해 상기 수신 신호의 스펙트럼 모드를 추정하고, 상기 수신 신호의 다음 80ms 구간인 80~160ms 구간에서 비콘 신호가 존재하지 않는 것으로 확인되면 상기 수신 신호가 상기 CDR 신호가 아닌 것으로 판단하는 것을 특징으로 하며,
상기 스펙트럼 모드 추정 단계는,
유효 신호로 판단된 수신 신호인 CDR 신호의 소수 배 주파수 오차를 보정하고, 보정된 CDR 신호에 포함된 비콘 신호를 고속푸리에변환하여 주파수 영역으로 변환된 비콘 신호를 분석하여 상기 CDR 신호의 스펙트럼 모드 및 정수 배 주파수 오차를 추정하고, 정수 배 주파수 오차가 보정된 상기 CDR 신호에 포함된 비콘 신호의 채널 임펄스에 기초하여 OFDM 심볼의 윈도우를 보정하여 상기 CDR 신호에 포함된 서브 프레임을 동기화하는 것을 특징으로 한다.
[수학식 1]
Figure 112021024095603-pat00001
여기서,
Figure 112021024095603-pat00002
은 피크값이 나타난 대역 통과 필터,
Figure 112021024095603-pat00003
은 피크값이 나타난 대역 통과 필터를 통과한 수신 신호, M은 상기 전송 모드 추정 단계에서 피크값을 가지고 있는 전송 모드,
Figure 112021024095603-pat00004
은 전송 모드에 따른 OFDM 심볼의 고속푸리에변환 크기,
Figure 112021024095603-pat00005
은 상기 제1 비콘 신호의 공액 신호(conjugate signal)이다.
[수학식 2]
Figure 112021024095603-pat00006
여기서,
Figure 112021024095603-pat00007
은 피크값이 나타난 대역 통과 필터,
Figure 112021024095603-pat00008
은 피크값이 나타난 대역 통과 필터를 통과한 수신 신호, M은 상기 전송 모드 추정 단계에서 피크값을 가지고 있는 전송 모드,
Figure 112021024095603-pat00009
은 전송 모드에 따른 OFDM 심볼의 고속푸리에변환 크기,
Figure 112021024095603-pat00010
은 상기 제1 비콘 신호의 공액 신호(conjugate signal)이다.
상술한 본 발명의 일측면에 따르면, 다중 주파수 대역필터를 이용하여 하드웨어의 복잡도는 저감시키면서도 병렬 처리 기법을 통해 빠른 신호 검출 및 신호 동기를 찾을 수 있다.
도 1 내지 도 3은 중국의 디지털 라디오 규격인 CDR 신호의 신호 규격이 도시된 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 CDR 신호의 빠른 검출 및 동기 방법의 개략적인 흐름이 도시된 도면이다.
도 5 내지 도 7은 도 4의 전송 모드 추정 단계의 구체적인 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 8 및 도 9는 도 4의 유효 신호 판단 단계의 구체적인 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 도 4의 스펙트럼 모드 추정 단계의 구체적인 과정을 설명하기 위한 도면이다.
후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시예는 당업자가 본 발명을 실시할 수 있기에 충분하도록 상세히 설명된다. 본 발명의 다양한 실시예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시예와 관련하여 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다.
이하, 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 보다 상세하게 설명하기로 한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 CDR 신호의 빠른 검출 및 동기 방법의 개략적인 흐름이 도시된 순서도이다.
이하에서 설명되는 본 발명에 따른 CDR 신호의 빠른 검출 및 동기 방법은 중국의 디지털 라디오 방송을 청취하기 위해, CDR(Convergence Digital Radio) 신호를 수신하는 라디오 수신 장치에 의해 수행될 수 있다.
구체적으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 CDR 신호의 빠른 검출 및 동기 방법은, 중국의 디지털 라디오 규격인 CDR(Convergence Digital Radio) 신호의 검출을 위해, 다중 주파수 대역필터를 이용하여 상기 CDR 신호의 전송 모드 및 스펙트럼 모드를 추정하는 기술로, 전송 모드 추정 단계(S10), 유효 신호 판단 단계(S20) 및 스펙트럼 모드 추정 단계(S30)를 포함한다.
전송 모드 추정 단계(S10)에서는 서로 다른 주파수 대역의 신호를 통과시키는 복수의 대역 통과 필터를 이용하여 수신 신호의 전송 모드를 추정한다.
도 5는 전송 모드 추정 단계(S10) 구체적인 과정이 도시된 도면으로, 전송 모드 추정 단계(S10)에서는 수신 신호의 첫 80ms신호를 3개의 대역필터에 통과시키며, 통과된 신호를 메모리에 저장시킨다.
도 6을 함께 참조하여 구체적으로 설명하면, 전송 모드 추정 단계(S10)에서는 상기 수신 신호의 첫 80ms 구간의 신호를 상기 CDR 신호를 0~50KHz 대역의 제1 대역 통과 필터(f1)와, 100KHz~150KHz 대역의 제2 대역 통과 필터(f2)와, 150~200KHz 대역의 제3 대역 통과 필터(f3)에 통과시킨 후, 각각의 대역 통과 필터를 통과한 신호를 전송 모드별 상관필터를 이용하여 복수의 상관필터별 자기 상관 신호를 산출하고, 산출된 상기 자기 상관 신호에 기초하여 유효 피크가 존재하는 것으로 확인되면, 유효 피크가 검출된 상관필터의 종류에 따라 상기 CDR 신호의 전송 모드를 추정하는 것을 특징으로 한다.
이때, 각각의 대역 통과 필터에는 세 개의 상관 필터가 연결되어 있으며, 예컨대 제1 대역 통과 필터(f1)에는 제1 전송 모드용 상관필터(A), 제2 전송 모드용 상관필터(B) 및 제3 전송 모드용 상관필터(C)가 연결되어 있다. 따라서, 제1 대역 통과 필터(f1)를 통과한 수신 신호(r(t))는 세 개의 상관필터(A, B, C)를 통과하게 되며, 제1 대역 통과 필터(f1) 및 전송 모드별 상관필터(A, B, C)를 통과한 수신 신호의 자기 상관(auto-correlation) 신호는 하기 수학식 1과 같다.
[수학식 1]
Figure 112021024095603-pat00011
여기서,
Figure 112021024095603-pat00012
은 대역 통과 필터, m은 전송 모드(1, 2, 3 중의 하나),
Figure 112021024095603-pat00013
은 수신 신호 r(t)의 대역 필터 신호,
Figure 112021024095603-pat00014
은 전송 모드(m)에 따른 OFDM 심벌의 CP 크기이다. TCP(m) 크기는 전송 모드에 따라 240(전송모드 1), 140(전송모드 2), 56(전송모드 3) 중 하나의 값을 가진다.
TTF(m)은 전송모드에 따른 OFDM 심벌의 FFT 크기이며, 전송 모드에 따라 2048, 1024, 2048 중 하나의 값을 가진다.
C(Fn,m)은 OFDM의 CP correlation의 의미하며, 수학식 1은 예를 들어 m이 1인 경우, 240개의 심벌을 correlation하여 평균을 구하는 수학식이다.
ODFM심벌은 FFT 샘플에서 끝부분의 CP만큼을 앞부분에 복사를 하여 OFDM심벌을 만들기 때문에, 수학식 1은 OFDM 심벌의 CP부분과 FFT 끝부분을 자기 상관을 통하여 신호를 검출하는 수식이다.
예컨대, 도 7의 상단 그래프는 입력 신호가, 도 7의 하단 그래프는 상관필터를 통과한 자기 상관 신호의 일 예가 도시된 도면으로, 전체 첫번째 피크가 두번째 피크보다 월등히 커야하며, 첫번째 피크주위로 가드인터벌내에 다른 피크가 없는 경우 해당 상관필터를 통과한 신호에 유효 피크가 포함된 것으로 판단할 수 있다.
이와 같이, 전송 모드 추정 단계(S10)는 수신 신호의 0~80ms 구간 동안 자기 상관 필터결과를 통하여, 신호가 없는 경우 혹은 전송 모드를 확인할 수 있다. 이를 하기 표 1에 나타내었다.
[표 1]
Figure 112021024095603-pat00015
유효 신호 판단 단계(S20)에서는 전송 모드 추정 단계(S10)에서 유효 피크가 검출된 경우, 비콘 심볼용 상관 필터를 이용하여 상기 수신 신호에 비콘 신호가 포함되어 있는지 여부를 확인하여 상기 수신 신호가 유효 신호인지를 판단한다.
도 8을 함께 참조하면, 유효 신호 판단 단계(S20)에서는 메모리에 저장되어 있는 80ms신호의 필터 통과 신호에서 Beacon 신호 자기 상관을 통하여 유효 신호가 있는지 여부를 하기 수학식 2를 이용하여 확인한다.
[수학식 2]
Figure 112021024095603-pat00016
여기서,
Figure 112021024095603-pat00017
은 피크값이 나타난 대역 통과 필터,
Figure 112021024095603-pat00018
은 피크값이 나타난 대역 통과 필터를 통과한 수신 신호, M은 상기 전송 모드 추정 단계에서 피크값을 가지고 있는 전송 모드,
Figure 112021024095603-pat00019
은 전송 모드에 따른 OFDM 심볼의 고속푸리에변환 크기이다.
Figure 112021024095603-pat00020
은 전송 모드에 따라 2048, 1024, 2048 중 하나의 값을 가진다.
도 2에 도시된 바와 같이, CDR에서 비콘 신호는 시간영역에서 보면 아래와 같이 FFT 크기의 반이 반속 되는 신호로,
Figure 112021024095603-pat00021
은 beacon Part A(도 2 참조)를 공액 신호(conjugate signal) 처리한 것을 의미하며, 이 신호와 beacon Part B 또한 동일한 신호이므로, 수학식 2는 part A와 partB의 자기 상관을 산출하는 수학식이다.
유효 신호 판단 단계에서는 상술한 수학식 2를 이용하여 상기 수신 신호에 비콘 신호가 포함되어 있는지 여부를 확인하되, 상기 수신 신호의 첫 80ms 구간에서 비콘 신호가 존재하는 경우, 후술하는 스펙트럼 모드 추정 단계(S30)를 통해 상기 수신 신호의 스펙트럼 모드를 추정한다.
즉, 유효 Beacon심벌의 자기 상관 신호가 있으면, 관찰하는 80ms중 Beacon신호가 존재하기 때문에, Sub Frame의 시작 부분을 찾을 수 있으며 정확한 스펙트럼 모드를 측정하기 위하여 스펙트럼 모드 추정 단계(S30)를 수행하며, 이때, Beacon심벌의 자기 상관을 통하여, 소수 배 주파수 오차를 추정할 수 있다.
반면, 상기 수신 신호의 첫 80ms 구간에서 비콘 신호가 존재하지 않은 경우, 유효 비콘 심벌의 자기 상관 신호가 없으면, 관찰하는 80ms에는 Beacon신호가 없다고 판단하여 다음 80ms를 관찰하기 위하여 유효 신호 추가 판단 단계(S25)를 더 수행할 수 있다. Beacon은 160ms마다 전송되기 때문에 유효 신호 추가 판단 단계(S25)에서 검출되어야 하며, 유효 신호 추가 판단 단계(S25)에서도 비콘 신호가 검출되지 않은 경우, CDR 신호가 아닌 것으로 판단한다.
도 8을 함께 참조하면, 유효 신호 추가 판단 단계(S25)에서는 수신 신호의 다음 80ms 구간의 신호에서 비콘 신호가 포함되었지 여부를 하기 수학식 3을 이용하여 확인하여, 상기 수신 신호의 다음 80ms 구간인 80~160ms 구간에서 비콘 신호가 존재하는 것으로 확인되면 상기 스펙트럼 모드 추정 단계를 통해 상기 수신 신호의 스펙트럼 모드를 추정하고, 상기 수신 신호의 다음 80ms 구간인 80~160ms 구간에서 비콘 신호가 존재하지 않는 것으로 확인되면 상기 수신 신호가 상기 CDR 신호가 아닌 것으로 판단하는 것을 특징으로 한다.
[수학식 3]
Figure 112021024095603-pat00022
여기서,
Figure 112021024095603-pat00023
은 피크값이 나타난 대역 통과 필터,
Figure 112021024095603-pat00024
은 피크값이 나타난 대역 통과 필터를 통과한 수신 신호, M은 상기 전송 모드 추정 단계에서 피크값을 가지고 있는 전송 모드,
Figure 112021024095603-pat00025
은 전송 모드에 따른 OFDM 심볼의 고속푸리에변환 크기이다.
Figure 112021024095603-pat00026
은 beacon Part A(도 2 참조)를 공액 신호(conjugate signal) 처리한 것을 의미하며, 이 신호와 beacon Part B 또한 동일한 신호이므로, 수학식 2는 part A와 partB의 자기 상관을 산출하는 수학식이다.
즉, 유효 신호 판단 단계(S20)에서는 80~160ms의 필터 출력 신호를 이용하여, beacon 상관 필터를 통하여 유효한 beacon신호를 검출하여, 80~160ms 동안 유효한 beacon 상관 신호가 존재하지 않으면, False Alarm으로 인식하고 CDR신호가 없는 것으로 판단한다.
반면, 80~160ms동안 유효한 beacon상관 신호가 존재하면, 160ms의 Sub Frame의 시작점을 찾을 수 있으며, 정확한 스펙트럼 모드를 측정하기 위하여 스펙트럼 모드 추정 단계(S30)를 수행할 수 있다.
스펙트럼 모드 추정 단계(S30)에서는 상기 유효 신호 판단 단계에서 유효 신호로 판단된 수신 신호로부터 검출되는 비콘 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 스펙트럼 모드를 추정한다.
도 9를 함께 참조하면, 상기 스펙트럼 모드 추정 단계는, 유효 신호로 판단된 수신 신호인 CDR 신호의 소수 배 주파수 오차를 보정하고, 보정된 CDR 신호에 포함된 비콘 신호를 고속푸리에변환하여 주파수 영역으로 변환된 비콘 신호를 분석하여 상기 CDR 신호의 스펙트럼 모드 및 정수 배 주파수 오차를 추정하고, 정수 배 주파수 오차가 보정된 상기 CDR 신호에 포함된 비콘 신호의 채널 임펄스에 기초하여 OFDM 심볼의 윈도우를 보정하여 상기 CDR 신호에 포함된 서브 프레임을 동기화하는 것을 특징으로 한다.
전송 모드 추정 단계(S10)를 통하여 수신 신호의 전송 신호를 추정하였으며, 정확한 beacon의 신호를 검출할 수 있기 때문에, 블록 4에서는 정확한 스펙트럼 모드 및 정수 배 주파수 오차를 측정한다.
스펙트럼 모드 추정 단계(S30)에서는 필터 신호를 사용하지 않은 Sub Frame의 beacon원래 신호에, 측정한 소수점 주파수 오차를 보정한다. 고속푸리에변환(FFT)을 이용하여, 주파수 도메인에서 Beacon신호의 위상을 상관을 통하여 스펙트럼 모드, 정수배 주파수 오차 및 정확한 OFDM 심벌의 시작점을 측정한다.
이후, 보정된 CDR 신호에 포함된 비콘 신호를 고속푸리에변환하여 주파수 영역으로 변환된 비콘 신호를 분석하여 상기 CDR 신호의 스펙트럼 모드를 추정한다.
[수학식 4]
Figure 112021024095603-pat00027
여기서,
Figure 112021024095603-pat00028
은 소수배 주파수 오차 보정된 수신 beacon 신호의 FFT 출력 신호이고,
Figure 112021024095603-pat00029
은 전송 모드 추정 단계(S10)에서 추정된 소수배 주파수 오차이고,
Figure 112021024095603-pat00030
은 수신 신호의 비콘 신호이고,
Figure 112021024095603-pat00031
은 전송 모드에 따른 OFDM 심벌의 FFT 크기로, 전송 모드에 따라 2048, 1024, 2048 중 하나의 값을 가지며,
Figure 112021024095603-pat00032
은 비콘 신호의 주파수 영역에서의 신호이고,
Figure 112021024095603-pat00033
은 비콘의 주파수 영역에서의 톤(tone) 수이며,
Figure 112021024095603-pat00034
는 스펙트럼 모드에 따른 디지털 블록의 수이다.
또한, fint은 -Nint ~ Nint중 하나의 정수로, 수식에서 가장 큰 값을 가질 때, 그때의 fint이 추정된 정수배 주파수 오차이다.
Nint는 찾고자 하는 정수배 주파수 오차의 범위로 일반적으로 RF 튜너 및 크리스탈의 정교함에 영향을 받는다.
일반적으로 OFDM 기반은 시스템에서는 주파수 오차를 정규화를 하여 정수 배 주파수 오차 및 소수 배 주파수 오차로 나타낸다. 여기서 주파수 오차라는 것은 방송을 전송하는 시스템과, 방송을 수신하는 시스템에서 물리적으로 발생하는 주파수 오차 또는 수신하는 수신기가 움직이는 경우에도 페이딩효과에 의하여 주파수가 오차이다.
이러한 주파수 오차를 정규화를 하는데, 이때 기준은 FFT의 carrier 간격이다. 즉 소수배 주파수 오차는 ODFM신호에서 fft 포인트 사이에서 발생하는 오차로, 소수배 오차는 반드시 수신신호에서 주파수 보상을 해야한다(OFDM의 직교성을 무너트리기 때문).
정수 배 주파수 오차의 경우, OFDM의 직교성은 무너트리지 않지만, FFT의 포인트가 쉬프트되는 현상이 있기 때문에, 추청된 정수배 주파수 오차만큼 쉬프트된 FFT포인트를 읽으면 간단하게 보상 처리가 된다.
즉, 수학식 4를 이용하여 SP파라미터를 적용했을 때, 가장 큰 값이 나오는 것이 추정된 스펙트럼 모드이다.
디지털 블록의 수는 전송 모드에 따라 하기 표 2 및 표 3에 나타난 FFT 인덱스의 범위이다. 표 2는 전송 모드 1 혹은 3인 경우, 스펙트럼 모드에 따른 디지털 블록 수 및 범위(2048 FFT 인덱스 기준)이고, 표 3은 전송 모드 2인 경우, 스펙트럼 모드에 따른 디지털 블록 수 및 범위(1024 FFT 인덱스 기준)이다.
[표 2]
Figure 112021024095603-pat00035
[표 3]
Figure 112021024095603-pat00036
상술한 수학식 3에서,
Figure 112021024095603-pat00037
은 찾고자 하는 정수 배 주파수 오차의 범위로, 일반적으로 RF 튜너 및 크리스탈의 정교함에 영향을 받는다.
이와 같이, 주파수 영역의 Beacon 신호 상관신호를 통하여 스펙트럼 모드 및 정수 배 주파수 오차를 확정할 수 있으며, 이에 따라 정수 배 주파수 오차를 보정할 수 있다.
이후, 정수 배 주파수 오차가 보정된 수신 비콘 신호의 채널임펄스를 통하여, OFDM 심벌의 윈도우를 보정하고, CDR의 서브 프레임 동기를 완료할 수 있다.
도 11은 소수 배 주파수 보정 및 정수 배 주파수 보정을 개념이 도시된 도면이다.
소수배 주파수 오차 추정은 시간 영역의 반복되는 신호의 상관을 통하여 추정할수 있다. 즉, OFDM심벌의 가드 인터벌 부분과 OFDM심벌의 뒷부분을 상관을 통하여 위상변위를 추정하며, 이것이 소수배주파수 오차가 된다.
OFDM의 신호는 톤(tone)간 직교성을 이용하는 것인데, 소수배 주파수 오차를 복원하지 않으면, 모든 신호의 직교성이 무너지기 때문에 가장먼저 소수배 주파수 오차를 보정한다.
정수배 주파수 오차의 경우 일반적으로 위상 변위로 추정이 불가능하기 때문에, 주파수 도메인에서 추정한다. 정수배 주파수 오차는 주파수 도메인에서 1tone씩 밀리는 현상이 나오기 때문에 주파수 도메인에서 Tone의 위치에 따른 상관값 중 가장 큰 위치를 먼저 구하고 그 위치가 몇 번째 발생한 것을 추정하면 구할 수 있다.
한편, 도 12의 상단과 같이 추정된 채널의 impulse는 항상 피크 부분이 중심에 형성되어야 한다. 그런데 이 피크가 센터가 아니라 다른 곳에 있으면, OFDM 윈도윙포인트가 변경된 것으로 보고 도 12의 하단과 같이 피크 포인트를 보정한다.
이와 같은, CDR 신호의 빠른 검출 및 동기 방법을 제공하는 기술은 애플리케이션으로 구현되거나 다양한 컴퓨터 구성요소를 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령어의 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체는 프로그램 명령어, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다.
상기 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록되는 프로그램 명령어는 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거니와 컴퓨터 소프트웨어 분야의 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다.
컴퓨터 판독 가능한 기록 매체의 예에는, 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체, CD-ROM, DVD 와 같은 광기록 매체, 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 ROM, RAM, 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령어를 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다.
프로그램 명령어의 예에는, 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드도 포함된다. 상기 하드웨어 장치는 본 발명에 따른 처리를 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
이상에서는 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
S10: 전송 모드 추정 단계
S20: 유효 신호 판단 단계
S30: 스펙트럼 모드 추정 단계

Claims (3)

  1. 중국의 디지털 라디오 규격인 CDR(Convergence Digital Radio) 신호의 검출을 위해, 다중 주파수 대역필터를 이용하여 상기 CDR 신호의 전송 모드 및 스펙트럼 모드를 추정하는, CDR 신호의 검출 및 동기 방법에 있어서,
    상기 CDR 신호는, 비콘 심볼 및 적어도 하나의 OFDM 심볼을 포함하고,
    상기 비콘 심볼은, 비콘 심볼의 CP(cyclic prefix), 제1 비콘 신호 및 제2 비콘 신호를 포함하되, 상기 제1 비콘 신호는 상기 제2 비콘 신호와 동일한 비콘 신호인 것을 특징으로 하고,
    상기 CDR 신호의 검출 및 동기 방법은,
    서로 다른 주파수 대역의 신호를 통과시키는 복수의 대역 통과 필터를 이용하여 수신 신호의 전송 모드를 추정하는 전송 모드 추정 단계;
    비콘 심볼용 상관 필터를 이용하여 상기 수신 신호에 비콘 신호가 포함되어 있는지 여부를 확인하여 상기 수신 신호가 유효 신호인지를 판단하는 유효 신호 판단 단계; 및
    상기 유효 신호 판단 단계에서 유효 신호로 판단된 수신 신호로부터 검출되는 비콘 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 스펙트럼 모드를 추정하는 스펙트럼 모드 추정 단계를 포함하고,
    상기 전송 모드 추정 단계는,
    상기 수신 신호의 첫 80ms 구간의 신호를 상기 CDR 신호를 0~50KHz 대역의 제1 대역 통과 필터와, 100KHz~150KHz 대역의 제2 대역 통과 필터와, 150~200KHz 대역의 제3 대역 통과 필터에 통과시킨 후, 각각의 대역 통과 필터를 통과한 신호를 전송 모드별 상관필터를 이용하여 복수의 상관필터별 자기 상관 신호를 산출하고, 산출된 상기 자기 상관 신호에 기초하여 유효 피크가 존재하는 것으로 확인되면, 유효 피크가 검출된 상관필터의 종류에 따라 상기 CDR 신호의 전송 모드를 추정하는 것을 특징으로 하고,
    상기 유효 신호 판단 단계는,
    하기 수학식 1을 이용하여 상기 수신 신호에 비콘 신호가 포함되어 있는지 여부를 확인하되,
    상기 수신 신호의 첫 80ms 구간에서 비콘 신호가 존재하는 경우, 상기 스펙트럼 모드 추정 단계를 통해 상기 수신 신호의 스펙트럼 모드를 추정하고,
    상기 수신 신호의 첫 80ms 구간에서 비콘 신호가 존재하지 않은 경우, 상기 수신 신호의 다음 80ms 구간의 신호에서 비콘 신호가 포함되어 있는지 여부를 하기 수학식 2을 이용하여 확인하여, 상기 수신 신호의 다음 80ms 구간인 80~160ms 구간에서 비콘 신호가 존재하는 것으로 확인되면 상기 스펙트럼 모드 추정 단계를 통해 상기 수신 신호의 스펙트럼 모드를 추정하고, 상기 수신 신호의 다음 80ms 구간인 80~160ms 구간에서 비콘 신호가 존재하지 않는 것으로 확인되면 상기 수신 신호가 상기 CDR 신호가 아닌 것으로 판단하는 것을 특징으로 하며,
    상기 스펙트럼 모드 추정 단계는,
    유효 신호로 판단된 수신 신호인 CDR 신호의 소수 배 주파수 오차를 보정하고, 보정된 CDR 신호에 포함된 비콘 신호를 고속푸리에변환하여 주파수 영역으로 변환된 비콘 신호를 분석하여 상기 CDR 신호의 스펙트럼 모드 및 정수 배 주파수 오차를 추정하고, 정수 배 주파수 오차가 보정된 상기 CDR 신호에 포함된 비콘 신호의 채널 임펄스에 기초하여 OFDM 심볼의 윈도우를 보정하여 상기 CDR 신호에 포함된 서브 프레임을 동기화하는 것을 특징으로 하는, CDR 신호의 검출 및 동기 방법.

    [수학식 1]
    Figure 112021067906847-pat00038

    여기서,
    Figure 112021067906847-pat00039
    은 피크값이 나타난 대역 통과 필터,
    Figure 112021067906847-pat00040
    은 피크값이 나타난 대역 통과 필터를 통과한 수신 신호, M은 상기 전송 모드 추정 단계에서 피크값을 가지고 있는 전송 모드,
    Figure 112021067906847-pat00041
    은 전송 모드에 따른 OFDM 심볼의 고속푸리에변환 크기,
    Figure 112021067906847-pat00042
    은 상기 제1 비콘 신호의 공액 신호(conjugate signal)이다.

    [수학식 2]
    Figure 112021067906847-pat00043

    여기서,
    Figure 112021067906847-pat00044
    은 피크값이 나타난 대역 통과 필터,
    Figure 112021067906847-pat00045
    은 피크값이 나타난 대역 통과 필터를 통과한 수신 신호, M은 상기 전송 모드 추정 단계에서 피크값을 가지고 있는 전송 모드,
    Figure 112021067906847-pat00046
    은 전송 모드에 따른 OFDM 심볼의 고속푸리에변환 크기,
    Figure 112021067906847-pat00047
    은 상기 제1 비콘 신호의 공액 신호(conjugate signal)이다.
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