DE102007030968A1

DE102007030968A1 - Vorrichtung und Verfahren zum Ausgleich von Frequenz-/Phasenverzerrungsschüben in empfangenen OFDM-Signalen

Info

Publication number: DE102007030968A1
Application number: DE102007030968A
Authority: DE
Inventors: Stefan Fechtel
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2006-07-13
Filing date: 2007-07-04
Publication date: 2008-01-24
Anticipated expiration: 2027-07-05
Also published as: DE102007030968B4; US7693095B2; US20080013442A1

Abstract

Ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Verarbeitung eines empfangenen orthogonalen Frequenzmultiplexsignals (OFDM) an einem Empfänger werden bereitgestellt, wobei besagtes Signal von einem oder mehr Übertragungsschüben von dem Sender verzerrt worden ist. Das Verfahren und die Vorrichtung erzeugen ein phasenausgeglichenes OFDM-Signal, beruhend auf einer Pre-Fast Fourier Transformation(pre-FET)-Phasenfortschrittsschätzung und die zeitliche Abfolge der einen oder mehr Übertragungsschübe betreffender Information.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet von OFDM-Signalempfängern.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Orthogonales Frequenzmultiplexen (OFDM) ist eine Vielfachträgerübertragungstechnik, worin ein einzelner Datenstrom über eine Anzahl von Unterträgern (SCs) geringer Rate übertragen wird. Ein OFDM-Signal beinhaltet eine Vielzahl von Symbolen. Jedes Symbol beinhaltet einen Überwachungsbereich („GI"), der eine Nachbildung des letzteren (oder letzten) Abschnitts („LS") des OFDM-Signals ist. Der GI dient daher als ein wiederkehrender Vorspann, der von dem ODFM-Empfänger zur Demodulierung des Signals verwendet wird.
Tragbare Vielfachmodengeräte können eingebettete Komponenten enthalten, die Mobilfunkdienste unterstützen, z.B. Sprache über GSM und andere Dienste, z.B. den Empfang von digitalem DVB-T/H Fernsehen oder IP-Datenströmen. Ein Übertragungsschub (Übertragungs-Burst) von einem dieser Dienste auf ein Gerät kann den Empfang und die Verarbeitung eines OFDM-Signals für einen anderen Dienst auf dem Gerät stören.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 stellt einen Frequenz-/Phaseneffekt aufgrund von Stromversorgungsspannungsschwankungen dar.
2 stellt eine Änderung (Δφ) in der Phase (φ) während eines Zeitabschnittes von N Abtastungen (n) aufgrund einer Änderung in der Frequenz Δf dar.
3 zeigt eine lineare Interpolation zwischen geschätzten Phasenfortschrittsabtastungen Δφ ⁀l, für ein OFDM-Signal.
4 zeigt eine Umsetzung einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die Blindbereichsabweichungsausgleich beinhaltet.
5 zeigt eine beispielhafte Vorrichtung zur Umsetzung einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Ausgleich von Frequenz/Phasenverzerrungsschüben in einem OFDM-Signal bereitgestellt. Dieses Problem tritt üblicherweise in Vielfachmodengeräten auf, die ein schubartiges Signal übertragen und gleichzeitig ein anderes OFDM-moduliertes Signal empfangen.
Gemäß eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur Verarbeitung eines empfangenen orthogonalen Frequenzmultiplexsignales (OFDM) an einem Empfänger bereitgestellt, wobei besagtes Signal von einem oder mehreren Übertragungsschüben von einem Sender gestört worden ist. Das Verfahren umfasst das Erzeugen eines phasenausgeglichenen OFDM-Signals, was auf einer Pre-Fast Fourier Transformation (pre-FFT) Phasenfortschrittsschätzung und die zeitliche Abfolge der einen oder mehr Übertragungsschübe betreffender Information beruht.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Gerät bereitgestellt, das einen OFDM-Empfänger und einen nicht-OFDM-Sender beinhaltet. Der OFDM-Empfänger verarbeitet ein empfangenes orthogonales Frequenzmultiplexsignal (OFDM), wobei besagtes Signal, so wie es empfangen wird, von einem oder mehr Übertragungsschüben des Senders verzerrt worden ist. Der OFDM-Empfänger erzeugt ein phasenausgeglichenes OFDM-Signal, was auf einer Pre-Fast Fourier Transformation (pre-FFT) Phasenfortschrittsschätzung und die zeitliche Abfolge der einen oder mehr Übertragungsschübe betreffender Information beruht.
Vorzugsweise beinhaltet die die zeitliche Abfolge der einen oder mehr Übertragungsschübe betreffende Information eine Anfangs- und eine Endzeit eines Übertragungsschubes, der während des OFDM-Symbols geschieht.
Gemäß weiterer Gesichtspunkte der oben aufgeführten Ausführungsform umfasst der Schritt des Erzeugens das Bestimmen einer geschätzten Phasenänderung für das OFDM-Symbol zur Endzeit, was auf der pre-FFT Phasenfortschrittsschätzung des OFDM-Symbols beruht. Eine geschätzte Phase des empfangenen OFDM-Signals über n Abtastpunkte kann dann durch Schätzen der Phase φ ⌢l,n des empfangenen OFDM-Signals zur Endzeit (φ ⌢l,end) als φ ⌢l,end = φ ⌢l,start + Δφ ⌢l bestimmt werden, worin l eine Symbolnummer besagten Symbols ist und φ ⌢l,start die geschätzte Phase des empfangenen Signals zur Startzeit ist und Δφ ⁀l eine geschätzte Phasenänderung für das OFDM-Signal zur Endzeit ist, was auf der pre-FFT Phasenfortschrittsschätzung des OFDM-Symbols beruht.
Die pre-FFT Phasenfortschrittsschätzung (Δφ ⌢l) kann definiert werden als
wobei r das empfangene OFDM-Signal ist, r* die komplex Konjugierte des empfangenen OFDM-Signals r ist, N die Zahl der Abtastpunkte n zwischen einem Anfang des Überwachungsbereichs und einem Anfang des letzteren Abschnitts ist, und l eine OFDM-Symbolnummer besagten Symbols ist.
Gemäß eines weiteren Gesichtspunktes der Ausführungsformen, auf die sich oben bezogen wurde, kann Blindbereichsphasenausgleich bereitgestellt werden. Gemäß dieser Variante, falls ein Übertragungsschub während einer Zeitspanne zwischen einem Mittelpunkt des letzteren Abschnitts des Symbols und einem Mittelpunkt des Überwachungsbereiches eines nächsten Symbols (der Blindbereich) auftritt, umfasst der Schritt des Erzeugens weiterhin das Bestimmen einer geschätzten Phase des empfangenen Signals zwischen dem Mittelpunkt des letzteren Abschnittes des Symbols und dem Mittelpunkt des Überwachungsbereiches eines nächsten Symbols, was auf einer Verlaufskurve der geschätzten Phase während eines Zeitintervalls unmittelbar vor dem Mittelpunkt des letzteren Segmentes beruht.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung zur Erzeugung eines auf einem von einem Empfänger empfangenen OFDM-Signal beruhenden berichtigten orthogonalen Frequenzmultiplexsignals (OFDM) bereitgestellt, wobei besagtes empfangenes Signal von einem oder mehr Übertragungsschüben von einem Sender verzerrt worden ist. Die Vorrichtung beinhaltet eine Korrelationskomponente, eine Phasenschätzerkomponente und eine Phasenausgleichskomponente.
Die Korrelationskomponente beinhaltet einen Speicher und einen komplexwertigen Korrelationsvervielfachungsansammler (MAC; correlator multiply and accumulate). Der MAC empfängt als Eingabe r_l,n und r*_l,n- _N, worin r das empfangene OFDM-Signal ist, r* die komplex Konjugierte des empfangenen OFDM-Signals r ist, N die Zahl der Abtastpunkte n zwischen einem Anfang des Überwachungsbereiches und einem Anfang des letzteren Abschnitts ist, und 1 eine OFDM-Symbolnummer ist.
Die Phasenschätzerkomponente beinhaltet einen Argumenterzeuger, der an einen Ausgang des MAC der Korrelationskomponente gekoppelt ist. Der Argumentgenerator gibt eine pre-FFT Phasenfortschrittsschätzung (Δφ ⌢l) aus, wobei:
Die Phasenschätzerkomponente erzeugt eine geschätzte Phasenverlaufskurve φ ⌢l,n des erzeugten OFDM-Signals, was auf einer pre-FFT Phasenfortschrittsschätzung und die zeitliche Abfolge der einen oder mehr Übertragungsschübe betreffender Information beruht.
Der Phasenausgleich empfängt die geschätzte Phasenverlaufskurve φ ⌢l,n von der Phasenschätzerkomponente und das empfangene Signal r_l,n von der Korrelationskomponente und erzeugt ein ausgeglichenes OFDM-Signal r(c)l,n = exp(–j2πφ ⌢l,n)·rl,n.
Die verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nun in weiteren Einzelheiten im Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
Wie oben erklärt, werden gemäß der vorliegenden Erfindung eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Ausgleich von Frequenz-/Phasenverzerrungsschüben in einem OFDM-Signal bereitgestellt. Dieses Problem tritt üblicherweise in Vielfachmodengeräten auf, die ein schubartiges Signal übertragen und gleichzeitig ein anderes OFDM-moduliertes Signal empfangen.
In dieser Hinsicht können tragbare Vielfachmodengeräte eingebettete Module enthalten, die Mobilfunkdienste unterstützen, z.B. Sprache über GSM und andere Dienste, z.B. Empfang von DVB-T/H digitalem Fernsehen oder IP-Datenströmen. Ein Übertragungsschub von einem dieser Dienste auf ein Gerät kann den Empfang und die Verarbeitung eines OFDM-Signals für einen anderen Dienst auf dem Gerät stören.
Während der Mobilfunkübertragungsphase eines Senders für einen Dienst kann das auf dem Empfänger für andere Dienste empfangene OFDM-Signal auf etliche Arten beeinträchtigt werden. Zum Beispiel können RF-Signale von dem Sender („Tx") in den Empfänger lecken (z.B. Blocken) oder eine schubartige Tx-Last kann die Versorgungsspannung des Empfängers ändern. Während das Blocken üblicherweise durch Bandabweisungsfilterung angegangen wird, ist dynamische Modulation der Stromversorgung schwieriger zu handhaben.
Obwohl Versorgungsspannungsschwankungen üblicherweise durch Niedrigabfallregler (LDO) unterdrückt werden, bleibt oft eine „Restregeldifferenz" der Spannung zurück, besonders in hochintegrierten Handapparaten, wo alle eingebetteten Anschlüsse ihre Energie von einer einzigen Batterie beziehen. Dieser Effekt kann entscheidende Empfängerfunktionen stören, insbesondere lokale Oszillatoren (LO), deren augenblickliche Frequenz und Phase durch Stromversorgungsmodulation verzerrt werden.
Dieses Problem ist in 1 dargestellt, die den vorherrschenden Frequenz-/Phaseneffekt aufgrund von Stromversorgungsspannungsschwankungen zeigt. Es sollte bemerkt werden, dass 1 ein einfacher Fall ist, und dass zusätzliche Phasenstufen ebenso wie Anstiegs/Abfallstransienten ebenfalls auftreten können. Auf jeden Fall wurde herausgefunden, dass eine typische (Rest)regeldifferenz der Spannung von 100 mV Kristallfrequenzverzerrung in der Größenordnung von 0.1 ppm oder mehr hervorrufen kann. Eingebettete Radios, die im UHF-Bereich arbeiten (wie DVB-T/H-Empfänger), leiden demnach unter einem schubartigen Frequenzverzerrungsmuster mit Frequenzversätzen (Δf) in der Größenordnung von 100 Hz oder mehr. Da typische Mobilfunkschubdauern im Bereich von einigen hundert Mikrosekunden liegen, übertragen sich diese Frequenzversätze auf schnelle Phasenverschiebungen in der Größenordnung von einigen zehn Grad pro Tx-Schub. Diese Phasenverschiebungen stören OFDM-Kanalschätzung und -nachweis erheblich.
Im Allgemeinen sind die Übertragungsschübe (Tx) und die empfangenen OFDM-Signale asynchron. Des Weiteren können die Frequenzverschiebungen Δf für jeden Schub unterschiedlich sein (z.B. wegen der Tx-Leistungssteuerung).
Da die Frequenz-/Phasenverlaufskurven plötzlichen Änderungen innerhalb von OFDM-Symbolintervallen unterliegen, konzentrieren wir uns auf Frequenz-/Phasenschätzungs- und -berichtigungsverfahren, die in der Zeitdomäne arbeiten. Derartige pre-FFT-Modelle können sich nicht auf Piloten stützen und nutzen daher die Zeitdomänenstruktur des OFDM-Signals, z.B. die Tatsache, dass der übertragene Überwachungsbereich (GI) eine Kopie des letzteren Abschnitts (LS) des OFDM-Symbols ist. Wie oben erklärt, ist der GI (Überwachungsbereich) ein periodischer Vorspann. GI ist eine Kopie des letzten Teiles des OFDM-Signals (LS) und wird vor dem effektiven Teil des Signals übertragen. Daher sollten in einem OFDM-Signal die empfangenen GI- und LS-Abschnitte identisch sein. Im Falle einer Versorgungsspannungsregeldifferenz jedoch, die durch eine schubartige Tx-Last hervorgerufen wird, sind die empfangenen GI- und LS-Abschnitte, wie sie von dem Empfänger interpretiert werden, durch Vielfachpfad- und Phasenrotation gestört.
1 beinhaltet, von oben nach unten, Diagramme von:

1) einem Übertragungsschub (Tx-Schub) von einem Mobilfunksender;
2) eine Änderung in der Frequenz (Δf) an einem OFDM-Empfänger (OFDM Rx), die durch den Tx-Schub verursacht wird;
3) eine Phasenverlaufskurve (φ) an dem OFDM Rx, die durch den Tx-Schub verursacht wird;
4) die OFDM-Symbole an dem OFDM Rx.

In 1 ist T_b die Zeitdauer des Übertragungsschubs (Tx-Schub) von dem Mobilfunksender und T_c ist das Intervall (das asynchron sein kann) zwischen Tx-Schüben. Die entsprechende Anderung in der Frequenz (Δf) und der Phase (φ) ist aufgetragen. Wie oben erklärt kann die Änderung in der Frequenz (Δf) für jeden Tx-Schub verschieden sein. 1 stellt sechs (6) OFDM-Signale dar, von denen jedes eine Symboldauer T_s hat. Jedes Symbol beinhaltet einen Überwachungsbereich (GI) und einen letzteren Abschnitt (LS). Jeder Überwachungsbereich (GI) hat eine Dauer (T_g), die sich über eine Anzahl von Abtastpunkten Ng erstreckt, gefolgt von einem effektiven Teil des Symbols (das sich von dem Ende von GI bis zum Ende von LS erstreckt) mit einer Dauer T_u, die sich über eine Anzahl von Abtastpunkten N erstreckt.
Wie oben erklärt, ist GI in einem OFDM-Symbol identisch mit LS. Wegen der durch den Tx-Schub verursachten Anderung in der Frequenz/Phase jedoch, wird GI nicht identisch mit LS sein, wenn der Empfänger Rx das ODEM-Symbol verarbeitet.
Diese Verzerrung der empfangenen GI- und LS-Abschnitte durch Vielfachpfad- und Phasenrotation ist mit einem bekannten pre-FFT-Algorithmus zur Trägerfrequenzerfassung angegangen worden, wie beispielsweise beschrieben in F. Daffara und O. Adami, „A novel carrier recovery technique for orthogonal multicarrier system", Eur. Trans. Telecommun., vol. 8, no. 4, pp. 323–334 (Juli 1996); J. van de Beek, M. Sandell, und P. Börjesson, „ML estimation of time and frequency Offset in OFDM systems", IEEE Trans. Signal Processing, vol. 45, pp. 1800–1805 (Juli 1997); und M. Speth, S. Fechtel, G. Fock, und H. Meyr, „Optimum receiver design for wireless broad-band systems using OFDM – Part I", IEEE Trans. Commun., vol. 47, no. 11 (November 1999), hierin durch Bezugnahme mitaufgenommen.
2 stellt die Änderung (Δφ) in der Phase (φ) während eines Zeitintervalls von N Abtastpunkten (n) aufgrund einer Änderung in der Frequenz Δf dar, wobei N_g sich auf die Dauer (in Abtastpunkten) des Überwachungsbereiches (GI) bezieht, N_s sich auf die Dauer (in Abtastpunkten) des OFDM-Symbols bezieht, und T_u sich auf die nützliche OFDM-Symboldauer (über N Abtastpunkte) bezieht.
Korrelation des GI mit dem LS und Nehmen des Arguments ergibt den geschätzten Phasenfortschritt Δφ ⌢ innerhalb der nützlichen ODFM-Symboldauer T_u und die Trägerfrequenzschätzung Δf = Δφ ⌢/(2πTu).
Es wurde herausgefunden, dass trotz Vielfachpfadverzerrung diese Art von Freuqenzschätzung recht genau ist (in der Größenordnung von 1%), insbesondere für lange OFDM-Symbole (wie bei DVB-T/H). Siehe beispielsweise M. Speth, S. Fechtel, G. Fock, und H. Meyr, „Optimum receiver design for wireless broad-band systems using OFDM – Part II: A case study", IEEE Trans. Commun., vol. 49, no. 4 (April 2001), aufgenommen durch Bezugnahme.
Auf dem gleichen Prinzip beruhend ist ein Algorithmus zur pre-FFT Phasenverfolgung („Phasenangleichung") entwickelt worden. Im Bezug auf 3 kann der Algorithmus durch lineares Interpolieren zwischen geschätzten Phasenfortschrittsabtastpunkten Δφ ⁀l (OFDM-Symbol l = 0, 1, 2, ...) einer zeitlich veränderlichen Phasenverlaufskurve (zumindest ihrer Tiefpasskomponenten) folgen und sie ausgleichen, wodurch der Effekt von Doppler- und Phasenrauschen abgeschwächt wird. In dieser Hinsicht werden geschätzte Phasenfortschrittsabtastpunkte Δφ ⁀l wie folgt abgeschätzt:
wobei r das empfangene OFDM-Signal ist, r* die komplex Konjugierte des Signals r ist, N die Zahl der Abtastpunkte in T_u ist, und l die OFDM-Symbolnummer ist. Wie in 3 dargestellt, da LS und GI die gleiche Dauer haben, wird der Abtastpunkt n = N für ein gegebenes Symbol dem Anfang von LS entsprechen.
Daraus folgt, dass in Gleichung 1 für jedes Symbol l r_l,n·r*_l,n-N gleich r_l,n·r*_l,0 ist, wenn n = N, wodurch das empfangene Signal bei n = N (dem Anfang von LS) mit der komplex Konjugierten des empfangenen Signals bei n = 0 (dem Anfang von GI) multipliziert wird. Analog ist für jedes Symbol l r_l,n·r*_l,n-N gleich r_l,N+Ng-1·r*_l,Ng-1, wenn n = N + Ng – 1, wodurch das empfangene Signal bei N = N + Ng – 1 (dem Ende von LS) mit der komplex Konjugierten des empfangenen Signals bei n = Ng – 1 (dem Ende von GI) multipliziert wird.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Frequenz-/Phasenverschiebung in einem an einem Empfänger Rx eines Vielfachmodengerätes empfangenen OFDM-Signal, die durch eine schubartige Übertragung von einem Sender Tx des Vielfachmodengerätes verursacht wird, ausgeglichen durch Anwenden von i) einer pre-FFT Phasenfortschrittsschätzung gemäß beispielsweise Gleichung 1 und ii) Zeitabfolgeinformation auf die störenden Tx-Schübe.
Diese Frequenz-/Phasenschubschätzungs-/-ausgleichstechnik beruht auf pre-FFT Phasenschätzung und der Verfügbarkeit von genauer Tx-Schubzeitabfolgeinformation (An/Abschaltzeitpunkte) in dem OFDM-Empfänger.
Als Beispiel werden wir einen einfachen Fall darstellen, worin frequenzverschiebende Schübe im Wesentlichen rechteckig sind (Δf konstant während eines Tx-Schubs), so dass die Phase φ(t) einer abschnittsweise linearen Charakteristik folgt. Im Bezug auf 4 wird die bekannte Schubzeitabfolge auf der OFDM-Skala l,n (Symbolindex l = 0, 1, 2, ..., Abtastpunktindex n = 0, ..., Ng + N – 1) durch An- und Abschaltzeitpunkte n_l,on und n_l,off dargestellt. Tx-Schübe, die sich über zwei (oder mehr) Symbole erstrecken, werden mathematisch in Teilschübe geteilt, die an den OFDM-Symbolgrenzen beginnen oder enden.
Erwartungstreue Phasenschätzung beruht auf dem Vorliegen einer eindeutigen Beziehung zwischen dem (beobachtbaren) Phasenfortschrittsabtastpunkt Δφ_l und der (tatsächlichen) Phasenverlaufskurve Δφ_l,n (abgesehen von einem belanglosen feststehenden Phasenversatz).
Streng genommen würde dies erfordern, dass i) jedes OFDM-Symbol von nicht mehr als einem Tx-Schub betroffen ist (erfüllt, solange T_c – T_b ≥ T_s), ii) Phasenfortschritte ausschließlich Tx-Schüben zugeordnet werden können, und iii) der Tx-Schub sich nicht über „Blindbereiche" an OFDM-Symbolgrenzen erstreckt.
Diese Bedingungen können allerdings für eine Anzahl an Spezialfällen gelockert werden. Zum Beispiel ist die Verletzung von i) zulässig, falls der Frequenzversatz Δf tatsächlich über die Dauer eines OFDM-Symbols hinweg konstant ist, die Beschränkung ii) kann durch einen Spezialalgorithmus (weiter unten erörtert) überwunden werden, und Bedingung iii) kann mit Blindbereichsabweichungsausgleich ausgeglichen werden (weiter unten erörtert).
Diese letzte Bedingung iii) spiegelt die Tatsache wider, dass auf Korrelation beruhende pre-FFT Phasenschätzung keine Phasenänderung innerhalb von Blindbereichen (zweite Hälfte von LS und erste Hälfte von GI) ermittelt. Das Auslassen einiger Anteile (Δφ_l,miss) des Phasenfortschritts jedoch macht die Phasenschätzung abweichend. In Anbetracht dessen, dass Tx-Schübe OFDM-Symbolgrenzen recht häufig treffen können, ist die Wiederherstellung ausgelassener Anteile sehr wünschenswert, um Phasenunstetigkeiten in der OFDM-Kanalschätzung und -ermittlung zu vermeiden (oder abzuschwächen). Deshalb wird gemäß weiterer Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung Blindbereichsabweichungsausgleich bereitgestellt.
4 stellt eine Umsetzung einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, die Blindbereichsabweichungsausgleich beinhaltet. 4 zeigt vier OFDM-Symbole (OFDM 1, OFDM 2, OFDM 3, OFDM 4). Für OFDM 1 ist der Mittelpunkt des GI mit Ng/2 bezeichnet und der Mittelpunkt von LS- ist mit N_LS/2 bezeichnet. Diese Mittelpunkte werden auch mit unbezeichneten vertikalen Linien in OFDM 2, OFDM 3 und OFDM 4 abgegrenzt. Beginnend auf der linken Seite der 4 beginnt ein Tx-Schub der Dauer N_b zu einer Zeit n_1,on und endet zu einer Zeit n_1,off. Die Phasenverlaufskurve (φ) des Signals (r) an dem Empfänger ist über den OFDM-Symbolen aufgetragen. Wie dargestellt verursacht der TX-Schub zwischen n_1,on und n_1,off eine Veränderung in Δφ₁ während der Dauer N_b. Die geschätzte Phasenverlaufskurve φ ⁀ ist beruhend auf
(Gleichung 1) aufgetragen, worin Δφ ⁀l die geschätzte Phasenänderung aufgrund des Tx-Schubes zwischen n_1,on und n_1,off ist.
Wie oben erklärt bezieht sich der Begriff Blindbereich, so wie er hierin verwendet wird, auf die Zeitspanne, die an dem Mittelpunkt von LS in einem Symbol (z.B. der Mittelpunkt von LS von OFDM 1) beginnt, bis zu dem Mittelpunkt von GI in dem nächsten Symbol (z.B. der Mittelpunkt von GI von OFDM 2).
Daraus folgt, dass der Tx-Schub zwischen n_1,on und n_1,off nicht durch einen Blindbereich verläuft.
Ein zweiter Tx-Schub erstreckt sich von einer Zeit n_2,on in OFDM 2 bis zu einer Zeit n_3,off in OFDM 3. Wie oben erklärt werden Tx-Schübe, die von einem OFDM-Symbol zu einem anderen OFDM-Symbol verlaufen, gemäß der vorliegenden Erfindung zu Untersuchungszwecken in zwei Schübe aufgeteilt, wobei der erste Schub an der Grenze der ersten und zweiten Symbole endet und der zweite Schub an der Grenze des ersten Symbols und der zweiten Symbole anfängt. Daraus folgt, dass der Schub, auf den oben Bezug genommen wird, in einen ersten Tx- Schub, der sich von einer Zeit n_2,on bis zu einer Zeit n_2,off erstreckt, und einen zweiten Tx-Schub aufgeteilt wird, der sich von einer Zeit n_3,on bis zu einer Zeit n_3,off erstreckt. In dieser Hinsicht bemerken wir, dass vorzugsweise n_2,off und n_3,on im Wesentlichen zur selben Zeit auftreten. Daraus folgt, dass der Tx-Schub, der sich von einer Zeit n_2,on zu einer Zeit n_2,off erstreckt, durch einen Blindbereich verläuft, der sich von dem Mittelpunkt von LS in OFDM 2 bis n_2,off erstreckt, und der Tx-Schub, der sich von einer Zeit n_3,on zu einer Zeit n_3,off erstreckt, durch einen Blindbereich verläuft, der sich von n_3,on zu dem Mittelpunkt von GI in OFDM 3 erstreckt. Wie unten erklärt, kann dies zu Berechnungszwecken der geschätzten Phasenverlaufskurve φ ⁀ als ein einziger Blindbereich behandelt werden, der sich von dem Mittelpunkt von LS in OFDM 2 bis zu dem Mittelpunkt von GI in OFDM 3 erstreckt.
Im Bezug auf 4 verursacht der Tx-Schub von n_2,on bis zu dem Mittelpunkt von LS in OFDM 2 eine Phasenänderung Δφ₂, die als Δφ ⁀2 gemäß Gleichung 1 geschätzt wird. Die ergibt eine geschätzte Phasenverlaufskurve φ ⁀ zwischen n_2,on und dem Mittelpunkt von LS in OFDM 2. Der Tx-Schub erstreckt sich jedoch jenseits des Mittelpunktes von LS in den Blindbereich zwischen dem Mittelpunkt von LS von OFDM 2 bis zu dem Mittelpunkt von GI in OFDM 3. Ein Blindbereichsausgleich wird daher angewandt.
Vorzugsweise schätzt der Blindbereichsausgleich die Phasenänderung während des Blindbereichs Δφ ⁀2,miss beruhend auf der Phasenänderung in dem vorangehenden Teil des Tx-Schubes. Am vorteilhaftesten wird die Steigung von φ ⁀ während des Blindbereichs auf die (gemittelte) Phasensteigung s_l= 2πΔf_lT_s gesetzt (radian pro Abtastpunkt während der Abtastdauer T_s). In Fortsetzung des Beispiels von 4 dauert der Tx-Schub jenseits des Blindbereichs von dem Mittelpunkt von GI bis hin zu n_3,off an. Der Tx-Schub von dem Mittelpunkt von GI bis n_3,off in OFDM 3 verursacht eine Phasenänderung Δφ₃, die als Δφ ⁀3 gemäß Gleichung 1 geschätzt wird. Dies ergibt eine geschätzte Phasenverlaufskurve φ ⁀ zwischen dem Mittelpunkt von GI bis n_3,off. Diese Verlaufskurve wird als „erwartungstreu" bezeichnet, weil der Blindbereichsausgleich angewandt worden ist. Auch dargestellt (als gestrichelte Linie) ist die Verlaufskurve ohne den Blindbereichsausgleich (als „abweichend" bezeichnet).
Gemäß eines weiteren Gesichtspunktes der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die oben umrissen wurde, wird eine Frequenz-/Phasenschubschätzungs-/-ausgleichstechnik bereitgestellt, die die folgenden Schritte umfasst:

i) Erzeugung einer Phasenfortschrittsschätzung Δφ ⁀l über pre-FFT-Korrelation (LS und GI):
ii) Wiederherstellung der Phasenverlaufskurvenschätzung φ ⁀l,n aus der Phasenfortschrittsschätzung Δφ ⁀l, was vorzugsweise Blindbereichsabweichungsausgleich beinhaltet;
iii) Phasenausgleich (Rückdrehung) unter Benutzung der geschätzten Phasenverlaufskurve φ ⁀l,n r(c)l,n = exp(–j2πφ ⁀l,n)worin r^(c) _l,n das ausgeglichene empfangene Signal ist.

Die Frequenz-/Phasenschubschätzungs-/-ausgleichstechnik hat gemäß verschiedener Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung eine Anzahl an Vorteilen. Insbesondere kann Schubfrequenz-/-phasenschätzungs-/-ausgleichsverarbeitung gemäß den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ausschließlich in der Zeitdomäne (pre-FFT) vor der OFDM-Demodulation (FFT) durchgeführt werden. Zusätzlich kann das Verfahren gemäß verschiedener Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sofortigen Schubfrequenz-/phasenausgleich auf einer pro-OFDM-Symbol-Grundlage durchführen. Mit anderen Worten kann Phasenberichtigung auf das gleiche OFDM-Symbol angewandt werden, das für die Phasenschätzung verwendet worden ist. Weiterhin, vorausgesetzt, dass eine eindeutige Beziehung zwischen Phasenfortschritt Δφ_l und Phasenverlaufskurve φ_l,n besteht oder wiederhergestellt werden kann, können die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung an jedes Tx-Schubmuster (Zeitpunkte, Länge T_b, Länge T_c) angepasst werden. Dies ist der Fall für viele Anwendungen von Belang, einschließlich GSM/GPRS und DVB-T/H, wobei die Tx-Stillezeitspanne (T_c – T_b) = (4.6 – 0.577)ms die OFDM-Symboldauer T_s ≤ 1.1ms übersteigt.
Es sollte auch bemerkt werden, dass vorausgesetzt, dass die eindeutige Beziehung zwischen Δφ_l und φ_l,n aufrechterhalten bleibt, die Parameter des störenden Schubes (Länge T_b, Dauer T_c) zeitlich veränderlich sein können (wie z.B. bei WLAN).
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann Intersymbolstörung (ISI), die die Korrelatorausgabe (r^(c) _l _, _n) ungünstig beeinflusst, durch Verkürzen der Summation verringert werden, z.B. von n = N,...,N + Ng – 1 auf n = N + Ni,...,N + Ng – 1 (d.h., dass die ersten Ni Abtastpunkte fallengelassen werden, wobei Ni die Dauer in Abtastpunkten der Intersymbolstörung ist).
Gemäß einer anderen Variante der vorliegenden Erfindung können in Anwendungen, wo zusätzliche Charakteristika der Struktur der Frequenz-/Phasenmusters (Anstiegs/Abfalltransienten, Frequenzregeldifferenz, zusätzliche Phasenstufen, usw.) innerhalb des Schubes bekannt sind, diese Charakteristika in Betracht gezogen werden, wenn die Phasenverlaufskurvenschätzung φ ⁀l,n berechnet wird.
Gemäß eines anderen Gesichtspunktes der vorliegenden Erfindung können Frequenz-/Phasenversatzabtastpunkte Δφ ⁀l, die unter Ruhebedingungen (OFDM-Symbole frei von Tx-Störung) gesammelt werden, zur gewöhnlichen Frequenz-/Phasenverfolgung verwendet werden. Falls außerdem von der Schubfrequenzverschiebung Δf bekannt ist, dass sie zeitlich unveränderlich ist oder sich sehr langsam ändert, kann Glätten auf die Abfolge der Phasenfortschrittsschätzungen Δφ ⁀l angewandt werden, bevor die Phase φ ⁀l,n rekonstruiert wird.
Falls zusätzlich zu Schubfrequenzverschiebungen Δf erhebliches Doppler- oder Phasenrauschen vorhanden ist, werden die zwei entsprechenden Phasenverlaufskurven überlagert. Daher wäre es wünschenswert, die Phasenänderungen aufgrund von Doppler- und anderem Phasenrauschen von Phasenänderungen aufgrund eines Tx-Schubes zu trennen. Falls die Phasenverlaufskurve, die von Doppler- und/oder Phasenrauschen verursacht wird, hinreichend glatt ist und die Stilledauer zwischen störenden Tx-Schüben hinreichend groß ist, dann kann Δφ ⁀l für die ruhigen OFDM-Symbole, die das/die Symbol(e) umgeben, das/die von einem Schub betroffen ist/sind – was Phasenänderungen aufgrund von Doppler- und anderem Phasenrauschen, aber nicht Tx-Schüben beinhaltet –, verwendet werden (z.B. durch Glätten), um den Teil Δφ ⁀l,burst, der dem Tx-Schub zugeordnet wird, von dem Teil Δφ ⁀l,Doppler/PN zu unterscheiden, der Doppler-/Phasenrauschen zugeordnet wird.
Falls zusätzlich von Δf während eines Schubes bekannt ist, dass sie zeitlich unveränderlich ist oder sich sehr langsam ändert, kann Glätten auf eine Abfolge {Δφ ⁀l,burst} angewandt werden, bevor die Phase φ ⁀l,n rekonstruiert wird.
Zusätzlich kann für MIMO-Empfang mit einer einzigen Bezugsfrequenz, die alle Nrx Empfängerketten steuert, die Frequenz-/Phasenschätzung durch Verwendung von empfangenen Signalen r_r,l,n (r = 1, ..., Nrx) von allen Nrx Rx-Ketten (oder einer Untergruppe daraus) zur Phasenfortschrittsschätzung verbessert werden, z.B über die Korrelation
Eine beispielhafte Vorrichtung zur Umsetzung einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun im Bezug auf 5 beschrieben werden. Die Vorrichtung beinhaltet eine Korrelationskomponente, eine Phasenschätzerkomponente und eine Phasenausgleichskomponente. Ein OFDM-Signal r wird von einem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) an der Korrelationskomponente empfangen, und ein berichtigtes Signal r_c wird von der Phasenausgleichskomponente ausgegeben.
Die Korrelationskomponente beinhaltet einen Speicher und einen komplexwertigen Korrelator MAC (Vervielfachungsansammler), der mit „accu" bezeichnet ist. Der Speicher speichert bis zu N + Ng komplexe Abtastpunkte eines einzelnen OFDM-Symbols und dient als FIFO während der Korrelation. Vorzugsweise wird dieser Speicher mit dem FFT-Eingabespeicher geteilt. Auf jeden Fall empfängt MAC als Eingabe r_l,n und r*_l _,n _-N und stellt eine Ausgabe für „arg" in der Phasenausgleichskomponente bereit, die das Argument
erzeugt. Der komplexwertige Korrelator MAC („accu") ist zumindest aktiv, solange die Ng letzten Abtastpunkte eines OFDM-Symbols empfangen werden. Die Erzeugung des Argumentes („arg") kann beispielsweise mit dem CORDIC-Algorithmus durchgeführt werden. Die quantisierten Phasenabtastpunkte, die von einer Phasenverlaufskurvenschätzungsfunktion erzeugt werden, können dann zur Anwahl einer Nachschlagetabelle (LUT) verwendet werden, deren gespeicherte Zeigerabtastpunkte geeignet in Amplitude und Phase quantisiert sind. Die Zeigerausgabe der LUT und die Eingabeabtastpunkte, die von dem FFT-Eingabespeicher empfangen werden, werden in einen Multiplikator eingegeben, um die Eingabeabtastpunkte, die von dem FFT-Eingabespeicher erhalten worden sind, auf ihre Phase hin zu berichtigen, was in einem Signal r^(c) _l,n mündet. In dieser Hinsicht muss der Multiplikator lediglich die N nützlichen Abtastpunkte verarbeiten (Ng Überwachungsbereichsabtastpunkte werden fallengelassen). Um die Verzögerung zu minimieren, wird die Phasenberichtigung vorzugsweise während der Verarbeitung der ersten FFT-Stufe durchgeführt. Die Phasenausgleichshardware (LUT, Multiplikator) kann mit regelgerechter Trägerfrequenzsynchronisation geteilt werden. Daraus folgt, dass die Umsetzung der Frequenz-/Phasenschubschätzungs-/ausgleichstechniken gemäß der vorliegenden Erfindung keine erhebliche zusätzliche Hardware und geringfügige zusätzliche Wartezeit erfordert.
In der vorangegangenen Ausführung ist die Erfindung im Bezug auf bestimmte beispielhafte Ausführungsformen und Beispiele davon beschrieben worden. Es sollte jedoch offensichtlich sein, dass verschiedene Ausprägungen und Änderungen daran vorgenommen werden können, ohne vom weiteren Sinne und Umfang der Erfindung, wie sie in den folgenden Ansprüchen dargelegt wird, abzuweichen. Die Beschreibung und Zeichnungen sollen demgemäß in einer veranschaulichenden Art und Weise und nicht in einschränkendem Sinne aufgefasst werden.

Claims

Ein Verfahren zur Verarbeitung eines empfangenen orthogonalen Frequenzmultiplexsignals (OFDM) an einem Empfänger, wobei besagtes Signal von einem oder mehr Übertragungsschüben von einem Sender verzerrt worden ist, umfassend das Erzeugen eines phasenausgeglichenen OFDM-Signals, beruhend auf einer Pre-Fast Fourier Transformation (pre-FFT)-Phasenfortschrittsschätzung und die Zeitabfolge von einem oder mehr Übertragungsschüben betreffender Information.
Das Verfahren von Anspruch 1, wobei die die Zeitabfolge von dem einem oder mehr Übertragungsschüben betreffende Information eine Anfangszeit und eine Endzeit eines Übertragungsschubes beinhaltet, der während des OFDM-Symbols auftritt.
Das Verfahren von Anspruch 2, wobei besagtes Erzeugen das Bestimmen einer geschätzten Phasenänderung für das OFDM-Symbol zu der Endzeit beruhend auf der pre-FFT Phasenfortschrittsschätzung des OFDM-Symbols umfasst.
Das Verfahren von Anspruch 3, wobei besagtes Erzeugen weiterhin das Bestimmen einer geschätzten Phase des empfangenen OFDM-Signals über n Abtastpunkte durch die Schätzung der Phase φ ⁀l,n des empfangenen OFDM-Signals zu der Endzeit (φ ⁀l,end) als φ ⁀l,end = φ ⁀l,start + Δφ ⁀l umfasst, worin l eine Symbolnummer besagten Symbols ist, und φ ⁀l,start die geschätzte Phase des empfangenen Signals zu der Anfangszeit ist, und Δφ ⁀l eine geschätzte Phasenänderung für das OFDM-Symbol zu der Endzeit beruhend auf der pre-FFT Phasenfortschrittsschätzung des OFDM-Symbols ist.
Das Verfahren von Anspruch 4, wobei besagtes Erzeugen weiterhin das Bestimmen einer geschätzten Phase des empfangenen OFDM-Signals zwischen φ ⁀l,start und φ ⁀l,end über Interpolation umfasst.
Das Verfahren von Anspruch 5, wobei besagte Interpolation eine lineare Interpolation ist.
Das Verfahren von Anspruch 5, weiterhin umfassend den Schritt des Erzeugens eines berichtigten OFDM-Signals beruhend auf der geschätzten Phase des empfangenen OFDM-Signals.
Das Verfahren von Anspruch 3, wobei die pre-FFT-Phasenfortschrittsschätzung bestimmt wird als eine Funktion: i) des empfangenen OFDM-Signals während eines Überwachungsbereiches und einem letzterem Abschnitt eines OFDM-Symbols; und ii) einer komplex Konjugierten des empfangenen OFDM-Signals während des Überwachungsbereiches und dem letzteren Abschnitt des OFDM-Symbols.
Das Verfahren von Anspruch 8, wobei die pre-FFT-Phasenfortschrittsschätzung (Δφ ⁀l) festgelegt ist als:
worin r das empfangene OFDM-Signal ist, r* die komplex Konjugierte des empfangenen OFDM-Signals r ist, N die Anzahl von Abtastpunkten n zwischen einem Anfang des Überwachungsbereiches und einem Anfang des letzteren Abschnittes ist, und l eine OFDM-Symbolnummer besagten Symbols ist.
Das Verfahren von Anspruch 9, wobei besagtes Erzeugen weiterhin das Bestimmen einer geschätzten Phase des empfangenen OFDM-Signals über n Abtastpunkte durch Schätzen der Phase φ ⁀l,n des empfangenen OFDM-Signals zur Endzeit (φ ⁀l,end) als φ ⁀l,start = φ ⁀l,start Δφ ⁀l umfasst, worin l eine Symbolnummer besagten Symbols ist, und φ ⁀l,start die geschätzte Phase des empfangenen Signals zu der Anfangszeit ist.
Das Verfahren von Anspruch 10, wobei besagtes Erzeugen weiterhin das Bestimmen einer geschätzten Phase des empfangenen OFDM-Signals zwischen φ ⁀l,start und φ ⁀l,end über Interpolation umfasst.
Das Verfahren von Anspruch 11, wobei besagte Interpolation eine lineare Interpolation ist.
Das Verfahren von Anspruch 11, wobei, falls ein Übertragungsschub während einer Zeitdauer zwischen einem Mittelpunkt des letzteren Abschnitts des Symbols und einem Mittelpunkt des Überwachungsbereiches eines nächsten Symbols auftritt, der Schritt des Erzeugens weiterhin das Bestimmen einer geschätzten Phase des empfangenen Signals zwischen dem Mittelpunkt des letzteren Abschnitts des Symbols und dem Mittelpunkt des Überwachungsbereiches eines nächsten Symbols beruhend auf einer Verlaufskurve der geschätzten Phase während eines Zeitintervalls unmittelbar vor dem Mittelpunkt des letzteren Abschnitts umfasst.
Das Verfahren von Anspruch 5, wobei, falls ein Übertragungsschub während einer Zeitdauer zwischen einem Mittelpunkt des letzteren Abschnitts des Symbols und einem Mittelpunkt des Überwachungsbereiches eines nächsten Symbols auftritt, der Schritt des Erzeugens weiterhin das Bestimmen einer geschätzten Phase des empfangenen Signals zwischen dem Mittelpunkt des letzteren Abschnitts des Symbols und dem Mittelpunkt des Überwachungsbereiches eines nächsten Symbols beruhend auf einer Verlaufskurve der geschätzten Phase während eines Zeitintervalls unmittelbar vor dem Mittelpunkt des letzteren Abschnitts umfasst.
Das Verfahren von Anspruch 9, weiterhin umfassend das selektive Anwenden eines Glättungsalgorithmus auf die pre-FFT-Phasenfortschrittsschätzung des OFDM-Symbols beruhend auf einem vorbestimmten Auswahlmerkmal.
Das Verfahren von Anspruch 15, wobei das vorbestimmte Auswahlmerkmal die Bestimmung beinhalt, dass eine Änderung in der Frequenz des Übertragungsschubes im Wesentlichen zeitlich unveränderlich ist.
Eine Vorrichtung zur Verarbeitung eines empfangenen orthogonalen Frequenzmultiplexsignals (OFDM) an einem Empfänger, wobei besagtes Signal von einem oder mehr Übertragungsschüben von einem Sender verzerrt worden ist, wobei die Vorrichtung einen Rechner umfasst, der zum Erzeugen eines phasenausgeglichenen OFDM-Signals, beruhend auf einer Pre-Fast Fourier Transformation (pre-FFT)-Phasenfortschrittsschätzung und die Zeitabfolge von einem oder mehr Übertragungsschüben betreffender Information, programmiert ist.
Ein einen OFDM-Empfänger und einen nicht-OFDM-Sender umfassendes Gerät, wobei der OFDM-Empfänger ein empfangenes orthogonales Frequenzmultiplexsignal (OFDM) verarbeitet, wobei besagtes Signal, so wie es empfangen worden ist, von einem oder mehr Übertragungsschüben von dem Sender verzerrt worden ist, wobei der OFDM-Empfänger ein phasenausgeglichenes OFDM-Signal erzeugt, beruhend auf einer Pre-Fast Fourier Transformation (pre-FFT)-Phasenfortschrittsschätzung und die Zeitabfolge von einem oder mehr Übertragungsschüben betreffender Information.
Das Gerät von Anspruch 18, wobei die die Zeitabfolge von dem einem oder mehr Übertragungsschüben betreffende Information eine Anfangszeit und eine Endzeit eines Übertragungsschubes beinhaltet, der während des OFDM-Symbols auftritt.
Das Gerät von Anspruch 19, wobei besagter OFDM-Empfänger eine geschätzte Phasenänderung für das OFDM-Symbol zu der Endzeit bestimmt, beruhend auf der pre-FFT-Phasenfortschrittsschätzung des OFDM-Symbols.
Das Gerät von Anspruch 20, wobei besagter OFDM-Empfänger eine geschätzte Phase des empfangenen OFDM-Signals über n Abtastpunkte durch die Schätzung der Phase φ ⁀l,n des empfangenen OFDM-Signals zu der Endzeit (φ ⁀l,end) als φ ⁀l,end = φ ⁀l,start + Δφ ⁀l bestimmt, worin l eine Symbolnummer besagten Symbols ist, und φ ⁀l,start die geschätzte Phase des empfangenen Signals zu der Anfangszeit ist, und Δφ ⁀l eine geschätzte Phasenänderung für das OFDM-Symbol zu der Endzeit beruhend auf der pre-FFT-Phasenfortschrittsschätzung des OFDM-Symbols ist.
Das Gerät von Anspruch 21, wobei besagter OFDM-Empfänger eine geschätzte Phase des empfangenen OFDM-Signals zwischen φ ⁀l,start und φ ⁀l,end über Interpolation bestimmt.
Das Gerät von Anspruch 22, wobei besagte Interpolation eine lineare Interpolation ist.
Das Gerät von Anspruch 22, wobei der OFDM-Empfänger ein berichtigtes OFDM-Signal beruhend auf der geschätzten Phase des empfangenen OFDM-Signals erzeugt.
Das Gerät von Anspruch 20, wobei die pre-FFT-Phasenfortschrittsschätzung bestimmt wird als eine Funktion: i) des empfangenen OFDM-Signals während eines Überwachungsbereiches und einem letzterem Abschnitt eines OFDM-Symbols; und ii) einer komplex Konjugierten des empfangenen OFDM-Signals während des Überwachungsbereiches und dem letzteren Abschnitt des OFDM-Symbols.
Das Gerät von Anspruch 25, wobei die pre-FFT Phasenfortschrittsschätzung (Δφ ⁀l) festgelegt ist als:
worin r das empfangene OFDM-Signal ist, r* die komplex Konjugierte des empfangenen OFDM-Signals r ist, N die Anzahl von Abtastpunkten n zwischen einem Anfang des Überwachungsbereiches und einem Anfang des letzteren Abschnittes ist, und l eine OFDM-Symbolnummer besagten Symbols ist.
Das Gerät von Anspruch 26, wobei besagter OFDM-Empfänger eine geschätzte Phase des empfangenen OFDM-Signals über n Abtastpunkte durch die Schätzung der Phase φ ⁀l,n des empfangenen OFDM-Signals zu der Endzeit (φ ⁀l,end) als φ ⁀l,end = φ ⁀l,start + Δφ ⁀l bestimmt, worin l eine Symbolnummer besagten Symbols ist, und φ ⁀l,start die geschätzte Phase des empfangenen Signals zu der Anfangszeit ist.
Das Gerät von Anspruch 27, wobei besagter OFDM-Empfänger eine geschätzte Phase des empfangenen OFDM-Signals zwischen φ ⌢l,start und φ ⁀l,end über Interpolation bestimmt.
Das Gerät von Anspruch 27, wobei besagte Interpolation eine lineare Interpolation ist.
Das Gerät von Anspruch 27, wobei, falls ein Übertragungsschub während einer Zeitdauer zwischen einem Mittelpunkt des letzteren Abschnitts des Symbols und einem Mittelpunkt des Überwachungsbereiches eines nächsten Symbols auftritt, der OFDM-Empfänger eine geschätzte Phase des empfangenen Signals zwischen dem Mittelpunkt des letzteren Abschnitts des Symbols und dem Mittelpunkt des Überwachungsbereiches eines nächsten Symbols beruhend auf einer Verlaufskurve der geschätzten Phase während eines Zeitintervalls unmittelbar vor dem Mittelpunkt des letzteren Abschnitts bestimmt.
Das Gerät von Anspruch 22, wobei, falls ein Übertragungsschub während einer Zeitdauer zwischen einem Mittelpunkt des letzteren Abschnitts des Symbols und einem Mittelpunkt des Überwachungsbereiches eines nächsten Symbols auftritt, der OFDM-Empfänger eine geschätzte Phase des empfangenen Signals zwischen dem Mittelpunkt des letzteren Abschnitts des Symbols und dem Mittelpunkt des Überwachungsbereiches eines nächsten Symbols beruhend auf einer Verlaufskurve der geschätzten Phase während eines Zeitintervalls unmittelbar vor dem Mittelpunkt des letzteren Abschnitts bestimmt.
Das Gerät von Anspruch 26, wobei der OFDM-Empfänger selektiv einen Glättungsalgorithmus auf die pre-FFT-Phasenfortschrittsschätzung des OFDM-Symbols beruhend auf einem vorbestimmten Auswahlmerkmal anwendet.
Das Gerät von Anspruch 32, wobei das vorbestimmte Auswahlmerkmal die Bestimmung beinhalt, dass eine Änderung in der Frequenz des Übertragungsschubes im Wesentlichen zeitlich unveränderlich ist.
Eine Vorrichtung zum Erzeugen eines berichtigten orthogonalen Frequenzmultiplexsignals (OFDM) beruhend auf einem empfangenen OFDM-Signals an einem Empfänger, wobei besagtes Signal von einem oder mehr Übertragungsschüben von einem Sender verzerrt worden ist, umfassend: eine Korrelationskomponente, wobei die Korrelationskomponente einen Speicher und einen komplexwertigen Korrelationsvervielfachungsansammler (MAC) beinhaltet, wobei der MAC als Eingabe r_l,n und r*_l,n-N empfängt, worin r das empfangene OFDM-Signal ist, r* die komplex Konjugierte des empfangenen OFDM-Signals r ist, N die Zahl der Abtastpunkte n zwischen einem Anfang des Überwachungsbereiches und einem Anfang des letzteren Abschnitts ist, und l eine OFDM-Symbolnummer ist; eine Phasenschätzerkomponente, wobei die Phasenschätzerkomponente einen Argumenterzeuger umfasst, der an einen Ausgang des MAC der Korrelationskomponente gekoppelt ist, wobei der Argumenterzeuger eine pre-FFT-Phasenfortschrittsschätzung (Δφ ⁀l) ausgibt, wobei:
wobei die Phasenschätzerkomponente eine geschätzte Phasenverlaufskurve φ ⁀l,n des empfangenen OFDM-Signals erzeugt, was auf der pre-FFT-Phasenfortschrittsschätzung und die Zeitabfolge von einem oder mehr Übertragungsschüben betreffender Information beruht; und eine Phasenausgleichskomponente, wobei der Phasenausgleich die geschätzte Phasenverlaufskurve φ ⁀l,n von der Phasenschätzerkomponente und das empfangene Signal r_l,n von der Korrelationskomponente empfängt, wobei die Phasenausgleichskomponente ein ausgeglichenes OFDM-Signal r(c)l,n = exp(–j2πφ ⁀l,n)·rl,n erzeugt.