DK147309B - Fremgangsmaade til korrektion af fasefejl i et kommunikationssystem samt apparat til udoevelse af fremgangsmaaden - Google Patents

Description

1 147309

Opfindelaerr vedrører et generelt modesteds tyr- .og· især Automatic Real-Time Equalized Modems (ARTEM) og angår specielt et apparat og en fremgangsmåde til løbende at overvåge og kompensere for de tidsva-riante HF-medier i telefonkanaler og omgivende undersystemer.

Ved hurtig datatransmission og en almindelig 3 kHz-kanal påvirker adskillige tidsvariante faktorer datatransmissionens pålidelighed og dermed gendannelsen af informationen.

I en bog med titlen "Principles of Data Communication" skrevet af R.W. Lucky, J. Salz og E.T. Welden, Jr. og udgivet af McGraw-Hill Book Company i 1968 beskriver forfatterne en del forskellige problemer i forbindelse med konstruktion af effektive sendere og mod- 2 147309 tagere. På side 12 i ovennævnte "bog skriver forfatterne: "Foruden støj og lineær forvrængning kan et antal andre grunde være årsag til, at udgangssignalet fra en kanal er forskelligt fra indgangssignalet.... Nogle af de forskellige forringelser skyldes ulineariteter, frekvensoffset og fasestøj (tilfældig frekvensmodulation (FM)).

I et kommunikationssystem vil ulineariteter altid være til stede i en let udstrækning på grund af, at det ikke er muligt at opnå eksakt lineær forstærkning og filtrering. Der kan for det meste ses tort fra disse typer af ulineariteter, men når forstærkerne lejlighedsvis overbelastes, således at de arbejder i et stærkt ulineært område, fremkalder dette betydelige ulineariteter. Alvorlige ulineariteter optræder også i forbindelse med multiplexede telefonnet på grund af indflydelsen fra såkaldte talekompandere (kredsløb, som er konstrueret til at sammenpresse og senere hen at ekspandere talesignalernes dynamiske område).

Frekvensoffset og fasestøj er andre fænomener, der knytter sig til telefontransmission. Begge fænomener skyldes anvendelsen af et bærebølgesystem i forbindelse med telefonkanalen. Talefrekvens-båndet, nominelt O til 3 kHz, frekvensskiftes til højere frekvenser og multiplixes derefter med andre talesignalbånd med henblik på at danne et bredbåndssignal.

På et fjerntliggende sted demultiplexes disse signaler, og de oprindelige talekanaler separeres. Når talesignalbåndet demoduleres tilbage til basisbåndet, kan referencebærebølgen afvige i frekvens og fase fra den modulerende bærebølge. Ved modtageren er talesignalbåndet derfor beliggende mellem e og 3 kHz, hvor e er et frekvensskift på nogle få herz. Denne frekvensoffset bevirker, at telefonkanalen teknisk set er et tidsvariant system, idet svaret på en påtrykt impuls er en funktion af den tid, til hvilken impulsen var påtrykt. Frekvensforskydningen er imidlertid uden betydning set fra et teoretisk synspunkt, idet den repræsenterer en simpel og konstant transformation af den udsendte bølge. I praksis kan den på simpel måde fjernes ved modtageren.

Foruden frekvensforskydningen forårsager den modulerende og demo-dulerende bærebølges ustabilitet en tilfældig fasevariation i det 3 147309 modtagne signal. Denne variation er ækvivalent med en tilfældig frekvensmodulation af det udsendte signal med lille modulationsgrad og betegnes derfor som tilfældig FM. Hvor meget den tilfældige EM betyder, afhænger i det væsentlige af den type bærebølgesystem, der anvendes i det enkelte tilfælde."

Faseforskydningsproblemet er også beskrevet af Philip F. Panter i hans bog med titlen "Modulation, Noise and Spectral Analysis", som er udgivet 1965 af McGraw-Hill Book Company, hvor forfatteren på siderne 211 - 213 angiver et apparat til eliminering af både fase- og frekvensfejl i modtagerens lokaloscillator. Det grundlæggende i hans system består i, at lokaloscillatorsignalet deles op i to kvadraturkomponenter, som derefter føres til separate detektorer for produktdannelse. Disse to produktdetektorers filtrerede udgangssignal multipliceres derefter med hinanden, hvorved der opnås et udgangssignal, som er proportionalt med lokaloscillatorens fasefejl. Hvis lokaloscillatoren er fasesynkroniseret omhyggeligt med det indkommende signal, vil det øvre lavpasfilter indeholde den ønskede modulationsspænding g(t), medens det nedre lavpasfilters udgangssignal vil være nul på grund af kvadraturrelationen mellem det tilsvarende lokaloscillatorsignal og det indkommende DSB-signal (dobbelt sidebånd). Under disse forhold vil der ikke forekomme noget kontrolsignal ved multiplikationen af de to lavpasfiltres udgangssignaler. Antager man nu, at der eksisterer en lille fasefejl i lokaloscillatorsignalet, vil amplituden af udgangssignalet fra det øvre lavpasfilter reduceres en smule, men bortset fra det vil der ikke blive nogen ændring af denne spænding. Udgangen på det nedre lavpasfilter vil nu udvise en eller anden signalspænding g(t), og denne spænding vil enten være i fase med signalspændingen på det øvre filters udgang eller være i eksakt modfase dermed, afhængigt af fasefejlens fortegn. Der vil derfor fremkomme en jævnspænding på udgangen af den første multiplikator, som følger efter lavpasfiltrene, hvor jævnspændingens polaritet er afhængig af fasefejlens fortegn, og den numeriske værdi vil i det mindste for små fasefejl afhænge af fasefejlens størrelse. Denne styrespænding kan anvendes til at justere lokaloscillatorens frekvens og dermed til at fjerne fasefejlen.

Det er almindelig kendt, som forfatteren også angiver, at dette system er effektivt i forbindelse med små lavfrekvensfasefejl, som almindeligvis optræder i talemodulation eller langsom datatrans- 4 147309 mission, men dei synes ikke at være effektivt i forbindelse med større højfrekvensfasefejl, og fasefejlproblemet var en af de væsentligste hindringer for opnåelsen af pålidelig, hurtig datatransmission (19,2 kilobits pr. sekund) over en kommunikationskanal.

Tidligere kendte fremgangsmåder angår i hovedsagen forsøg på at korrigere for faseforskydningen ved anvendelse af korrektioner, som er opnået på grundlag af tidligere forløbne hændelser eller på grundlag af, hvad fasen var et kort tidsrum forinden, og korrektionen udføres til et tidspunkt, der ligger senere end det tidspunkt, hvortil korrektionen egentlig svarer. På grund af den med båndpas- og lavpasfiltreringen forbundne tidsforsinkelse skal man, set ud fra et praktisk synspunkt, tage hensyn til forsinkelserne i faseestimeringen og i datakredsløbene på det sted, hvor faseforskydningskorrektionen påtrykkes.

Formålet med opfindelsen er derfor at angive en forbedret fremgangsmåde og et apparat til faseforskydningskorrektion.

Formålet at angive en fremgangsmåde til korrektion af fasefejl i. et kommunikationssystem opnås ifølge opfindelsen ved, at de demodulerede datasignaler forsinkes en tid, som er lig med den tid det tager at estimere det fejlkorrigerende signal, og at de tidsforsinkede datasignaler derefter korrigeres ved hjælp af det fejlkorrigerende signal.

Nærmere betegnet omfatter opfindelsen organer som tager højde for den tidsforsinkelse, der opstår i forbindelse med estimering af en sand fase for demodulation. Organerne forsinker datasignalerne og baud-synkroniseringssignalerne, således at disse henført til det punkt, hvor den endelige bærebølgefasekorrektion påtrykkes, forsinkes en tid, der er lig med tidsforsinkelsen for bærebølgefase-estimeringen.

Opfindelsen angår tillige et apparat til korrektion af fasefejl i et datakommunikationssystem, hvilket apparat er ejendommeligt ved de i krav 4’s kendetegnende del angivne træk.

Forskellige udførelsesformer ifølge opfindelsen vil blive beskrevet nærmere i det følgende under henvisning til figurerne, hvor 5 1473.09 fig. 1 viser et grundlæggende blokdiagram af en ARTEM-sender-mod-tager-kanal, fig. 2 viser et mere detaljeret blokdiagram af ARTEM-senderen og modulatoren, fig. 3 viser et frekvensspektrum for ARTEM-systemet, fig. 4 viser et blokdiagram af bærebølgegendannerundersystemet, som viser detaljer af den supplerende fasekompensator, fig. 5 er et blokdiagram, som viser detaljer af det frekvenssporende system, fig. 6 er et blokdiagram, som viser detaljer af faseestimatoren til estimering af en sand bærebølgefase, fig. 7 viser et detaljeret blokdiagram af det frekvenssporende system, fig, 8 viser et blokdiagram af bærebølgegendannerundersystemet, fig. 9A - 9E viser amplituden som funktion af frekvensen for bånd-pas- og diskriminatorkarakteristikker ifølge opfindelsen, fig. 10 viser et blokdiagram, af en udførelsesf orm,, ifølge opfindelsen, og fig. 11 viser et detaljeret blokdiagram af en foretrukken udførelse sf orm ifølge opfindelsen.

ARTEM er principielt et hurtigt HE modemsystem, som anvender PAM-VSB (pulsamplitudemodulerede-vestigalsidebånd) transmission, og en adaptiv modtager, som kontinuert overvåger og kompenserer for det tidsvariante HE-medium. Under anvendelse af cirka 2700 Hz båndbredde arbejder senderen med en hastighed på 4800 symboler pr. sekund.

6 147-309

En ARTEM-systemkanal er på blokdiagramform vist i fig. 1. Kanalen er sammensat af de to VSB-HF (højfrekvensvertigalsidebånd) radioer 102, 105 og det fysiske HE-medium. HE-kanalen kan principielt symboliseres som parallelforbindelse af to eller flere passager, som hver kan beskrives som funktion af adskillige varierende parametre. Parametrene for disse passager er specielt doppler-skift, passagetidsforsinkelse og passageforstærkning. Hvis transmissionen udstrækker sig over mindre end 2000 mil, vil normalt kun to adskilte passager være til stede. To-passagemodellen indeholder i det væsentlige fire tidsvarierende parametre. Por det første indeholder hver passage et fælles doppler-skift Δ Et, som opstår på grund af en relativ bevægelse mellem sender- og modtagerantenneme.

Hvis transmissionen foregår mellem en MACH 5 flyvemaskine og et skib ved en frekvens på 25 MHz, kan doppler-skiftet være så stort som i 75 Hz.

Eor det andet er en absolut tidsforsinkelse 1^. fælles for alle passager, hvor tidsforsinkelsens ændringshastighed er af størrelsesordenen 3 x 10"^ sekunder pr. sekund, hvis afstanden mellem sender og modtager ændres med en hastighed svarende til MACH 3, og er således i almindelighed negligibel. Eor det tredje beskriver en enkelt forstærkningsparameter den relative passageforstærkning for de to passager, når den ene passageforstærkning tildeles værdien én« Typiske værdier for G+ er + 1/2 og - 1/2, medens G^'s ændringshastighed er af størrelsesordenen 0,2 - 3 Hz. Den fjerde tidssvarende parameter er en differentiel tidsforsinkelse &Tt som er af størrelsesordenen 0-4 millisekunder.

I fig. 2 er vist den grundlæggende konventionelle ARTEM-sender 100. ARTEM-senderen eller modulatoren 100 anvender fire eller otte niveauer, PAM-VSB-modulation. Denne modulationsform anvendes ofte i trådløs modem med høj datahastighed, da denne er relativ simpel og meget effektiv i forhold til den nødvendige båndbredde. Hvis der sendes med 4 niveau PAM, kodes et bit fra en datasekvens og et bit fra en kendt PN (pseudostøj) sekvens i et ud af fire mulige PAM-niveauer, medens der, ved 8 niveau PAM transmission, kodes to databits og et PN bit i et ud af 8 niveauer. Eftersom PN sekvensen er kendt ved modtageren, bruges denne til information om 7 147309 kanalkarakteristika. Med for eksempel 2400 Hz båndbredde kan opnås en hastighed på 4800 symboler pr. sekund. 4 niveau PAM indebærer således en datahastighed på 4800 bauds, medens 8 niveau PAM indebærer 9600 bauds.

Idet der igen refereres til fig. 2, frembringer en sekvensgenerator 201 et udgangssignal med en kendt repetitiv sekvens på 63 bits, hvor andre sekvensstørrelser dog kan anvendes. Sekvensgeneratoren indeholder blandt andet et 6 bit skifteregister, som er optrådet i henhold til algoritmen: 1Φ x^ Φ .*7, hvor symbolet Φ betyder modulo 2 addition. Hvert af skifteregisterets trin lagrer et binært ciffer x, som med clock hastigheden bevæges fra venstre mod højre.

PAM niveau konverteren 203 koder et PN bit, p^, og et eller flere databits, d^, i et PAM niveau, afc. Hvis der anvendes 4 niveau transmission, er koderelationen: - (2/3)pk + (1/3)¾..

Hvis der anvendes 8 niveauer, konverteres to databits, d^ og d’-^, og et PN bit til et niveau i overensstemmelse med ligningen: [ak = (4/7)¾ + (2/7)¾ + (1/7)4¾].

PAM konverteren 203 frembringer en række impulser, hvis vægte bestemmes af niveauerne a^'s værdier. Disse impulser føres derefter igennem det spektrumformende IPP (lavpasfilter) 204, hvis impulsrespons er en kausal approximation til sin (at)/(at). Efter den balancerede modulator 205 optager frekvensspektret et frekvensbånd fra 500 Hz til 5500 Hz.

VSB (vestigalsidebånd) filteret 206 reducerer værdierne beliggende over 3000 Hz, hvorefter VSB signalet passerer en fast modforvrænger 207, som partielt kompenserer for konstante kanalforvrængninger, som kan skyldes radiooverføringskarakteristikker eller lignende .

8 147309

Som ovenfor beskrevet gør ARTEM modulatoren brug af PAM-YSB modulation, selv om opfindelsen kan udnyttes sammen med andre modulationsformer, som f.eks. SSB (enkelt sidebånd) eller DSB (dobbelt sidebånd). VSB transmissionen er egentlig et kompromis mellem DSB, som kræver stor båndbredde, og SSB, som er vanskelig at realisere på grund af kravene til de dermed forbundne filtre og vanskeligheder ved gendannelse af bærebølgen. YSB kræver kun en lidt større båndbredde end SSB, men til gengæld simplere filtre, og der medsendes desuden en rest af bærebølgen, som kan gendannes til demodulations- og fasekorrektionsformål.

For at kunne spore bærebølgefrekvensen (som senere beskrevet) og medvirke til bærebølgefasekorrektion modificeres det normale VSB spektrum ved at tilføre effekt ved bærebølgefrekvensen, og således tillade, at det sendte spektrum i nærheden af bærebølgefrekvensen approximativt svarer til DSB. (Se fig. 3). Additionskredsløbet 208 i fig. 2 føjer bærebølgen til udgangssignalet.

Som vist i fig. 1 er ARTEM modtageren 200 sammensat af en signalbehandler 106, datadetektor 107 og bærebølgegendanner 108.

Det, man skal hæfte sig ved i den foreliggende opfindelse, er bære-bølgegendannerunder sys ternet, som, til trods for at det er vist som en enkelt blok, i virkeligheden er et integreret undersystem, som danner en del af 'ARTEM modtageren. Bærebølgegendannerunder-systemets funktion fremgår i det væsentlige af fig. 4 og består i at demodulere YSB signalet til grundbåndet ved hjælp af et "bedste" bærebølgefrekvensestimat og desuden at frembringe en supplerende bærebølgefasekorrektion.

Bærebølgegendannersystemet kan (for at lette forklaringen) funktionelt opdeles i tre hovedundersystemer, som består af faseretteren 400, det frekvenssporende system 401 og faseestimatoren 402.

I modsætning til et normalt faselåst kredsløb, som typisk sporer eller er påvirket af både frekvens og fase, adskiller systemet i fig. 4 den frekvenssporende operation og den fasesporende operation. Bærebølgegendannersystemets funktion består for det første i at estimere en "bedste" bærebølgefrekvens. Som vist mere udførligt i fig. 5 opnås dette ved hjælp af det frekvenssporende sy 9 U7309 stem, der fungerer som en frekvenslåst sløjfe af enten første eller anden orden. Det er vigtigt at bemærke, at dette system fungerer som en frekvenslåst sløjfe, som ikke sporer eller påvirkes af den indkommende bærebølges fase. Hvis der i indgangssignalet forekommer flere bærebølger, som på grund af differentiel doppler-effekt har forskellig frekvens, vælger dette system en bærebølgefrekvens, som svarer til den til de forskellige modtagende bærebølgefrekvensers energimiddelværdi hørende frekvens. Indgangssignalet består således af den del af det modtagende spektrum, i hvilken bærebølgerne forventes at være beliggende. Udgangssignalerne er sinus- og cosinus-signaler ved et "bedste" bærebølge-frekvensestimat og ved en arbitrær fase.

Det bærebølgefrekvenssporende systems indgang er direkte forbundet med en frekvensvariabel diskriminator 501, hvis centerfrekvens bestemmes ved udgangssignalet fra VCO (den spændingsstyrede oscillator). Hvis diskriminatorcenterfrekvensen ikke svarer til de indkommende bærebølgers middelenergifrekvens, føres et fejlsignal til en eller to integratorer 502 og 505, hvis udgang styrer VCO*en 504. Sløjfen er af første eller anden orden, afhængigt af om sløjfen indeholder en eller to integratorer. Hvis en selektiv fading fjerner den indkommende bærebølges energi, vil sløjfefrekvensen i første ordens-tilfældet forblive fast, indtil bærebølgeenergien atter optræder. I modsætning hertil vil sløjfen, hvis den er af anden orden, og hvis den i det øjeblik, hvor fading optræder, ændrer frekvens, f.eks. med en hastighed på 2 Hz pr. sekund, fortsætte med at ændre sin frekvens med en hastighed på 2 Hz pr. sekund, indtil bærebølgeenergien atter optræder. På en måde kan man sige, at anden ordens-sløjfen i løbet af en selektiv fading udnytter tidligere · information til at forudsige en sand bærebølgefrekvens.

Sinus og cosinus af den estimerede "bedste" bærebølgefrekvens anvendes til demodulation af indgangssignalet. Efter denne kvadraturdemodulation passerer de to resulterende grundbåndssignaler gennem et bærebølgefasekompensationssystem (se fig. 4), som består af en faseestimator 402 og en faseretter 400.

10 147309

Teorien bag fasekorrektionen vil blive forklaret nærmere i det følgende. Til et givet tidspunkt eksisterer der en optimal fase til demodulation af YSB signalet. Da denne fase imidlertid ikke er kendt og heller ikke kan beregnes momentant, kvadraturdemodu-leres signalbåndet ved hjælp af en bærebølge med arbitrær fasevinkel. Hele det oprindelige signals informationsindhold kan vises at være indeholdt i de to kvadraturkomposanter, som lagres i et forsinkelsesorgan. Til et senere tidspunkt er den sande fase beregnet ved hjælp af faseestimatoren 402. Signalet forsinkes T sekunder, som er den tid, faseestimatoren 402 er om at estimere den sande fase. Når fasekorrektionen er kendt, udsættes de forsinkede kvadratursignaler for en transformation, som korrigerer for en hvilken som helst fasefejl, der er introduceret ved tidligere at demodulere signal ved en arbitrær fase.

Basekorrektionen er matematisk let tilgængelig. Det antages, at YSB-signalet repræsenteres ved: s(t) = g(t) sin (2nfdt) + g(t) cos (2trfdt), hvor g(t) = det ønskede grundbåndssignal g(t) = den Hilbert-transformerede g(t) fd = bærebølgefrekvensen t = tiden.

s(t) demoduleres af demodulatoren 403 ved hjælp af et signal svarende til sin (2TTf^t + 0), hvorved I’(t) fremkommer, hvor 0 = demodulatorens fasefejl I'(t)= demodulatorens faseudgangssignal.

Det kan ved hjælp af trigometriske formler vises, at I *(t) er givet ved 11 147309 I'(t) = s(t) * sin (2nfdt + 0) a = g(t) · 4 cos 0 - g(t) · i cos (4Trf^t + 0) + g(t) • i sin 0 + &(t) * i sin (4-Trf^t +0).

Efter lavfiltrering gennem 1PI1 405 og forsinkelsestiden T ved hjælp af forsinkelsesorganet 407 er den resulterende i(t'): I(t') = | g(t‘) cos 0 + k g(t’) sin 0, hvor t* = den forsinkede tidsreference, i(t') = det forsinkede og med stokastisk fejl behæftede signal i fase.

På lignende måde demoduleres g(t) af demodulatoren 404 ved hjælp af kvadraturreferencen cos (2uf,,t + 0), hvorefter der lavpasfiltre- U Λ, .

res gennem LPF 406 og forsinkes tiden T gennem 408, hvorved Q(t’) fremkommer, hvor §(t') = det forsinkede og med stokastisk fejl behæftede kvadratursignal.

Det kan vises, at: Q(t') er givet ved §(t') n g(t’) sin 0+| t(t·) cos 0.

De ovenfor nævnte I(t’) og Q(t') er de specifikke signaler, som-blev demoduleret ved den forkerte og arbitrære fasevinkel 0 og lagret i forsinkelsesorganerne. Til et senere tidspunkt vil cos 0 og sin 0 være beregnet. Den ønskede komposant g(t) kan derefter opnås ved hjælp af den følgende koordinattransformation, ifølge matrixmultiplikationen: cos 0 - sin 0 I(t*) _ ig(t') MA i* _sin 0 - cos ø] [jkt'Jl] " [* t(t'2J Lig^ S (^-1)

Komposanten g(t’) beregnes eller bruges normalt ikke.

12 147309

Paseretteren er altså i stand til at kompensere for en fasefejl, som optræder i demodulationsforløbet. Den ovenfor angivne matrix-multiplikation udføres ved hjælp af de fire multiplikatorer 409, 410, 411 og 412 som vist i fig. 4, og additionen udføres ved hjælp af de to summationsforstærkere 413 og 4H.

I den ovenstående diskussion har det været antaget, at der eksisterede det i fig. 4 viste undersystem 402, som med tidsforsinkelsen I var i stand til at estimere en sand hærebølgefase. Detaljer af dette undersystem er vist i fig. 6.

Idet der refereres til fig. 6, kan bærebølgefaseestimatorens funktion let forklares, idet man erindrer den tidligere nævnte kendsgerning, at TSB-spektret i en omegn af bærebølgefasen optræder som dobbelt sidebånd. I et lille frekvensområde omkring bærebølgen sin (2iTfdt) kan båndpassignalet m(t) skrives som: m(t) = (k + g(t))sin (2nfdt), hvor k = bærebølge effekten hidrørende fra, at der indskydes en bærebølgepilottonen i senderen t = tiden g(t) = datasignalbåndet f(t) = bærebølgefrekvensen.

Idet det antages, at m(t) demoduleres af kvadraturdemodulatoreme 601 og 602 ved en fasefejlsvinkel 0, og at bærebølgen lavpasfiltre-res genne LPP 603 og 604, fremkommer kvadraturkomposanteme X og Y, som givet ved: X(t) =16 + g(t}| cos 0 Ligning (15-1) Y(t) = I [k + g(tj sin 0 Ligning (15-2) hvor X(t) = den gendannede bærebølgepilottone i fase Y(t) = den gendannede bærebølgepilottone i kvadratur.

Sinus og cosinus af demodulationsfasefejlen 0 kan derefter opnås i overensstemmelse med ligningen: 13 ,- 147309 cos 0 = X/\ /%2 + I2 sin 0 = τ/Sfi?· + Y2

En måde, hvorpå de ovenstående størrelser kan "beregnes, er at anvende en digitaldatamat, som f.eks. Honeywell 6000.

Det kan for eksempel vises, at hvis de i faseestimatoren 402 anvendte filtre er 10 Hz lavpasfiltre, vil der optræde en tidsforsinkelse på ca. T = 20 millisekunder fra den tid, hvor den ukorrekte fase "blev anvendt til demodulationen, indtil fasen 0 kan estimeres af det nævnte kredsløb. Det er altså nødvendigt at forsinke de de-modulerede signaler en tid T sekunder, før korrektionen kan udføres.

Det har været nævnt tidligere, at det er en fordel, at ARTEM-bære-bølgegendannersystemet adskiller den frekvenssporende proces fra den fasesporende proces. Grunden hertil er, at når den gendannede bærebølgepilottone falder til en lille amplitude på grund af fading, vil fasen ofte variere meget hurtigt, og således forårsage kortvarige, hurtige variationer i den gendannede bærebølges øjeblikkelige frekvens. Når den gendannede bærebølge atter opnår en bestemt værdi, vil dens middelfrekvens imidlertid sædvanligvis være den samme, som den var før fading. Kravet til det bærebølgefrekvens-sporende system er således evnen til kun at regulere på frekvensen, når bærebølgepilottonens amplitude er tilstrækkelig til at opbygge en vis inerti i systemet, således at systemet, når bærebølgens amplitude er utilstrækkelig, kan ekstrapolere fra kendskabet til det tidligere forløb. Systemer af denne art bruges til sporing af navigationssatelitters pilottone.

Et andet krav til den frekvenssporende sløjfe er, at den skal have tilstrækkelig båndbredde til at imødekomme en pilottonevariation på - 75 Hz ud fra den nominelle frekvens, og dog alligevel have en så lille båndbredde, at integrationstiden for måling af bærebølgefrekvensen er tilstrækkelig lang (f.eks. 100 millisekunder), for at udjævne de kortvarige påvirkninger fra støj, fading og data.

Det er ikke muligt at konstruere et faselåst kredsløb, som tilfredsstiller de ovenfor nævnte krav. Kravene kan imidlertid opfyldes under anvendelse af et frekvenssporende system. Et sådant system er vist i fig. 7. Den øverste del af figuren er simpelthen en diskriminator til frembringelse af frekvensfejlsignalet, som 147309 14 føres gennem en eller flere integratorer 724 og 725 til den spændingsstyrede oscillator (VCO) 726, som svinger med en frekvens, der er fire gange så stor som bærebølgefrekvensen. Det digitale logiske kredsløb 727 dividerer oscillatorudgangssignalet med fire, med henblik på at frembringe to firkantsignaler, som er beliggende ved bærebølgefrekvensen, og som indbyrdes er nøjagtigt 90° fase-forskudt. Disse firkantsignaler styrer demodulatorerne 801 og 702, som demodulerer indgangssignalet, med henblik på at gendanne bærebølgen. Hvis lavpasfiltrene 703 og 704 for eksempel har en båndbredde på 75 Hz, så vil indgangssignaler med en frekvens beliggende inden for en afvigelse på 75 Hz ud fra demodulatorens frekvens fd passere disse filtre. Resultatet er, at de to demodulatorer og filtre virker som et båndpasfilter med en total båndbredde på 150 Hz og centreret omkring demodulatorfrekvensen f^ som vist på fig. 9a. Piltrene 703 og 704 begrænser båndbredden for den del af indgangssignalet, som videreføres til diskriminatoren. De fire næste modu-latorer 706, 707» 708 og 709 samt lavpasfiltrene 710, 711» 712 og 713 i forbindelse med de kombinerede kredsløb 7H, 715, 716 og 717, fungerer på samme måde som et båndpasf ilter, der er centreret omkring f^-fr og f£+fr, hvor fr er den frekvens, som bruges til at drive disse fire modulatorer. De fire modulatorer frekvensforskyder lavpasfiltrene 703 og 704's udgangssignaler op og ned med frekvensen fr, hvorved der frembringes et dobbelt sidebåndsspektrum. lavpas-filtrene 710 - 713 fjerner de højere harmoniske, som er opstået på grund af firkantmodulationen, og bevirker en gradvis dæmpning af amplituden som funktion af frekvensen. Når lavpasfiltrene 710 og 711*s udgangssignaler adderes, ophæver et sæt signalkomposanter hinanden, og det andet sæt adderes således, at der kun bliver et signal tilbage med en effekt centreret omkring frekvensen f^-f^,.

Når disse to filtres udgangssignaler subtraheres, ophæver det andet komponentsæt hinanden, således at der kun bliver et signal tilbage med en effekt centreret omkring frekvensen f^+fr. Hvis indgangssignalet er sinusformet, vil X og Y være sinusformede med lige stor amplituder og med en indbyrdes faseforskel på 90°. Da 2 2 sin + cos er lig med 1, kan den øjeblikkelige amplitudeværdi opnås ved at kvadrere X og Y, addere og derefter udtrække kvadratroden af summen. Da udgangssignalet ikke afhænger af fasen for X og Y, varierer dette signal ikke med tiden, således at en lavpas-filtrering ikke er påkrævet.

15 147309 Når det lavfrekvente, snævre lavpasfilters udgangssignal subtraheres fra det højfrekvente snævre båndpasfilter, opnås det i fig.

9d viste differenssignal. Når lavpasfiltrene 703 og 704's indvirkning tages i betragtning, opnås det i fig. Se viste resultat.

Fig, 9b viser den båndpaseffekt, som fremkommer, når lavpasfiltrene 710, 711» 712 og 713 samvirker med modulatoreme 706, 707, 708 og 709» hvilke signaler kombineres til dannelse af og T^,

Pig. 9c viser den båndpasvirkning, som opstår, når lavpasfiltrene 710, 711» 712 og 713 samvirker med modulatoreme 706, 707, 708 og 709, idet udgangssignalerne kombineres til dannelse af X2 og Y2.

Når det i fig. 9b viste resultat fratrækkes det i fig. 9C viste resultat, fremkommer den i fig. 9d viste virkning, som svarer til en diskriminatorfunktion. En mere konventionel diskriminator kunne imidlertid også have været anvendt.

Integrationstiden for den frekvenssporende sløjfe kan reguleres, ved at ændre på kapaciteten 752 henholdsvis 730's kapacitanser, samt modstandene 739 henholdsvis 740’s resistanser, hvilke komponenter tilhører integratoreme 725 henholdsvis 724, som er vist i den nederste del af fig. 7. Omskifteren 721 tillader operatøren at vælge mellem en førsteordens frekvenslåst sløjfe 722 og en andenordens frekvenslåst sløjfe 723. Hvis omskifteren er i en stilling svarende til første orden, vil det frekvenssporende system, når bærebølgepilottonen forsvinder, søge at fastholde frekvensen, indtil pilottonen atter optræder. På den anden side, når den frekvenssporende sløjfe arbejder i andenordens-tilstand, og bærebølgepilottonen, umiddelbart før den forsvinder, har ændret sig med en konstant hastighed på f.eks. 2 Hz pr. sekund, så vil den frekvenssporende sløjfe prøve på at fortsætte denne frekvensændring på 2 Hz i sekundet, indtil pilottonen atter optræder. I denne tilstand vil systemet prøve på at spore det modtagende bærebølgepilotspektrums tyngdepunkt, snarere end at spore en eller anden bestemt pilottone.

En hvilken som helst ubalance i pilottonespektret med hensyn til demodulatorens drivefrekvens, ville frembringe et fejlsignal fra diskriminatoren, som regulerer den lokale V00 726·s frekvens.

Ved at fastlåse på middelfrekvensen i stedet for på en bestemt tone, vil den frekvenslåste sløjfe reducere den hastighed, hvormed det bærebølgefrekvenssporende system ændrer sig. Antag for eksempel, at der gendannes to bærebølgepilottoner, som tilnærmelsesvis har samme amplitude, men er beliggende med en frekvensfor 16 147309 skel på 2 Hz. Hvis det frekvenssporende system var låst til et af disse signaler, ville det andet signal bevirke, at den gendannede pilottone ville støde med frekvensen 2 Hz. Yed at fastlåse frekvensen midt imellem disse to toner, kan stødfrekvensen nedsættes til 1 Hz. Dette er en. af de karakteristiske faktorer, som gør det ønskeligt at spore pilottonespektrets middelfrekvens snarere end at spore den største enkelte komposant. En anden fordel ved middelværdisporingen er, at når adskillige pilottoner optræder samtidigt, idet der bruges en bredbåndet diskriminator, er det meget usandsynligt, at en falsk pilottone vil fange den frekvenslåste sløjfe og trække den så langt væk fra den centrale pilottone, at den frekvenssporende sløjfe ikke kan vende tilbage. Et mere konventionelt frekvenslåst kredsløb kan bruges i stedet for den ovenfor nævnte frekvenslåste sløjfe, afhængigt af arten og størrelsen for de involverede kanalforringelser.

Forbindelserne mellem det frekvenssporende modul 700 og det bære-bølgefasekompenserende modul 800 er vist i fig. 8. Indgangssignalet kommer fra HE-modtageren, selv om andre datakanaler kan anvendes. I- og Q-udgangssignaleme fortsætter til signalbehandleren (ikke vist), som kan indeholde en tilpasset filtrering og/eller realtidsudligning med henblik på at gendanne datasignalerne. Signalbehandleren kan også indeholde automatisk forstærkningskontrol (AGC) og intern bærebølgefasekompensation. Det frekvenssporende modul 700 afgiver demodulatordrivesignaler til bærebølgefasekom-pensatorsystemet 800. I tilfælde, hvor bærebølgefrekvensens variationsområde er lille, kan det bærebølgesporende system erstattes af en oscillator med en fast frekvens.

En frekvensfejl kan ligestilles med en fasefejl, som varierer lineært med tiden. Hvis variationen foregår langsomt nok, vil fasekompensationssystemet være i stand til at måle og korrigere for denne tidsvarierende fejl.

Idet der henvises til fig. 10, er et YSB-filter 1001 forbundet med de to øverste demodulatorer 1002 og 1003 med henblik på, at kvadraturdemodulere data fra bærebølgen. De to nederste kvadraturdemodulatorer 1004 henholdsvis 1005 er ligeledes forbundet med indgangen, og kan, selv om de i fig. 10 er vist som særskilte demodulatorer, være de samme, som demodulatorerne 1002 og 1003· η 147309

Por nemheds skyld er de vist særskilt, og indgangssignalerne til demodulatorerne 1004 og 1005 kan tages fra enten indgangen eller udgangen af VSB-filteret eller et andet sted, når blot forsinkel-sesorganeme 1014 og 1015 justeres i overensstemmelse hermed. Kvadraturdatasignalerne passerer to lavpasfiltre 1006 henholdsvis 1007 og derefter to analog-digital-omsættere 1010 og 1011. Ud-

A

gangssignaleme fra analog-digi tal-omsætterne betegnes I henholds-vis 'Q, som yderligere passerer gennem forsinkelsesorganeme 1014 henholdsvis 1015» således at fasekorrektionssignalerne, der anvendes til justering af et bestemt sæt dataaftastningsværdier, indeholder samme tidsforsinkelse som dataaftastningsværdieme, således at datakorrektionssignaleme kan gøre brug af tidligere, nuværende og fremtidig information med hensyn til det sæt af data-

A A

af tastningsvær dier, som skal korrigeres. I- og Q-signaleme forsinkes, og føres derefter til et koordinattransformationsmodul 1016, som matematisk er ækvivalent med en opløsning, der roterer X- og (^-signalerne den ønskede vinkel Θ med henblik på at opnå de kompenserede digitaliserede fase- og kvadraturkomposanter og signalerne I og Q. Koordinattransformationsmodulet 1016 kan realiseres ved hjælp af en generel datamaskine som f.eks. Honeywell serie 6000, som er programmeret i overensstemmelse med matrix-ligningen (14-1). Uisse kompenserede signaler I og Q er de samme, som de signaler der kunne have været opnået, hvis fasekorrektionen 0 kunne udføres på fase- og kvadraturdemodulatorernes sted, før signalerne oprindelt demoduleres. Koordinattransmissionen kompenserer således for den målte bærebølgefasefejl.

Apparatet til bestemmelse af bærebølgefasefejIsvinkelen O er vist 1 den nederste halvdel af fig. 10. Kvadraturkomposanteme af det demodulerede bærebølgesignal tilføres lavpasfiltrene 1008 henholdsvis 1009 og forekommer som analoge signaler. Ue filtrerede signaler føres derefter til analog-digital-omsætterne 1012 henholdsvis 1015» som omsætter disse signaler til digitale udgangsstørrelser betegnet ved X og Y. Eftersom pilottonen ved senderen er indføjet i fase med data, har sidstnævnte samme fasevinkel som selve bærebølgepilottonen, og data forekommer, som om de i forhold til bærebølgepilottonen er en amplitudemodulation snarere end end en fasemodulation. (Som tidligere nævnt kommer dette af, at VSB-signalet, med henblik på at medvirke til gendannelse af bærebølgen, blev modificeret ved indsættelse af effekt ved bærebølgefrekvensen i fase med data, og ved at det udsendte spektrum tillades 18 147309 at være tilnærmelsesvis dobbelt sidebånd i omegnen af bærebølgen.

(Se fig. 3). læt ved bærebølgen ligner datasignalet altså et DSB AM-signal og ikke et YSB eller SSB signal. De digitale signaler X og I er derfor amplituden af den gendannede bærebølgepilottone i fase og kvadraturdemodulatorkanalerne. Fortegnet for og forholdet mellem disse to signaler X og Y bruges til beregning af bærebølgef asevinkelfejlen Θ. Da det ikke er vinkelen Θ, men sin Θ og cos Θ, som i virkeligheden skal anvendes i den digitale opløser 1016, er organet 1017 som vist derfor indrettet til at beregne sin Θ og cos Θ ud fra X og Y. En generel datamaskine kan anvendes til udførelse af denne operation. Selv om denne udførelsesform angiver digitale beregninger, kan beregningen også udføres analogt eller ved hjælp af et hybridt kredsløb, som beskrevet i den tidligere omtalte udførelsesform. Når sin Θ og cos Θ er givet, er koordinattransformationsteknikken til udførelse af fasejusteringen ligetil.

Por eksempel, hvis:

Sjj = sin Θ Cjj = cos Θ og X.T = den n’te af tastningsvær di for X(t) som defineret i ligning ^ (15-1)

Yw = den n’te aftastningsværdi for Y(t) som defineret i ligning N (15-2), så er % = ^¾2 + YN2,

Hvis yderligere er defineret som: % = %2 “ 1» så er % = (¾ ) ^ = (1 + €jj) hvor Etø er defineret således: % -vV + v

Binomialsætningen giver: 19 147309 -f -3/2 1 W) -5/2 2 U s -5/2) -7/2 kn = 1 + i € ri; + 1 € ( 1 x 2 5 + 1 € -7/2 3 (-1 x 3/2 x 3/2) -9/2 4(-l x - 3/2 x - 5/2 x - 7/2) + 1 6 -1 x 2 x 3 S + 1 €(1x2x3x4 ) + · · · 2 3 4 5 = 1 - le + 3/86 - 15/486 + 105/3846 - 189/7686 + ...

2 3 4 5 6 KN = 1 - | + 3/26 - 15/166 + 35/1286 - 63/2566 + 231/10246 - 7 429/20486 + ...

Por effektivt at kunne udnytte det tilgængelige materiel, beregnes KN ved hjælp af den følgende iterative tilnærmelse:

Gn = en tilnærmelse til KN

i = den værdi for K, som er beregnet til en forudgående fasekorrektion under anvendelse af og Y^_-j· %2 %2 GN = 2--2 % ”1

1 - 3/2 ^ G

% “ 3/2--2 % hvor IL 4 1

'Λ" + V

Por at hindre at algoritmen konvergerer mod en uønsket løsning, som tilfældet kan være, når KN_1 er mindre end nul eller større end plus tre, indsættes i datamaskinen en kontrol til bestemmelse af uligheden: 147309 20 i < % < 2 og Kjj tillægges værdien 1, hvis denne ulighed ikke er opfyldt.

Der anvendes et analogt AGC-system (automatisk forstærkningskontrol) til at fastholde K tilnærmelsesvis lig med værdien 1, ved at forøge 2 forstærkningen, hvis RN er mindre end 1, og til at formindske forstærkningen, hvis RN2 er større end 1. (se fig. 11).

Den ovenstående ligning udføres ved hjælp af følgende programtrin: = den digitale værdi for den N.'te af tastning af fasebære-hølgeudgangssignalet fra LPP 1125.

YN = den digitale værdi for den N’te aftastning af kvadraturhær ebølgeudgangssignalet fra LPP 1124.

Ijj = den digitale værdi for den N*te af tastning af fasedata-udgangssignalet fra DPP 1108, hvilket datasignal forsinkes ved hjælp af forsinkelsesorganet 1113.

Qn = den digitale værdi af den Ν'te aftastning af kvadraturda taudgangssignalet fra IiPP 1107, hvilket kvadraturdatasignal er forsinket ved hjælp af forsinkelsesorganet 1112.

(D %2 =%·%

(2) τ/ = ϊ„ · IN

(3) Η,,2 =%2 + ϊ„2 (4·) = %.1 %_1 hvor ~sj er dligere heregnet estimat af

JV

1 Bemærk: anvendes som en første ^ Zpj .|2 + .j2 approximation til Ejj.

21 147309 (5) % = %.12 · %2 (6) HN = ljjj/2 °Pnås ved at skifte én binær position til højre (7) PN = 3/2 - % (8) GN = · % Bemærk: &N er en forbedret anden approximation til E^· (9) %2 = % * % (10) JN = Gtø2 · % (11) Itpj = JN/2 opnås ved at skifte én binær position til højre (12) % = 3/2 - % (15) Kjj = % * ffN Bemærk: % er den endelige approxi- mation til E^.

Bemærk også, % -% = cos 0^ = sdn

Beregningen af 1^ = Ijj cos Ojj + Qjj sin udføres således: (^4) ^,N=¾ " (15) β·„ = % · \ (16) S>N = I'„ + Q'„ (17) % - S'H · %

Hvor IN er det for stokastisk fejl kompenserede udgangssignal for datakanalen i fase. Por denne specielle anvendelse var ikke nødvendig.

Idet der nu refereres til fig. 11, forstærker en forstærknings-variabel, forstærker (VGA) 1101 indgangssignalet, således at det ikke forstærkes så meget, at der opstår mætning, men heller ikke så lidt, at støjen kommer til at udgøre en for stor del af signalet.

22 147309

Det forstærkede signal fra YGA 1101 føres videre til et vestigalt sidebåndsfilter (YSB) 1102, som er af en konventionel udformning.

(Se fig. 7,10 på side 181 i "Principles of Data Communications" af R.W. Lucky, J. Salz, E.J. Weldon, udgivet af McGraw-Hill).

Udgangssignalet fra YSB 1102 føres direkte eller indirekte til fire kvadraturdemodulatorer 1103, 1104, 1122 og 1123. Demodulatorerne 1103 og 1104 er typisk af skiftetypen. (Se application notes of National Semiconductor, udgivet i 1970 under "MOS Analog Switches AN-38" vedrørende beskrivelsen af skiftende demodulatorer.) Sidstnævnte frekvens skifter båndpassignalet ned til et grundbåndssignal, men giver anledning til uønskede højere harmoniske. Da disse demodulatorer 1103 og 1104 multiplicerer udgangssignalet med firkantsignaler, vil de højere harmoniske for disse firkantsignaler optræde i udgangssignalet. Disse højere harmoniske bortfiltreres på konventionel måde ved hjælp af datafiltrene 1107 henholdsvis 1108. (Se I(w) i fig. 7,10, side 181 i den ovenfor nævnte bog "Principes of Data Communication"). Eirkantdemodulatoreme 1103 og 1104's drivesignaler afledes af kredsløbet 1105, som tæller ned med fire, og som frembringer to firkantsignaler, der indbyrdes er faseforskudt 90°. En konventionel digital fremgangsmåde til udførelse af dette anvender konventionelle vipper, der nedtæller det mere højfrekvente taktsignal, som opnås fra et langsomt faselåst kredsløb 1106. ("Phaselock lechniques" af Ployd M. Gardner, udgivet i 1966 af John Wiley & Sons). Det faselåste kredsløb behøver ikke at være meget nøjagtigt eller hurtigt - idet det eneste krav er, at det approximerer bærebølgefrekvensen så godt, at fejlene kan udledes ved hjælp af det underste sløjfekredsløb -undersystemet til estimering af bærebølgens stokastiske fejl -som senere beskrevet. I nogle udførelser kan en fast krystaloscillator anvendes i stedet for det faselåste kredsløb, idet det underste sløjfekredsløb kan kompensere for små frekvensfejl.

Datafiltrene 1107 og 1108’s udgangssignaler aftastes til forudbestemte tidspunkter med samme baudhastighed, som anvendes i senderen. (En baud definerer transmissionshastigheden, og er som defineret af Lenkurt Electric Company ("Carrier and Microwave Dictio-nary") det toale antal elementære kodeelementer pr. sekund). Idet den foreliggende opfindelse er et 19,2 kilobit pr. sekund modem, hvor hver pulsamplitudemodulation (PAM) indeholder fire bit, selv om den kunne indeholde et andet antal, f.eks. 1,2 eller 3, 23 147309 bestemmes baudhastigheden ved at dividere 19,2 med 4, således at der udsendes 4-800 uafhængige PAM-symboler pr. sekund. Denne størrelse er naturligvis Nyquist-tallet for en kanal med den halve håndbredde, dvs. 2400 Hz båndbredde. Por denne udførelsesforms vedkommende overføres derfor det til Nyquist-tallet svarende antal impulser pr. sekund for en 2400 Hz båndbredde, hvor hver puls indeholder fire informationsbit. Aftastnings- og holdekredsløbene 1109 og 1110 aftaster en værdi for hver baudperiode, hvor baudaftastningstiden på sædvanlig måde opnås ved hjælp af en baudpilottone. Baududgangs-signaleme konverteres til digitale signaler ved hjælp af en konventionel analog digitalomsætter A/D 1111. De digitale signaler fra A/D omsætteren 1111 føres til fase henholdsvis kvadraturforsinkelse sorganerne 1112 henholdsvis 1113, med henblik på at forsinke fase- henholdsvis kvadraturdatasignaleme, indtil den nedre sløjfe har estimeret fejlen på demodulationsfasevinkelen 9.

Den nedre sløjfe udgør undersystemet til estimering af bærebølgens stokastiske fejl, og indeholder VGA 1121, fase- og kvadraturdemodulatorer 1122 og 1123, fase- og kvadraturlavpasfiltrene IPP 1124 og 1125, og enheden 1100. (Porsinkelsesorganeme kan være digitale serieskifteregistre eller et sæt af parallelskifteregistre). Når fasefejlen er estimeret af den nedre sløjfe, føres sinus og co-sinusfasefjelsvinkelen fra den nedre sløjfe til multiplikatorerne 1114 og 1115. Påse- og kvadraturkomposanteme af datasignalerne fra forsinkelsesorganet 1112 og 1113 føres ligeledes til multiplikatorerne 1114 og 1115, hvor disse multipliceres med de dertil hørende sinus og cosinussignaler. Udgangssignalerne for multiplikatorerne 1114 og 1115 adderes derefter i adderen 1118, hvorved opnås den for stokastisk fejl kompenserede fasekomposant. Det kompenserede signal behandles derefter på normal måde vediJhjælp af konventionelle modems.

Den i fig, 11 viste nederste sløjfe, som indeholder de ovenfor nævnte enheder, frembringer i løbet af demodulationsprocessen et etstimator for bærebølgefasefejlen. Den forstærkningsvariable forstærker 1121 forstærker indgangssignalet optimalt (er tidligere forklaret). Styresignalet til VGA 1121 udgøres af udgangssignalet fra integratoren 1117, som integrerer forstærkningskorrektionen fra den digitale datamat 1129. VGA 1121’s udgangssignal føres til kvadraturdemodulatorerne 1121 henholdsvis 1123, som er samme type demodulatorer som de tidligere nævnte demodulatorer 1103 og 1104. Demodulatorerne 1122 henholdsvis 1123's udgangssignaler 147309 24 føres til bærebølgelavpasfiltrene LPR 1124 henholdsvis 1125. hisse lavpasfiltre er af samme udformning som datafiltrene 1107 og 1108 med den forskel, at bærebølgelavpasfiltrene 1124 og 1125 har mindre båndbredde med henblik på, at afvise en stor del af datasignalerne, og tillade en stor del af de stokastisk forstyrrede sidebånd, som er beliggende i nærheden af bærebølgepilottonen, at passere. Disse bærebølgelavpasfiltre 1124 og 1125*s udgangssignaler aftastes af aftastnings- og holdekredsløbene S/H 1126 og 1127 med samme takthastighed, som anvendes til styring af S/H kredsløbene 1109 og 1110. Bærebølgesignalerne fra S/H-kredsløbene 1126 og 1127 føres til analog-digital-omsætteren A/ 1128, hvor de konverteres til digitale signaler. (Hvis den digitale datamat 1129 arbejder hurtigt nok, kan A/D-omsætteren 1128 undværes, idet A/D-omsætteren 1111 kan være tidsdelt). Udgangssignalerne fra YN og 2^ fra A/D-omsætteren 1128 føres til en digitaldatamat 1129, som kan være en generel datamaskine, som f.eks. Honeywell 6000, eller være en datamat, som er specielt udformet til at udføre den tidligere angivne algoritme. Datamaten beregner sinus og cosinus af korrektionsvinkelen i overensstemmelse med den tidligere angivne algoritme og afgiver disse signaler til multiplikatorerne 1114 og 1115 som tidligere nævnt. Yderligere 2 2 2 beregner datamaten også R^ , som er lig med + V* hvilket signal anvendes til frembringelse af en styrespænding til VGA- 2 2 kredsløbet 1121, R^ beregnes for hver baud. Hvis RN er større end én, føres et signal til integratoren 1117 gennem en enkeltbit- digital-analog-omsætter 1130, således at VGA's forstærkning for- 2 mindskes. Hvis Rjj er mindre end én, tilføres VGA et signal, således at forstærkningen forøges. Denne modkobling fastholder 2 imidlertid ikke % nøjagtigt lig med én, men holder nævnte størrelse så tæt ved én, at den tidligere nævnte computer-algoritme hurtigt kan føre til et resultat.

Claims (8)

25 147308

1. Fremgangsmåde til korrektion af demodulationsfejl i en modtager, som på indgangen modtager modulerede datasignaler, og hvor demodulation af datasignalerne tilvejebringes ved hjælp af.'et lokalt frembragt referencesignal med arbitrær fase og med en frekvens, som er synkroniseret med de modulerede datasignalers bærefrekvens, ved hvilken fremgangsmåde der ved hjælp af de modtagne signaler frembringes et fejlkorrigerende signal til korrektion af de demodu-· ·· lerede signaler for fasefejl, kendetegnet ved, at de demodulerede datasignaler forsinkes en tid, som er lig med den tid det tager at estimere det fejlkorrigerende signal, og at de tidsforsinkede datasignaler derefter korrigeres ved hjælp af det fejlkorrigerende signal.

2. Fremgangsmåde ifølge krav 1, kendetegnet ved, at datasignalerne kvadraturdemoduleres ved hjælp af det nævnte referencesignal, og at fase- og kvadraturkomposanten af det demodulerede signal filtreres i lavpasfiltre.

3. Fremgangsmåde ifølge krav 2, og hvor k = den yderligere bærebølgeeffekt, som hidrører fra, at der indskydes en bærebølgepilottone i senderen, t = tiden, g(t)= datasignalet, og 0. demodulationsfejlen, kendetegnet ved, at der ved lavpasfiltreringen frembringes kvadraturkomposanter X(t) og Y(t), hvor x(t)= [l/2 k + g(t)] cos 0 y(t)= [1/2 k + g(t)] sin 0.

4. Apparat til udøvelse af fremgangsmåden ifølge krav 1, og med organer til ved hjælp af et lokalt frembragt referencesignal at demodulere modtagne modulerede datasignaler samt med organer til ved hjælp af de modtagne signaler at frembringe et fejlkor- 147309 rigerende signal, kendetegnet ved, at der findes en første og en anden kanal til demodulering af henholdsvis data-og "bærebølgesignaler ved hjælp af referencesignalet, og at der i den første kanal findes et forsinkelseskredsløb (1014, 1015 fig. 10 eller 1112, 1113 fig. 11), som er indrettet til at forsinke de demodulerede datasignaler en forud bestemt tid, og findes et fasekorrektionskredsløb (1016 fig. 10 eller 1114, 1115 fig.. 11), som har en faseindgangsklemme, og som er indrettet til at modtage de forsinkede datasignaler, samt at der i den anden kanal findes et kredsløb (1017 fig. 10 eller 1100 fig. 11), som er indrettet til estimering af fasevinkelfejl og til at modtage de demodulerede bærebølgesignaler, som indeholder information om fase-vinkelforskydninger samt til på udgangen at frembringe det fasekorrigerende signal til et tidspunkt, som svarer til det nævnte forsinkelseskredsløbs tidsforsinkelse, hvorhos de fasekorrigerende signaler overføres til den nævnte faseindgangsklemme.

5. Apparat ifølge krav 4, kendetegnet ved, at der i hver kanal findes et komplementært par af kvadraturdemodulatorer (1002 - 1005 fig. 10 eller 1103, 1104, 1122, 1123 fig. 11) til demodulering af henholdsvis af data- og bærebølgesignaler, og at der til respektive af kvadraturdemodulatorerne (1002, 1003 fig. 10, 1103, 1104 fig. 11) i den første kanal er forbundet et par dataforsinkelseskredsløb (1014, 1015 fig. 10, 1112, 1113 fig. 11), som er indrettet til at lagre de kvadraturdemo-dulerede datasignaler en forud bestemt tid.

6. Apparat ifølge krav 5, kendetegnet ved, at der findes et datalavpasfilter (1006, 1007 fig. 10, 1107, 1108 fig. il), der er forbundet mellem kvadraturdemodulatorerne og datasignalfor-s inke1sesorganerne.

7. Apparat ifølge krav 6, kendetegnet ved, at der findes lavpasfiltre (1008, 1009 fig. 10, 1124, 1125 fig. 11), som er forbundet med kvadraturdemodulatorerne og med kredsløbet til estimering af bærebølgefasefejl.

8. Apparat ifølge krav 7, kendetegnet ved, at der findes et første par analog-digitalomsættere (1010, 1011 fig. 10,