NO308020B1 - Demodulator for digitalt modulerte signaler - Google Patents
Demodulator for digitalt modulerte signaler Download PDFInfo
- Publication number
- NO308020B1 NO308020B1 NO922222A NO922222A NO308020B1 NO 308020 B1 NO308020 B1 NO 308020B1 NO 922222 A NO922222 A NO 922222A NO 922222 A NO922222 A NO 922222A NO 308020 B1 NO308020 B1 NO 308020B1
- Authority
- NO
- Norway
- Prior art keywords
- signals
- phase deviation
- digitally modulated
- noise
- outputs
- Prior art date
Links
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 claims description 11
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 10
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 7
- 230000014759 maintenance of location Effects 0.000 claims 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 26
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 4
- 230000001603 reducing effect Effects 0.000 description 4
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 3
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 3
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2335—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using temporal properties of the received signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
Foreliggende oppfinnelse vedrører en demodulator for digitalt modulerte signaler så som fasemodulerte og frekvensmodulerte signaler som inngår i et modem for digital dataoverføring over et kabelsystem eller et radiosystem.
Nærmere bestemt vedrører oppfinnelsen en demodulator for digitalt modulerte signaler, innbefattende en frekvensdetektor som utmater frekvensdeteksjonssignaler ved å detektere frekvenser i de digitalt modulerte signaler, et integralt utladningsfilter som utmater faseavviksignaler ved å integrere frekvensdeteksjonssignalene for et gitt intervall, og diskrimineringsanordning som utmater demodulasjonsdata ved å diskriminere avviket i de digitalt modulerte signaler basert på faseavviksignalene.
Demodulatorer for digitalt modulerte signaler så som fasemodulerte og frekvensmodulerte signaler innbefattende frekvensdetektorer og integrale utladningsfiltre byr på fordeler sammenlignet med demodulatorer som innbefatter koherente detektorer i reduksjonskretser.
Fig. 1 er et blokkdiagram for en vanlig demodulator for digitalt modulerte signaler ved MSK (minimum skiftnøkling) og QPSK (kvadratur faseskiftnøkling). Dokumentet "Digital Cellular System with Linear Modulation", Proe. of 39th IEEE Vehicular Technology Conference 1998 beskriver i detalj en slik modulator.
Demodulatoren vist på fig. 1 omfatter en frekvensdetektor 41, et integralt utladningsfilter 42 og en beslutningsanordning 43. Det integrale utladningsfilter 42 innbefatter en integrator 44 på en utladningsstyrekrets 45. Frekvensdetektoren 41 og det integrale utladningsfilter 42 utgjør en fasedetektor som utmater faseavviksignaler.
Frekvensdetektoren 41 utmater frekvensdetekterte signaler som føres til det integrale utladningsfilter 42 ved mottak av digitalt modulerte signaler og på sin side gir det integrale utladningsfilter 42 som utgang faseavviksignaler til beslutningsanordningen 43 som utmater demodulerte data.
Etter å ha detektert frekvenser i de digitalt modulerte signaler utmater frekvensdetektoren 41 frekvensdetekterte signaler som spenning utmater avhengig av avviket derav til det integrale utladningsfilter som integrerer det frekvensdetekterte signal for hver tidsluke (sendingstid pr. symbol), noe som betyr at integratoren 44 utlader en elektrisk ladning som er lagret i denne som resultatet av en foregående integrering etter mottak av et tilbakestillingssignal som utmates ved hver tidsluke fra utladningsstyrekretsen 45 og deretter integrerer de frekvensdetekterte signaler for den påfølgende tidsluke. Dermed vil utladningsfilteret 42 som tjener som fasedetektor sammen med frekvensdetektoren 41 utmate faseavviksignaler til beslutningsanordningen 43 som diskriminerer polaritet og/eller verdier av utgangen ved hjelp av flere terskler for å kunne utmate demodulerte data. Demodulatoren demodulerer de frekvensmodulerte signaler ved detektering av faseavviket som er basert på de frekvensmodulerte signaler.
For signaler som er digitalt modulert med MSK utmater beslutningsanordningen 43 binære demodulerte data ved hjelp av en spenning tilsvarende 0 avvik som en terskel fordi deres bærefaseavvik er enten +n/2 eller -n/2. For signaler som er digitalt modulert med n/4-skift-QPSK utmater beslutningsanordningen 43 kvaternære demodulerte data ved hjelp av spenninger som tilsvarer +n/2, 0 og -n/2 avvik som terskler fordi deres bærefaseavvik er en av +3n/4, +n/4, -n/4 og-3n/4.
Fig. 2 viser et blokkskjema over en mulig demodulator for digitalt modulerte signaler ved hjelp av GMSK (gaussisk filtrert minimum skiftnøkling) med stor intersymbol interferens på grunn av gausi ske filtre.
Demodulatoren omfatter en frekvensdetektor 51, et integralt utladningsfilter 52, en subtraksjonsanordning 53, en beslutningsanordning 54, et skifteregister 55 og en generator 56 for interferenssignaler fra foregående data (i det følgende ganske enkelt betegnet om interferenssignalgenerator 56). Det integrale utladningsfilter 52 innbefatter integratorer 57 og 58, for 2-bit overføringstid (i det følgende enkelt betegnet som integratorene 57, 58), en integratorstyrekrets 59 og en vender 60.
Frekvensdetektoren 51 utmater frekvensdetekterte signaler til det integrerte utladningsfilter 52 som, i sin tur utmater faseavviksignaler til subtraksjonsanordningen 53. Subtraksjonsanordningen 53 subtraherer fra disse interferenssignaler signaler fra foregående data frembragt i skifteregisteret 55 og interferensgeneratoren 56 og gir subtraksjonsresultåtene til beslutningsanordningen 54 som utmater demodulerte data.
Etter å ha detektert frekvensene i de digitalt modulerte signaler vil mer bestemt frekvensdetektoren 51 utmate de f rekvensdetekterte signaler ved hjelp av den spenning som er avhengig av avviket til det integrale utladningsfilter 52 som integrerer de frekvensdetekterte signaler for hver 2-bit overføringstid, noe som betyr at hver integrator 57 og 58 integrerer de f rekvensdetekterte signaler for 2-bit overfør-ingstid etter tur ved avvekslende å motta et tilbakestillingssignal som av utladningsstyrekretsen 59 utmates for hver 1-bit overføringstid. Venderen 60 som er styrt av utladningsstyrekretsen 59 veksler frem og tilbake, hvorved det integrale utladningsfilter 52 utmater faseavviksignaler eller de frekvensdetekterende signaler som er integrert for 2-bit overføringstid til subtraheringsanordningen 53.
Da signalene som er modulert ved hjelp av GMSK blir påvirket av intersymbol interferens som oppstår i filtrene for sendere og mottagere, må interferensen fjernes før den kommer som inngang til beslutningsanordningen 54. For eksempel kan f aseavviksignalene Xnfor de n'te overføringsdata Sn uttrykkes slik:
Her er påivirkningen fra støy ikke tatt i betraktning, og Sn_2°S sn-l °S sn+lrepresenterer data som ligger foran og etter Sn og hver data blir enten +1 eller -1. Store bokstaver A og B representerer konstante verdier, som for eksempel verdier som svarer til n/8 og 3n/8 avvik, noe som indikerer påvirkning på Sn fra foregående og påfølgende data og blir bestemt av modulasjonsmetodene eller filterkarakteristikkene.
Generatoren 56 utmater lnterferenssignaler fra foregående data uttrykt som A x Sn_2+ B x Sn_^ved hjelp av spenning som er avhengig av interferensen og disse signaler føres til subtraksjonsanordningen 53 som subtraherer interferenssignalene fra foregående data fra faseavviksignalene Xn, hvorved det utmates hovedsaklig interferensfrie signaler Xn' uttrykt som B x Sn + A x Sn+^til beslutningsanordningen 54. Interferenssignalene fra påfølgende data A x Sn+^kan ikke fjernes fra signalene Xnfordi Sn+^er ukjent. Deretter vil beslutningsanordningen 54 diskriminere polaritet og/eller verdien av signalene ved hjelp av en gitt terskel for å utmate demodulerte data til utenforliggende utstyr så vel som til skifteregisteret 55 som skifter de demodulerte data til en bittaktgiver som holder dem over en 2-bit overføringstid, hvorved utmatningen Sn_2og Sn_^føres til interferenssignal-generatoren 56 slik at denne blir i stand til å frembringe interf erenssignaler A x Sn_2+ B x Sn_-^.
De demodulatorer som er beskrevet ovenfor kommer Imidlertid ikke forbi problemet med faseforsinkelsene på grunn av støyen i de digitalt modulerte signaler så som varmestøy og krysstale som virker inn på den presise drift av beslutningsanordningen 43 og 54 slik at deres BER (bitfeiltakt) øker.
I disse demodulatorer innbefatter faseavviksignalene X^i de k'te overføringsdata en fasestøy a^uttrykt slik:
Her henviser e^til et fasestøyelement som bevirker en faseforsinkelse mellom en ideell fase for de k'te overfør-ingsdata og f aseavviksignalene X^, mens ejj_^ viser til et fasestøyelement med en faseforsinkelse mellom en ideell fase fra de foregående overførte data eller k-1'te overføringsdata og foregående faseavviksignaler X^.^som utmates enten fra det integrale utladningsfilter 42, eller det integrale utladningsf ilter 52. ejj_i viser til et fasestøyelement med en faseforsinkelse mellom en ideell fase for de foregående overføringsdata eller de k-2'te overføringsdata og foregående faseavviksignaler X\ z- 2-
Demodulatorer med koherente detektorer har en fasestøy som består bare av e^, mens demodulatorer med frekvensdetektorer og integrale utladningsfiltre har en syntetisert fasestøy bestående av e^og e^-i og derfor beholder en høyere BER.
Formålet med foreliggende oppfinnelse er å komme frem til en demodulator for digitalt modulerte signaler innbefattende en frekvensdetekteringsanordning og et integralt utladningsfilter som er i stand til å redusere BER.
Følgelig, i ett aspekt av oppfinnelsen kjennetegnes demodulatoren ved tilbakekoblingsanordning for støykompenserende signaler og anordning for frembringelse av støy-kompenserende signaler, der tilbakekoblingsanordningen er plassert mellom det integrale utladningsfilter og diskrimineringsanordningen og frembringer kompenserte faseavviksignaler som innmates i diskrimineringsanordningen ved å tilbakeføre støy-kompen-serende signaler som frembringes av frembringelsesanordningen til faseavviksignalene fra det integrale utladningsfilter og frembringelsesanordningen frembringer de støy-kompenserende signaler basert på de kompenserte faseavviksignaler og de demodulerte data.
Med den ovenfor beskrevne konstruksjon blir de støyutlignende signaler som er basert på de demodulerte data tilbakekoblet til faseavviksignalene fra frekvensdetekteringsanordningen og det integrale utladningsfilter, hvorved støyelementene i de digitalt modulerte signaler blir samlet. Med denne samling blir påvirkning av støy fra foregående data redusert, noe som øker nøyaktigheten ved driften av diskrimineringsanordningen og derfor reduserer BER.
I en variant kjennetegnes demodulatoren ved tilbakekoblingsanordning for støykompenserende signaler og kompenseringsanordning for interferens fra foregående data, begge anbragt mellom det integrale utladningsfilteret og diskrimineringsanordningen, og anordningen for frembringelse av støy-kompenserende signaler forbundet med tilbakekoblingsanordningen, der tilbakekoblingsanordningen utmater kompenserte faseavviksignaler til diskrimineringsanordningen ved å tilbakeføre støy-kompenserende signaler som frembringes av nevnte frembringelseanordning til faseavviksignalene fra det integrale utladningsfilteret, der kompenseringsanordningen utmater interferens-kompenserte faseavviksignaler til diskriminatoranordningen ved å fjerne interferensen fra foregående demodulasjonsdata fra de kompenserte faseavviksignaler som er sendt fra tilbakekoblingsanordningen, og frembringelseanordningen frembringer de støy-kompenserende signalene basert på de kompenserte faseavviksignalene og de demodulerende data.
Bygget opp som beskrevet ovenfor, vil utmatning av de støy-kompenserende signaler basert på de interferens-kompenserte faseavviksignaler, demodulasjons-data, og påfølgende demodulasjons-data via tilbakekobling gjøre det mulig å fjerne intersymbolinterferens fra de digitalt modulerte signaler og derved forbedre den nøyaktige drift av diskrimineringsanordningen med dermed følgende reduksjon av BER.
Ifølge en ennu ytterligere variant av demodulatoren kjennetegnes denne ved feilakkumuleringsanordning for å akkumulere feil som inngår i faseavviket som detekteres av det integrale utladningsfilter mens de akkumulerte feil multipliseres med et positivt tall som er mindre enn én ved hver akkumulering, der de akkumulerte feil som akkumuleres ved hjelp av feilakkumuleringsanordningen og faseavviket som detekteres av det integrale utladningsfilteret innmates i diskrimineringsanordningen og diskrimineringsanordningen utmater demodulasjonsdata ved å diskriminere faseavviket i de digitalt modulerte signaler basert på de akkumulerte feil og faseavviket.
Oppfinnelsen er forøvrig kjennetegnet ved de i kravene gjengitte trekk og vil i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene som viser spesielle ut-førelsesformer for oppfinnelsen, og der: fig. 1 er et blokkskjema for en vanlig demodulator til
digitalt modulerte signaler,
fig. 2 er et blokkskjema for en vanlig demodulator for digitalt modulerte signaler med stor intersymbolinterferens,
fig. 3 er et blokkskjema for en demodulator for digitalt
modulerte signaler i utførelse I,
fig. 4 viser fase- og frekvenskarakteristikkene for signalene som er utgang i utførelseseksempel I,
fig. 5 er et blokkskjema for en demodulator for digitalt
modulerte signaler i utførelse II,
fig. 6 er et blokkskjema for en demodulator for digitalt
modulerte signaler i utførelse III,
fig. 7 er blokkskjema for en demodulator for digitalt
modulerte signaler i utførelse IV, og
fig. 8 viser BER-karakteristikkene i forhold til Eb/No (bitenergi i forhold til støyenergiens spektralden-sitet).
Utførelseseksempel I
En demodulator for digitalt modulerte signaler ved hjelp av MSK eller QPSK er beskrevet i det følgende under henvisning til fig. 3.
Demodulatoren omfatter en frekvensdetektor 1 som for eksempel en forholdsdetektor, et integralt utladningsfilter 2, en beslutninganordning 3, en generator 4 for ideelle faseavviksignaler (i det følgende betegnet som generatoren 4) en sutraksjonsanordning 5, en forsinkelseskrets 6, en multiplikasjonsanordning 7 med en konstant verdi (i det følgende betegnet som multiplikasjonsanordning 7) og en summeringsanordning 8.
Det integrale utladningsfilter 2 innbefatter en integrator 9 og en utladningsstyrekrets 10. Frekvensdetektoren 1 og det integrale utladningsfilter 2 utgjør en fasedetektor som utmater faseavviksignaler. Beslutningsanordningen 3 innbefatter minst en komparator. Forsinkelseskretsen 6 innbefatter en vekselkoblet kondensator, forsinkelseslinjer og lignende for å forsinke analoge signaler og multiplikasjonsanordningen 7 innbefatter en dempeanordning.
Bygget opp som ovenfor utmater demodulatoren demodulerte data fra de digitalt modulerte signaler som forklart i det følgende.
Etter å ha detektert frekvensene i de digitalt modulerte signaler utmater frekvensdetektoren 1 frekvensdetekterte signaler ved hjelp av spenningen som avhenger av deres avvik til det integrale utladningsfilter 2 som integrerer de frekvensdetekterte signaler for hver tidsluke, noe som betyr at integratoren 9 utlader en elektrisk ladning som er lagret i integratoren som resultat av en foregående integrering etter mottak av et tilbakestillingssignal som utmates for hver tidsluke fra utladningsstyrekretsen 10 og deretter integrerer de frekvensdetekterte signaler for den følgende tidsluke. Dermed tjener utladningsfilteret 2 som fasedetektor sammen med frekvensdetektoren 1 og utmater faseavviksignaler til summeringsanordningen 8. Demodulatoren demodulerer frekvensmodulerte signaler ved å detektere faseavviket basert på de frekvensmodulerte signaler. Deretter, for å fjerne en støy som fører til faseforsinkelse, vil summeringsanordningen 8 tilbakekoble støyutlignende signaler basert på de demodulerte data fra multiplikasjonsanordningen 7 til faseavviksignalene og derved utmate støyutlignende faseavviksignaler til beslutningsanordningen 3. Beslutningsanordningen 3 diskriminerer polaritet og/eller verdien av signalene ved hjelp av minst en terskel for å utmate de demodulerte data til utenforliggende utstyr så vel som til generatoren 4 som utmater ideelle faseavviksignaler eller ideelle spenninger basert på de demodulerte data til subtraksjonsanordningen 5.
For eksempel utmater beslutningsanordningen 3 de digitalt modulerte signaler ved hjelp av MSK i binære demodulerte data ved hjelp av en spenning som tilsvarer 0 avvik som en terskel, fordi deres bærers faseavvik er enten +n/2 eller-n/2. Deretter utmater generatoren 4 ideelle avvikssignaler ved hjelp av en spenning svarende til et avvik på +tt/2 eller
-tt/2. Beslutningsanordningen 3 kan imidlertid utmate de digitalt modulerte signaler ved hjelp av ir/4-skifte-QPSK som kvaternære demodulerte data ved hjelp av spenninger svarende til +jt/2, 0 og -n/2 avvikelse som terskler fordi deres
bærefaseavvik er et av +3n/4, +tt/4, -n/4 og -3n/4. Deretter utmater generatoren 4 ideelle avviksignaler ved hjelp av en spenning svarende til +3n/4, +n/4, -n/4 og -3n/4 avvikelse.
Ved mottak av de ideelle faseavviksignaler vil subtraksjonsanordningen 5 utmate signaler til forsinkelseskretsen 6 ved å subtrahere de ideelle faseavviksignaler fra de støyutlignende faseavviksignaler fra summeringsanordningen 8. Forsinkelseskretsen 6 forsinker feilsignalene til multiplikasjonsanordningen 4 én tidsluke som gir støyutlignende signaler til summeringsanordningen 8 ved multiplikasjon av de forsinkede feilsignaler med en gitt konstant verdi a, slik at summeringsanordningen 8 blir i stand til å utmate de støyut-lignende faseavviksignaler til beslutningsanordningen 3.
På fig. 4 vises fase- og frekvenskarakteristikkene for de tidligere nevnte signaler der en stiplet linje gjelder et signal uten støy.
De digitalt modulerte inngangssignaler (a) utmates i form av frekvenssignaler (b) og de integrerte frekvensdetekterte signaler utmates i form av faseavviksignaler (c). Dermed innbefatter f aseavviksignalene Xjj i de k'te overføringsdata en fasestøy a^utttrykt slik:
I formel 3 betegner e^et fasestøyelement som bevirker en faseforsinkelse mellom en ideell fase for de k'te overfør-ingsdata og faseavviksignaler , mens ejj-i viser til et fasestøyelement som er fremkommet ved en faseforsinkelse mellom en ideell fase for de foregående overføringsdata eller de k-1'te overføringsdata og foregående faseavviksignaler
Xtø.i fra det integrale utladningsfilter 2.
Som tidligere nevnt utmates summeringsanordningen 8 de støyutlignende faseavviksignaler (d) ved å summere faseav viksignalene (c) og de forsinkede feilsignaler for 1 tidsluke uttrykt som b^-i (e) multiplisert med den konstante verdi a. og derfor kan feilsignalene b^i de støyutlignende faseavviksignaler uttrykkes som:
Med formlene 3 og 4 kan feilsignalene bk uttrykkes videre som:
Det fremgår av formel 5 at når den absolutte verdi for verdikonstanten a er et tall mindre enn 1, vil feilsignalene bjjkonvergere og derfor redusere virkningen av andre fasestøyelementer så som e^-i-
Videre er det fordelaktig å ha et positivt tall som a. I alminnelighet er alle fasestøyelementer uavhengige og tilfeldig variable og middelverdien for disse er da 0. Når så disse elementer har en spredning på a<2>, vil spredningen V^for feilsignalene b^kunne uttrykkes som:
Når de støyutlignende signaler som er uttrykt som a x bjj_i ikke tilbakekobles til faseavviksignalene X^, betyr spredningen Vtø = 2a<2>fra formel 3 at når de støyutlignende signaler blir tilbakekoblet til faseavviksignalene X^, blir spredningen V^én (1 + a)del sammenlignet med én uten tilbakekoblingen.
Fra formlene 5 og 6 kan det sies at det er i høyeste grad fordelaktig å ha et positivt tall mindre enn 1 som a.
Det skal derfor påpekes at tilbakekobling av de støyutlign-ende signaler til faseavviksignalene gjør det mulig å få til en mindre spredning av feilsignalene og derved bedre den nøyaktige drift av beslutningsanordningen 3, noe som ytterligere resulterer i reduksjon av BER.
Selv om et hvilket som helst positivt tall mindre enn 1 kan være a, er det fordelaktig å ha et mindre tall når de konstante feilsignaler i kretser som inngår i demodulatoren er store for å hindre spredning, mens et større tall eller stort sett 1 er å foretrekke når de konstante feilsignalene
i kretsene som inngår i demodulatoren er små når det gjelder den ytterligere reduserende virkning.
I denne utførelsesform innbefatter generatoren 4 en multipli-ser ingsanordning for multiplisering av demodulerte data med en gitt verdi for å utmate de ideelle faseavviksignaler eller de ideelle spenninger, men den kan imidlertid omfatte en digital/analogomformer eller en spenningsgenerator og en analog vender for styring av utgangene fra generatoren i overensstemmelse med de demodulerte data.
Utførelseseksempel II
En demodulator for digitalt modulerte signaler ved hjelp av GMSK med stor intersymbol interferens på grunn av gaussiske filtre eller lignende er her beskrevet under henvisning til flg. 5.
Demodulatoren kan på samme måte som i eksempel I, redusere BER ved. tilbakekobling av feilsignalene til f aseavviksig nalene og 1 tillegg er den konstruert slik at de feilsignaler det gjelder kan tilbakekobles for å fjerne intersymbol interferensen i de modulerte digitale signaler.
Demodulatoren omfatter en frekvensdetektor 21, et integralt utladningsfilter 22, en første subtråksjonsanordning 23, en beslutningsanordning 24, et skifteregister 25, en generator 26 for interferenssignaler fra foregående data (i det følgende bare kalt generator 26), en generator 27 for ideelle faseavviksignaler (i det følgende bare kalt generator 27), en andre subtraksjonsanordning 28, en forsinkelseskrets 29, en generator 30 for interferenssignaler fra påfølgende data (i det følgende bare kalt generator 30), en tredje subtraksjonsanordning 31, en multiplikasjonsanordning 32 med en konstant verdi (i det følgende bare kalt multiplikasjonsanordning 32) og en summeringsanordning 33. Det integrale utladningsfilter 22 innbefatter integratorer 34 og 35 for 2-bit overføringstid (i et følgdende bare kalt integratorer 34 og 35), en integratorstyrekrets 36 og en vender 37.
Utført på denne måte gir demodulatoren som utgang demodulerte data av de digitalt modulerte signaler som forklart i det følgende.
Etter å ha detektert frekvenser for de digitalt modulerte signaler gir frekvensdetektoren 21 som utganger frekvensdetekterte signaler med en spenning svarende til avviket fra denne til det integrale utladningsfilter 22 som integrerer de frekvensdetekterte signaler for hver 2-bit overføringstid, noe som betyr at hver integrator 34 og 35 integrerer de frekvensdetekterte signaler for 2-bit overføringstid etter tur ved avvekslende å motta et tilbakestillingssignal som utmates for hver 1-bit overføringstid fra utladningsstyrekretsen 36. Venderen 37 som blir styrt av utladningsstyrekretsen 36 veksler frem og tilbake slik at det integrale utladningsfilter 22 utmater faseavviksignaler eller gir de frekvensdetekterte signaler integrert for 2-bit overførings- tid til summeringsanordningen 33. Summeringsanordningen 33 avgir støyutlignende faseavviksignaler til den første subtraksjonanordning 23 ved å summere faseavviksignalene og de støyutlignende signaler fra multiplikasjonsanordningen 32 basert på de demodulerte data. Den første subtraksjonsanordningen 23 subtraherer fra disse interferenssignalene fra de foregående data og utmater subtraksjonsresultatene til beslutningsanordningen 24. For eksempel kan de n'te overføringsdata Sn som utmates i form av faseavviksignaler Xnuttrykkes som i formel 1 i beskrivelsen av teknikkens stand.
Generatoren 26 utmater interferenssignalene fra de foregående data ved hjelp av de verdier som avhenger av interferensen uttrykt som A x Sn_2+ B x Sn_j_ til den første subtraksjonsanordningen 23 som subtraherer interferenssignalene fra de foregående data fra faseavviksignalene Xnog utmater dermed signaler Xnuttrykt som B x Sn + A x Sn+1til beslutningsanordningen 24. Interferenssignalene fra de påfølgende data A x Sn+i kan ikke fjernes fra signalene Xnfordi Sn+^er ukjent. Deretter vil beslutningsanordningen 24 diskriminere polariteten og/eller verdiene av disse ved hjelp av en gitt terskel for å utmate demodulerte data til utenforliggende utstyr som for eksempel mottagere så vel som skifteregisteret 25 og generatoren 27. Skifteregisteret 25 forflytter de demodulerte data til en bittaktgiver som beholder dem over 2-bit overføringstid og gir utmatning Sn_2til generatoren 30 så vel som utgang Sn_2°g sn-l t:L1 generatoren 26 for å sette den i stand til å frembringe interferenssignalene A x Sn_2+ B x Sn_-L med to multiplikasjonskretser og en summeringskrets som er innbefattet. Generatoren 27 har samme oppbygning som generatoren 4 i utførelseseksempel I og utmater ideelle faseavviksignaler ved hjelp av en ideell spenning basert på demodulasjonsdata eller B x Sn til den andre subtraksjonsanordning 28. Den andre subtraksjonsanordning 28 subtraherer de ideelle faseavviksignaler fra signalene Xnfra den første subtraksjonsanordningen 23 og utmater dermed de første feilsignaler innbefattende A x Sn+1til forsinkelseskretsen 29. Forsinkelseskretsen 29 forsinker de første feilsignaler i en 2-bit overføringstid til den tredje subtraksjonsanordning 31. I mellomtiden utmater skifteregisteret 25 signaler basert på Sn_^til generatoren 30, hvorved generatoren 30 som innefatter en summeringsanordning som utmater signaler ved hjelp av en spenning avhengig av interferenssignalene A x Sn_^til den tredje subtraksjonsanordning 31. Deretter vil den tredje subtraksjonsanordning 31 subtrahere interferenssignalene A x Sn_^som utmatning fra generatoren 30 fra de første feilsignaler innbefattende A x Sn+iforsinket over en 2-bit overføringstid fra forsinkelseskretsen 29 for derved å utmate subtraksjonsresultatene til multiplikasjonsanordningen 32 som andre feilsignaler som ikke blir påvirket av interferensen fra de foregående og påfølgende data i forhold til Sn. Multiplikasjonsanordningen 32 avgir støyutlignende signaler til summeringsanordningen 33 ved å multiplisere de andre feilsignaler med en konstant verdi a.
Dermed kan formlene 5 og 6 anvendes på utførelse II, noe som betyr at hvis man tar en positiv a på mindre enn 1, blir det mulig å dempe fasestøyelementet e^-i så vel som mulig å få til mindre spredning av feilsignalene, noe som ytterligere bedrer den riktige drift av beslutningsanordningen 24 og resulterer i reduksjon av BER.
Utførelseseksempel III
En demodulator for digitalt modulerte signaler innbefattende en frekvensforskyvning er vist på fig. 6.
Modulatoren har samme oppbygning som i utførelse I bortsett fra at et høypassfilter 70 er innkoblet mellom multiplikasjonsanordningen 7 og summeringsanordningen 8 for å dempe likestrømelementer til l/p.
I denne modulator har faseavviksignalene konstante feilsignaler uttrykt som T x f under forutsetning av at T gjelder integral tid i det integrale utladningsf ilter 2, og f viser til en forskyvning av de frekvensdetekterte signaler.
For eksempel har faseavviksignalene i de k'te overføringsdata feilsignaler C^som fremkommer ved å summere de konstante feilsignaler T x f til multiplumet av feilsignaler i de foregående data c^_ i med a/<p>og uttrykt slik:
Derfor blir en konstant verdi E for feilsignalene c^uttrykt slik:
Som tidligere nevnt kan, selv om a er et positivt tall mindre enn 1, virkningen av frekvensforskyvningen på grunn av at tilbakekoblingen forhindres ved å gjøre P større. I tillegg er det særlig virkningsfullt når det gjelder å redusere virkningen av fasestøy å benytte et høypassfilter 70 med en lavere avskjæringsfrekvens sammenlignet med overføringsbit-hastigheten.
Utførelseseksempel IV
En annen demodulator for digitalt modulerte signaler innbefattende en frekvensforskyvning er vist på fig. 7.
Demodulatoren har samme oppbygning som den i utførelseseksem-pelet II bortsett fra at et høypassf ilter 70 er innkoblet mellom multiplikasjonsanordningen 32 og summeringsanordningen 33 for å dempe likestrømelementer til l/<p.>
På samme måte som demodulatoren i utførelseseksempelet III er demodulatoren her også i stand til å redusere virkningen av fasestøy så vel som i stand til å dempe virkningen av f rekvensforskyvningen.
Fig. 8 viser samhørigheten mellom BER-karakteristikkene og Eb/No (bitenergi i forhold til støyens energitetthet). Her er a 0,7, mens p er en verdi som er tilstrekkelig stor til å avskjære likestrømelementene. Digitale data er modulert ved hjelp av GMSK med et lavpassfilter med produktet BT på 0,25 ved modulasjonshastighet på 32 kbit/sek. På fig. 8 hører en kurve (a), en kurve (b) og en kurve (c) til demodulatoren i utførelseseksempel IV som er en demodulator uten tilbakekobling av feilsignaler og en demodulator som innbefatter en koherent detektor. Datakilden for kurven (c) er "Transmis-sion Characteristics by GMSK" av Murata/Hirade, Denshi-Tsushin Gakkai Ronbunshyu (B), J64-B, utgave 10 og utgave 11, sidene 23 til 1130, oktober 1981.
Det fremgår av fig. 8 at BER-karakteristikkene for demodulatoren ifølge oppfinnelsen er overlegent bedre enn verdiene for en demodulator uten feilsignaltilbakekobling med en forskjell på omtrent 2dB, mens den tilsvarer utførelsen med en koherent detektor med bibehold av den sammentrengte konstruksjon.
Selv om de digitale signaler som er modulert med MSK, QPSK og GMSK demoduleres i de ovenfor omhandlede utførelseseks-empler, kan andre modulasjonsmetoder som ikke reduserer amplituden, for eksempel 4-nivå FM, anvendes sammen med oppf innelsen.
De støyutlignende signaler blir ikke nødvendigvis ført tilbake til faseavviksignalene og forsinkelseskretsen kan kobles inn hvor som helst så lenge demodulatoren har en konstruksjon som samler de støyutlignende signaler. Dessuten kan strøm anvendes i stedet for spenning.
Claims (16)
1.
Demodulator for digitalt modulerte signaler, innbefattende en frekvensdetektor (1) som utmater frekvensdeteksjonssignaler ved å detektere frekvenser i de digitalt modulerte signaler, et integralt utladningsfilter (2) som utmater faseavviksignaler ved å integrere frekvensdeteksjonssignalene for et gitt intervall, og diskrimineringsanordning (3) som utmater demodulasjonsdata ved å diskriminere avviket i de digitalt modulerte signaler basert på faseavviksignalene,karakterisert vedtilbakekoblingsanordning (8) for støykompenserende signaler og anordning (4-7) for frembringelse av støy-kompenserende signaler, der tilbakekoblingsanordningen er plassert mellom det integrale utladningsfilter (2) og diskrimineringsanordningen (3) og frembringer kompenserte faseavviksignaler som innmates i diskrimineringsanordningen (3) ved å tilbakeføre støy-kompenserende signaler som frembringes av frembringelsesanordningen (4-7) til faseavviksignalene fra det integrale utladningsfilter (2) og frembringelsesanordningen (4-7) frembringer de støy-kompenserende signaler basert på de kompense;rte faseavviksignaler og de demodulerte data.
2.
Demodulator for de digitalt modulerte signaler, som angitt i krav 1,karakterisert vedat tilbakekoblingsanordningen (8) for støykompenserende signaler innbefatter summeringsanordninger for å utmate de kompenserte faseavviksignaler ved summering av faseavviksignalene og de støykompenserte signaler.
3.
Demodulator for de digitalt modulerte signaler i krav 1,karakterisert vedat genereringsanordningen (4-7) for støy-kompensering av signaler innbefatter: anordning til generering av ideelle faseavviksignaler (4) for å utmate ideelle faseavviksignaler avhengig av faseavviket basert på de demodulerte data, anordning (5) til fasefeilvalg som utmater feilsignaler ved subtraksjon av de ideelle faseavviksignaler fra de kompenserte faseavviksignaler, og anordning (7) til multiplikasjon for utmatning av støyutlign-ende signaler ved multiplikasjon av feilsignalene med et postivt tall som er mindre enn 1.
4 .
Demodulator for digitalt modulerte signaler som angitt i krav 1,karakterisert vedat anordningen (4-7) til generering av støyutlignende signaler videre innbefatter forsinkelsesanordning (6) for utmatning av forsinkede feilsignaler ved forsinkelse av feilsignalene fra velgeranordningen (5) for fasefeil over en integral tid som er nødvendig for det integrale utladningsfilter (2) og deretter å utmate forsinkede feilsignaler til multiplikasjonsanordningen (7).
5.
Demodulator for digitalt modulerte signaler som angitt i krav 3,karakterisert vedat den videre omfatter et høypassfilter (70) innkoblet mellom velgeranordningen (5) for fasefeil og tilbakekoblingsanordningen (8) for støy-kompenserende signaler for å avskjære likestrømelementer.
6.
Demodulator for digitalt modulerte signaler innbefattende en frekvensdetektor (21) som utmater frekvensdeteksjonssignaler ved detektering av frekvenser i de digitalt modulerte signaler, et integralt utladningsfilter (22) som utmater faseavviksignaler ved å integrere frekvensdeteksjonssignalene over et gitt intervall, og diskrimineringsanordning (24) som utmater demodulasjonsdata ved å diskriminere avviket i de digitalt modulerte signaler basert på faseavvikelsesignalene,karakterisert ved: tilbakekoblingsingsanordning (33) for støykompenserende signaler og kompenseringsanordning (25, 26, 23) for interferens fra foregående data, begge anbragt mellom det integrale utladningsfilteret (22) og diskrimineringsanordningen (24), og anordningen (27-32) for frembringelse av støy-kompenserende signaler forbundet med tilbakekoblingsanordningen (33), der tilbakekoblingsanordningen (33) utmater kompenserte faseavviksignaler til diskrimineringsanordningen (24) ved å tilbakeføre støy-kompenserende signaler som frembringes av nevnte frembringelseanordning (27-32) til faseavviksignalene fra det integrale utladningsfilteret (22), der kompenseringsanordningen (25, 26, 23) utmater interferens-kompenserte faseavviksignaler til diskriminatoranordningen (24) ved å fjerne interferensen fra foregående demodulasjonsdata fra de kompenserte faseavviks-signaler som er sendt fra tilbakekoblingsanordningen (33), og frembringelseanordningen (27-32) frembringer de støy-kompenserende signalene basert på de kompenserte faseavvikelsesignalene og de demodulerte data.
7.
Demodulator for digitalt modulerte signaler som angitt i krav 6,karakterisert vedat tilbakekoblingsanordningen (33) for støykompenserende signaler innbefatter en summeringsanordning som utmater de kompenserte faseavviksignaler ved å summere faseavviksignalene og de støykompen-serende signaler.
8.
Demodulator for digitalt modulerte signaler som angitt i krav 6,karakterisert vedat kompenseringsanordningen for interferens fra foregående data omfatter: et skifteregister (25) for skifting av demodulerte data fra diskrimineringsanordningen (24) i henhold til en gitt taktgiver med tilbakeholdelse av disse over en gitt periode som foregående data, og anordningen (26) til frembringelse av interferenssignaler fra foregående data for å utmate interferenssignaler fra foregående data avhengig av den interferens som holdes tilbake av skifteregisteret (25), der kompenseringsanordningen (25, 26, 23) for interferens fra foregående data utmater interferenskompenserte faseavviksignaler ved å subtrahere interferenssignalene fra foregående data fra de støykompenserte faseavvikelsesignaler.
9.
Demodulator for digitalt modulerte signaler som angitt i krav 6,karakterisert vedat anordningen (27-32) til frembringelse av støykompenserende signaler omfatter: anordning (27) til frembringelse av ideelle faseavvikelsesignaler for å utmate ideelle faseavvikelsesignaler avhengig av faseavviket basert på de demodulerte data, anordning (30) til frembringelse av interferenssignaler fra påfølgende data for å utmate interferenssignaler fra påfølgende data avhengig av interferensen basert på de påfølgende data, velgeranordning (29, 31) for fasefeil for å utmate feilsignaler ved subtraksjon av de ideelle faseavviksignaler og interferenssignalene fra påfølgende data fra de interferens-kompenserte faseavvikelsesignaler, og multiplikasjonsanordning (32) som utmater støykompenserende signaler ved multiplikasjon av feilsignalene med et positivt tall mindre enn 1.
10.
Demodulator for digitalt modulerte signaler som angitt i krav 9,karakterisert vedat velgeranordningen (29, 31) for fasefeil omfatter forsinkelsesanordning (29) til forsinkelse av signalene som fremkommer ved subtraksjon av de ideelle faseavviksignaler basert på demodulerte data fra de interferenskompenserte faseavviksignaler for integral tid som er nødvendig for det integrale utladningsfilter (22), og at velgeranordningen (29, 31) for fasefeil utmater feilsignaler ved subtraksjon av interferenssignalene fra påfølgende data fra de forsinkede signaler.
11.
Demodulator for digitalt modulerte signaler som angitt i krav 9,karakterisert vedat den videre omfatter et høypassfilter (70) som er koblet mellom (fasefeil-valganordningen (29, 34) og tilbakekoblingsanordningen (33) for støyutlignende signaler for å avskjære likestrømele-menter .
12.
Demodulator for digitalt modulerte signaler, innbefattende en f rekvensdetektor (21) som utmater frekvensdeteksjonssignaler ved å detektere frekvenser i de digitalt modulerte signaler, et integralt utladningsfilter (22) som utmater faseavviksignaler ved å integrere frekvensdeteksjonssignalene for et gitt intervall, og diskrimineringsanordning (24) som utmater demodulasjonsdata ved å diskriminere avviket i de digitalt modulerte signaler basert på faseavviksignalene,karakterisert vedfeilakkumuleringsanordninger (28, 32, 33) for å akkumulere feil som inngår i faseavviket som detekteres av det integrale utladningsfilter (22) mens de akkumulerte feil multipliseres med et positivt tall som er mindre enn én ved hver akkumulering, der de akkumulerte feil som akkumuleres ved hjelp av feilakkumuleringsanordningene (28, 32 „ 33) og faseavviket som detekteres av det integrale utladningsfilteret (22) innmates i diskrimineringsanordningen (24), og der diskrimineringsanordningen (24) utmater demodulasjonsdata ved å diskriminere faseavviket i de digitalt modulerte signaler basert på de akkumulerte feil og faseavviket.
13.
Demodulator for digitalt modulerte signaler som angitt i krav 12,karakterisert vedat diskrimineringsanordningen (24) utmater de demodulerte data ved i realitet å sammenligne størrelsen av en sum av det faseavvik som detekteres av det integrale utladningsfilter (22) og de akkumulerte feil ved hjelp av feilakkumuleringsanordningene med en gitt terskel.
14 .
Demodulator for digitalt modulerte signaler som angitt i krav 12,karakterisert vedat feilakkumuleringsanordningene (28, 32, 33) summerer forskjellene mellom faseavviket som detekteres av det integrale utladningsfilter (22) og det ideelle faseavvik avhengig av faseavviket basert på demodulasjonsdataene og de akkumulerte feil, mens de akkumulerte feil multipliseres med et positivt tall som er mindre enn 1.
15 .
Demodulator for digitalt modulerte signaler som angitt i krav 12,karakterisert vedat den videre omfatter forsinkelsesanordning (29) for forsinkelse av de akkumulerte feil som er akkumulert av feilakkumuleringsanordningen (28, 32, 33) for en integral tid som er nødvendig for det integrale utladningsfilter (22), der diskrimineringsanordningen (24) utmater demodulerte data ved diskriminering av faseavviket for de digitalt modulerte signaler basert på faseavviket som er detektert av det integrale utladningsfilter (22) og de forsinkede akkumulerte feil i feilakkumuleringsanordningen (28, 32, 33) og forsinkelsesanordningen.
16.
Demodulator for digitalt modulerte signaler som angitt i krav 12,karakterisert vedat den omfatter: et høypassfilter (70) for avskjæring av 1ikestrømelementer i de akkumulerte feil som er akkumulert i feilakkumulasjons-anordningen (28, 32, 33), der diskrimineringsanordningen utmater de demodulerte data ved diskriminering av faseavviket for de digitalt modulerte signaler basert på det faseavvik som er detektert av det integrale utladningsfilter, og feilene som er akkumulert i feilakkumuleringsanordningen og avskjæring av likestrømelementene ved hjelp av høypass-filteret.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03134886A JP3101955B2 (ja) | 1991-06-06 | 1991-06-06 | ディジタル変調信号の復調装置 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NO922222D0 NO922222D0 (no) | 1992-06-05 |
| NO922222L NO922222L (no) | 1992-12-07 |
| NO308020B1 true NO308020B1 (no) | 2000-07-03 |
Family
ID=15138813
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NO922222A NO308020B1 (no) | 1991-06-06 | 1992-06-05 | Demodulator for digitalt modulerte signaler |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5450446A (no) |
| EP (1) | EP0517533B1 (no) |
| JP (1) | JP3101955B2 (no) |
| NO (1) | NO308020B1 (no) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5652541A (en) * | 1993-11-23 | 1997-07-29 | Motorola, Inc. | Data demodulator employing decision feedback for reference parameter recovery and method used therin |
| SE504341C2 (sv) * | 1995-05-22 | 1997-01-20 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning vid fasmodulerade signaler |
| SE506847C2 (sv) * | 1996-06-28 | 1998-02-16 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning vid fasmodulerade signaler |
| GB2328591B (en) * | 1997-08-21 | 2003-03-05 | Comm & Control Electronics Ltd | Local communication system and apparatus for use therein |
| GB9718722D0 (en) | 1997-09-04 | 1997-11-12 | Comm & Control Electronics Ltd | Local communication system |
| DE19808874C2 (de) * | 1998-03-03 | 2001-06-13 | Hartmut Henkel | Verfahren zur zeitlichen Quantisierung von Binärsignalen |
| US9860095B1 (en) | 2016-06-29 | 2018-01-02 | Apple Inc. | Drift robust non-coherent demodulation scheme |
| US9979576B2 (en) | 2016-06-29 | 2018-05-22 | Apple Inc. | Drift robust convolutional induced reception scheme with noise prediction |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2178764B1 (no) * | 1972-04-04 | 1974-08-02 | Ibm France | |
| CH604425A5 (no) * | 1975-12-31 | 1978-09-15 | Ibm | |
| JPS5869153A (ja) * | 1981-10-21 | 1983-04-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 符号識別判定回路 |
| WO1984002819A1 (en) * | 1983-01-12 | 1984-07-19 | Ncr Co | Circuit for reducing errors in a data receiver |
| JPS60220649A (ja) * | 1984-04-17 | 1985-11-05 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 符号再生回路 |
| JPS6143048A (ja) * | 1984-08-07 | 1986-03-01 | Fujitsu Ltd | 位相制御方式 |
| NL8701331A (nl) * | 1987-06-09 | 1989-01-02 | Philips Nv | Datatransmissiesysteem bevattende een beslissingsteruggekoppelde egalisator en gebruik makende van partieleresponsie technieken. |
-
1991
- 1991-06-06 JP JP03134886A patent/JP3101955B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-06-05 NO NO922222A patent/NO308020B1/no not_active IP Right Cessation
- 1992-06-05 EP EP92305161A patent/EP0517533B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-08-04 US US08/285,872 patent/US5450446A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04360344A (ja) | 1992-12-14 |
| JP3101955B2 (ja) | 2000-10-23 |
| US5450446A (en) | 1995-09-12 |
| EP0517533A3 (en) | 1993-04-14 |
| EP0517533B1 (en) | 1998-12-16 |
| NO922222L (no) | 1992-12-07 |
| NO922222D0 (no) | 1992-06-05 |
| EP0517533A2 (en) | 1992-12-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4530103A (en) | Method and apparatus for baseband tracking of a PN code sequence in a spread spectrum receiver | |
| EP0125805B1 (en) | Bit error detection circuit for psk-modulated carrier wave | |
| US4347616A (en) | Digital multi-level multi-phase modulation communication system | |
| EP0034383B1 (en) | Coherent receiver for angle-modulated data signals | |
| EP0702475B1 (en) | Multi-threshold detection for 0.3-GMSK | |
| EP0729681B1 (en) | Apparatus and method for maximizing frequency offset tracking performance in a digital receiver | |
| EP0533208B1 (en) | PSK demodulator with feedback circuit for correcting phase and freqency errors | |
| EP0170225B1 (en) | Radio receiver | |
| DK147309B (da) | Fremgangsmaade til korrektion af fasefejl i et kommunikationssystem samt apparat til udoevelse af fremgangsmaaden | |
| US4518922A (en) | Decision-directed, automatic frequency control technique for non-coherently demodulated M-ARY frequency shift keying | |
| JP3403849B2 (ja) | 多重無線装置の受信部に設けられるクロック位相検出回路及びクロック再生回路 | |
| US5497400A (en) | Decision feedback demodulator with phase and frequency estimation | |
| NO308020B1 (no) | Demodulator for digitalt modulerte signaler | |
| EP0153194B1 (en) | Apparatus for cancelling periodic carrier phase jitters | |
| JP3404228B2 (ja) | クロック位相検出回路 | |
| US6175591B1 (en) | Radio receiving apparatus | |
| US4071829A (en) | Coherent phase detector using a frequency discriminator | |
| EP0235300A1 (en) | Radio data transmission system | |
| US5793250A (en) | Phase demodulator selectively using a first or a second detector | |
| EP0614582A1 (en) | Digital demodulator for preamble-less burst communications | |
| EP1220504B1 (en) | FSK demodulation | |
| US4348769A (en) | Circuitry for extraction of a transmission clock signal from-modulated data transmissions | |
| JPS5840864B2 (ja) | デ−タ伝送方式の受信機の混乱検出器 | |
| EP0554997B1 (en) | Timing generation device and data transmission device having the timing generation device | |
| GB2323257A (en) | Frequency modulation with FSK |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM1K | Lapsed by not paying the annual fees |