JPS5840386B2 - タイミングフクゲン オヨビ セイギヨソウチ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 この発明は概して電話線を介してディジタルデータを伝
送するシステムに関し、より詳しくは、伝送される信号
の電話線による歪みを自動的に補償するシステムに関す
るものである。

従来技術の説明 大規模ディジタルデータ処理システムの出現によってか
かるデータを高精度でもって遠距離に亘って伝送させる
ことが一層切望されるようになってきた。

例えば、小売店チェーンは中央倉庫設備をもち、これに
よって各店舗は夫々の在庫を維持するよう有効に通信し
あうことができる。

銀行の支店においても計算データを中央計算設備に伝送
することが望ましい。

特に後者の場合、伝送の精度は最高に重要である。

ディジタル伝送の精度を上げるため、データは行および
列のブロックで伝送し、各行および列にはそれらの行お
よび列にあるデータが正確に受信されたかどうかを指示
するパリティビットを附加している。

理想的には、伝送エラーがあることをパリティビットが
指示したとき、受信機はデータが再送されんことを要求
する。

この要求は適宜二次的なチャンネルを介してなされ、デ
ータは伝送されながら受信機は送信機と通信を行うこと
が可能である。

各データのエラーのあるブロックは即時に再送できるの
で、これによって伝送に必要な時間を十分短縮すること
ができる。

電話線の有用性および巾広い普及によって電話線を介し
てデータを伝送することが要望されてきている。

しかし、周知のように電話線はその通過帯域が良い状態
でも制限を受け、使用年数および品質にもとすいて品質
が一層低下することさえある。

このため、従来技術のデータ伝送システムは概して比較
的広い通過帯域を必要とするが、典型的には電話線の全
通過帯域を占有する。

それ故、通過帯域の品質が相当低下した電話線はこのよ
うなタイプの伝送には不適当である。

特に電話通過帯域の一部を使用してシステム制御のため
に二次的なチャンネルを設置するようなシステムの場合
このような低品質の電話線は顕著である。

主として交換機使用の電話線（ダイアルアップタイプ）
の通過帯域における特性の巾広い変動のために、かかる
電話線は一般的にディジタルデータの伝送に使用されて
いなかった。

典型的には電話線はむしろ通過帯域の品質例証を得るた
め専用線契約されていた。

専用電話線は数多くの理由によって満足すべきものでは
なかった。

第一に専用電話線は高価である。

第二に専用電話線は一般的に時間を１００％使用してい
ないので、しばしば比較的短期間の使用に対し高い費用
が割当てられる。

第三に専用電話線はタップ付けされ傍受されやすいので
、その電話線を介して伝送されるデータの機密を保持す
ることが一層困難となる。

これは記録簿の安全を保証しなげればならない銀行にと
って極めて重要である。

電話線によるデータ伝送システムは主に伝送線の品質の
相違に起因する他の問題も解決しなげればならない。

最も重大な問題点は伝送される信号が電話線による遅れ
および減衰によって相当歪みが生ずることである。

この歪みによって、可聴通過帯域内の特定周波数におけ
る信号成分が他の周波数における信号成分の場合よりも
相当程度にまで電話線によって遅延され減衰される。

この遅れおよび減衰による歪みはあまり音声信号の了解
度が損わないが、電話線を介して伝送されるディジタル
信号に過度の歪みを生じさせる。

電話線はまた送信機の変調搬送波の位相および受信機の
復調搬送波の位相との位相差における高速の変動をもた
らす。

この変動は一般に位相ジッタと呼ばれている。

伝送線はまた周波数オフセットを生じさせ、伝送される
信号全体のスペクトルがずれる。

ダイアルアップ電話チャンネルを介して毎秒４８００ピ
ツ） （ｂｐｓ ）の伝送を行うものに対しこれらの問
題点を解決しようとする従来技術のシステムの試みは十
分満足すべきものではなかった。

例えば、自動等花器を内蔵した４ ８００ ｂｐｓの変
復調装置において従来技術の装置は２レベルパ一シヤル
レスポンス信号の単側帯波振巾変調または４レベル直交
抑圧搬送波両側帯波振巾変調を使用していた。

これらの装置は一次的なチャンネルに対し典型的には少
くとも２４００ヘルツの帯域巾を有する。

電話機は良い状態でのみ２４００ヘルツの帯域巾を有す
るので、低品質の電話線はこの帯域巾のスペクトルに適
応させることができなかった。

この結果、一般に従来技術のシステムは最良の電話線を
介してのみ動作可能であった。

また、−次的チャンネルの比較的巾広い帯域巾によって
、従来技術のシステムではシステム制御のための二次的
チャンネルを設置することが困難であった。

過去において伝送線の歪みを補正し等化するため数多く
の技術が使用されてきた。

あるシステムにおいては、伝送線の歪を測定し、伝送に
先立って伝送される信号を電話線９歪みを補償するよう
に変化させ歪みのない受信信号を生ずるようにデータを
予備的に歪ませておく。

このシステムは特に煩雑であってその用途は明らかに電
話線の遅れおよび減衰特性が一定かつ既知である状態に
制限される。

他の伝送システムは受信機において伝送線の末知の特性
を手動的に補償するよう設計されている。

電話線の特性が測定されたのち、これらのシステムの回
路網は手動的に調整され、電話線の各周波数に対し遅れ
および減衰を附加し、これによって伝送線による遅れお
よび減衰を最小限に抑えられる。

広範囲に使用されているが、これらの等化システムはか
なりの不便があり、すなわち伝送線の特性に変化が生ず
るごとに手動的に調整しなげればならない。

これらの調整は煩雑で時間を浪費する。

伝送される信号の歪みを修正するさらに別の技術は検出
用帰還回路による等化を使用していた。

このような技術において、検出されたデータサンプルは
受信された信号と相関をとられチャンネルのインパルス
レスポンスのサンプルが得られる。

その後、以前に検出されたデータサンプルはインパルス
レスポンスサンプルで乗算され、到来する信号から減算
され、シンボル間干渉が排除される。

しかし、この相関は信号パルスの後にあるシンボル間干
渉にのみ応答するものである。

一般にシンボル間干渉は信号パルスの前にも後にもある
ので、この検出用帰還回路はシンボル間干渉の一部しか
排除できない。

さらにデータの検出に際しエラーがあれば、エラーのあ
るデータパルスはインパルスレスポンスで乗算され、シ
ンボル間干渉を減算するどころか実際には加算してしま
う。

このようなエラーの彩６ｕは帰還型すなわち循環型等化
システムにおける重大な障害をもたらしていた。

単側帯波システムにおけるパーシャルレスポンス信号方
式を使用した自動等化変復調器は一般に等化器タップ調
整のため、等化されていない信号の符号およびエラー信
号の積を使用している。

この方式は等化されていない信号の符号を検出し記憶す
るに十分な回路が必要となる。

過去においては、一般に単側帯波コヒーレント復調回路
に後続する等化回路および低域フィルタ回路は相当程度
の遅れをシステムにもたらした。

等化回路に後続する回路によって典型的に作られた位相
エラー信号はコヒーレント復調回路における電圧部側発
振器を駆動するのに使用されていた。

このように、等化回路および低域フィルタ回路を含んだ
位相ロックループが設置されていた。

不運にもループ中の上記２つの回路による遅れによって
位相補正信号は相対的に高速位相ジッタに追従不可能な
低周波レスポンスを有することとなる。

タイミング復元および制御装置は、サンプラ、コヒーレ
ント復調器、低域フィルタ、等化器および検出器を連続
して有する直交受信機に設けられている。

低域フィルタの出力信号は複数のゼロ交点を有するアイ
パターンを形成する。

信号の正確な検出をもたらすためにサンプルがアイパタ
ーンの上記したゼロ交点に対応する時刻に取り出される
ようにサンプラを制御することが望ましい。

従来のタイミング方法によればこれらのゼロ交点が検出
されてその結果サンプラの速度が調整される。

このタイミング方法は、低域フィルタの出力端における
アイパターンが後に補正されるシンボル間干渉が原因で
うまく決定できないため特に正確なものではない。

このアイパターンは、非コヒーレント復調の場合のよう
に信号の位相が前もって補正されていない場合には逆に
作用することすらある。

従来技術によるタイミング復元および制御法は一般的に
信号遷移を簡単に検出できるアナログシステムにおいて
のみ適用可能である。

そのような方法は完全にデジタル化された変復調装置に
はそのまま適用しえない。

何故なら信号は通常ポーあたり１回だけしかサンプルさ
れないからである。

一般にボーは信号速度の逆数に等しい時間間隔を指して
いる。

サンプルとサンプルの間の信号については知る事が出来
ないので、信号遷移に関係する情報は通常利用できない
のである。

従来技術によるデータ伝送７ステムはトランスバーサル
型等化器、単一の高周波位相ジッタおよび周波数転移位
相ロックループ、受信機を送信機と同期させるための有
効的な時間ループ、並びに（１，１）パーシャルレスポ
ンス信号方式の好ましいすべての特徴を組合せたものが
なかった。

目的 この発明は上記の点に鑑み、デジタル化された変復調装
置に用いて好適なタイミング復元および制御装置を提供
することを目的として成されたもので、特に送信機から
既知の一連のデータを送信することなく、単に到来する
未知データのみによって伝送される信号の電話線による
歪みを自動的に補償し得るようにしたタイミング復元お
よび制御装置を提供するものである。

発明の概要 この発明の主題は第１のデータ処理装置を含み、この装
置は電話線による伝送のため特定周波数例えば４８００
ｂｐ８のディジタル化データを第２のデータ処理装置に
供給する。

送信機は第１のデータ処理装置からデータを受信し、デ
ータをランダム化し、データを差分的に同位相および直
角位相のデータ信号にエンコードする。

これらのデータ信号はその後４レベルデータの１つを表
現するディジタルワードにエンコードされ、各チャンネ
ルは低域を過され６００ヘルツのベースバンド信号を提
供する。

さらに低域フィルタからの各出力信号は１６００ヘルツ
の正弦７余弦リードオンリーメモリー（ＲＯＭ）の同相
および直角位相の出力で乗算され、加算されることによ
つ７て、ディジタル的に直交振巾変調（ＱＡＭ）された
抑圧搬送波信号が形成される。

この信号はさらにディジタル・アナログ変換器に供給さ
れてディジタル信号からアナログ信号に変換され低域ｒ
波されてサンプル周波数成分が除去され、最後に電話線
に導入される。

電話線の反対端に接続された受信機は、電話線によって
特定の歪みが生じているであろうデータ信号を受信する
。

受信機においてアナログ帯域フィルタおよび自動利得部
側器を通過したデータ信号はサンプラにて毎秒４８００
回サンプルされ信号はアナログからディジタル型式に変
換される。

正弦／余弦ＲＯＭは辛味する信号を非コヒレント的に復
調し２個のディジタル低域フィルタは同相および直角位
相チャンネルに対し夫々所望のベースバンドを選択する
。

送信機および受信機作ある低域フィルタは（Ｌｌ）パー
シャルレスポンス信号を出力するよう調整されている。

信号は直角位相で復調されたのち、２つの直角位相チャ
ンネルは１組のトランスバーサル型等比容によって等化
される。

電話線周波数オフセットおよび位相ジッタを補正する搬
送波位相補正回路は等比容に後続する。

位相補正されたのち、各チャンネルからの信号が検出さ
れ、位相補正された信号及び検出された信号のアイパタ
ーンに応答するエラー信号が算出される。

このエラー信号および検出された信号はタイミングエラ
ー信号を形成し、タイミングエラー信号は、サンプラに
則するタイミング制御回路網によって、受信機のタイミ
ングを送信機に同期させる。

このアナログ信号のサンプリングタイミングなとるシス
テムは、検出器でのアイパターンが非常にはっきりと決
定できるので好ましいものである。

検出器において同和および直交チャンネル内のシンボル
は既に等化されているのでシンボル間干渉は極少にされ
る。

それらは又、位相補正されており、コヒーレントな照合
をもたらす。

更に等化と位相補正回路網を制御するのと同じエラー信
号は変復調器全搬にわたるエラー補正のための構成な衝
トにするために変換器のタイミングを更新するのに用い
られる。

システム誤差信号は、検出信号と適当に関係づけられる
時、等比容を更新する等化補正信号を形成する。

更に、エラー信号はろ過され位相補正回路網に導入され
て、搬送波位相の補正を制御する。

一連のデータが差分的にデコードされたのち、プランダ
ム化され関連する事務機に送られる。

エラー計算回路および搬送波位相補正回路の両者が低域
フィルタおよび等比容の後段に配置されていることは特
に重要である。

フィルタ回路や等化器回路は装置内で相当な遅れを生じ
させるので、これらの回路が位相ロックループに包含さ
れていないことは特に都合がよい。

これによって位相ロックループの伝送遅れは顕著に減少
され、この結果位相補正回路は高速位相ジッタを高周波
で追従しうる能力を有することとなる。

直角位相で振巾変調される両側波帯パーシャルレスポン
スのデータ変復調装置の構成によって、システムはたっ
た１２００ヘルツの通過帯で４８００ ｂｐｓを伝送で
きる。

この狭いスペクトルはダイアルアップ電話チャンネルの
９８％以上に適応され、このため本変復調装置は特にダ
イアルアップ電話線による用途に適している。

さらに、電話線帯域の残りはデータスペクトルの上側、
下側どちらも１５０ ｂｐｓの二次チャンネル用に使用
可能である。

このような二次チャンネルは１５０ｂｐｓ周波数偏移変
調された全２重の二次チャンネルをシステム制御＝７）
ために合併させることを可能とする。

ダイアルアップ電話線は特にダイアルアップ電話線のコ
ストが直線使用時間に関係することに注目すれば専用電
話線と比べ費用を軽減させる。

さらにダイアルアップ電話線の使用によってユーザは１
つの特定用途に匍Ｊ限されないだけでなく、広範囲に拡
充された電話網によって多くの用途に拡張できる。

エラー信号は等化量、タイミング制御器、および位相ロ
ックループに対し制御情報を提供し、この結果システム
は位相衝撃（ｐｈａｓｅ ｈｉｔ ） 、ハルスノイズ
のような過度の外来妨害から復元することができる。

変復調器の受信機は送信機の搬送波位相に関して起り得
る４つの搬送波位相角の１つに収斂することができる。

それ故、送信機から既知の一連のデータを送信すること
なくデータを差分的にエンコーディングおよびデコーデ
ィングすることによって位相角の不明確さは補正されデ
ータ復元が実行される。

要するに、データ変復調器は単に到来するデータの助力
だけによって電話線を把握しこれに順応できるようにな
っている。

この発明の上記およびその他の特徴並びに利点は添附の
図面に関連して図解された好適実施例の記述により一層
明白となろう。

好適実施例の説明 この発明は電話線を介して相互に通信するように配置さ
れた少くとも１対のデータ処理装置間のディジタルデー
タ伝送を増大するディジタル変復調器に関するものであ
る。

第１のデータ処理装置は第１図に図示されており、参照
数字１１で表わされる。

第１のデータは送信機１３においてエンコードされる。

送信機１３は両側帯波搬送波抑圧直交振幅変調送信機で
ある。

その後、このデータはデータアクセス装置１５に、送給
され、装置１５は電話線１７を含んだ複数本の電話線と
インターフェイスする。

好適実施例において、電話線１７は受信機のデータアク
セス装置１９で終端し、受信機２１に導かれる。

受信機２１は両側帯波搬送波抑圧直交振幅変調受信機で
ある。

受信機２１において到来する信号は第２のデータ処理装
置２３に送給される前に復調されデコードされる。

このように第１のデータ処理装置１１からのデータは電
話線１７を介して第２のデータ処理装置２３に転送され
る。

送信機１３は第１のデータ処理装置１１と伝送データア
クセス装置１５の間において第２図に一層詳細に図示さ
れている。

エンコーダ２５はデータ処理装置１１に接続され、２４
００ｂｐｓまたは４８００ ｂｐｓのようなある特定速
度で処理装置１１からのディジタル化データを受信する
ように構成されている。

エンコーダ２５内において到来するデータはランダム化
され、差動符号化され以下に明記する理由によって指摘
するように、同相チャンネルおよび直交チャンネルに分
離される。

これらのチャンネルを以下ＩチャンネルおよびＱチャン
ネルと称す。

エンコーダ２５の出力において、■およびＱチャンネル
での信号は夫々ディジタルワード即ちディジタルシンボ
ルｄＩ・、ｄＱｊを含む。

但し、添字ｊはｊ番目のデータシンボルを意味する。

各データシンボルｄＩ・、ｄＱｊは複数のデータレベル
０１つを表わし、その数は動作速度に依存する。

例えばデータが２４００ ｂｐｓの速度で送信される場
合、ディジタルシンボルは例えば±１のデータレベルを
表わす。

４８００ ｂｐｓの動作に対しては、シンボルは例えば
±３および±１のような４つのレベルの１つを表わす。

後者の場合、各ディジタルシンボルは２ビツトを含み４
つのレベルの１つを表わすことができる。

ディジタルシンボルＬま典型的に毎秒１２００個の速度
で発生し、変復調器の処理量は毎秒１２００シンボル×
２（シンボルあたりのビット数）×２（チャンネル数）
即ち、４８００ ｂｐｓである。

適当にエンコードされたのち、４８００ ｂｐｓまたは
２４００ ｂｐｓの入力データビットは夫々データシン
ボルｄＩｊ、ｄＱｊとして１対の低域フィルタ３１．３
３の一方への入力に現われる。

フィルタ３１．３３は一連の遅延段および各データシン
ボルｄＩ・、ｄＱｊを夫々が各段の１つに関連した複数
のタップ係数だけ順次乗算する手段をそなえたトランス
バーサル型（ｔｒａｎｓｖｅｒｓａｌ ） フィルタで
ある。

フィルタ３１，３３の各タップは受信機２１内の類似し
たフィルタとの組合せにおいてシステムに後に詳述する
。

（１，１）パーシャルレスポンス信号方式をもたらすよ
うに調整された一定の係数をもっている。

乗算により得られた積は総和され各フィルタ３１．３３
の出力を与える。

各チャンネル２７．２９内のディジタル信号は夫々下記
のように表現できる。

但し、ｇＩ−にはディジタル低域フィルタ３１２３３の
タップ値である。

特定のタップはｇＩｏ で表現でき、この場合先行する
連続的なタップはｇ Ｉ −１、ｇ Ｉ−２、・・・・
・・・・・ｇＩ−に１で表現できる。

ｇＩｏに後続する連続的なタップはｇ■１２ｇ■２゜・
・・・・・・・・ｇＩｋ２で表現できる。

トランスバーサル型フィルタの詳細な説叫、この発明の
他の背景となる部品並びにこのタイプのディジタル表現
型式はＲ、ＬｕｃｋｙｌＪ 、 ５ａｌｚ ａｎｄ Ｅ
、Ｗｅｌｄｏｎ、” ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ Ｄ
ａｔａ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（ＭｃＧｒａｗ−
Ｈｉｌｌ、 １９６８ ）に見い出せる。

適当に沢波された後、■およびＱチャンネル内の信号は
夫々乗算器３２，３４に導入され、ここで例えば１６０
０ヘルツの搬送波周波数にて正弦／余弦ＲＯＭ３５から
のディジタル量だけ乗算される。

例えば、■チャンネル内の信号はポー速度にて連続して
繰返し角度１２００．２４０°、および３６００の正弦
値だけ乗算される。

Ｑチャンネル内の信号はこのような角度の余弦値だけ乗
算される。

このように変調された信号はその後加算器３７で組合せ
られ、ディジタルアナログ変換器３９でアナログ型式に
変換され、アナログ低域フィルタ４１で平滑される。

電話線１７によって伝送されるこのアナログ型式の信号
は、下記のように表現できる。

Ｓ （ｔ ） −ＷＩ−ｃｏｓ ６）ｃｔ＋ＷＱｊｓｉ
ｎｃｃ＋ ａｔコ （２） 但し、ＷＩ・及びＷＱ・は基底帯域信号の同相成分及び
直交成分の第ｊ番目のデータシンボルであり、ωＣは正
弦／余弦ＲＯＭ３５の角周波数である。

※ ※ 電話線１７を介して伝送された信号は電話線１７の
品質に依存して多少の範囲まで変化することがある。

例えば、電話線１７が全体のデータスペクトルをずらせ
ることがあり、これは典型的に周波数オフセットと呼ば
れている。

低品質の電話線１７はまた位相ジッタを生じさせること
があり、受信信号の搬送波位相は送信信号の搬送波位相
に対して正弦波状に変化する。

また、送信機１３の搬送波位相と受信機２１の搬送波位
相には初期的な差異がある。

これは一般的に位相オフセットと呼ばれている。

もし電話線１７が低品質であれば、対称並びに非対称の
遅れおよび減衰歪みを生ずることがある。

この歪みは電話線１７が搬送波周波数に関してスペクト
ル内に各特定周波数に及ぼす影響に起因する。

例えば、スペクトル内のいくつかの周波数はスペクトル
内の他の周波数よりも大きい遅れを蒙る。

同様に電話線１７はある周波数を他の周波数よりも多く
減衰させることがある。

もちろん、受信信号と送信信号の間のエラーを極少にす
るため受信機２１は電話線１７のこのような好ましから
ざる特性をすべて補償できることが望ましい。

第３図のブロックダイヤグラムに詳細に図示されている
受信機２１についてその構成要素の詳細な説明をする前
に概略的な説明をしよう。

送信信号の歪んだ特性を強調するために、第３図の受信
機２１に入力される信号をｓ’（ｔ）で示す。

この信号Ｓ’（ｔ）は実質上、送信信号Ｓ （ｔ）に全
てのチャンネル歪を加えたものである。

このチャンネル歪は、以下に示すように位相オフセット
、周波数オフセット及び位相ジッタに加えて、ガウス雑
音とインパルス雑音を含むであろう。

但し、φは電話線によって引き起こされた位相誤差、ｎ
（ｔ）はガウス及びインパルス通信線雑音、＊はたたみ
込み積分、そしてｃ（ｔ）は減衰歪及び遅延歪の関係で
あるチャンネルインパルス応答である。

電話線１７からの入力アナログ信号Ｓ’（ｔ）はデータ
アクセス装置１９を介してアナログ帯域フィルタおよび
自動利得制御器４３に導入され、制御器４３は所望の帯
域および信号レベルを選択する。

アナログディジタル変換器、即ちサンプラ４５は送信機
１３のシンボル速度の整数倍に対応した例えば毎秒４８
００回のようなある速度にて、到来するアナログ信号を
サンプルする。

サンプラ４５を出て、さらに受信機２１の残りの部分か
ら出る各信号は全てディジタル型式である。

サンプラ４５からのディジタル信号は、一対の乗算器４
６と４８のそれぞれで、正弦／余弦ＲＯＭ４７によって
別個に乗算される。

このようニ信号は非コヒレントに復調され同相チャンネ
ルおよび直交チャンネルに分離され、以下これらは夫々
受信機２１においてエチャンネルおよびＱチャンネルと
して引用される。

各チャンネルＩ、Ｑ内の信号は乗算器４６゜４８から各
ディジタル低域フィルタ５３，５５へ導入され、復調信
号から所望の基底帯域信号を選択する。

上記したように送信機１３内のフィルタ３１．３３とと
もに（１，１）パーシャルレスポンス信号方式をもたら
すように調整されたフィルタ５３，５５が受信機２１内
にある。

この（１，１）パーシャルレスポンス信号方式を以下に
詳述する。

理想的には（Ｌｌ）パーシャルレスポンス信号方式は、
低域フィルタ５３，５５０それぞれの出力端子に７レベ
ルの信号をもたらす。

この７レベルのパーシャルレスポンス信号はＤＩｊ 及
びＤＱ・として示され、入力データシンボルｄＩｊ 。

ｄＱｊ によって下記のように表現できる。

ＤＩｊ ＝ｄＩｊ ＋ｄＩｊ 。

（３） ＤＱ・−ｄＱ・＋ｄＱｊ−１ Ｊ 仮にフィルタ５３及び５５からの信号が理想的なもので
あるとすれば、７レベルの信号ＤＩｊ及びＤＱｊ はこ
の時点で検出され、以下に述べるような方法でデコード
されて送信２進データをもたらす。

受信機２１の主たる目的は、７レベルのシンボルＤＩｊ
及びＤＱｊが検出され、送信データが再生されるように
、位相誤差及びチャンネル歪を補正することである。

低域フィルタ５３，５５の出力端子に現れる信号は、典
型的に理想的なものではなく、チャンネル歪、位相誤差
及びその他の形の雑音によって汚染されているので、こ
の信号は記号ＸＩ及びＸＱで示されるだろう。

この等化されていない信号は、入力信号Ｓ’（ｔ）によ
って下記のように表現されるであろう。

ＸＩ＝（Ｓ’（ｔ ） ｃｏｓ （ωｃｔ ） ）＊ｇ
Ｉ （ｔ ）ＸＱ−Ｃ８’（ｔ）ｓｉｎ（ωｃｔ）、ｌ
＊ｇＩ （ｔ）（３Ａ） 但し、＊はたたみこみ積分、ｇＩ （ｔ ）はフィルタ
５３若しくはフィルタ５５の応答である。

フィルタ５３．５５に引続いて、チャンネル■。

Ｑ内の２つの基底帯域信号ＸＩ、ＸＱがそれぞれ等化回
路網５７に導入される。

この回路網５７は■チャンネルのための１対のトランス
バーサル型等化器１００，１０２およびＱチャンネルの
ための１対のトランスバーサル型等化器１０４゜１０６
を含んでいる。

この回路網５７は電話線１７の非対称並びに対称の遅れ
および減衰歪みを補正する。

この等化回路網５７の出力端子において、■およびＱチ
ャンネル内のＹＩ’及びＹＱ’で示される信号は、下記
のように表現される。

ＹＩ’ｊ＝ΣＣＩｎＸＩｊ−ｏ−ΣＣＱｎＸＱｊ−１ｎ
ｎＹＱ′ｊ＝ΣＣ
ＩｎＸＱｊ −ｎ＋ΣＣＱｎＸ Ｉ ｊ 。

ｎ ｎ（４） 但し、ＣＩ及びＣＱはそれぞれのチャンネル内での等化
器利得係数、そしてｎはそれぞれの等化器１００．１０
２，１０４，１０６内の乗数の最大個数を表わす。

等化された信号ＹＩ’及びＹ Ｑ／は位相補止回路網５
９内で位相誤差φに対して発生される位相角φ′の正弦
値及び余弦値だけ位相補正回路網５９内にて乗算される
。

位相補正回路網５９の出力端子において、各１及びＱチ
ャンネル内のＹ工及びＹＱで表わされる等化されかつ位
相補正された信号は、下記のように表現される。

Ｙ Ｉ ｊ＝ Ｘ Ｉ’ｊｃｏｓφ−ＹＱ′ｊｓｉｎφ
′（５） ＹＱ・＝ＸＱ′ｊｃｏｓφ＋Ｙ Ｉ′ｊｓｉｎφ′位相
補正回路網５９の出力端子において、信号ＹＩ及びＹＱ
は等化され、かつ位相補正されている。

このようにして、等化されていない信号ＸＩ及びＸＱが
理想的なものであることを妨げていたところの歪の大部
分は除去される。

即ち、信号ＹＩ及びＹＱは、実質上理想的な７レベルシ
ンボルＤＩ及びＤＱである。

この信号ＹＩ及びＹＱはそれぞれの工及びＱチャンネル
内で検出器６１゜６３に導入される。

検出器６１及び６３はしきい値検出器でＹＩｊ及びＹＱ
ｊ信号が、可能な７レベルのうちのどれに最も近接して
いるかを判定する。

そして、７レベルシンボルＤＩ・及びＤＱｊコ がそれぞれの検出器６１及び６３の出力端にもたらされ
る。

デコーダ７９は、７レベルシンボルＤＩ及びＤＱをデコ
ードし、下記の等式に従って４レベルシンボルｄＩｊ
及びｄＱｊ をもたラス。

ｄＩｊ ＝Ｄ Ｉｊ−ｄＩｊ−０ （前述の等式（３）） ％式％ デコーダ７９は更に、４レベルシンボルｄＩｊ及びｄＱ
ｊ をデコードし、第２のデータ処理装置２３に導入
される２進データを作る。

好適実施例において、エラー計算回路６５は、サンプラ
４５のサンプリング速度、回路網５７０等化、および回
路網５９０位相補正を行うためのエラー信号を作る。

特に重要なことは、到来するデータのみに依存する単一
のエラー計算回路６５を設置することによって、受信機
２１のタイミング、等化および位相補正は到来する信号
の欠陥を補正するように調整できることである。

このような特性の補償によって、検出器６１，６３で検
出されたデータはデコーダＴ９に導入され、ここで信号
は差分的にデコードされ、プランダム化され、第２のデ
ータ処理装置２３に導入される。

システムを一般的に詳細に説明する前に前述の記号全要
約し、（１，１）パーシャルレスポンス信号方式につい
て述べて、システム補正を行うために用いられるシステ
ムエラー信号を導き出す方が好都合である。

上述したように、残りの詳細な説明全般にわたって、下
記の記号を数量を示す場合に使用する。

ＸＩ＝Ｉチャンネル内の等化前の信号 ＸＱ＝Ｑチャンネル内の等化前の信号 ＹＩ’＝Ｉチャンネル内の等化後の信号であり、位相補
正回路５９０入力信号 ＹＱ’＝Ｑチャンネル内の等化後の信号であり、位相補
正回路５９０入力信号 ＹＩ＝Ｉチャンネル内の等化され位相補正された信号 ＹＱ＝Ｑチャンネル内の等化され位相補正された信号 ＤＩ＝検出器６１の出力端で得られるデータシンボル ＤＱ＝検出器６３の出力端で得られるデータシンボル システムの詳細な説明をより容易にするために、パーシ
ャルレスポンス信号方式に幾分精通しておくことは役立
つ。

典型的なインパルス応答を示す波形が一般的に第３Ａ図
に示されており、参照数字４４がつげられている。

サンプラ４５による波形４４のサンプリングは代表的に
１゜で示される第１のサンプル値が時刻十−におけるイ
ンパルス応答の立上りで取出され、代表的に１１ で示
される第２のサンプル値が時刻−一のインパルス応答の
立下りで取出されるものである。

但し、Ｔはシンホル間隔である。

この種のパーシャルレスポンス信号方式においては、ｌ
ｏは１１ に等しく、これらのサンプル値は標準値６１
”に正規化される。

このような特性により、この種の信号方式は一般に（１
，１）パーシャルレスポンス信号方式と呼ばれる。

上記に要約した記号を使用して、エラー信号を受信機２
１にあるデータから取出す方法を次に説明する。

エラー計算回路６５の一部を示す第４図において検出器
６１．６３からのＤＩ、ＤＱ信号は夫々１対の乗算器６
２，６４に導入されることがわかる。

後述の判定スレーショールド制御器７７にて発生された
量ｌ。

も乗算器６２，６４に導入される。

この置忘は一般にその値が九で示される（１．１）パー
シャルレスポンス信号方式に従ってサンプルされたイン
パルス応答の第１のサンプル値の最新化推定値である。

乗算器６２．６４から信号ＤＩ０．ＤＱｆ′Ｏは夫々１
対の差動加算器６６．６８の負極端子に導入される。

等化後信号ＹＩ、ＹＱは加算器６６゜６８の入力の正極
端子に導入され、下記のエラー信号が夫々エチャンネル
およびＱチャンネルに対して加算器６６及び６８の出力
として作られる。

ＥＩ＝ＹＩ−ＤＩ金。

（６） ＥＱ＝ＹＱ−ＤＱ令。

エラー計算回路６５においてこれらのエラー信号が夫々
１対の端子７０，７２に埃われる。

標準記号が設定されパーシャルレスポンス信号方式が記
載され、そしてエラー信号ＥＩ、ＥＱが導出されたので
、以下受信機２１の動作をより詳細に記載する。

既に第３図を参照し−て気付いたよ※うに、サンプラ４
５で受信された信号はアナログ信号であって、実質的に
送信機１３で送信された信号であるが通常電話線１７の
欠陥によって歪みを受けている。

この到来信号は次のように表現できる。

サンプラ４５において、この信号Ｓ’（ｔ）は適当に送
信機１３のシンボル速度の整数倍に対応した例えば毎秒
４８００回のような速度でサンプルされる。

サンプラ４５は±５１２のレベルに応答し各サンプルで
取出される情報は１０ビツトのディジタルワードで表現
できる。

このディジタル信号は１対の乗算器４６，４Ｂに導入さ
れる。

乗算器４６及び４８において、このディジタル信号は送
信機１３の正弦／余弦ＲＯＭ３５の周波数に等しい例え
ば１６００ヘルツの搬送波周波数をもった正弦／余弦Ｒ
ＯＭ４７から得られる量だけ乗算される。

例えば、乗算器４６において、ディジタル情報は順次毎
秒４８００回のサンプル速度にて角度１２０°、２４０
°および３６０°の正弦値だけ乗算される。

乗算器４８においても同様にディジタル情報は毎秒４８
００回のサンプル速度にて角度１２００．２４０°およ
び３６００の余弦値だけ乗算される。

ＲＯＭ３５とＲＯＭ４７の搬送波周波数は等しいけれど
も、位相関係は等しくならないかもしれないので、この
ような場合は非コヒレントの復調が行われる。

１６００ヘルツ搬送波周波数は電話線の通過帯域の１０
０ヘルツと２２００ヘルツの間に１２００ヘルツのデー
タ通過帯域に位置づけるので特に望ましい。

これによってデータ通過帯域の上下両方に１５０ヘルツ
二次制御チャンネルを設置するに十分な帯域が残される
。

１６００ヘルツ搬送波はまた４８００ｂｐｓのサンプリ
ング周波数の１／３であるので望ましい。

それ故、３つの等間隔の角度１２０°、２４００．３６
０°の正弦値および余弦値は復調に際し乗数を与えるこ
とができる。

これらの角度の正弦値は０．８６６、−０．８６６およ
びＯであり、また余弦値は−０，５、−０，５および１
である。

したがって、１６００ヘルツ周波数では単に０．５と０
．８６６のディジタル量を記憶するだげでＲＯＭ３５，
４７は作用しうる。

これらの数値を適当に符号変換すれば所望の乗数を与え
ることができる。

到来する信号が上記のように復調されたとき、正弦２乗
項、余弦２乗項および正弦／余弦項が生じ、その夫々は
ＲＯＭ４７の搬送波周波数の２倍の周波数の好ましから
ざる成分を有することとなる。

このため、■およびＱチャンネルで得られた積は夫々デ
ィジタル低域フィルタ５３，５５に導入され、２倍周波
数項は削除される。

フィルタ５３．５５は送信機１３のフィルタ３１．３３
に関して記述したタイプのトシンスバーサル型フィルタ
である。

それ故、これらは通常一連のディジタルサンプル値を受
信し、複数の係数の１つで各サンプル値を乗する遅延段
で構成されている。

得られた積は毎秒１２００回の速度で加算され、総和は
１２ビツトのディジタルワードに四捨五入される。

帯域幅ωヘルツの理想的なチャンネルを介して２ωシン
ボルの理想的なナイキス） （Ｎｙｑｕｉｓｔ ）速度
で伝送されたシンボルに対しフィルタ３３゜３５および
５３，５５は次の合成信号整形特性をもたらすように調
整できる。

Ｔω Ｈ（ω）＝２Ｔｃｏｓ− （ω）＜− 及び Ｈ（ω）−〇 但し、Ｔはシンボル間隔である。

チャンネル歪が無い状態ではこれによってシステム全体
に次のインパルス応答が附与され、これによってｔ−±
Ｔ／２に対し１、他のすべてのサンプリング時間に対し
０であることが証明される。

それ故、時間＋Ｔ／２で取出されたサンプルｌｏおよび
時間−Ｔ／２で取出されたサンプル１１ の両者は１の
インパルス応答を有する。

一般に（１，１）パーシャルレスポンス信号方式と呼ば
れるこのタイプの信号方式は、７レベルのシンボルＤＩ
・、ＤＱｊ を等式（３）に示すように４レベルのデー
タシンボルｄＩｊ 、 ｄＱｊの項で表現することを可
能にするので、この発明にとつテ特に好ましい。

即ち、７レベルのシンボルＤＩ・、ＤＱｊ 内のシンボ
ル間干渉は直前の４しベルのシンボルｄＩｊ 、及び
ｄ Ｑ ｊ−ｔにのみ起因する。

この関係は、７レベルのシンボルのデコードを既に述べ
たような方法により容易にする。

これは現在のＤｊから直前のシンボルｄｊ、を減算する
ことによりデータのデコードを可能にし、そして現在の
シンボルｄｊを判定することを可能にする。

パーシャルレスポンス信号方式はωヘルツの巾を持った
チャンネルを介して２ωシンボルのナイキスト速度でデ
ータを伝送する実際的な手法を与えることから特に好ま
しい。

この発明において毎秒１２００シンボルをたった６００
ヘルツの基底帯域を介して伝送できる。

この信号は搬送波上で変調されるとき、１２００ヘルツ
の通過帯域信号となる。

等化回路網５７０入力において、各ＩおよびＱチャンネ
ル上の信号は下記のようにデータシンボルｄＩ及びｄＱ
の項で表現できる。

但し、ｈＩおよびｈＱはフィルタ整形およびチャンネル
歪から生ずる■およびＱチャンネルの等価基底帯域同相
及び直交インパルス応答特性のサンプル値、又、添字ｉ
はｈＩおよびｈＱインパルス応答特性の有効項の最大数
を表わす。

等式（３）で示したように、入力データシンボルｄＩｊ
はパーシャルレスポンスデータシンボルＤＩｊ ０
項で表現できるので、等化前の信号ＸＩ。

ＸＱも又明らかにパーシャルレスポンステータシンボル
ＤＩｊ、ＤＱｊ ０項で下記のように表現できる。

ＸＩｊ＝ざＤＩＪ ＋１ｐＩ −ｉ＋ＸＤＱｊ＋１ ｐ
Ｑ １１ ＸＱｊ−ざＤＱｊ＋１ｐ■−１＋ΣＤ Ｉ ｊ ＋１ｐ
Ｑ −ｉ１ （８） 等式（７）と（８）の類似性から、ｈの値はシンボルｄ
Ｉ・及びｄＱ・をもたらすＳ、 （ｔ ）’信号内のイ
ンパルスに対する受信機２１の応答ｈ（ｔ）に一致して
いることが判る。

一方、等式（８）におけるｐの値はシンボルＤＩ・及び
ＤＱｊをもたらす理論的な信号内のインパルスに対する
応答ｐ（ｔ）に一致している。

このような理論的な信号は実際には受信機２１内に存在
しないので、これらのｐの値は単に仮想のものであり、
受信機２１内の量に直接には関係していない。

仮に、パーシャルレスポンスデータシンボルＤＩ及びＤ
Ｑが等式（３）に示すように入力データシンボルｄＩ及
びｄＱＯ項で表現できるならば、インパルス応答値ｐも
又インパルス応答値りの項で表現できることになる。

ｐＩ−ｉ’１＝”−ｉ ｔ ｐＩ −ｉ ｌ−ｈ ＝ ）１ ” ｉ１＋１ ｐＩ ｉｔ 又、一般に ｐＩｉｔ−４−ｉ ｐＩ ｉ１＋ｉ Ｐ’−ｉｌ＋ｉ 同様にして、一般に ｐＱ −ｉ １ ＝ ｈＱ −ｉ ｔ ｐＱ−ｉ、＋１＝ｌＩＱ−ｉｔ＋ｉ ｐＱ−ｉｔ＋ｉ
−を等化回路網５７０入力端での信号ＸＩ・及びＸＱ
ｊが入力データシンボルｄＩ・及びｄＱ・の項で表限で
きるので（等式（７））、ＹＩ’・信号及びＹＱ’ｊ信
号もこれらの符号の項で表現しうる。

Ｙ Ｉ’ｊ−ΣｄＩｊ＋ｋｌ■ ｋ十ΣｄＱｊ＋ｋｌＱ−ｋ ＹＱ’・−ΣｄＱｊ＋ｋｌＩ ｋ ΣｄＱｊ十ｋｌＱ 但し、ｌ■及びｌＱはフィルタ整形、チャンネル歪のみ
ならず等化から生ずる■及びＱチャンネルの等価基底帯
域同相・直交インパルス応答特性のサンプル値、そして
添字にはサンプル値ｌ■及びｌＱの有効項の最大数を表
わす。

等化が考慮されるならば、等式（１０）はデータシンボ
ルＤＩ・及びＤＱｊ と理論上のインパルス応答ｍ （
ｔ ）のサンプルの項で書き換えられる。

即ち、等化器の信号は次のように表現しうる。

Ｙ工′ｊ−サＤ工ｊ＋１ｍＬｉ−サＤＱｊ＋ｉｍＱ−１
１１ Ｙ Ｑ’ｊ−ＸＤ Ｑ ｊ＋１ｒｎ Ｉ ｉ＋ＸＤ
Ｉ ｊ＋１ｒｎＱ−ｉ１ （１１） 但し、ｍｌ及びｍＱはフィルタ整形、チャンネル歪のみ
ならず等化から生ずる■及びＱチャンネルの等価基底帯
域同相・直交インパルス応答特性のサンプル値、そして
ｉはサンプル値ｍＩ及びｍＱの有効項の最大数を表わす
。

等式（１０）と（１１）の類似性から、ｍの値ハハーシ
ャルレスポンシンボルＤＩｊ及びＤＱｊをもたらす理論
的な信号内のインパルスに対する応答に一致している。

ｈの値とｐの値の場合と同様に、ｍの値と１の値は一般
に以下の関係を有することが示される。

ｍ’−ｉｔ＋ｉ＝ｌニーｉｔ＋１−ｍｌ−１１＋ｉ−１
ｍＱ−ｉｔ＋１＝ｌＱ−ｉｘ＋ｉ −ｍＱ−ｉｘ＋ｉ
−１（１２） さて第５図において、トランスバーサル型等比容１００
，１０２，１０４，１０６は乗算係数が可変である点を
除いてトランスバーサル型フィルタ５３，５５と類似し
ていることに気付く。

それ故、等化回路網５７は各■およびＱチャンネルに対
し一連の記憶レジスタ８５，８７を含んでいる。

毎秒１２００回の速度で、ＸＩｊ信号中の１２ビツトワ
ードが順次レジスタ８５に導入され、かつＸＱｊ信号中
の１２ビツトワードが順次レジスタ８７に導入される。

一連の同相乗算器８９においてレジスタ８５の各ワード
は夫々該当する可変乗算係数ＣＩｎと乗算される。

得られた同相積は加算器９１に導入される。

同様に、各レジスタ８５が一連の直交乗算器９３の１つ
に接続されＸＩｊ信号中の各ワードは夫々該当する可変
乗算係数ＣＱｎと乗算される。

これらの直交積は加算器９５に導入される。

一連のレジスタ８７の夫々は一連の同相乗算器９９の一
つおよび一連の直交乗算器９７の一つに接続される。

同相乗算器９９の夫々は可変の乗算係数ＣＩｎを有する
。

直交乗算器９７も同様にそれぞれの乗算係数ＣＱｎを有
する。

レジスタ８７中のシンボルは乗算器９γ、９９内の係数
ＣＱｎ 。

ＣＩｎとそれぞれ乗算され直交積および同相積が算出さ
れ、これらは夫々１対の加算器１０１゜１０３に導入さ
れる。

差動加算器１０５は加算器９１，１０１からの数量を結
合し等化回路網５Ｔの出力に信号Ｙ Ｉ’ｊを導出する
。

加算器１０７において加算器９５゜１０３からの信号は
結合され等化回路網５７の出力に信号Ｙｑｊを導出する
。

等化回路網５７の出力信号は夫々下記のように入力信号
ＸＩ・、ＸＱｊ同相および直交等比容乗算係数ＣＩｎ（
８９゜９９）ＣＱｎ （９３，９７）の関数として表現
できる。

Ｙ Ｉ’ ＝ΣＣＩ ｎＸ Ｉ ｊ−ｎ＋ΣＣＱ ｎＸ
Ｑ ｊ−ｎｎ ｎ ＹＱ’・−ΣＣＩｎＸＱ・ −ΣＣＱｎＸＩｊｎコ
Ｊ−ｎ ｎ ｎ （前述の等式（４）） 但し、ｎは各乗算器８９，９３，９７，９９内の乗算係
数の数を意味する。

ＸＩｊ信号及びＹＱｊ信号がｈの値の項で表現でき（等
式（７））、ＹＩ・信号及びＹＱｊ信号が１の値の項で
表現できる（等式（１０））ので、等式（４）からｈの
値と１の値は乗算係数ＣＩ及びＣＱを用いて関係づけら
れることになる。

１１ｋ＝ΣＣＩｎｈＩｋ、−ΣＣＱｎｈＱｋ−ｎｎ
ｎ １Ｑｋ＝ΣＣ工ｎｈＱｋ−ｏ＋ΣＣＱｎｈ工に一１ｎ
ｎ （１２ａ） 但し、ｋは各乗算器８９，９３，９７，９９内の乗算係
数の数を意味する。

又、インパルス応答特性ｍ （ｔ ） ｔ ｐ （ｔ
）のサンプル値も乗算係数ＣＩ及びＣＱによって同様に
関係づけられる。

ｍＩに一ΣＣ工ｎｐＩｋ−ｎ ΣＣＱｎｐＱｋ−ｎ ｍＱｋ−ΣＣＩｎＰＱｋ−ｎ＋ΣＣＱｎｐ工に−ｎｎ
ｎ （１２ｂ ） 但し、ｋは上に定義したようなものである。

さてここで、理論的にはＹＰｊ＝ＤＩｊ又ＹＱ’ｊ＝Ｄ
Ｑｊ であることを思い出そう。

この好ましい結果は、等式（１１）内のｍＱ−にの全て
の値がゼロに減ぜられてチャンネル間干渉によって生ず
るＤＱ項がＹＩ’・信号から除去され、ＤＩｊ以外のシ
ンボル間干渉によって生ずるＤＩ項の全てがＹＰｊ信号
から除去される時に得られる。

即ち、もし、 ｋ＝ｏに対し １ ｍ１１＝ 上記以外に外し Ｏ ｍＱ ｙ＝０、すべてのｋに対し ならばＹＩ’ｊ＝ＤＩｊである。

この条件の下で ｍＩｏ＝ＩＩｏ＝１゜ となり１ｏが１に規格化されるので等式（１１）は求め
る結果となる。

ＹＩ’ｊ＝ＤＩｊ 直交チャンネルに関しても同様の解析がなされ、理想的
には ＹＱ’ｊ＝ＤＱｊ となる。

この結果からに＝ｏに対しｍＩ １．＝１およびこれ
以外ではｍＩ−に＝Ｏで示されるように、対称な減衰、
遅延歪みにもとすくシンボル間干渉が等化回路網５Ｔに
よってすべて除去されることが判る。

また、すべてのｋに対しｍＱ−に＝０で示れるように非
対称な減衰、遅延歪みにもとづくシンボル間干渉も除去
される。

もし位相誤差が無ければ、信号ＹＩおよびＹＱはそれぞ
れ信号ＹＩ’及びＹＱ／に等しくなるだろう。

即ち、完全に等化された位相補正された信号に対しては
、ＹＩｊ＝ＤＩｊｌｏ又、ＹＱｊ ＝ＤＱｊ １゜であ
る。

この理想的信号からの偏差はシステム誤差を表わし、既
に誘導したエラー信号ＥＩおよびＥＱが発生する。

ＥＩｊ−ＹＩｊ−ＤＩｊ↑。

（前述の等式（６）） ％式％ 但し、今。

は判定スレーショールド制御器７７によって与えられた
ｌ。

の推定値である。その後、等比容乗算係数ＣＩｎ−ＣＱ
ｎを調整するため、これらのエラー環は適当な検知パー
シャルレスポンス信号ＤＩ・ 、ＤＱ・ と相３
−ｎ ３−ｎ 関を取られる。

但し、ｎはシンボル間干渉を極少にする乗算器の最大数
以下である。

例えば、第５図を参照すれば乗算係数ＣＩ を調
整するたｎ１ めエラー信号ＥＩｊ、ＥＱｊ はｎｌ シンボルだ
け遅らせることができ、Ｃｌ−ｎｌは下記項の信号の相
関関係によって制御される。

（ＥＩｊ−ｎｌ）および（ＤＩｊ） （ＥＱｊ−ｎｌ）および（Ｄ Ｑｊ） ン同じ
ように、乗算係数ＣＩ 信号によって制御される。

。 、＋１は次の項の（ＥＩｊ ｎｌ）および（ＤＩｊ −１） （ＥＱｊ 。

、）および（ＤＱｊ１） さらに、乗算係数ＣＩ−Ｈｘ＋ｎ の項の信号によって制御される。

も一般的に次 （ＥＩｊ 、１）および（ＤＩｊ−ｎ）（ＥＱ ｊ−
ｎ ｔ ）および（ＤＱｊ 、）但し、−ｎｌ＜ｎ＜
ｎ２ また、乗算係数ＣＱ−ｎ １＋ｎ 項の信号によって制御される。

も一般的に次の （ＥＩ・ ゛）および（ＤＱｊ−ｎ） −ｎｔ （ＥＱｊ−ｎｌ）および（ＤＩｊ 、）係数を制御す
るこのようなＥＩ、ＥＱ、ＤＩおよびＤＱ項の関係を満
足する特定信号は下記のように定義できる。

但し、ＳＧＮは（）内の項の符号であって、任意数χ１
０に対しＳＧＮ’（χ）＝ＳＧＮ（χ）、任意数χ＝０
に対し５ＧＮ（χ）＝０である。

ディジタル構成の等比容に対し、各乗算係数ＣＩｎ、Ｃ
Ｑｎはディジタル数（例えば１２ビツトの係数）であっ
て、このディジタル数はシンボル毎に１ステップ以上増
減する。

例えば１２ビツト係数は２□の１２乗、４０９６のトー
タルステップ、すなわち２０４８の正ステップおよび２
０４８の負ステップを有する。

正の値の最大値に設定されるＣＩ。

を除いて（−ｎｌ＜ｎ＜ｎ２ ）に対するすべてのＣＩ
ｎは下記のように調整される。

また、Ｏに設定されるＣＱｏを除いて（−ｎｌ＜ｎ＜ｎ
２）に対するすべてのＣＱｎは下記のように調整される
。

信号Ｅ１．Ｅ２．Ｅ３．Ｅ４はエラー計算回路６５から
ＤＩ 、ＤＱ、ＥＩ 、ＥＱの入力を受信するよう接続
された等化制御回路網６９で導出される。

関数Ｅｌ ｊ Ｅ２は第５図に示すように同相乗算器８
９．９９０係数を上記テーブルに従ってステップするよ
うに関係づけられる。

同じように関数Ｅ３．Ｅ４も上記のチーフルにしたがっ
て直交乗算器９３，９７０係数をステップするように関
係づけられる。

このようにして乗算係数ＣＩおよびＣＱはエラー環Ｅ１
．Ｅ２．Ｅ３．Ｅ４を用いて調整される。

さらに、このうちの特定なエラー環は乗算係数ＣＩおよ
びＣＱを変化させ、そしてサンプル値ｍＩおよびｍＱも
変化するので次の好ましい結果が得られる。

これによって、前述のようにして非対称および対称な遅
延および減衰歪みにもとづくシンボル間干渉の全てが除
去される。

Ｅｌ、Ｅ２は対称な歪みに関係する関数であり、Ｅ３．
Ｅ４は非対称な歪みに関係する関係である。

いずれの関数も、関連あるタイプの歪みを補正するのに
用いられる。

しかしながら、−６それぞれの関数Ｅ、 、 Ｅ２ 、
Ｅｓ ｔ Ｅ４は他の関係には依存しない情報から得ら
れる。

それ故、ある特定のタイプの歪みを示すのに２つの独立
した関係を用いることは、誤差の判定の精度を強め、接
続の程度を強めることになる。

例えば、前述のテーブルを参照するとＥ□ とＥ２が同
じ符号を有する場合、この両者が同じ方向の誤差を検出
していることを示すことが判る。

このような場合、ＣＩｎのタップは例えば一対のステッ
プのような１以上のステップだけ調整される。

同様にＥ３ とＥ４が異符号を有する場合、ＣＱｎのタ
ップを１ステップ以上調整するのが望ましい。

ＥＩ、ＥＱ倍信号振巾に比例した値を有する他の等化ニ
ジ−項も導出され、等花器乗算係数の比例的調整を容易
にする。

このようなエラー環は当該分野の技術者にとって自明で
あると考えられる。

ここで、例えば同相チャンネルのように１つのチャンネ
ル内のデータ信号ＸｊＯ等化の特定例を説明することは
役に立つであろう。

この例においては、トランスバーサル型等比容、例えば
等比容１００、は初期値が０である３つの乗算係数Ｃ，
、ＣＯ，Ｃｎ を有すると仮定する。

入力シンボルｄｊは±１の値を有し、速度１／Ｔの２極
性のデータ信号であると仮定する。

この時、全てのチャンネルのインパルス応答ｈ（ｔ）の
サンプル値ｈｋは期間Ｔにおいて次のように表現できる
。

ｈｋ＝Σｈ（Ｂδ（ｔ−ｋ Ｔ ） 但し、ｋはチャンネルインパルス応答の最も有効な項を
表わす値に限られる。

具体的にはこれらの項はｈ−１，ｈｏ、ｈｌ、ｈ２と示
しうる。

（１，１）パーシャルレスポンス信号方式をもたらすよ
うに構成されたシステムにおいて、理想的なチャンネル
はｌに正規化されたｌ。

、１１に等しいインパルス応答サンプル値り。

、ｈ、をもたらす。

サンプル値ｈ−１，ｈ２はＯになる。より現実※１的な
例においては、インパルス応答ｈ（ｔ）は第１０図に示
したような波形を有し、サンプル値ｈ−０，ｈｏ、ｈ１
．ｈ２はそれぞれ０．２．１．２．０．８．０．２の値
を有する。

上記したチャンネル２γのインパルス応答の現実的な例
として、等花器１００の入力信号は入力データｄｊ と
チャンネルのインパルス応答ｈ （ｔ ）のサンプル値
のたたみこみとして等式（７）で示したように表現でき
る。

Ｘ・＝Σｄｊ ｉｈｋ ｋ 但し、ｋは既に定義したものである。

上の例で与えられたサンプル値ｈｋに対し、Ｘｊは次の
ように表現できる。

パーシャルレスポンス信号を等化して所望の（１，１）
信号出力を得る場合に、等式（８）で示したように信号
Ｘｊを検出されたパーシャルレスポンス信号ＤｊＯ項で
解析することが望ましい。

これらの連続するボー間隔でのデータ信号Ｘｊは次のよ
うに表現できる。

Ｘｊ−ｈ−Ｄｊ＋２ｐ−１＋Ｄｊ＋１ｐｏ＋Ｄｊｐ１Ｘ
・＝Ｄ・＋１ｐ−１＋Ｄ−ｐｏ＋Ｄｊ ｊＪ Ｊ ｐ１ Ｘｊ １＝Ｄｊｐ ＋Ｄ・ 。

ＩＪ−ｔ ｐｏ ＋Ｄ ’ −２ｐｔ 但し、等式（９）で示したように、 ｐ−１＝ ）１−１ ｐｏ”＝ｈ。

−１ ｐｔ−ｈｔ ＰＯ＝）１２ であり、上の例で導かれた特定のサンプル値に対しては
、 ｐ −１＝０．２ ｐｏ ＝ １．２−０．２ ＝ １．０ ｐ１＝０．８−１．０ ＝−０，２ となる。

既に述べたように、この例の等花器１００はタップ係数
Ｃ，，Ｃｏ、Ｃｎを有する遅延段より構成されている。

このタップ係数は遅延線内の夫々のデータシンボルを既
に述べたように同時にそして個々に乗算し、等化された
信号Ｙ′ｊをもたらす。

即ち、等式（４）で示したように ”ｆ’ｊ−Ｃ、Ｘｊ十、＋Ｃ６Ｘｊ＋Ｃ１Ｘｊ 。

Ｃ−１とＣ１の正しい値は入力信号のインパルス応答に
依存する。

（ｃｏは通常１．０に正規化される。

）更に詳しくは、３つの連続するデータ信号は次のよう
に表現できる。

Ｘｊ−ｈ＝Ｄｊ ＋２ｐ−ｔ＋Ｄｊ ＋１１）ｏ ＋
ＤｊｐｔＸ・−Ｄ’＋ｔ ｐ−ｔ＋Ｄ’ｐｏ＋Ｄ’
１ｐｉコ コ Ｊ
３ −Ｘ・ ＝Ｄ・ ＋Ｄ・ ＋Ｄ・
−２ｐ１コーＩ Ｊｐ−Ｉ Ｊ−１ｐＱ
コ上述の３つの連続するデータ信号への適当な代入によ
ってＹｊ′は次のように表現できる。

各項の配列を変え結合すれば次のようになる。

良好なデータ送信のためには、等化器の所望の出力信号
Ｙｊは係数Ｄｊを含む項のみを有していなげればならな
い。

シンボル間干渉を示す残りの項は最少限に減らされるべ
きである。

これは上の例において、上式中の次の係数をゼロにする
ことによって達成しうる。

Ｃ−１ｐｏ＋Ｃｏｐ−１−〇 Ｃｏｐ１＋Ｃ１ｐｏ−０ ｃｏ とｐ。

が１に正規化されるので、次のようになる。

Ｃ−５−１１−１ ＊ Ｃ＋＝ Ｐｔ これらの等式を参照すれば、もし積Ｃ−１ｐ−１及びＣ
１ｐ１が十分小さく、いかなる重要な性能の低下をも生
じさせないものであれば等化は満足すべきものであるこ
とは明らかである。

もしそうでないならば、さらに等化乗算タップが加えら
れなげればならない。

即ち、上の例で与えられた特定のｈｋＯ値に対して乗算
係数Ｃ，及びＣ１を夫々−０，２，０，２と定めること
によって等化が達成される。

この時等化器の出力信号Ｙｊは次のように表現できる。

これらの特定の乗算係数は、Ｄｊの係数を再び１に正規
化した後シンボル間干渉を０．４から０．０８以下に減
らせることは明らかである。

このように立上り時及び立下り時のシンボル間干渉によ
って生じる遅延及び減衰歪みを減少させることが等化回
路網５７の主たる目的である。

この基礎的な解析においては、単に同相基底帯域信号及
び同相トランスバーサル型等化器のみが考慮された。

しかしながら検出されたパーシャルレスポンスデータシ
ンボルは等化な達成するのに用いうろことが明らかであ
る。

更に、この基礎的な概念と解析の拡張によって、ア対の
トランスバーサル型等化器が通過帯域全体を等化するの
に用いられ・・２対のトランスバーサル型等化器が両側
帯波直交振幅変調信号を等化するのに用いられることが
判る。

この特定の実施例において、必ずしも限定されないが（
１，１）パーシャルレスポンス信号方式を使用したオペ
レーションのために特に構成された自動適応型等化手法
について記述してきた。

この等化手法は簡単かつ経済的な全ディジタル化構成の
ために設計されている。

この手法は電話チャンネル上に発生する対称並びに非対
称の減衰、遅れ歪みを補正する。

前述した特定の実施例では検知パーシャルレスポンス信
号ＤＩ、ＤＱを利用して等化を実行する。

等化回路網５７は位相補正ループの前方に設置する事が
出来、これによって高周波位相ジッタ補正能力を相当改
良することが出来る。

等化回路網５７はランダムデータ伝送で自ら修正を行う
ので修正のための特別の信号音や特殊コードの送信を必
要としない。

さらに両チャンネルの多数衷失を利用し高速かつ有効な
等化機能を発揮する。

位相補正回路網５９を説明するに当って（１，１）パー
シャルレスポンス信号方式が完全で、チャンネル歪が無
いとすれば位相補正回路網５９の入力端での信号は次の
ように表現できることに気付く。

Ｙ ｌ１ｊ＝Ｄ Ｉｌ □ ｃｏｓφ＋ＤＱＩ□ｓｉｎ
φ（１３） ＹＱ／ｉ＝ ＤＱＩ□ ｃｏｓφ＋ＤＱ１ｏｓｉｎφ但
し、ＤＩ、ＤＱは検出器６１，６３からの信号出力、ｌ
ｏ はインパルス応答の第１のサンプル値、およびφは
不所望の位相、周波数オフセット、位相ジッタに帰因す
る角度である。

ＹＩ、ＹＱが夫々ＤＩｌｏ、ＤＱｌｏに等しくなる所期
の成果を達成するため、一般に位相補正回路網５９が（
１３）式からｓｉｎφおよびｅｏｎφの各項を取除くこ
とが望まれる。

これは第６図に示すようなＰ Ｌ Ｌ （ｐｈａｓｅ
１ｏｃｋ １ｏｏｐ ）によって達成される。

このＰＬＬは位相補正回路網５９、■及びＱチャンネル
内にそれぞれ検出器６１及び６３、エラー計算回路６５
、およびエラー計算回路６５と位相補正回路網５９間に
接続されたフィルタ１４０を含む。

位相補正回路網５９は４個の乗算器１０９゜１１Ｌ１１
３，１１５を含む。

乗算器１０９゜１１１において信号Ｙ Ｉ’は被乗数と
なり、乗算器１１３．１１５では信号ＹＱ′が被乗数と
なる。

正弦／余弦ＲＯＭ１１７は理想的には可変角度−φｌの
正弦および角度−φ′の余弦に対する出力信号を与え、
この正弦および余弦は夫々−５ｉｎφ′および＋ｃｏｓ
φ′に等価である。

ｅＯ８φ信号は乗算器１０９．１１５に導入され、その
内にある被乗数を夫々乗算する。

同じように、−８ｉｎφ′信号は乗算器１１Ｌ１１３、
に導入され、その内にある被乗数を夫々乗算する。

加算器１１９は乗算器１０９．１１３からの積を加算す
るよう接続され差動加算器１２１は乗算器１１１，１１
５に接続され、それらの積差を算出する。

それ故、加算器１１９．１２１から夫々同相および直交
チャンネルに導入される信号は下式のように表現できる
。

Ｙ Ｉ ｊ＝ Ｙ Ｐｊｃｏｓφ’−ＹＱ’５ｓｉｎφ
１ＹＱｊ−ＹＱ′ｊｃｏｓφ’＋Ｙ Ｉ’ｊｓｉｎφｌ
（前述の等式（５）） さて、ＲＯＭ１１７の角度φｌが位相ジッタおよびオフ
セットに起因する角度φに等しいならば（１３）式から
（５）式への代入によってＹＩ＝ＤＩｉｏおよびＹＱ＝
ＤＱｌｏが証明される。

もちろん、これは希望する結果である。

前記の解析から、正弦／余弦ＲＯＭ１１７が角度φに等
しい角度φ′の正弦および余弦値を与えるならば、所望
のデータを検出できることが明白となる。

これは理想的な状態であって、実際ＲＯＭ１１７の角度
φＩは角度φとは若干異なる。

このため、正弦／余弦ＲＯＭ１１７の角度φ′を更新し
位相誤差の変動を補償することが特に望ましい。

またこの位相角補正をできる限り迅速になしシステムが
位相誤差の高速変動に追従できるようにすることが重要
である。

この目的を達成するため、位相補正回路網５９およびエ
ラー計算回路６５を含んだＰＬＬを設置しＲＯＭ１１７
の角度φｌを更新する。

第４図のエラー計算回路６５０１つの機能はＰＬＬに対
し特定のエラー信号ＥＰＬＬ を生じさせることにあ
る。

それ故、エラー信号計算回路６５は大地１２５に接続さ
れた１個の入力端子および信号ＹＩを受信するように接
続された別の入力端子を有する１個の比較器１２３をも
つ。

比較器１２３は信号ＹＩの符号を判定しこの符号を乗算
器１２７に導入するよう構成される。

同じように基準電位１２５に接続された比較器１２９は
信号ＹＱを受信し信号ＹＱの符号を乗算器１３１に導入
するよう構成される。

端子７０上のＥＩ倍信号乗算器１３１に導入され端子７
２上のＥＱ信号は乗算器１２７に導入される。

乗算器１３１で得られた積は差動加算器１３７の正極端
子に導入され、乗算器１２７からの積は加算器１３７の
負極端子に導入される。

加算器１３７の出力は数量ＥＩ・５ＧＮ（ＹＱ）−ＥＱ
−３ＧＮ（ＹＩ ）□として表現できる。

好適実施例において、この数量が伝達関数Ｋを有する可
変利得制御器によって乗算される回路網１３９に導入さ
れる。

Ｋは検出器６１．６３のＤＩ、ＤＱ信号から導出される
。

関数には下式のように表現できる。

Ｋの特定値はＤＩ、ＤＱの絶対値に依存し、この絶対値
はシステムで使用される特定のエンコーディング動作に
依存する。

例えば、コード化データサンプルＤＩは現在のデータサ
ンプルｄＩの値と直前のデータサンプルｄＩ 、の値
を組合わせることによって与えられる。

したがって、データサンプルｄＩが＋１、−１のような
２つの値を有するならば、コード化データサンプルＤＩ
は＋２．０、−２のような３つの値をとりうる。

これは一般に下記のように作表できる２／３オペレーシ
ヨンと呼ばれる。

他のタイプのオペレーションはデータサンプルｄＩが＋
３、＋１、−１、−３のような４つの値を有しコード化
データサンプルＤＩが７つの値をとるもので好適実施例
において使用されている。

（この４／７オペレーシヨンは下表のごとくなる。

４／７オペレーシヨン ＤＱに対する値は同じようにデータサンプルｄＱの対応
するレベルから導出される、最後にＫの特定値はＤＩ、
ＤＱの値を（１４）式に代入することによって決定され
る。

前記のように、加算器１３７の出力は回路網１３９にお
いてこの伝達関係にだげ乗算され、ＰＬＬに対し下記の
エラー信号ＥＰＬＬ が与えられる。

直交変調されていない両側帯波方式においてはＰＬＬに
対するエラー信号ＥＰＬＬ は次のように表現できる
。

この特殊な信号は、等式（１５）を導出する際に示した
のと同様の方法により作られる。

単側帯波送信を適応させるために、信号ＥＰＬＬはクロ
スチャンネル環を除去するように修正される。

角度φと１の間の小さな角度差に対し、等式（１５）は
ＰＬＬに、φ−φ′即ち△φに比例するエラー信号ＥＰ
ＬＬ を与えることが判る。

等式（１３）を等式（５）に代入し、そして等式（５）
を等式（６）に代入することにより、 信号ＥＩは次のように表現できる。

このエラー 上式は断部すを変えることによって簡単化されて次のよ
うになる。

φと１間の差が小さい場合には Ｏ８ （φ φ′）た１、０ となり Ｅ Ｉ ＝ＤＱｌ□ ｓｉｎφ （１６ａ） となる。

但し、△φ＝φ同じような誘導により φｌである。

ＥＱ＝ＤＩ１ｇｓｉｎφ （１６ｂ）と表現
できる。

したがって、ＹＩ 、ＹＱの符号は夫々ＤＩ。

ＤＱの符号と同一であるので、（１５）式の分子の数量
は下記のように表現できる。

ＥＩ ５ＧＮ（ＹＱ）−１ＤＱ１１０ｓｉｎ△φＥＱ
５ＧＮ（ＹＩ ）−１ＤＩ ｌ １０ｓｉｎ△φ（
１７） （１７）式を（１５）式に代入すれば、ＥＰＬＬはｌ。

ｓｉｎ△φに等しいことが明白となる。さらに１ラジア
ンよりかなり小さいφの角度に対し、ＥＰＬＬ はｌ
。

△φに等しい。１に正規化されたｌｏ に対しＥＰＬ
Ｌ は予測した通り△φラジアンとなる。

ＰＬＬはより詳細に第６図に示されている。

位相補正回路網５９およびエラー計算回路６５に加えて
ＰＬＬは好ましくは検出器６１．６３およびエラー計算
回路６５と回路網５９中のＲＯＭ１１７０間に接続され
るフィルタ１４０を含む。

フィルタ１４０はエラー信号ＥＰＬＬ に応答して正
弦／余弦ＲＯＭ１１７の角度φ′を最新のものにするた
めの手段を提供する。

この目的を達成するためフィルタ１４０は夫々概略的に
１４１゜１４２で示される１次応答分岐路および２次応
答分岐路を含む。

エラー信号ＥＰＬＬ は好ましくは１次応答分岐路１
４１中の制限器１４３に導入される。

制限器１４３は±３°の範囲内にある位相角度差△φの
みを通過させるようにセットされており、位相補正の速
度を制御する。

制御された差△φは又、概略的に１４５で示されている
積分器に導入される。

フィルタ１４０中の２次応答分岐路１４２は積分器１４
７として作用する累積加算器１４７を含み、好ましくは
加算器１４７はその入力端子の１つでエラー信号ＥＰＬ
Ｌ を受信するよう設置される。

加算器１４７の他の入力端子は遅延器１４８を介して加
算器１４７の出力に接続される。

好適実施例において加算器１４７の出力はディジタル乗
算器１４９にも接続され、ディジタル乗算器１４９はＰ
ＬＬの利得Ｇを調整する手段を提供する。

その後増巾された信号は制御器１５１を介して積分器１
４５に導入される。

好適実施例において制限器１５１は±１°の範囲内の角
度差のみを通過させるようにセットされている。

それ故、制限器１４３，１５１はＰＬＬが見るからに大
巾なエラー信号ＥＰＬＬ の変動に対し補償し過ぎる
ことはないことを保証する。

増幅器１４９はＰＬＬの帯域幅を設定するのに好ましい
。

両分岐路１４Ｌ１４２内に増幅器を設置しうろことは明
らかであるが、特に重要なのは分岐路１４１および１４
２内の利得の相対的な大きさである。

この理由にもとづき、好適実施例においては分岐路１４
１内の増幅器は１に規格化即ち省略されており、分岐路
１４２内の増幅器１４９は利得０．０１を有する。

既述したように、位相オフセットは送信機１３と受信機
２１の搬送波位相内の差違によって特徴つげられる。

この状態はＰＬＬの初期値補正によって克服できる。

ｄが実質的にφに等しい時には、残りの補正は周波数オ
フセット若しくは位相ジッタのどちらかによって引き起
こされる連続的に変化する位相に応答するものである。

到来する信号の周波数オフセットは時間経過につれて位
相角φを直線的に変化させ、一方到来する信号の位相ジ
ッタは時間経過とともに位相角φを非直線的に、一般に
は正弦的に変化させる。

積分器１４７は位相差△φの直線的変化に応答し２次応
答分岐路１４２は受信信号の周波数オフセットを補償す
ることに気付く。

また、１次応答分岐路１４１は位相角△φの非直線的変
化に応答し１次応答分岐路１４１は受信信号の位相ジッ
タ及び位相オフセットを補償する。

ＲＯＭ１１７に角度φ′を与える積分器１４５の出力に
は帰還ループ１５３が設置され、その結集積分器１４５
への入力は夫々１次および２次応答分岐路１４１，１４
２からの最新化情報だけでなく以前の角度ダを含む。

このようにＲＯＭＩ １７の角度ダは実質上角度φに維
持され等比容信号ＹＩ’、ＹＱ’中の不所望の位相項が
実質的に位相補正回路網５９によって除去される。

例を挙げると、位相角度φが５０°先立つボー間隔に計
算された位相角度φ′が４９°の場合、ＥＰＬＬ は
△φ即ち＋１°に等しくなる。

この差は制限器１４３の適正範囲内にあるので、数量は
積分器１４５へと通過する。

積分器１４５において＋１°の角度差は以前の角度φ′
に力ｄ算され、更新ダは５０°に等しくなる。

このようにして、正乞〆余弦ＲＯＭ１１７の角度φ′は
ＹＩ’、ＹＱ’信号中の角度φと等しくなる。

２次応答分岐路１４２による補正は信号Ｅ の以前
の経過に依存するのＰＬＬ で、この補正はこの基本例において考慮されていない。

分岐路１４１，１４２は同じ入力信号ＥＰＬＬを受信し
、それぞれが積分器１４５への入力信号を作ることは特
に興味のあることである。

このことにより、積分器１４５は１個の補正回路網５９
で用いられる１個の出力信号φ′を作り得る。

又、重要な遅延特性を有する受信機の部品はＰＬＬには
含まれていないことも興味あることである。

更に詳しくは、ＰＬＬの全体が低域フィルタ５３゜５５
及び等化回路網５７に追随することが判る。

これは、位相誤差がエラー計算回路６５で計算されるこ
とを可能にし、信号φ′が単一ボー間隔の期間内にフィ
ルタ１４０によって作られることを可能にする。

（１，１）パーシャルレスポンス信号方式を用いる直交
振幅変調方式を中心に述べてきたが、ＰＬＬは他のパル
ス振幅変調方式にも適応しうる。

更にこのＰＬＬは別のタイプのパーシャルレスポンス信
号方式にも用い得る。

更に詳しくは、データ信号ｄＩ、ｄＱから導出されるい
かなるパーシャルレスポンス信号ＤＩ、ＤＱも位相誤差
を計算するのに用いられる。

第３図に示すように、位相補正回路網５９からのＹＩ、
ＹＱ信号は検出器６１，６３に導入され、パーシャルレ
スポンス信号ＤＩ、ＤＱが夫々検出される。

判定スレショールド制御器７７は等化制御回路網６９と
検出器６１．６３の間に接続され、同相および直交チャ
ンネルの両者に対して夫々判定スレショールド値ｌ。

を自動的に調整する。こノ判定スレショールド制御！７
７のオペレーションは固有のシステムオペレーションに
おける信号レベルの変動を阻止するのに望ましい。

（６）式を引用すればＥＩ、ＥＱは下式のように表現で
きることが思い出される。

Ｅ Ｉ −Ｙ Ｉ −Ｄ ｒｉ’。

（１８） ＥＱ＝ＹＱ−ＤＱ↑０ 但し、既述したように１゜は判定スレショールド制御器
７７によって得られるｌ。

の推定値である。

ＤＩｌｏ、ＤＱｌｏを夫々ＹＩ、ＹＱに代入し、各項を
組合わせることによって、（６）式は次のようになる。

ＥＩ＝ＤＩ（ｌｏ−↑０） （１９） ＥＱ＝ＤＱ （ｌｏ ’ｆｏ ） （１９）式の両Ｉ、Ｑチャンネルエラー信号の符号を夫
々取り出し両Ｉ、Ｑチャンネル検出信号ＤＩ、ＤＱの符
号で乗算されるとｎ＝００場合の（１２）式の項Ｅ１（
ｎ）とＥ２（ｎ）が等化制御回路網６９によって作られ
る。

Ｅｌ（ｏ）。Ｅ２（０） が夫々下式のごとくなること
は自明である。

Ｅｔ（ｏ ）＝Ｅ２（ｏ ） −８ＧＮ（ｌｏ １ｏ
）（２０） 独立式が形成されるので、両者とも判定スレショールド
制御器７７に使用される↑。

の値を更新する情報として利用できる。

典型的な制御器７７は第９図に示されたタイプであって
、等化制御回路網６９からエラー信号Ｅ１（ｏ ） 、
Ｅ２（ｏ ）を受信するよう接続された積分器制御回路
網１９５を含む。

遅延器１９９を含んだ積分器１９７は既に↑。

で表わしたｌ。の推定値を出力する。

（１９）式を参照すれば、（ｔｏ−↑０）が正であれば
↑０が小さ過ぎることが明白である。

この状態は積分器制御回路網１９５によって検知され積
分器１９７は増分され争。

の値を増加させる。逆に（ｌｏ−↑０）が負の場合、積
分器制御回路網１９５は積分器１９７を減分させ↑。

の値を減少させる。

Ｅｌ（０）、Ｅ２（０）の他の起り得る値は下表にした
がって処理され積分器１９７をステップさせる。

但し、Ｅｌ（ｏ ）、Ｅ２ （０）はｎ＝００特別の場
合における（１２）式中のＥｉ（ｎ）、Ｅ２ （ｎ ）
である。

積分器１９７の出力から推定値ｌ。

は判定基準乗算器２０１に導入され２４００ ｂｐｓオ
ペレーションに対し基準数量±ｌｏおよび４８００ ｂ
ｐｓオペレーションに対し他の基準数量±３↑０、±５
１ｏを提供する。

これらの基準数量は導体２０３を介して検出器６Ｌ６３
に導入される。

検出器６Ｌ６３においてこれらの基準数量はＹＩ、ＹＱ
の特定の信号レベルが２／３オペレーシヨンでの３レベ
ルの１つとしてまた４／７オペレーシヨンでの７レベル
の１つとして検出される範囲内の限度として使用される
。

例えば、２／３オペレーシヨンにおいて特定のＹ■信号
が下表のごとく表示されるならば、ＤＩの対応する値は
検出されるであろう。

４／７オペレーシヨンにおいて判定基準乗算器２０１は
下記のごときパーシャルレスポンス信号の判定のため５
↑ｏ、３’ｉ’ｏ、↑０、 ｉ’ｏ、−３千０および５
千〇のレベルを提供する。

同じようにして検出器６３は判定スレショールド制御器
７７によって与えられるスレショールド値に応答してＹ
Ｑ信号からＤＱシンボルを作る。

サンプラ４５のサンプルタイミングは特に影響大である
。

もし到来信号のサンプルが送信機１３と同じデータ速度
、例えば毎秒４８００回の速度で行なわれないならば、
データ処理装置２３に送給された検出データはデータ処
理装置１１によって発生されたものに対応しなくなるだ
ろう。

サンプラ４５のタイミングの１つの技法は検出器６１の
直前に現われるＹＩ倍信号パーシャルアイパターン（ｐ
ａｒｔｉａｌ ｅｙｅ ｐａｔｔｅｒｎ ）を示す第７
図を参照すれば適切に説明される。

このアイパターンは連続的なサンプリング時間Ｔ−１ｊ
’ｒｏｔＴ−ｈでのＹＩまたはＹＱ信号の起り得る７
つの信号レベルを表わす。

これらの信号レベルは４／７オペレーシヨンで数量検出
された信号ＤＩまたはＤＱの起り得る７つの値に対応す
る。

このアイパターンは時間Ｔ、で７つの異なったレベルを
もつが時間Ｔｏでは夫々００レベルをもつ信号の第１の
グループ１５３を含む。

信号の第２グループ１５５は夫々時間Ｔｏで００レベル
をもつが時間Ｔ＋ｔでは７つの異なった値のうちの１つ
をもつ好適実施例において隣りのボーでの信号ＤＩまた
はＤＱは３レベル以上も異ならない。

例えば、ＤＩが＋２の値を有するならば、次のＤＩは＋
２より３レベル以上も離れた−６を除いて７つのレベル
のいずれかをとり得る。

それ故、信号の各グループ１５３，１５５は単に所定の
サンプル周期において１つの信号が７つの異なったレベ
ルの１つで発生し以前のレベルより３レベル以上離れな
い４つから７つまでの異なったレベルのうちいずれかで
終了するという事実を示す。

この結果３７個の異なった信号の１つが特定のサンプリ
ング周期内で発生する。

したがって、ＹＩ倍信号アイパターンの全体は７個のレ
ベルの夫々およびサンプリング時間の夫々での信号の集
群な示す。

もちろん、サンプリングは信号の集群に対応した時間に
てサンプラ４５で取出されることが望ましい。

異なった信号レベルはこれらの時間で最も簡単に区別し
うるので、このような時間は好ましい。

このことは起り得る信号の集群およびサンプルの適当な
タイミングを示すためにその１部のみが第７図に示され
ている信号の第３のグループ１５７を参照すれば認識で
きる。

いくらかの起り得る信号が第１図に示されているけれど
も、所定の時間間隔では唯１個の信号がアイパターンに
現われることが明瞭となろう。

例えばアイパターンは図示された時間間隔で唯１個の信
号１５９からなろう。

、サンプラ４５のタイミングが正確ならば信号１５９は
ＹＩ倍信号厳密に−６のＤＩｌ。

レベルに対応する時間Ｔｏにて検出される。

信号１５９がより早い時間ＴＥ、またはより遅いＴＬで
検出されれば、ＹＩ倍信号ＤＩｌ。

レベルとの大きさの間に差が生ずる。

この差はエラー計算回路６５によってエラー信号ＥＩに
与えられることに気付く。

１例として、時間ＴＬに対応したポイント１６１におい
て、エラー信号ＥＩは正の値をもつ。

しかし時間ＴＥに対応したポイント１６３でも信号ＥＩ
は正の値をもつので、ポインＮ６１゜１６３は単に信号
ＥＩの符号だけでは区別できない。

幸いＥＩに同一の符号を与えるポイント１６Ｌ１６３は
信号がポイント１６１，１６３の夫々を通過するときの
信号１５９の傾斜によって区別できる。

例えば、ポイント１６１での信号１５９の傾斜は正であ
って一方ポインド１６３での信号の傾斜は負であること
に気付こう。

実際、時間ＴＥでサンプルされた信号ＤＩは正のＥＩに
負の傾斜を与え、あるいは負のＥＩに正の傾斜を与える
ことが証明されよう。

この結果、以前にサンプルされた信号ＤＩはエラー信号
ＥＩおよび負である傾斜（ＤＩ−ＤＩ−１） の積に
対応する。

逆に時間ＴＬでサンプルされたＤＩはエラー信号ＥＩお
よび正である傾斜（Ｄ Ｉ −４−ｔ Ｄ Ｉ ）
の積に対応する。

したがって、タイミングエラー関数Ｔは Ｔ−ΣＥＩ（ＤＩ−ＤＩ−１）＋ΣＥＩ （ＤＩ＋１−
ＤＩ ）（２０） の符号をモニタすることによって、Ｔが負ならばタイミ
ングが早く、Ｔが正ならばタイミングが遅いことを検知
でき、それ故タイミングを補正することができる。

タイミングが早いならば、（２ｏ）式の左側の総和が確
かに負であって右側の総和はいくつかのボーにわたって
Ｏに平均化される。

それ故、Ｔは負となりタイミングは補正される。

タイミンクが遅いならば、（２０）式の右側の総和は確
かに正であって左側の総和はＯに平均化される。

このときＴは正であってタイミングは適当に進められる
。

（２０）式は次式のように簡単化できる。Ｔ＝ΣＥＩ
（ＤＩ−４−ｔ ＤＩ −ｔ ） −（２１）それ
故、タイミングはエラー信号ＥＩおよび夫夫時間Ｔ−１
，Ｔｏ 、Ｔ＋ｔ にて検出信号ＤＩ−１゜ＤＩ＋１の
値によって判定されたＹＩ信号の傾斜にもとづいて制御
される。

しかし、数量Ｄ Ｉ −＋−ｔはタイミングエラーが適
当に判定された時間Ｔ。

において利用できない。

このことは次式を注目することによって処置できる。

ＥＩ（ＤＩ＋１−ＤＩ 、）＝ＥＩ 、（ＤＩ−Ｄ
Ｉ ２）但し、ＥＩ 、は時間Ｔ、でのエラー信号に
対応し、ＤＩ−２は時間Ｔ−１に先行する時間Ｔ−２で
のＤＩである。

したがって、適当な代入によって、タイミングエラー関
数Ｔは時間ＴＯで既知の数量の項で下記のように書き直
すことができる。

Ｔ＝ΣＥＩ 、（ＤＩ−ＤＩ ２） （２２
）（２２）式は乗数ＥＩ 、の符号が所望の検出情報
を供給することに注目することによってさらに簡略化で
きる。

この結果（２３）式が生じ、これはより簡単に条件づげ
られ乗数の記憶が簡略化される。

Ｔ−Σ５ＧＮ（ＥＩ ｉ）・（ＤＩ−ＤＩ 、）（
２３） このタイミングエラー関数Ｔは第８図のブロック図に示
されたタイミング制御回路網１６６によって作られる。

信号計算器６５からの５ＧＮ（ＥＩ）信号は遂次特定の
エラー信号ＥＩ、ＥＩ−１に夫夫対応した１対のレジス
タ１６７．１６９に供給される。

レジスタ１６９からの５ＧＮ（ＥＩ−１）は乗算器１７
３に導入される。

同じように、検出器６１からのＤＩ信号は遂次シンボル
ＤＩ。

ＤＩ−１，ＤＩ 、に夫々対応した３個のレジスタ１
７５ 、１７６ 、１７７に導入される。

ＤＩ。ＤＩ 、信号は差動加算器１７９で減算され、
得られた出力（ＤＩ−ＤＩ ２） は乗算器１７３
に導入される乗算器１７３の出力は（２１）式に記載さ
れたタイミングエラー関数Ｔに対応する。

この信号は積分器１８１に導入され、積分器１８１はタ
イミングエラー関数Ｔの符号の変化を検出する。

好適実施例において４．８メガヘルツのような高周波数
を有するクロック１８３はボー速度発生カウンタ１８５
に接続される。

カウンタ１８５はクロック１８３からのパルスの特定数
をカウントするよう設置され、この特定数は所定の時間
間隔に対応する。

例えば、特定数は１０００であって、１／４８００秒の
時間間隔においてカウンタ１８５は４．８メガヘルツの
周波数を有する１０００個のパルスをカウントする。

カウンタ１８５はサンプラ４５に接続され、１０００個
のパルスをカウントする時間間隔はサンプラ４５のサン
プリング速度を制御する。

タイミング制御回路網１６６にはカウンタ１８５のカウ
ント数を増加あるいは減少させる手段が設置され、サン
プラ４５のタイミング速度は夫々減少あるいは増加する
。

この手段はタイミング速度調整制御器１８７を含み、こ
の制御器１８７は積分器１８１からの信号を受信しこの
信号を附加または削除パルス回路１８９に導入する。

タイミング速度調整制御器１８７はゲート１８８を含み
、ゲート１８８はタイミング関数Ｔの符号を附加または
削除パルス回路１８９に導入するのを閉路出来るのが好
ましい。

カウンタ１８５の出力に応答する調整速度カウンタ１９
１は調整制御器１８７に接続され、ゲート１８８を開路
する期間を制御するこの期間はシステムがタイミング補
正する間隔を持つことができるように１ボーより長いこ
とが望ましい。

例えば、好適実施例においてこの時間間隔は１６ボーに
等しい。

好適実施例においてパルス回路１８９の出力はカウンタ
１８５に接続される。

積分器１８１からプラス符号を受信すると、パルス回路
１８９はカウンタ１８５でカウントされたパルスに余分
のパルスを附加し、特定数のパルスをカウントする期間
は短縮される。

この結果、サンプラ４５のタイミング速度が増大する。

同じように、積分器１８１からマイナスの符号を受信す
ると、パルス回路１８９はカウンタ１８５によってカウ
ントされたパルスからパルスを削除しサンプラ４５のタ
イミング速度は減少する。

クロック１８３０周波数とカウンタ１８５によってなさ
れた特定のカウントとの比率はタイミング速度の増大ま
たは減少の量を決定する。

それ故クロック１８３の周波数が４．８メガヘルツ、カ
ウンタ１８５の特定のカウントが１０００パルスである
場合、パルス回路１８９による１個のパルスの削除また
は附加によって夫々１ボーの １／４８００だげタイミング速度は加速または減速され
る。

既に示したように、アナログ−ディジタル変換器４５は
回路網１６６からの夫々のパルスを受信してｓ’（ｔ
）信号をサンプルする。

サンプラのタイミングが遅く、例えば時刻ＴＬであれば
、パルス速度は加速される。

これによって隣り合うサンプル間の間隔が狭められ、即
ち、例えばＴｏの遅い時刻でサンプリングがなされる。

このようにして変換器４５のサンプリングは遂次更新さ
れ、アイパターンの信号が一点に集まる点でサンプルが
取られる。

これによってサンプルＤＩ及びＤＱの最も正確な近似が
なされ、このサンプルＤＩ。

ＤＱがその後等化され、位相補正され、そして検出され
る。

前述したこの発明の好適実施例は既存の電話線を介して
データを伝送する際に格別の利点を有する。

毎秒１２００シンボルにて（１、■）パーシャルレスポ
ンス信号方式を採用することによってこの発明の変復調
器はただ６００ヘルツの基底帯域また１２００ヘルツの
両側波帯で４８００ ｂｐｓの速度にてデータを伝送で
きる。

例えば、送信機１３の搬送波が１６００ヘルツの周波数
を有するならば、−次データチャンネルは１０００ヘル
ツと２２００ヘルツの間のスペクトルを占有する。

これは電話線スペクトルの最良の部分であるので電話線
は満足のいくオペレーションのために簡単に等化される
。

さらにこの適当なスペクトルは電話線毎に大きく変化し
ないので、変復調器は既存の電話線のほとんどに対し有
効的に動作する。

はとんどの電話線において、１０００ヘルツと２２００
ヘルツの間の一次データチャンネルは一次データチャン
ネルの上下帯に１５０ ｂｐｓ周波数偏移変調単信チャ
ンネルの伝送のために十分な帯域を残している。

この発明において一次チヤンネルは１０００ヘルツと２
２００ヘルツの間のスペクトルを占有する。

既述した等化回路網５７は特にパーシャルレスポンス信
号方式を有するシステムに使用するように構成されてい
る。

これは既に利用できる検出データ信号を使用し、他に等
化されていない信号の符号を決定し記憶するのに使用さ
れる回路を省略できる。

また同相および直交信号の両者の多数衷失を使用して等
比調整の精度および等化収斂現象の速度を増大させる。

等化回路網５７は典型的に電話伝送線１７によって生ず
る遅れ、減衰ひずみを補償する。

エラー信号ＥＩ、ＥＱに応答して、等花器１００゜１０
２．１０４，１０６の乗数は自動的に最新のものにされ
、電話線特性の変化を補正する。

送信信号を前もって歪ませる必要がなく、受信機の手動
調整も必要でない。

また等化回路網５７は信号パルスの前後にあられれるシ
ンボル間干渉を補正するという重要な利点がある。

さらに、回路網５７はそれ自体既述した理由のため非常
に望ましい直交両側帯波受信機とともに使用されるのに
特に適している。

位相補正回路網５９の適当な位置も特に重要である。

低域フィルタ５３，５５および等化回路網５７はデータ
の復調および検出のときに若干の遅れを生み、これらの
成分は高速のレスポンスが必要とされるＰＬＬのような
補正ループから取除くことが望まれる。

従来技術のシステムにおいてＰＬＬはフィルタ５３，５
５および等化回路網５７を含み、伝播遅れが顕著であっ
た。

この発明の位相補正回路網５９によって、ＰＬＬはこの
ような遅延装置を含まず伝播遅れは極小にされる。

これによって位相補正回路網５９は高速位相ジッタに応
答でき、位相エラーの小さい偏差でさえ補償し過ぎるこ
となく補正される。

この発明のタイミング制御回路網１６６はディジタルシ
ステムにおいてタイミング復元および制御を提供するの
で、特に有利である。

システムは時間基準を設定するためアナログ信号の変化
に依存する必要がない。

回路網１６６は、他の補正回路網５７及び５９０更新を
準備するシステムエラー信号ＥＩ、ＥＱに応答する。

エラー信号ＥＩ及びＥＱの符号は夫々の信号ＹＩ、ＹＱ
の傾斜に関係づけられ、タイミングエラー信号Ｔをもた
らす回路網１６６はタイミング信号Ｔが正の時に増加し
、タイミング信号Ｔが負の時に減少するパルス速度を有
する一連のパルスを導出する。

パルス速度の増加及び減少の程度は可変であるが例えば
１／４８００ボーのような値である。

致来するデータはタイミング、等化および位相補正のた
め最新化情報を提供することが特に重要である。

エラー計算のための基準を与えるためパイロット信号を
送信する必要がない。

さらに、エラー信号ＥＩ、ＥＱは各回路網を最新のもの
にするのに使用されたシステムの好循環を保有する。

この発明は特定の実施例を参照して記述したがこの発明
は別な方法で実施できることはこの分野の技術者にとっ
て自明である。

このためこの発明の範囲は添付のクレームのみによって
確定されるべきである。

効果 以上のように、この発明によれば、他の補正回路の更新
を準備するエラー信号と復調されたデータ信号の傾斜と
の積を算出し、この積情報をタイミングエラー信号とし
て用いて、タイミングエラー信号が正の時に増加し、タ
イミングエラー信号が負の時に減少するようなパルス速
度を有する一連のパルスを導出するようにタイミング制
御装置が構成されているため、デジタルシステムに用い
て特に好適である。

□また、この発明によれば、
エラー計算のための基準を与えるためのパイロット信号
を送信する必要がなく、ただ単に到来するデータによっ
てのみ、タイミング補正のための最新情報を得ることが
出来るため、完全にデジタル化された変復調装置に用い
て好適である。

【図面の簡単な説明】

第１図は送信機及び本発明のタイミング制御装置の一実
施例を含む受信機をそなえたデータ伝送システムのブロ
ックダイアグラム、第２図は第１図に示された送信機の
ブロックダイアグラム、第３図は等化回路網、ＰＬＬ、
エラー信号計算回路、本発明のタイミング制御回路網の
一実施例、判定スレショールド制御器を含んだ第１図に
示された受信機のブロックダイアグラム、第３Ａ図は第
３図に示された受信機の実施例のインパルス応答を示す
波形図、第４図は第３図に示されたエラー信号計算回路
のブロックダイアグラム、第５図は第３図に示された等
化回路網のブロックダイアグラム、第６図は第３図に示
され−ｒｇｐｔ、ｔ、のブロックダイアグラム。 第７図は等化され位相補正された信号のアイパターン、
第８図は第３図に示されたタイミング制御回路網の一実
施例のブロックダイアグラム、第９図は第３図に示され
た判定スレショールド制御器のブロックダイアグラム、
第１０図は第３図に示された受信機のインパルス応答の
例示波形図である。 １１・・・・・・第１のデータ処理装置、１３・・・・
・・送信機、１５・・・・・・送信機データアクセス装
置、１７・・・・・・電話線、１９・・・・・・受信機
データアクセス装置、２１・・・・・・受信機、２３・
・・・・・第２のデータ処理装置、５Ｔ・・・・・・等
化回路網、５９・・・・・・位相補正回路網、６Ｌ６３
・・・・・・検出器、６５・・・・・・エラー信号計算
回路、６９・・・・・・等化制御回路網、１６６・・・
・・・タイミング制御回路網、１６７．１６９，１７５
゜１７６ 、１７７・・・・・・レジスタ、１７３・・
・・・・乗算器、１７９・・・・・・差動加算器、１８
３・・・・・・クロック、１８５・・・・・・ボー速度
発生カウンタ、１８７・・・・・・タイミング速度調整
制御器、１８９・・・・・・附加または削除パルス回路
、１９１・・・・・・調整速度カウンタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 伝送線に接続され、特定のサンプリング速度でアナ
   ログ・データ信号をサンプリングし、該特定のサンプリ
   ング速度に依存する第１の周波数を有する第１のデジタ
   ル・データを作成するための第１の手段を制御するため
   のタイミング復元および制御装置であって、 上記第１の手段に接続され、上記第１の信号を復調し、
   等化し、位相補正して第２の信号を作成するための第２
   の手段と、 上記第２の手段に接続され、上記第２の信号に含まれた
   データを検出して第３の信号を作成するための第３の手
   段と、 上記第２及び第３の信号に応答して第１のエラー信号を
   作成する第４の手段と、 上記第１のエラー信号と上記第３の信号の傾斜情報との
   積を求め、紋末められた積情報にもとすいて上記サンプ
   リング速度に依存する第１の周波数が所定の値よりも大
   きいことを示す第１の特性、所定の値よりも小さいこと
   を示す第２の特性を有する第２のエラー信号を作成する
   ための第５の手段と、 実質的に一定の第２の周波数を有する第１のパルス列を
   発生せしめるための第６の手段と、上記第６の手段に接
   続されて、特定の数の第１のパルスを計数し、該特定の
   数の第１のパルスの計数完了毎に上記第１の周波数の第
   ２のパルスを発生せしめるための第７の手段と、 上記第５及び第７の手段に接続され、上記第２のエラー
   信号の第１の特性に応答して上記第７の手段により計数
   された該第１のパルス数より少なくとも１を差引き、そ
   れにより上記第１の周波数の速度を減少させ、さらに上
   記第２のエラー信号の第２の特性に応答して上記第７の
   手段により計数された該第１のパルス数に少なくとも１
   つのパルスを附加し、それにより上記第１の周波数の速
   度を増大させるパルス可変手段と を備えたことを特徴とするタイミング復元および制御装
   置。